JP5867180B2

JP5867180B2 - 電圧制御発振器

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Publication number: JP5867180B2
Application number: JP2012051053A
Authority: JP
Inventors: 謙司中込
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-03-07
Filing date: 2012-03-07
Publication date: 2016-02-24
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Also published as: JP2013187716A

Description

本発明は、入力電圧に対して発振周波数を線形に可変にできる電圧制御発振器に係り、特に発振周波数上限値の温度特性を低減した電圧制御発振器に関する。

図１１に従来の電圧制御発振器９０の回路例を示す。図１１において、オペアンプＯＰ１の２つのプラス側入力端子のうち、一方の端子は電源Ｖｄｄと、アース等の基準電位間に直列接続された抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続され、他方の端子は電圧入力端子Ｖinに接続されている。また、オペアンプＯＰ１の出力は、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続され、トランジスタＱ１のエミッタは、オペアンプＯＰ１のマイナス側入力端子に接続されるとともに、電流制限抵抗器Ｒ３を介して基準電位に接続されている。

また、カレントミラー回路を構成する２つのＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１，ＱＰ２のソースは電源Ｖｄｄに接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１のドレインは、トランジスタＱ１のコレクタに接続されるとともに、ＱＰ１，ＱＰ２の各ゲートに接続されている。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ２のドレインは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１のドレイン，比較器Ｃｏｍｐ１のプラス側入力端子，コンデンサＣ１にそれぞれ接続され、コンデンサＣ１の他方側とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１のソースは基準電位に接続されている。

比較器Ｃｏｍｐ１のマイナス側入力端子は、電源Ｖｄｄと基準電位間に直列接続された抵抗器Ｒ４，Ｒ５の接続点に接続され、比較器Ｃｏｍｐ１の出力は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１のゲートに接続されている。

電圧制御発振器９０の回路は、図１１の破線で示すように、入力電圧を印加する端子を有する入力部１０、入力電圧をもとに電流を発生する電圧電流変換部２０、発生した電流をもとに発振電圧波形を出力する発振部３０に機能分割できるが、分割のしかたはこれに限らない。

上記の構成を有する電圧制御発振器９０は、端子Ｖｉｎに入力される電圧に比例した電流Ｉがカレントミラー回路一次側のＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１，トランジスタＱ１に流れ、カレントミラー回路二次側のＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ２からｎ×Ｉ（ここで、ｎは設計によって定まる任意の値）の電流が流れる。この電流によって、コンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１の充電電圧値Ｖ３が抵抗器Ｒ４，Ｒ５の分圧電圧値Ｖ４に達するまでは、比較器Ｃｏｍｐ１の出力はＬｏｗレベルとなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１のゲートは閉じてコンデンサＣ１は充電される。コンデンサＣ１の充電電圧値Ｖ３が電圧値Ｖ４に達すると、比較器Ｃｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１のドレイン-ソース間に電流が流れ、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷は放電される。

オペアンプＯＰ１の２つのプラス側入力端子のうち、入力値の小さい入力端子が有効となるので、端子Ｖｉｎに印加される電圧値が抵抗器Ｒ１，Ｒ２の分圧電圧値Ｖ１を超えると、この電圧値Ｖ１でロックされることになる。したがって、このときの発振周波数が最大周波数、すなわち発振周波数の上限値となる。

図１１に示す電圧制御発振器の回路構成によれば、発振周波数の上限値（通常時の発振周波数）と周波数可変時の発振周波数はそれぞれ次のようになる。

なお、以下の式において、R○は抵抗器Ｒ○の抵抗値、C○はコンデンサＣ○の静電容量、Vddは電源Ｖｄｄの電圧値、Vinは、入力端子Ｖｉｎに印加される電圧値を意味する。

［１］発振周波数の上限値
Fosc＝(1/R3)×(n/C1)×{R2/ (R1+R2)×Vdd}/{R5/ (R4+R5)×Vdd}
＝(1/R3)×(n/C1) ・・・（１）

