JP5648654B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の制御量を制御すべく、該回転機の端子のそれぞれに直流電圧源の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路を操作する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、回転機を流れる電流の歪に起因した電磁力歪の周波数が回転機の共振周波数に一致する場合、回転機の通電位相を進めるとともに、通電巾を拡大させるものも提案されている。これは、共振周波数が一致することに起因した騒音を低減することを狙ったものである。

特許第４５７４８９８公報

ただし、上記の場合にあっては、上記騒音低減制御のための操作量が位相と通電巾との２つとなっており、制御が煩雑である。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の共振周波数における電磁力歪成分を低減する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

本発明は、回転機（１０）の制御量を制御すべく、該回転機の端子のそれぞれに直流電圧源（１２）の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、前記操作手段は、前記回転機の回転速度を入力とし、前記回転機の各端子と前記正極および前記負極のそれぞれとの接続許可期間の長さである通電巾を設定する通電巾設定手段（２４）を備え、前記通電巾は、前記回転機の共振周波数に一致する電磁力歪成分を低減制御するための唯一の操作量であることを特徴とする。

電圧の高次成分の大きさは、通電巾のみによってゼロに制御することができることが発明者らによって見出された。上記発明では、この点に鑑み、通電巾を操作量として電磁力歪成分を低減制御する。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態の原理説明に利用する図。 円環モードを示す図。 電動機の構造と円環モードの次数との関係を示す図。 上記実施形態の原理説明に利用する図。 同実施形態にかかる通電巾と時比率ベース値との設定を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかる通電巾の設定を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載空調装置のブロワに搭載される電動機に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示す電動機１０は、車載空調装置のブロワに搭載される３相同期機である。本実施形態では、１０極１２スロットの集中巻きのものを想定している。電動機１０は、インバータＩＮＶを介してバッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点が電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）には、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

一方、制御装置２０は、電動機１０を制御対象とし、インバータＩＮＶを操作するものである。本実施形態では、電動機１０の制御量を回転速度ωとし、これをその指令値（速度指令値ω＊）にフィードバック制御する。ここで、フィードバック操作量は、インバータＩＮＶの出力電圧である。

詳しくは、位相設定部２２では、速度指令値ω＊に応じてインバータＩＮＶの出力電圧の位相δを可変設定する。ここで、位相δは、制御量である回転速度ωの開ループ操作量となっている。また、通電巾設定部２４では、速度指令値ω＊に応じてスイッチング素子Ｓ￥＃のオン操作許可期間である通電巾Ｗｏｎを可変設定する。また、時比率ベース値設定部２６では、速度指令値ω＊に応じて、下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎについてのオン操作許可期間内におけるオン・オフ操作の１周期Ｔに対するオン操作時間Ｔｏｎの時比率のベース値（時比率ベース値Ｄｂ）を可変設定する。時比率ベース値Ｄｂは、インバータＩＮＶの出力電圧の基本波の大きさを規定値Ｖ１ｂとするための開ループ操作量となっている。

また、電動機１０の回転角度θ（機械角）は、回転角度センサ１４によって検出され、速度算出部２８に入力される。速度算出部２８では、回転角度θを入力とし、回転速度ωを算出する。偏差算出部３０では、速度指令値ω＊から回転速度ωを減算した値をフィードバック制御部３２に出力する。フィードバック制御部３２では、偏差算出部３０の出力値を入力として、フィードバック操作量としての時比率ベース値Ｄｂの補正量ΔＤを算出する。ここでは、偏差算出部３０の出力値の比例要素および積分要素の出力同士の和を補正量ΔＤとする処理を例示している。こうして算出される補正量ΔＤは、補正部３４において時比率ベース値Ｄｂに加算される。補正部３４の出力は、最終的な時比率Ｄｕｔｙとなる。

上記位相設定部２２によって設定される位相δや、通電巾設定部２４によって設定される通電巾Ｗｏｎ、補正部３４の出力する時比率Ｄｕｔｙは、操作信号生成部３６に入力される。操作信号生成部３６では、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

