JP5797781B2 - モータ駆動回路および永久磁石同期モータ - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動回路に関する。

従来のモータ駆動回路として、速度指令電圧の電圧値に応じて進角を３段階で出力するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、モータ速度に応じた最適位相角制御特性に沿う折れ線近似の位相角信号を生成するものがある（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１１−１１４９９５号公報 特開２００９−３０３２８７号公報

特許文献１に示された技術では、速度指令電圧の電圧値に応じて連続ではなく、離散的に複数の段階で進角を切り替えるため、切り替わりのタイミングで急激に進角が変化する。その結果、電流増加による機器の損傷や、永久磁石同期モータの回転数変動によるモータの振動が発生し、不快な騒音等を招く恐れがある。

特許文献２に示された技術では、速度指令電圧を分圧抵抗で分圧し、分圧した電圧に基づき位相角信号を生成するため、速度指令電圧に対して連続的に進角を制御できる。しかしながら、一般的に用いられる駆動用のＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）では速度指令電圧が２Ｖ程度でモータが回転し始めるため、２Ｖの分圧で進角を生成した場合、例えば分圧比が０．５であれば、１Ｖ程度が入力され、これに基づき進角を制御する。この結果、低速回転時に本来必要のない進角量となり最適な動作点にて運転ができないという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、速度指令電圧に応じて連続的に、かつ低速回転時においても最適動作点で動作可能な制御を実現するモータ駆動回路を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるモータ制御回路は、永久磁石同期モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出手段と、直流電圧を変換して前記永久磁石同期モータの駆動電圧を生成する電圧変換手段と、前記回転位置と、前記回転子の回転速度を制御する回転速度制御信号とに基づいて変調波を生成し、当該変調波と搬送波の比較結果に基づいて、前記電圧変換手段を制御する電圧制御手段と、前記回転速度制御信号およびオフセット信号に基づいて前記電圧制御手段が生成する変調波の位相を決定し、当該決定した位相で前記電圧制御手段に変調波を生成させる電圧位相決定手段と、前記オフセット信号を生成するオフセット生成手段と、を備え、前記電圧位相決定手段は、前記回転速度制御信号および前記オフセット信号を入力とする差動増幅回路によって前記位相を決定することを特徴とする。

本発明にかかるモータ制御回路によれば、モータの回転数が低い状態においても最適な進角でモータを制御することが可能となり、不要な電流増加を抑制することができるという効果を奏する。また、進角を連続的に変化させるので、モータの振動や騒音の発生を防止できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１のモータ駆動回路の構成例を示す図である。 図２は、電圧制御部の構成例を示す図である。 図３は、電圧制御部の入出力タイミングの一例を示す図である。 図４は、回転速度制御信号と電圧出力の関係を示す図である。 図５は、回転速度制御信号と電圧進角の関係を示す図である。 図６は、電圧進角信号生成回路の構成概要を示す図である。 図７は、電圧進角信号生成回路の動作概要を示す図である。 図８は、実施の形態１の電圧位相調整部及びオフセット生成部の回路構成例を示す図である。 図９は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流と損失の関係を示す図である。 図１０は、モータ駆動回路と永久磁石同期モータを一体構成とする場合の一例を示す図である。 図１１は、実施の形態２のモータ駆動回路の構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態２の電圧位相調整部の回路構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態２の磁極位置検出部の配置を示す図である。 図１４は、実施の形態２の電圧制御部の入出力タイミングの一例を示す図である。 図１５は、実施の形態２の回転速度制御信号と電圧進角の関係を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ駆動回路の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１のモータ駆動回路の構成例を示す図である。本実施の形態のモータ駆動回路１は、直流電源２から供給される直流電圧Ｖｄｃに基づいて永久磁石同期モータ７の駆動電圧を生成する回路である。モータ駆動回路１は、主たる構成として、電圧変換手段として動作する電圧出力部３と、電圧制御部５と、回転位置検出手段として動作する磁極位置検出部１１と、電圧位相決定手段として動作する電圧位相調整部１２と、オフセット生成部１３とを備えている。