ただし、R2/ (R1+R2)×Vdd＝R5/ (R4+R5)×Vddとなるように抵抗値を選定する。なお、カレントミラー回路の一次側電流Ｉ=(1/R3)×{R2/ (R1+R2)×Vdd}であり、入力電圧値Vinには依存しない。

上記（１）式において、n,C1については、温度特性は無いので、抵抗器Ｒ３の温度特性が現れる。

例えば、Vdd=5v, R2/ (R1+R2)×Vdd＝R5/ (R4+R5)×Vdd=2.5v, C1=10pF, n=1/4,
R3=250kΩ（温度特性3600ppm/℃）としたとき、２５℃と１５０℃のときの発振周波数上限値Foscはそれぞれ次のようになる。

２５℃： Fosc=(1/250kΩ)×(1/4)×(1/10pF)＝100kHz
１５０℃： Fosc={1/ (1/250kΩ×1.45)}×(1/4)×(1/10pF)＝69kHz
このように、発振周波数上限値Foscは、抵抗器Ｒ３の温度特性によって変動する。

［２］周波数可変時の発振周波数
fosc=(1/R3)×(n/C1)×Vin/{R5/ (R4+R5)×Vdd}
=(1/R3)×(n/C1)×Vin/{R2/ (R1+R2)×Vdd} ・・・（２）

ただし、R2/ (R1+R2)×Vdd＝R5/ (R4+R5)×Vddとなるように抵抗値を選定する。なお、カレントミラー回路の一次側電流Ｉ=(1/R3)Vinであり、入力電圧値Vinに依存する。

上記（２）式において、n,C1については、温度特性は無いので、抵抗器Ｒ３の温度特性が現れる。

図１２に、上記の条件下での発振電圧（Ｖ３）の波形を示す。２５℃のときは、周期Ｔは10μｓ（1/100kHz）であるが、１５０℃のときの周期Ｔは、14.5μｓ（1/69 kHz）となる。また、図１３に、端子Ｖinへの入力電圧に対する周波数変化を示す。入力電圧値が、V1=2.5vに達するまでは、入力電圧に比例して、発振周波数が上昇する。入力電圧値が、V1=2.5vに達した後は、発振周波数上限値Foscで一定となるが、図１２と同様に温度変化によって、発振周波数上限値Foscが変動する。

このように、従来の電圧制御発振器は温度特性を有しており、電圧電流変換部での抵抗器Ｒ３の温度特性が、そのまま発振周波数の温度特性として現れていた。

しかしながら、電圧制御発振器を利用した応用回路の設計を行う場合、発振周波数の温度特性は可能な限り小さい方が、回路設計が容易であり望ましい。

従来、電圧制御発振器に関しては、特許文献１や非特許文献１のように周波数を高精度で制御する技術については提案されている。しかし、これらの技術は、電圧制御発振器を構成する回路の温度特性を改善するものではない。

特開平８−１６２９１１号公報

ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN（第1版）1997年

本発明は、上述のかかる事情に鑑みてなされたものであり、発振周波数上限値において温度特性が小さく、安定した周波数で発振することのできる電圧制御発振器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の電圧制御発振器は、外部からの電圧信号を入力するための入力端子と、入力された電圧を該電圧に比例する電流に変換する電圧電流変換部と、該電流に応じた周波数で出力信号を生成する発振部とを有する電圧制御発振器であって、前記電圧電流変換部は、カレントミラー回路を含み、該カレントミラー回路の一次側の電流制限抵抗器の温度特性を相殺するトランジスタを有し、該トランジスタは前記電流制限抵抗器に直列に挿入されており、さらに、前記入力端子と基準電位間に直列に接続され、一定の入力インピーダンスに設定するための複数の抵抗器を有し、該抵抗器によって前記入力端子から入力された電圧を分圧し、この分圧電圧を、前記電圧電流変換部の前記トランジスタと同じ数のトランジスタを介して前記電圧電流変換部へ出力する入力インピーダンス補正回路を備えたことを特徴とする。