ここで、操作信号ｇ￥ｐは、通電巾Ｗｏｎの長さ（電気角度）の期間、継続してオン操作指令となる信号となる。一方、操作信号ｇ￥ｎは、通電巾Ｗｏｎの長さの期間において、オン操作指令およびオフ操作指令が周期的に繰り返される信号となる。特に、操作信号ｇ￥ｐと操作信号ｇ￥ｎとのオン操作許可期間は、互いに位相が１８０度ずれている。また、操作信号ｇｕｐと操作信号ｇｖｐのオン操作許可期間や、操作信号ｇｖｐと操作信号ｇｗｐのオン操作許可期間は、互いに位相が１２０度ずれている。ここで、各操作信号ｇ￥＃のオン操作指令への切替タイミングは、位相δに応じて可変とされるものである。ちなみに、本実施形態では、通電巾Ｗｏｎを、１２０度以上１８０度以下に設定することを想定している。

ところで、本実施形態のように矩形波制御を行なう場合、電動機１０の各相に印加される電圧が基本波電圧ではないことから、電動機１０に流れる電流に基本波からのずれ（電流歪）が生じる。この電流歪に起因して生じる電磁力歪が電動機１０の固有の共振周波数に一致する場合、電動機１０が生じるノイズが大きくなり、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなるなど問題を生じるおそれがある。

そこで本実施形態では、通電巾Ｗｏｎを、電磁力歪成分を低減するための操作量とする。すなわち、通電巾設定部２４は、電磁力歪成分を低減制御するためのフィードフォワード制御手段である。以下、これについて説明する。

インバータＩＮＶの各相の出力電圧は、図２に示すように、スイッチング素子Ｓ￥ｐがオンとなる期間の始点の位相を、位相Ｐ１・πとして且つ、終点の位相を位相Ｐ２・πとすると、スイッチング素子Ｓ￥ｎがオンとなる期間の始点の位相は、位相（Ｐ１−１）πとなって且つ、終点の位相は、位相（Ｐ２−１）πとなる。ここで、この電圧Ｖ（θ）をフーリエ展開すると、以下の式（ｃ１）が成立する。

ここで、係数ａｋは、以下の式（ｃ２）にて表現される。

また、係数ｂｋは、以下の式（ｃ３）にて表現される。

したがって、ｋ次成分の大きさＶｋは、以下の式（ｃ４）にて表現される。

上記の式（ｃ４）によれば、通電巾Ｗｏｎを「ｋ・Ｗｏｎ＝２π・Ｎ：Ｎは自然数」に設定することで、Ｄｕｔｙにかかわらず、ｋ次高調波の大きさをゼロとすることができることがわかる。ここで、電磁力歪は、電圧歪によって生じることに鑑みれば、高調波電圧を低減することは、電磁力歪を低減することにつながる。このため、この式（ｃ４）から得られる知見は、通電巾Ｗｏｎが電磁力歪を低減制御する単一の操作量となり得るということである。

ここで、電磁力歪は、鎖交磁束の高調波成分を無視できるとすると、偶数の次数を有する量となる。これは、電磁力が、電流と鎖交磁束との積によって生じることと、電流歪の要因となる電圧歪の偶数の高調波については無視しうることとから導かれる。すなわち、鎖交磁束が「ｃｏｓθ」に比例して且つｋ次高調波の電流の要因となるｋ次高調波電圧が「ｓｉｎｋθ」に比例するとすると、電磁力歪は、「ｃｏｓθ・ｓｉｎｋθ∝ｓｉｎ｛（ｋ＋１）・θ｝−ｓｉｎ｛（ｋ−１）・θ｝」に応じた量となり、ｋが奇数の場合、電磁力歪は偶数となる。

ここで、極対数Ｐを用いると、偶数次（２ｍ次）の電磁力歪の周波数は、「２・Ｐ・ｍ・（回転周波数）」となる。したがって、回転速度ωの単位を「ｒｐｍ」とすると、以下の式（ｃ５）を満たすｍについて、「２ｍ±１」次の高調波電圧を低減制御するなら、電磁力歪の周波数が共振周波数と一致する際に、電磁力歪を低減することができる。