電圧出力部３は、シャント抵抗４を介して直流電源２と電気的に接続され、電圧制御部５から送られるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に基づいて、環流ダイオードとスイッチング素子が並列に接続された開閉部６ａ〜６ｆを駆動し、永久磁石同期モータ７を構成するステータ８に印加する電圧を生成する。すなわち、ステータ（固定子）８の巻線に電圧を印加することで回転磁界を生成し、ロータ（回転子）９を回転駆動させる。

電圧制御部５は、制御電源１０により駆動し、磁極位置検出部１１の出力Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗと、電圧位相調整部１２の出力θｆと、シャント抵抗４により検出された直流電流Ｉｄｃとに基づいて、電圧出力部３の開閉部６ａ〜６ｆを駆動するためのＰＷＭ信号及び回転速度信号ＦＧを生成・出力する。なお、磁極位置検出部１１の出力Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは永久磁石同期モータ７のロータ９の位置（磁極位置）に応じて変動する信号である。磁極位置検出部１１は、例えば磁気センサーにより構成されており、磁界の測定結果に応じて各出力値（Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗ）を変化させる。なお、磁極位置検出部１１の詳細については特に規定しない。公知の如何なる構成，磁極位置検出方法を適用しても構わない。

電圧位相調整部１２は、回転速度制御信号Ｖｓｐとオフセット生成部１３の出力Ｖｏｆｆｓｅｔとに基づいて電圧位相（電圧進角）θｆを生成・出力する。

図２は、電圧制御部５の構成例を示す図である。電圧制御部５は、磁極位置検出部１１の出力Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて磁極位置を推定するとともに回転速度信号ＦＧを生成する位置推定部１４と、位置推定部１４による推定結果である推定位置、回転速度制御信号Ｖｓｐおよび電圧位相θｆに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれ対応する波形出力Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変調波として生成する波形生成部１５と、三角波を搬送波として生成する三角波生成部１６と、波形生成部１５で生成された波形出力Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波生成部１６で生成された三角波を比較してＵＶＷ相それぞれに対応するＨｉｇｈまたはＬｏｗの信号を出力する比較部１７と、比較部１７から出力された信号を受け取り、受け取った各信号のＨｉｇｈとＬｏｗを反転させた信号（反転信号）を生成して、比較部１７から受け取った各信号（非反転信号）とともに出力する反転部１８と、非反転信号および反転信号を入力とし、入力された信号（初期ＰＷＭ信号）に対し、電圧出力部３内の開閉部６ａ〜６ｆの上下（６ａと６ｄ、６ｂと６ｅ、６ｃと６ｆ）が同時にＯＮ状態とならないようにデッドタイムを設定するデットタイム設定部１９と、を備える。この電圧制御部５は、デットタイム設定部１９でデットタイムを設定した後の信号を、電圧出力部３（電圧出力部３を形成している各開閉部）を制御するためのＰＷＭ信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）として出力し、電圧出力部３の開閉部６ａ〜６ｆを動作させることで、永久磁石同期モータ７を駆動させる。

図３は、電圧制御部５の入出力タイミングの一例を示す図である。永久磁石同期モータ７のロータ９が回転することにより磁極位置検出部１１でＵＶＷ相の位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗが発生する。電圧制御部５においては、例えばＨｕの立下りエッジを基準として電圧位相θｆ分の位相が進んだ位置に略正弦波状のＵ相波形出力Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスが来るようにし、Ｕ相に対して±１２０°の位相差を持つＶ相及びＷ相の波形出力Ｖｖ＊およびＶｗ＊を生成する。生成された波形出力Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は三角波（三角波生成部１６で生成された三角波）と比較され、例えばＶｕ＊が三角波より大きい場合には、ＵＰはＨｉｇｈ，ＵＮはＬｏｗを出力する。Ｖ相及びＷ相も同様に求める。

なお、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の上下の開閉部（ＵＰとＵＮ，ＶＰとＶＮ，ＷＰとＷＮ）が同時にＯＮ状態となり短絡すると過大電流が駆動回路に流れる。そのため、過大電流による駆動回路の破壊を防止するため、短絡防止時間であるデッドタイムを設けノンオーバーラップ状の信号とすることが一般的である。また、本実施の形態では波形出力Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は略正弦波としたが、三次高調波重畳による方法や、空間ベクトル変調、二相変調などのモータ制御に一般的に用いられる方法を用いてもなんら問題ないことは言うまでもない。