本発明では、入力インピーダンスを改善すると共に、温度特性が小さく安定した周波数で発振することのできる電圧制御発振器を実現することができる。

また本発明では、電圧電流変換部のカレントミラー回路一次側のトランジスタと基準電位間に備えられた抵抗器に対して、直列に負の温度係数を有する温度特性補正用トランジスタを挿入するので、該抵抗器の温度特性と相殺され、発振周波数上限値の温度特性を小さくすることができる。

好ましくは、電流制限抵抗器の温度特性と温度補正用のトランジスタの温度係数の比は、1800ppm/℃:-1mV/℃にすると良い。

カレントミラー回路一次側の電流制限抵抗器と温度補正用トランジスタの温度係数の比が1800ppm/℃:-1mV/℃になるように、一又は二以上のトランジスタを電流制限抵抗器に直列に挿入することにより、簡便に温度特性の小さい電圧制御発振器を実現することができる。

以上説明したように、本発明の電圧制御発振器によれば、入力電圧可変時においては温度特性を含む周波数特性は従来特性を維持し、発振周波数の上限値においては温度特性が小さく安定した周波数で発振することのできる電圧制御発振器を実現することができる。

本発明の実施の形態による電圧制御発振器のブロック図である。図１の一実施例に係り、Ｖｆ電圧ｍ段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。図２の他の実施例による回路構成図である。図２の構成において、Ｖｆ電圧２段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。図３の構成において、Ｖｆ電圧２段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。図４，図５の回路構成における発振電圧（Ｖ３）の波形の説明図である。図４，図５の回路構成における入力電圧に対する周波数変化の説明図である。図２または図３の構成において、Ｖｆ電圧１段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。図２の構成において、Ｖｆ電圧３段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。図３の構成において、Ｖｆ電圧３段で補正する場合の電圧制御発振器の回路構成図である。従来の電圧制御発振器の回路構成図である。図１１の回路構成における発振電圧（Ｖ３）の波形の説明図である。図１１の回路構成における入力電圧に対する周波数変化の説明図である。

以下に本発明の実施の形態に係る電圧制御発振器の実施の形態を図１に基づいて説明する。図１において、本実施の形態による電圧制御発振器１は、図１１の従来の電圧制御発振器に対して、電圧制御発振器への入力インピーダンスを補正する入力インピーダンス補正回路４０を追加し、この入力インピーダンス補正回路４０を通して、電圧電流変換部２０へ外部からの電圧信号を入力するようにした。また、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側の電流制限抵抗器Ｒ３’の温度特性を補正する抵抗値温度特性補正回路５０を追加した。さらに、比較器Ｃｏｍｐ１のマイナス入力端子には、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の分圧電圧を入力し、図１１の抵抗器Ｒ４，Ｒ５は削除した。その他は、図１１と同様であるので、同一要素には同一符号を付して説明を省略する。

この入力インピーダンス補正回路４０によって、電圧制御発振器の入力インピーダンスを所定値（入力端子に繋がる出力回路の出力能力によるが、一般的には、数ｋΩ〜数百ｋΩ）に設定する。これにより、端子Ｖinへの入力信号への耐ノイズ性能が向上し、ノイズによる周波数の不安定性を低減することができる。

また、抵抗値温度特性補正回路５０によって、電流制限抵抗器Ｒ３’の温度特性による抵抗値の変化による発振周波数の変化を防止する。

次に、入力インピーダンス補正回路４０と抵抗値温度特性補正回路５０の回路構成例について説明する。なお、以下の説明において、温度特性補正用のトランジスタによる降下電圧をＶｆ電圧という。

図２に、温度特性補正用のトランジスタをｍ個直列に接続して、Ｖｆ電圧ｍ段で補正する場合の発振回路例を示す。入力部１０に設けられた入力インピーダンス補正回路４０において、端子Ｖｉｎは、直列接続された抵抗器Ｒ６，Ｒ７を介して基準電位に接続され、抵抗器Ｒ６，Ｒ７の接続点からＰＮＰトランジスタＶｆ_Ｂ１のベースに接続されている。抵抗器Ｒ６，Ｒ７の抵抗値は、端子Ｖｉｎに繋がる回路の出力容量によって決めることができる。

