JP5315981B2 - 電流生成回路、電流生成方法及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、電流生成回路、電流生成方法及び電子機器に関するものである。

従来、所定の環境変化によるセンサ素子の抵抗変化を検出して対象の物性値を測定する抵抗変化型センサが知られている。例えば物体に応力を加えると抵抗値が変化する、いわゆるピエゾ抵抗効果を利用した圧力センサは抵抗変化型センサの一種であり、シートセンサなどの車載用電子機器や血圧計などの民生用電子機器といった幅広い分野で利用されている。具体的には、この種の抵抗変化型センサでは、図２１に示すように、応力などの環境変化が入力されるとセンサ素子Ｒｓの抵抗値が変化する。このセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓが電流源１から供給される電流ＩＯによって電圧に変換され、その変換された微小電圧ΔＶｓ（＝ΔＲｓ×ＩＯ）が増幅器２により増幅される。そして、その増幅後の出力電圧ＶＯＵＴ（下記式参照）が上記環境変化に比例した信号として後段のシステム（図示略）に出力される。なお、下記式では、増幅器２の利得をＧとする。

ＶＯＵＴ＝Ｇ×ΔＶｓ
＝Ｇ×ΔＲｓ×ＩＯ
ところが、上記抵抗変化分ΔＲｓの環境変化に対する変化率は温度により変動する。すなわち、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓは所定の温度特性αを有している。このように抵抗変化分ΔＲｓが温度特性αを有していると、その温度特性αに伴って出力電圧ＶＯＵＴが変動してしまう。

ＶＯＵＴ＝Ｇ×ΔＲｓ×α×ＩＯ
このため、同一の環境変化（例えば、同一の圧力変化）であっても、そのときの周囲温度によって出力される出力電圧ＶＯＵＴが異なり誤差要因となってしまう。

ここで、上記抵抗変化分ΔＲｓの温度特性αを相殺するように、センサ素子Ｒｓに供給される電流ＩＯの温度特性を１／αに設定することにより、下記式に示すように温度特性αに依存しない出力電圧ＶＯＵＴを生成することができる（特許文献１，２参照）。

ＶＯＵＴ＝Ｇ×ΔＲｓ×α×ＩＯ／α
＝Ｇ×ΔＲｓ×ＩＯ
特開平０３−２００３８１号公報 特開２００７−０９７０５６号公報

ところで、上記特許文献１，２では、温度変化に対して所定の傾きで変化する温度特性を備える信号に対して、その信号の傾きを相殺するような温度特性を備える電流を生成している。具体的には、温度特性の異なる複数の定電流源の出力を合成することにより、定電流源の温度特性の傾きを変化させて所望の傾きを有する電流を生成している。このように、これら特許文献１，２に開示された回路では、温度変化に対して直線的に変化する傾きを持つ温度特性であれば、その温度特性を相殺（補正）することができる。しかし、補正対象の信号の温度特性は、単に増加又は減少するものではなく、温度変化に対して曲線状に変化するものもある。例えば、上記ピエゾ抵抗効果を利用した圧力センサでは、センサ素子の表面不純物濃度の影響により、図２２に示すように、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓが所定温度Ｔｓの高低で傾きが相違する温度特性αを有することがある。このような場合であっても、上記特許文献１，２では、温度変化に対して直線的に変化する傾きの温度特性β（図２２の一点鎖線参照）を備える電流しか生成できない。このため、たとえ温度特性βの傾きを自由に調整できたとしても、温度特性αを相殺（補正）できない温度範囲（例えば所定温度Ｔ１よりも低温側の範囲）が生じてしまう。したがって、この温度範囲では、温度特性αの影響を取り除くことができないため、抵抗変化型センサであればその温度特性αが誤差要因となり、検出精度が低下してしまう。このため、信号変化の傾きが所定温度の高低で相違するような複雑な温度特性であっても、その温度特性を高精度に補正することのできる電流を生成することが望まれている。

なお、上記説明では、抵抗変化型センサを例に挙げたが、補正対象の信号が意図しない温度特性を有しているときには、同様の問題が発生する。
本発明の目的は、補正対象の信号の温度特性に対する補正精度を向上させることのできる電流生成回路、電流生成方法及び電子機器を提供することにある。