ここで、電圧制御部５は、回転速度制御信号Ｖｓｐ、電圧進角θｆおよび位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて動作するが、永久磁石同期モータ７の駆動有無に関してはＶｓｐのみで行われ、その電圧出力は図４に示すようになる。図４において＜１＞の区間（０からＶｓｐ０）は停止状態であり、＜１＞の区間と＜２＞の区間（Ｖｓｐ０からＶｓｐ１）の境界までＶｓｐを増加させると（Ｖｓｐ＝Ｖｓｐ０となると）電圧出力部３からの電圧出力が開始となり、永久磁石同期モータ７が駆動状態となる。すなわち、モータ駆動回路１が動作を開始してＶｓｐの値が上昇を始めた後、永久磁石同期モータ７が実際に駆動を開始するまでにはＶｓｐ０分のオフセットが発生する。ＶｓｐがＶｓｐ０を超えると永久磁石同期モータ７のロータ９が回転を開始し、位置推定部１４から出力される回転速度信号ＦＧの値が変動する。Ｖｓｐを生成する回路（図示は省略している）は、回転速度信号ＦＧに基づきロータ９の回転数を算出し、算出した回転数と目標回転数の差分に応じてＶｓｐを増減させるよう制御することで、回転数を目標値回転数近傍で安定して動作させることができる。

続いて、回転数に応じて負荷が増加する機器における、回転速度制御信号Ｖｓｐと電圧進角θｆの最適な関係を図５に示す。図示したように、ロータ９が回転を始めるＶｓｐ＝Ｖｓｐ０からθｆが増加し、電圧出力１００％となるＶｓｐ＝Ｖｓｐ１にてθｆが最大（θｆ＿ｍａｘ）となるのが最適な関係である。そのため、モータ駆動回路１において、電圧位相調整部１２は、Ｖｓｐに対して図５の関係となるような電圧進角θｆを生成して電圧制御部５へ出力する。これにより、最も高効率かつ低騒音でのモータ駆動が可能となる。

図６，図７は、従来および本実施の形態の電圧位相調整部１２（説明の便宜上、ここでは「電圧進角信号生成回路」と呼ぶ）の構成概要および動作概要を示す図である。図６において（ａ）は従来の電圧進角信号生成回路の概要、（ｂ）は本実施の形態の電圧進角信号生成回路（電圧位相調整部１２）の概要を示している。図７は電圧進角信号（θｆ）の生成動作を示しており、（ａ）が従来の動作、（ｂ）が本実施の形態の動作である。

図６（ａ）に示した従来の手法（例えば特許文献２の手法）を適用した場合、回転速度制御信号Ｖｓｐが増幅回路にて増幅され、θｆとして出力される。そのため、例えばＶｓｐ＝０［Ｖ］の場合にはθｆ＝０°となるが、実際に永久磁石同期モータ７が駆動を開始するのはＶｓｐがＶｓｐ０を超えてからである。よって、図７の（ａ）のようにＶｓｐ０の時にはθｆ＝０°とならず、電圧進角が大きく進んでしまうため、回転数が低い場合に効率の悪化および騒音の増加を招く。

これに対して、本実施の形態の手法では、Ｖｓｐから電圧出力を開始するＶｓｐ０分のオフセットＶｏｆｆｓｅｔを減じてから増幅回路にて増幅するため、Ｖｓｐ０の時にθｆ＝０°とすることが可能となり、回転数が低い場合の効率悪化および騒音増加を抑制することができる。また、電圧進角θｆは連続的に変化させることが可能であるため、特許文献１のように段階的に電圧進角が変化した場合の電流変化による機器の損傷や回転数変動による不快な騒音が発生する恐れが低減され、信頼性を向上させた動作が可能となる。