定電流源Ｉ１〜Ｉｍは、電源Ｖｄｄに接続され、定電流源Ｉ１〜Ｉｍの各出力は、ＰＮＰトランジスタＶｆ_Ｂ１〜Ｖｆ_Ｂｍのエミッタに夫々接続されている。また、各トランジスタＶｆ_Ｂ１〜Ｖｆ_Ｂｍのコレクタは基準電位に接続され、さらに、トランジスタＶｆ_Ｂｎのベースは、トランジスタＶｆ_Ｂ（ｎ−１）のエミッタに接続されている。ここで、ｎ＝２〜ｍである。

トランジスタＶｆ_Ｂｍのエミッタは、電圧電流変換部２０のオペアンプＯＰ１のプラス側入力端子の一方に接続され、オペアンプＯＰ１のプラス側入力端子の他方は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧VIN'が入力されている。
ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタと抵抗器Ｒ３’との間に挿入される抵抗値温度特性補正回路５０は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＶｆ_Ａ１〜Ｖｆ_Ａｍで構成されている。

なお、図２の構成に代えて、図３に示す構成とすることもできる。図３の構成は、ＰＮＰトランジスタＶｆ_Ｂ１のエミッタにＮＰＮトランジスタＶｆ_Ｂ２のエミッタを接続し、以降、ＮＰＮトランジスタＶｆ_Ｂ２〜Ｖｆ_Ｂｍを直列に接続した構成となっている。

このように、本実施の形態による電圧制御発振器１は、入力インピーダンス補正回路４０と抵抗値温度特性補正回路５０において、同じ数の温度特性補正用トランジスタを接続した構成とする。

図２または図３に示す構成において、オペアンプＯＰ１の入力電圧に着目すると以下の式が成り立つ。

V2＝R2／（R1+R2）×Vdd
＝ｍ×Vf＋I×R3' ・・・（３）
上記（３）式を温度で微分すると、

０＝ｍ×∂Vf／∂T＋∂I／∂T×R3'＋I×∂R3'／∂T ・・・（４）
＝ｍ×∂Vf／∂T＋I×∂R3'／∂T

ここで、本発明の目的は、電流Iの温度特性を小さくすると共に、発振周波数の上限値
Fosc=n×I/C/｛R2／（R1+R2）×Vdd｝の温度特性を小さくすることであるため、
∂I／∂T=０とする。

また、∂R3'／∂T＝R3'(常温)×R3'温度係数である。いまR3'温度係数を3600ppm／℃とすると、∂R3'／∂T＝R3'(常温)×3600ppm／℃となる。

また、∂Vf／∂T＝-2mV／℃として、これらの条件を上記（４）式に代入すると次の式が導かれる。

ｍ×2mV／℃=I×R3'(常温)×3600ppm／℃ ・・・（５）
したがって、（５）式が成り立つように、ｍ，I，R3'(常温)を決めることになる。

本実施の形態では、温度特性補正用トランジスタの個数ｍに関わらず R3'(常温)を略一定値とし、電流Iが個数ｍで異なるように、ｍ，I，R3'(常温)を決定する。

以下、ｍ＝１，２，３の場合について検討する。
（Ｖｆ電圧２段で補正する場合の発振回路例）
図４にＶｆ電圧２段で補正する場合の発振回路例を示す。入力部１０に設けられた入力インピーダンス補正回路４０において、端子Ｖｉｎは、直列接続された抵抗器Ｒ６，Ｒ７を介して基準電位に接続され、抵抗器Ｒ６，Ｒ７の接続点からＰＮＰトランジスタＶｆ３のベースに接続されている。

定電流源Ｉ１，Ｉ２は、電源Ｖｄｄに接続され、定電流源Ｉ１，Ｉ２の各出力は、ＰＮＰトランジスタＶｆ３，Ｖｆ４のエミッタに夫々接続されている。また、各トランジスタＶｆ３，Ｖｆ４のコレクタは基準電位に接続され、さらに、トランジスタＶｆ４のベースは、トランジスタＶｆ３のエミッタに接続されている。