２・Ｐ・ｍ・ω＝（共振周波数）・６０ …（ｃ５）
ここで、次数「２ｍ」は、回転速度ωの関数となる。

本実施形態では、特に、２ｍ次の電磁力歪（ただし、ｍは、上記の式（ｃ５）を満たす）のうち「６ｎ±２」次の成分に限ってこれを低減するように、通電巾Ｗｏｎを設定する。以下、その理由について説明する。

図３に、半径方向に加わる加振力に起因して弾性体としての電動機に生じる周期的な変動のモード（円環モード）を示す。図示される２次の円環モード（図中、円環２次）は、図中、加振力が加わらない状態での形状（原形状；図中、破線にて表記）に対して、互いにπだけ離間した２箇所が半径方向に伸張するとともに、それら伸張する箇所からπ／２だけ離間した２箇所が半径方向に収縮する。この伸縮する箇所は、「腹」である。なお、図中、２点鎖線にて示される部分は、節であり、この部分は原形状からほとんど変化しない。

図示されるように、３次の円環モードは、原形状に対して同時に伸張する箇所の数が３個であり、４次の円環モードは、４個である。なお、０次の円環モードは、原形状を維持しつつ半径方向に伸張、収縮を繰り返すモードである。

これら各円環モードはそれぞれ固有の周波数を有している。そして、各円環モードに応じた加振力がこの周波数に一致することで、共振現象が生じる。このため、本実施形態において共振周波数とは、円環モードの各次数に固有の周波数のこととする。

ここで、各円環モードに応じた加振力とは、電動機１０に回転磁束を生成する電流を流すことで生じる吸引力の増加角度によって区画される機械角度領域であって且つ反発力の増加角度を含む領域が機械角の１回転において生じる数と、円環モードの次数とが一致するもののことである。詳しくは、次の２つである。まず第１に、電動機１０に回転磁束を生成する電流を流すことで機械角の１回転内において生じる力が吸引力、または反発力のいずれかとなるもののことで、これは０次の円環モードに応じた力となる。第２に、電動機１０に回転磁束を生成する電流を流すことで機械角の１回転内において生じる吸引、反発の分布の周期で機械角の１回転を除算した値が、円環モードの次数となる力のことであり、これは０よりも大きい次数の円環モードに対応する。すなわち、たとえば２次の円環モードを生じさせる加振力は、図からわかるように、機械角の１周期において、吸引力が増加する箇所と減少する箇所との角度間隔がπ／２となるものであるため、吸引力が増加する一対の箇所によって区画される機械角度領域は「π」となる。そして、この領域は、機械角の１周期において２個生じ、円環モードの次数２に一致する。

実際には、上記電磁力歪によって共振現象を生じうる円環モードは、０次および電動機１０の構造によって定まる０より大きい唯一の次数のモードに限定することができる。これは、２ｍ次の電磁力歪は、６ｎ次の電磁力歪と「６ｎ±２」次の電磁力歪とからなり、６ｎ次の電磁力歪が０次の円環モードに対応して且つ、「６ｎ±２」次の電磁力歪は、電動機１０の構造によって定まる唯一の次数の円環モードに対応するためである。

すなわち、電磁力の基本波成分は、各相毎に、電気角で１２０°ずつ位相がずれている。このため、６ｎ次の高調波は、各相で位相が一致する。このため、６ｎ次の電磁力歪は、各相で位相が一致する。したがって、任意のタイミングにおける電磁力歪が、機械角の１回転の全領域において吸引または反発のいずれか一方となる。このため、０次の円環モードと共振現象を生じうる。

これに対し、「６ｎ±２」次の電磁力歪は、各相の位相が電気角で１２０°ずつずれたものとなる。これは、基本波による電磁力の各相の位相ずれと同一である。このため、「６ｎ±２」次の電磁力歪は、機械角の１回転の領域における吸引、反発の分布が、基本波による電磁力歪と同じになる。したがって、吸引、反発の分布は、電動機１０の構造によって定まり、ひいては電動機１０の構造によって円環モードの次数が唯１つ定まることとなる。

図４に、対象となる電動機が集中巻きである場合について、スロット数と極数との組合わせに対応する円環モードの次数を示す。たとえば、図中、４極６スロットの場合には、２極３スロットの場合と比較して、機械角度の１回転における吸引反発の分布の変動周期が「１／２」となるため、２次の円環モードに対応する。