図８は、実施の形態１の電圧位相調整部１２及びオフセット生成部１３の回路構成例を示す図である。電圧位相調整部１２は、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１〜Ｒ４、コンデンサＣ１およびＣ２による差動増幅回路を備えた構成となっている。また、この差動増幅回路の２つの入力端子（Ｖ＋ｉｎ，Ｖ−ｉｎ）にはオペアンプＯＰ２とＯＰ３による電圧フォロワ回路をそれぞれ接続し、接続先のインピーダンスによる影響を低減するようにしている。Ｖ＋ｉｎ端子にはＯＰ３による電圧フォロア回路を介してＶｓｐが入力されている。オフセット生成部１３はＯＰ２による電圧フォロア回路を介してＶ−ｉｎ端子に接続されている。電圧位相調整部１２の差動増幅回路は、Ｖ＋ｉｎ端子とＶ−ｉｎ端子の差分を抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値により決定される倍率により増幅し、電圧進角θｆとして出力する。オフセット生成部１３については、制御電源１０（Ｖｃｃ）を抵抗Ｒ５及びＲ６で分圧して出力する構成としており、必要最小限の構成にて安価にオフセットを生成することができる。高精度に電圧進角θｆを制御したい場合にはオフセットの精度が要求されるため、シャントレギュレータ等の機器を用いてオフセットを生成するようにしてもよい。

なお、オペアンプＯＰ１の飽和電圧によりＶ＋ｉｎとＶ−ｉｎの差分が例えば０付近でもθｆが約１Ｖ以下で出力される場合がある。その場合には、飽和電圧を考慮してオフセット生成部１３にてオフセットＶｏｆｆｓｅｔを選定しておくことで、飽和電圧の影響を除去することが可能である。

また、図８に示した電圧位相調整部１２ではインピーダンスの影響を低減するためにオペアンプＯＰ２とＯＰ３による電圧フォロワを用いているが、インピーダンスの影響が小さい場合にはこれらを省略してコスト削減を図るようにしてもよい。コンデンサＣ１及びＣ２については、ノイズの影響によりθｆが脈動し回転数が安定しない恐れがあるため、並列に接続されるＲ３とＲ４によるローパスフィルタのカットオフ周波数を永久磁石同期モータの周波数以下に設定することで回転数の安定化を図るために設けている。

ここで、例えば電圧位相調整部１２が動作不良に陥った場合、電圧位相θｆの値が定まらず最大効率運転ができなくなる。このとき、例えば電圧進角θｆを大きくしすぎると、永久磁石同期モータ７が弱め磁束運転となってしまい、回転に必要な電圧が少なくなるため回転速度制御信号Ｖｓｐが小さい場合でも永久磁石同期モータ７の回転数が大きくなる。また、流れる電流も増大するため、最悪の場合、モータ駆動回路１及び永久磁石同期モータ７が破壊する恐れがある。そのため、電圧位相調整部１２が出力する電圧進角θｆの下限および上限の一方または双方を制限する機構（図示せず）を設けるようにしてもよい。これにより、モータ駆動回路１及び永久磁石同期モータ７の破壊を防止することが可能となり、信頼性向上が図れる。

なお、前述の電圧進角θｆの制限については、近年ＩＣの高性能化に伴い、電圧制御部５を構成するＩＣ内に機能を内蔵している場合が多く、その場合は電圧制御部５内に搭載されている機能を用いることで、外部に特別な回路を用意することなく電圧進角θｆを制限することが可能になるため、信頼性の向上だけでなく、低コスト化を図ることが可能になる。

このように、本実施の形態のモータ駆動回路において、搬送波としての三角波と、この三角波の比較対象とする波形（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との関係を指定する電圧進角θｆを生成する電圧位相調整部１２は、回転速度制御信号（Ｖｓｐ）、およびオフセット生成部１３で生成されたオフセット値（Ｖｏｆｆｓｅｔ）に基づいて電圧進角θｆを生成することとし、オフセット生成部１３は、電圧出力部３が永久磁石同期モータ７へ印加する電圧を開始するまでの間、すなわち、回転速度制御信号（Ｖｓｐ）の値が永久磁石同期モータ７の駆動開始点（Ｖｓｐ０）に達するまでの間は「θｆ＝０」が維持されるようなオフセット値を生成することとした。これにより、永久磁石同期モータ７の回転数が低い状態においても、回転速度制御信号Ｖｓｐに対して最適な電圧進角θｆを設定することが可能となり、不要な電流増加を抑制することができる。そのため、永久磁石同期モータ７を構成するステータ８の巻線の発熱を抑制することができ、近年広く用いられている高効率な希土類磁石を用いた永久磁石同期モータ７を用いた場合においても、高温による減磁の恐れが低減し、信頼性の高い永久磁石同期モータの駆動回路を提供することができる。