トランジスタＶｆ４のエミッタは、電圧電流変換部２０のオペアンプＯＰ１のプラス側入力端子の一方に接続され、オペアンプＯＰ１のプラス側入力端子の他方は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２による分圧電圧VIN'が入力されている。

ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタと抵抗器Ｒ３’との間に挿入される抵抗値温度特性補正回路５０は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＶｆ１，Ｖｆ２で構成されている。

なお、入力インピーダンス補正回路４０は、図５に示すように、ＮＰＮトランジスタＶｆ４’とＰＮＰトランジスタＶｆ３を直列に接続し、定電流源Ｉ１の出力をトランジスタＶｆ４’とオペアンプへの入力（VIN'）としても良い。

図４，図５に示す電圧制御発振器の回路構成によれば、発振周波数の上限値と周波数可変時の発振周波数はそれぞれ次のようになる。

［１］発振周波数の上限値
Fosc =(1/R3’)×(n/C1)×{R2/ (R1+R2)×Vdd - 2×Vf}/{R2/ (R1+R2)×Vdd}
・・・（６）

このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ=(1/R3’)×{R2/ (R1+R2)×Vdd - 2×Vf}となる。

例えば、Vdd=5v, R2/ (R1+R2)×Vdd=2.51v, C1=10pF, n=1/4，R3’=110kΩ(温度特性3600ppm/℃),Vf=0.7v(温度特性-2mv/℃)としたとき、２５℃と１５０℃のときの発振周波数上限値Foscはそれぞれ次のようになる。

２５℃：Fosc=(1/110kΩ)×(1/4)×(1/10pF)×(2.51v)＝100kHz
１５０℃：Fosc={1/ (1/110kΩ×1.45)}×(1/4)×(1/10pF)×(2.51v-2×0.45v)/2.51v
=100kHz

このように、抵抗器Ｒ３’の温度特性は、温度特性補正用のトランジスタＶｆ１，Ｖｆ２で相殺され、発振周波数の温度特性は小さくなる。

［２］周波数可変時の発振周波数
fosc =(1/R3’)×(n/C1)×{R2/ (R1+R2)×Vdd-2×Vf}/{R2/ (R1+R2)×Vdd}
このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ= (1/R3)×(VIN’ -2×Vf)となる。

ここで、入力インピーダンス補正回路４０において、R7/(R6+R7)=R3'/R3となるように抵抗値を選択することにより、
VIN’＝R7/(R6+R7)×Vin + 2×Vf ＝ R3'/R3×Vin + 2×Vf
となる。よって、周波数可変時の発振周波数foscは、次式となる。

fosc =(1/ R3’)×(n/C1)×(VIN’-2×Vf)/ {R2/ (R1+R2)×Vdd}
=(1/ R3)×(n/C1)×Vin/ {R2/ (R1+R2)×Vdd} ・・・（７）

これは従来回路の（２）式と同じである。したがって、周波数可変領域では、従来と同程度の温度特性を維持しつつ、入力インピーダンスが調整された耐ノイズ性の優れた電圧制御発振器を実現することができる。

図６に、上記の条件下での発振電圧（Ｖ３）の波形を示す。発振周波数上限値Foscにおいては、温度変化によらず、周期Ｔは10μｓ（1/100kHz）で一定となる。また、図７に、端子Ｖｉｎへの入力電圧に対する周波数変化を示す。入力電圧値が、V1=2.51vに達するまでは、Ｖinに比例して発振周波数が上昇し、V1=2.51vに達した後は、発振周波数上限値Foscで一定となる。このとき、入力電圧値がV1=2.51vに達するまでは従来と同程度の温度特性を有するが、V1=2.51vに達した後は、温度変化によらず、発振周波数上限値Foscで一定となる。