開示の装置は、温度に対して第１の割合で変化する第１電流を流す第１電流源と、前記温度に対して前記第１の割合とは異なる第２の割合で変化する第２電流を流す第２電流源と、前記温度に対して第３の割合で変化する第３電流を流す第３電流源と、前記温度が前記第１電流の電流値と前記第２電流の電流値とが交差する第１所定温度よりも高温である場合に、前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて第１差分電流を出力する第１差分出力部と、前記温度に対して第４の割合で変化する第４電流を流す第４電流源と、前記温度に対して前記第４の割合とは異なる第５の割合で変化する第５電流を流す第５電流源と、前記温度が前記第４電流と前記第５電流の電流値が交差する第２所定温度よりも低温である場合に、前記第５電流から前記第４電流を減算した結果に基づく第２差分電流を出力する第２差分出力部と、前記第１差分電流及び前記第２差分電流を前記第３電流に加算あるいは減算する演算部と、を有する。

なお、第３の割合は、第１の割合又は第２の割合と同一であってもよく、第１の割合及び第２の割合とは異なる割合であってもよい。

開示の電流生成回路によれば、補正対象の信号の温度特性に対する補正精度を向上させることができるという効果を奏する。

（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態を図１及び図２に従って説明する。なお、本実施形態において、先の図２１及び図２２で示した従来と同様な構成部分については同一符号を付して説明する。

従来、温度変化に対して所定の傾きで変化する温度特性を備える信号に対して、その信号の傾きを相殺するような温度特性を備える電流を生成している。具体的には、温度特性の異なる複数の定電流源の出力を合成することにより、定電流源の温度特性の傾きを変化させて所望の傾きを有する電流を生成している。温度変化に対して直線的に変化する傾きを持つ温度特性であれば、その温度特性を相殺（補正）することができる。しかし、補正対象の信号の温度特性は、単に増加又は減少するものではなく、温度変化に対して曲線状に変化するものもある。例えば、上記ピエゾ抵抗効果を利用した圧力センサでは、センサ素子の表面不純物濃度の影響により、図２２に示すように、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓが所定温度Ｔｓの高低で傾きが相違する温度特性αを有することがある。このような場合であっても、温度変化に対して所定の傾きで変化する温度特性を備える信号に対して、その信号の傾きを相殺するような温度特性を備える電流を生成する方法は、温度変化に対して直線的に変化する傾きの温度特性β（図２２の一点鎖線参照）を備える電流しか生成できない。このため、たとえ温度特性βの傾きを自由に調整できたとしても、温度特性αを相殺（補正）できない温度範囲（例えば所定温度Ｔ１よりも低温側の範囲）が生じてしまう。したがって、この温度範囲では、温度特性αの影響を取り除くことができないため、抵抗変化型センサであればその温度特性αが誤差要因となり、検出精度が低下してしまう。このため、信号変化の傾きが所定温度の高低で相違するような複雑な温度特性であっても、その温度特性を高精度に補正することのできる電流を生成することが望まれている。なお、上記説明では、抵抗変化型センサを例に挙げたが、補正対象の信号が意図しない温度特性を有しているときには、同様の問題が発生する。

本実施形態の電流生成回路１ａは、先の図２２に実線で示した温度特性１／αを複数の直線で近似した温度特性を備える出力電流ＩＯを生成するための回路である。なお、この電流生成回路１ａから出力電流ＩＯが供給されるセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓは図２２に示した温度特性αを備えている。

図１に示すように、電流生成回路１ａは、第１基準電流ＩＭを流す第１電流源１０ａと、第２基準電流ＩＰを流す第２電流源２０ａと、カレントミラー回路３０ａ，４０ａと、第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第３基準電流ＩＭＳを流す第３電流源５０とを備える。

第１電流源１０ａ及び第２電流源２０ａは、グランドと高電位電源ＶＤＤとの間に直列に接続されている。第１電流源１０ａは、両電流源１０ａ，２０ａ間のノードＮ１から第１基準電流ＩＭを吸い込む。また、第２電流源２０ａは、ノードＮ１に第２基準電流ＩＰを吐き出す。