また、運転中の電流が低減されるため、開閉部６ａ〜６ｆを構成しているスイッチング素子をＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に変更可能となる。図９に示すように低電流領域でＭＯＳＦＥＴは低損失で動作するため、開閉部６ａ〜６ｆをＭＯＳＦＥＴで形成することにより省エネルギー化（高効率化）が図れる。加えて、発熱も小さくなるため放熱フィンの小型化による機器全体の小型設計を図ることが可能となる。また、近年実用化が進んでいるＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）やＧａＮ、ダイヤモンドを材料としたワイドバンドギャップ半導体や、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴを用いることで更なる損失改善が可能となり、前述の効果をより大きく得ることができる。開閉部６ａ〜６ｆを構成している還流ダイオードをワイドバンドギャップ半導体としてもよい。なお、開閉部６ａ〜６ｆの一部（少なくとも１つ）をＭＯＳＦＥＴやワイドバンドギャップ半導体とすることにより、損失改善効果が得られる。

また、電圧位相調整部１２が回転数に応じて電圧進角θｆを連続的に増加させるため、例えば回転数に応じて負荷の増加する送風用ファンなどに適用することで、最適な電圧進角で運転されるため低回転数時には低騒音化を図ることができる。また高速回転時には永久磁石同期モータ７及び電圧出力部３に流れる電流を小さくすることが可能となるので、前述の効果が得られるだけでなく、電圧進角が急激に変化するのを防止できる。この結果、送風ファンの回転数を安定して制御することが可能となり、信頼性を向上させることが可能である。

さらに、図１０に示したように、モータ駆動回路１と永久磁石同期モータ７をモールド樹脂２０でモールドすることにより、砂塵や水の影響を受けにくくなり信頼性が向上するとともに、永久磁石同期モータ７の絶縁耐力が向上する。また、シャフト２１に重い負荷が接続された場合にはモータ駆動回路１及び永久磁石同期モータ７には大きな電流が流れるため発熱が厳しいが、モールドした場合はモールド樹脂２０を介して放熱されるだけでなく、熱容量が大きくなるため発熱しにくく、発熱によるモータ駆動回路１の熱破壊を防止することが可能となる。

実施の形態２．
図１１は、実施の形態２のモータ駆動回路の構成例を示す図である。本実施の形態のモータ駆動回路１ａは、実施の形態１のモータ駆動回路１からオフセット生成部１３を削除するとともに、電圧位相調整部１２を電圧位相調整部１２ａに置き換えたものである。これらの構成要素以外については実施の形態１と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。

図１２は、実施の形態２の電圧位相調整部１２ａの回路構成例を示す図である。電圧位相調整部１２ａは、オペアンプＯＰ４および抵抗Ｒ７，Ｒ８により構成されており、外部回路から発せられる回転速度制御信号ＶｓｐはオペアンプＯＰ４による電圧フォロワ回路を介して、電圧制御部５と、抵抗Ｒ７及びＲ８からなる分圧回路とに入力される。分圧回路は、入力された回転速度制御信号ＶｓｐをＲ８／（Ｒ７＋Ｒ８）倍し、その結果として得られた値を電圧進角θｆとして電圧制御部５へ出力する。

ここで、分圧回路によりＶｓｐをＲ８／（Ｒ７＋Ｒ８）倍することのみで電圧進角θｆを生成した場合には、図７の（ａ）に示した従来手法による制御と同様に、低回転数で電圧進角θｆが過大になり、電流増加による発熱や騒音の増加などが懸念される。そこで、本実施の形態では、図１３に示すように磁極位置検出部１１の取付け位置を、シャフト２１を中心として回転させたものとする。すなわち、磁極位置検出部１１を実施の形態１（図１０参照）とは異なる位置に取付ける。