（Ｖｆ電圧１段で補正する場合の発振回路例）
図８にＶｆ電圧１段で補正する場合の発振回路例を示す。図４に対して、入力インピーダンス補正回路４０と、抵抗値温度特性補正回路５０の温度補正用トランジスタを各１個にしている。その他は、図４と同様であるので、同一要素には同一符号を付して説明を省略する。

図８に示す電圧制御発振器の回路構成によれば、発振周波数の上限値と周波数可変時の発振周波数はそれぞれ次のようになる。

［１］発振周波数の上限値
Fosc ＝(1/R3')×(n/C1)×{R2/(R1+R2)×Vdd - 1×Vf} / {R2 /(R1+R2)×Vdd}
・・・（８）

このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ＝(1/R3)×(VIN’ -2×Vf)となる。

例えば、Vdd=5v, R2/ (R1+R2)×Vdd=1.26v, C1=10pF, n=1/4，R3’=111kΩ(温度特性3600ppm/℃),Vf=0.7v(温度特性-2mv/℃)としたとき、２５℃と１５０℃のときの発振周波数上限値Foscはそれぞれ次のようになる。

２５℃：Fosc=(1/111kΩ)×(1/4)×(1/10pF)×(1.26v-1×0.7v)/1.26v＝100kHz
１５０℃：Fosc={1/ (1/111kΩ×1.45)}×(1/4)×(1/10pF)×(1.26v-1×0.45v)/1.26v
=100kHz

このように、抵抗器Ｒ３’の温度特性は、温度特性補正用のトランジスタＶｆ１で相殺され、発振周波数の温度特性は小さくなる。

［２］周波数可変時の発振周波数
fosc =(1/R3')×(n/C1)×(VIN’-1×Vf)/{R2/ (R1+R2)×Vdd}

このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ=(1/R3)×(VIN’ -1×Vf)となる。

ここで、入力インピーダンス補正回路４０において、R7/(R6+R7)=R3'/R3となるように抵抗値を選択することにより、
VIN’ ＝R7/(R6+R7)×Vin + 1×Vf ＝R3’/R3×Vin + 2×Vf
となる。よって、周波数可変時の発振周波数foscは、次式となる。

fosc =(1/ R3’)×(n/C1)×(VIN’-1×Vf)/ {R2/ (R1+R2)×Vdd}
=(1/ R3)×(n/C1)×Vin/ {R2/ (R1+R2)×Vdd} ・・・（９）

上記の条件下での発振電圧（Ｖ３）の波形、および、端子Ｖｉｎへの入力電圧に対する周波数変化は、図６，図７と同様になる。ただし、V1=1.26vである。

（Ｖｆ電圧３段で補正する場合の発振回路例）
図９と図１０に、Ｖｆ電圧３段で補正する場合の発振回路例を示す。図９と図１０に示す電圧制御発振器は、それぞれ図４，図５に示す発振器に対して、入力インピーダンス補正回路４０、抵抗値温度特性補正回路５０の温度補正用のトランジスタともに、さらに一段追加している。その他は、図４，図５と同様であるので、同一要素には同一符号を付して説明を省略する。

図９，図１０に示す電圧制御発振器の回路構成によれば、発振周波数の上限値と周波数可変時の発振周波数はそれぞれ次のようになる。

［１］発振周波数の上限値
Fosc ＝(1/R3')×(n/C1)×{R2/(R1+R2)×Vdd-3×Vf} / {R2 /(R1+R2)×Vdd}
・・・（１０）

このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ＝(1/R3)×(VIN’ -3×Vf)となる。

例えば、Vdd =5v, R2/ (R1+R2)×Vdd=3.77v, C1=10pF, n=1/4，R3’=111kΩ(温度特性3600ppm/℃),Vf=0.7v(温度特性-2mv/℃) としたとき、２５℃と１５０℃のときの発振周波数上限値Foscはそれぞれ次のようになる。

２５℃：Fosc=(1/111kΩ)×(1/4)×(1/10pF)×(3.77v-3×0.7v)/3.77v＝100kHz
１５０℃：Fosc={1/ (1/111kΩ×1.45)}×(1/4)×(1/10pF)×(3.77v-3×0.45v)/3.77v
=100kHz