図からわかるように、本実施形態にかかる電動機１０は、１０極１２スロットであるため、２次の円環モードの共振現象が生じうることとなる。

上述したように、各次数の円環モードには固有の周波数があり、特に、本実施形態にかかる電動機１０については、０次の円環モードの周波数は、非常に高周波となり、共振現象の影響が現れにくいことが発明者らによって見出されている。このため、本実施形態では、上記の式（ｃ５）に示した共振周波数を、２次の円環モードの周波数のみとする。

次に、本実施形態にかかる通電巾設定部２４による通電巾Ｗｏｎの設定手法を示す。本実施形態では、基本波電圧の大きさＶ１が規定値Ｖ１ｂ（固定値）となって且つ、「２ｍ＝６ｎ±２」について、上記の式（ｃ５）が成立する近傍において、（２ｍ±１）次の高調波電圧の大きさＶ（２ｍ±１）がゼロとなるように、通電巾を設定する。ここで、基本波電圧の大きさＶ１が規定値Ｖ１ｂとなるとの条件は、以下の式（ｃ６）によって表現される。

したがって、時比率Ｄｕｔｙは、以下の式（ｃ７）によって表現できる。

この式（ｃ７）によって、高調波電圧の大きさＶｋを表現すると、以下の式（ｃ８）が成立する。

上記の式（ｃ８）において、「２ｍ＝６ｎ±２」が成立する場合の電圧歪の次数は、５次、６次、１１次、１３次、１７次、１９次等となる。これらについて、上記の式（ｃ８）に基づき、通電巾Ｗｏｎと高調波の大きさＶｋとの関係を示したのが図５である。

図示されるように、矢印にて示されるように通電巾Ｗｏｎを漸減させることで、１９次の高調波の大きさＶ１９をゼロとすることのできる通電巾Ｗｏｎから５次の高調波の大きさＶ５をゼロとすることのできる通電巾Ｗｏｎへと移行させることができる。このため、本実施形態では、図６に示されるように、速度指令値ω＊が高速に移行するにつれて、通電巾Ｗｏｎを漸減させる。これは、上記の式（ｃ５）を成立させる高調波電圧の次数が回転速度ωの上昇とともに低下することに鑑みたものである。

また、本実施形態では、図６に示されるように、速度指令値ω＊が高速に移行するにつれて、通電巾Ｗｏｎを漸増させる。これは、上記の式（ｃ７）に鑑み、通電巾Ｗｏｎにかかわらず基本波電圧の大きさＶ１を一定にするための設定である。

図７に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、本実施形態によれば、機械角周波数の７０（＝６・１２−２）次の成分を１１．５ｄＢ低減できており、また、機械角周波数の８０（＝６・１３＋２）次の成分を６．８ｄＢ低減できている。

このように、本実施形態では、上記の式（ｃ５）が成立する近傍において電磁力歪を低減制御するための操作量を通電巾Ｗｏｎのみとすることで、低減制御を容易且つ効果的に行なうことができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかる通電巾Ｗｏｎの設定手法を示す。図示されるように、本実施形態では、速度指令値ω＊の上昇に伴って通電巾Ｗｏｎを増加させる領域と減少させる領域とを有する。これにより、通電巾Ｗｏｎの変動幅自体を上記第１の実施形態と比較して低減することができ、ひいては基本波電圧の大きさＶ１を制御量の制御の要求に応じた値とする上での時比率Ｄｕｔｙの変動を低減することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「通電巾設定手段（２４）について」
上記実施形態では、６ｍ次の電磁力歪を低減制御対象から除いたがこれを含めてもよい。

上記実施形態では、奇数次の電磁力歪成分を低減制御対象から除いたがこれに限らない。すなわち、電圧歪についてその偶数次の成分の影響が小さいのは、上記の式（ｃ４）に鑑みれば、時比率Ｄｕｔｙが「１」に近いときであると考えられる。このため、時比率Ｄｕｔｙが「１」よりも十分小さくなる領域に設定する場合にあっては、奇数次の電磁力歪成分をも低減制御対象とすることに意義が生じうる。