磁極位置検出部１１の取付け位置を回転させた場合、ロータ９の基準位置と位置信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの発生タイミングが相対的に変化するため、図１４に示すようにθｆ＿ｏｆｆｓｅｔ分位置信号がシフトさせることができる。すなわち、図１５に示すような回転速度制御信号Ｖｓｐ＝Ｖｓｐ０の時にθｆ＿ｏｆｆｓｅｔとなるように、磁極位置検出部１１を取付ける（取付け位置を回転させる）ことにより、Ｖｓｐ０のときに実質的な進角を０とすることができる。ＶｓｐをＶｓｐ０以上に増加させた場合、実質的な進角を０から連続的に増加させることができるため、回転数が低い場合の効率悪化および騒音増加を抑制することが可能となる。また、電圧進角θｆを連続的に変化させることが可能であるため、特許文献１に記載された技術が有する問題点を解決できる。具体的には、段階的に電圧進角が変化した場合の電流変化による機器の損傷や回転数変動による不快な騒音が発生する恐れを低減し、信頼性を向上させた動作を実現できる。

このように、本実施の形態によれば、上述した実施の形態１と同様の効果が得られる。また、電圧位相調整部１２ａの部品点数を実施の形態１の電圧位相調整部１２よりも少なくすることができ、磁極位置検出部１１は取付け位置を変更するのみであるため、モータ駆動回路を低コストにて実現することが可能となる。さらに、部品点数削減による小型化、および信頼性の確保が可能となる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動回路は、永久磁石同期モータを駆動する場合に有用であり、特に、空気調和機やヒートポンプ給湯機の室外機及び室内機のファンモータ、換気送風用のファンモータなどを駆動するモータ駆動回路に適している。

１，１ａ モータ駆動回路
２ 直流電源
３ 電圧出力部
４ シャント抵抗
５ 電圧制御部
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ 開閉部
７ 永久磁石同期モータ
８ ステータ
９ ロータ
１０ 制御電源
１１ 磁極位置検出部
１２，１２ａ 電圧位相調整部
１３ オフセット生成部
１４ 位置推定部
１５ 波形生成部
１６ 三角波生成部
１７ 比較部
１８ 反転部
１９ デットタイム設定部
２０ モールド樹脂
２１ シャフト

Claims (9)

1. 永久磁石同期モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出手段と、
   直流電圧を変換して前記永久磁石同期モータの駆動電圧を生成する電圧変換手段と、
   前記回転位置と、前記回転子の回転速度を制御する回転速度制御信号とに基づいて変調波を生成し、当該変調波と搬送波の比較結果に基づいて、前記電圧変換手段を制御する電圧制御手段と、
   を備え、
   前記電圧制御手段が生成する変調波の位相を、前記回転速度制御信号と、前記回転子の回転開始前は前記位相を０°とし、かつ前記回転子の回転開始後は前記位相を０°よりも大きい値とするためのオフセット信号とを入力とする差動増幅回路によって決定するモータ駆動回路。
2. 前記差動増幅回路は、前記回転速度制御信号と前記オフセット信号の差分の変化に対応させて出力値を連続的に変化させる請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記オフセット信号が示すオフセット値は、前記回転子が回転を開始する際の回転速度制御信号の値である請求項１または２に記載のモータ駆動回路。
4. 少なくとも２つ以上の抵抗からなる分圧回路によって前記オフセット信号を生成する請求項１から３のいずれか一つに記載のモータ駆動回路。
5. 前記位相に対して上限および下限の少なくとも一方が設定され、電圧制御手段は、前記位相が設定値を超えない範囲で前記変調波を生成する請求項１から４のいずれか一つに記載のモータ駆動回路。
6. 前記電圧変換手段を構成しているスイッチング素子のうち、少なくとも１つがＭＯＳＦＥＴで形成されている請求項１から５のいずれか一つに記載のモータ駆動回路。
7. 前記電圧変換手段を構成しているスイッチング素子及び環流ダイオードのうち、少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から５のいずれか一つに記載のモータ駆動回路。
8. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項７に記載のモータ駆動回路。
9. 請求項１から８のいずれか一つに記載のモータ駆動回路が内蔵された永久磁石同期モータ。

Images