このように、抵抗器Ｒ３’の温度特性は、温度特性補正用のトランジスタＶｆ１，Ｖｆ２，ＶＦ３で相殺され、発振周波数の温度特性は小さくなる。

［２］周波数可変時の発振周波数
fosc =(1/R3’)×(n/C1)×(VIN’-3×Vf)/{R2/ (R1+R2)×Vdd}
このとき、電圧電流変換部２０のカレントミラー回路の一次側電流Ｉ＝(1/R3)×(VIN’ -3×Vf)となる。

ここで、入力インピーダンス補正回路４０において、R7/(R6+R7)=R3’/R3となるように抵抗値を選択することにより、
VIN’ ＝R7/(R6+R7)×Vin+3×Vf ＝R3’/R3×Vin + 3×Vf
となる。よって、周波数可変時の発振周波数foscは、次式となる。

fosc =(1/ R3’)×(n/C1)×(VIN’-3×Vf)/ {R2/ (R1+R2)×Vdd}
=(1/ R3)×(n/C1)×Vin/ {R2/ (R1+R2)×Vdd} ・・・（１１）

上記の条件下での発振電圧（Ｖ３）の波形、および、端子Ｖｉｎへの入力電圧に対する周波数変化は、図６，図７と同様になる。ただし、V1=3.77vである。

以上、本実施の形態では、電圧制御発振器のカレントミラー回路一次側の電流制限抵抗器に直列に温度特性補正用トランジスタを挿入する。また、電圧制御発振器の入力部には、入力端子と基準電位間に直列に接続した複数の抵抗器を挿入し、抵抗器の接続点から分圧電圧を取り出すと共に、その分圧電圧をカレントミラー回路一次側に挿入した温度特性補正用トランジスタの数と同じ個数の温度特性補正用トランジスタで補正したインピーダンス補正回路を設ける。この構成において、温度特性補正用トランジスタの個数に関わらず、電流制限抵抗器の常温での抵抗値を略一定と仮定し、カレントミラー回路一次側の電流が温度特性補正用トランジスタの個数で異なるという条件下で、温度特性補正用トランジスタの個数や電流制限抵抗器の抵抗値等を決定する。これにより、周波数可変領域においては、従来と同程度の温度特性を維持し、最大周波数（発振周波数の上限値）においては、温度特性を小さくすることができる。また、本実施の形態によれば、入力部に設けられた入力インピーダンス補正回路により、入力側のインピーダンスが小さくなり、耐ノイズ性能が向上する。

１，９０・・・電圧制御発振器
１０・・・入力部
２０・・・電圧電流変換部
３０・・・発振部
４０・・・入力インピーダンス補正回路
５０・・・抵抗値温度特性補正回路
Ｃ１・・・コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ７・・・抵抗器
ＯＰ１・・・オペアンプ
Ｃｏｍｐ１・・・比較器
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３・・・定電流源
Ｑ１・・・ＮＰＮトランジスタ
ＱＮ１・・・ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
ＱＰ１，ＱＰ２・・・ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｖｆ１〜Ｖｆ６・・・温度特性補正用トランジスタ
Ｖｄｄ・・・電源
Ｖin・・・電圧入力端子

Claims

外部からの電圧信号を入力するための入力端子と、入力された電圧を該電圧に比例する電流に変換する電圧電流変換部と、該電流に応じた周波数で出力信号を生成する発振部とを有する電圧制御発振器であって、
前記電圧電流変換部は、カレントミラー回路を含み、該カレントミラー回路の一次側の電流制限抵抗器の温度特性を相殺するトランジスタを有し、該トランジスタは前記電流制限抵抗器に直列に挿入されており、さらに、
前記入力端子と基準電位間に直列に接続され、一定の入力インピーダンスに設定するための複数の抵抗器を有し、該抵抗器によって前記入力端子から入力された電圧を分圧し、この分圧電圧を、前記電圧電流変換部の前記トランジスタと同じ数のトランジスタを介して前記電圧電流変換部へ出力する入力インピーダンス補正回路を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。