上記実施形態では、電磁力歪がゼロとなるように通電巾Ｗｏｎを設定したがこれに限らない。図５からわかるように、電磁力歪がゼロとなるときの通電巾Ｗｏｎよりも僅かにずれた通電巾によっても電磁力歪を効果的に低減できる。

「時比率ベース値設定部２６について」
上記実施形態では、基本波電圧の大きさＶ１が規定値Ｖ１ｂで固定されるように、時比率ベース値Ｄｂを設定したが、これに限らない。たとえば、回転速度ω（速度指令値ω＊）が大きくなるほど基本波電圧Ｖ１の大きさが大きくなるように時比率ベース値Ｄｂを設定してもよい。

「フィードバック制御手段について」
上記実施形態では、フィードバック操作量を、比例要素と積分要素との出力同士の和としたが、これに限らない。たとえば比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和としてもよい。

上記実施形態では、フィードバック操作量ΔＤを、フィードフォワード操作量としての時比率ベース値Ｄｂの補正量としたが、これに限らず、フィードバック操作量を最終的な時比率Ｄｕｔｙとしてもよい。

時比率Ｄｕｔｙを操作量とするものに限らない。たとえば、位相δを操作量とするものであってもよい。またたとえば、時比率Ｄｕｔｙおよび位相δの双方を操作量とするものであってもよい。

「Ｄｕｔｙ制御について」
上記実施形態では、接続許可期間において、時比率Ｄｕｔｙを一定値としたが、これに限らない。たとえば期間の初めと終わりに限って時比率Ｄｕｔｙを１よりも小さい値として且つ、中間領域においては時比率Ｄｕｔｙを１としてもよい。

接続許可期間において、下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン・オフ操作するものに限らず、たとえば上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン・オフ操作するものであってもよい。

さらに、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐおよび下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方をオン・オフ操作するものであってもよい。ここで、上側アームおよび下側アームで時比率Ｄｕｔｙを同一とするなら、ｋ次高調波は、上記と同様の計算により、以下の式（ｃ９）にて表現される

上記式（ｃ９）によれば、上記実施形態の要領で、通電巾を単一の操作量として、ｋ次高調波の大きさをゼロに制御することができる。

「制御量について」
回転速度に限らず、トルクであってもよい。この場合、トルク指令値に応じて位相δや時比率ベース値Ｄｂを設定するようにすればよい。また、通電巾Ｗｏｎについては、回転速度ω（検出値）のみに応じて可変設定してもよいが、回転速度およびトルク指令値に応じて可変設定してもよい。

「回転機について」
回転機の極数、スロット数等は適宜変更してよい。また、集中巻きにも限らない。さらにブロワファンに搭載されるものにも限らない。

１０…電動機、２０…制御装置。

Claims (6)

1. 回転機（１０）の制御量を制御すべく、該回転機の端子のそれぞれに直流電圧源（１２）の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
   前記操作手段は、前記回転機の回転速度を入力とし、前記回転機の各端子と前記正極および前記負極のそれぞれとの接続許可期間の長さである通電巾を設定する通電巾設定手段（２４）を備え、
   前記回転機の共振周波数に一致する半径方向の電磁力歪成分を前記通電巾のみを用いてゼロにフィードフォワード制御することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記共振周波数は特定の円環モードの共振周波数であり、
   前記特定の円環モードは、前記回転機に回転磁束を生成する電流を流すことで吸引力が増加する一対の角度によって区画される機械角度領域であって且つ、反発力が増加する角度を含む領域が、機械角の１回転において生じる数に一致する次数を有することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記通電巾設定手段は、前記回転機の回転速度が高いほど前記通電巾を減少させることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記通電巾設定手段は、前記回転機の回転速度のとり得る領域において、該回転速度に対する前記通電巾の変化速度の符号が正の領域と負の領域とを有することを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
5. 前記通電巾設定手段は、前記回転機の回転速度に応じて前記通電巾を連続的に変化させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記操作手段は、前記制御量としてのトルクまたは回転速度を制御すべく、前記通電巾設定手段によって設定された通電巾をまもりつつ、前記通電巾内における該当するスイッチング素子のオン時間の比率、および前記通電巾の位相の少なくとも一方を操作するフィードバック制御手段（３２）を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images