ここで、第１基準電流ＩＭ（第１電流）と第２基準電流ＩＰ（第２電流）とは、図２（ａ）に示すように、温度に対する電流変化の傾斜（温度傾斜）が互いに異なる電流である。詳しくは、第１基準電流ＩＭは、温度に関わらず一定電流となる温度に依存しない温度特性を備え、第２基準電流ＩＰは、温度変化に対し所定の傾斜（例えば−４０μＡ／℃）で直線的に変化する温度特性を備える。このため、これら第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰの電流値が交差する切替温度Ｔｓ（交点）を境にして、第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰの電流値の大小関係が反転する。すなわち、切替温度Ｔｓよりも低温側では、第２基準電流ＩＰが第１基準電流ＩＭよりも大きくなり、切替温度Ｔｓよりも高温側では、反対に第１基準電流ＩＭが第２基準電流ＩＰよりも大きくなる。

両電流源１０ａ，２０ａ間のノードＮ１は、カレントミラー回路３０ａの入力側のＰＭＯＳトランジスタＴＰ１のドレインに接続されている。従って、第１基準電流ＩＭから第２基準電流ＩＰを減算した第１差分電流ＩＯＰが入力側トランジスタＴＰ１に流れる。但し、入力側トランジスタＴＰ１はＭＯＳトランジスタであるため、双方向の電流極性に対応していない。すなわち、カレントミラー回路３０ａは、入力側トランジスタＴＰ１からノードＮ１に向かって流れる第１差分電流ＩＯＰのみしかミラーできず、ノードＮ１から入力側トランジスタＴＰ１に向かって流れる第１差分電流ＩＯＰをミラーすることができない。従って、第１基準電流ＩＭが第２基準電流ＩＰよりも大きくなる期間、すなわち切替温度Ｔｓよりも高温側における第１基準電流ＩＭと第２基準電流ＩＰとの差分のみが第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭ−ＩＰ≧０）として入力側トランジスタＴＰ１に流れる（図２（ｂ）参照）。なお、切替温度Ｔｓよりも低温側では、第１差分電流ＩＯＰは０（ゼロ）となる。

トランジスタＴＰ１は、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ２と共にカレントミラー回路３０ａを構成する。すなわち、入力側トランジスタＴＰ１のドレインが両トランジスタＴＰ１，ＴＰ２のゲートに接続されている。両トランジスタＴＰ１，ＴＰ２のソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、出力側トランジスタＴＰ２のドレインがカレントミラー回路４０ａに接続されている。なお、出力側トランジスタＴＰ２は、入力側トランジスタＴＰ１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＰ２には、入力側トランジスタＴＰ１に流れる第１差分電流ＩＯＰが流れる。このように、カレントミラー回路３０ａは、第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰの差分をとった第１差分電流ＩＯＰを出力する差分出力部として機能する。

カレントミラー回路４０ａは、カレントミラー接続された一対のＮＭＯＳトランジスタＴＮ１，ＴＮ２によって構成されている。すなわち、入力側トランジスタＴＮ１のドレインが両トランジスタＴＮ１，ＴＮ２のゲートに接続されている。両トランジスタＴＮ１，ＴＮ２のソースはグランドに接続され、入力側トランジスタＴＮ１のドレインが上記トランジスタＴＰ２のドレインに接続され、出力側トランジスタＴＮ２のドレインが第３電流源５０に接続されている。なお、この出力側トランジスタＴＮ２は、入力側トランジスタＴＮ１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＮ２には、入力側トランジスタＴＮ１に流れる第１差分電流ＩＯＰが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＮ２は、その出力側トランジスタＴＮ２と第３電流源５０との間のノードＮ２から第１差分電流ＩＯＰを吸い込む。

第３電流源５０は、ノードＮ２に上記第３基準電流ＩＭＳ（第３電流）を吐き出す。従って、このように構成された電流生成回路１ａでは、図２（ｃ）に示すように、第３基準電流ＩＭＳから第１差分電流ＩＯＰを減算した出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ−ＩＯＰ）が生成される。すなわち、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓよりも低温側では温度に関わらず一定電流となる温度に依存しない温度特性を備え、切替温度Ｔｓよりも高温側では温度変化に対して−４０μＡ／℃で直線的に変化する温度特性を備える。換言すると、出力電流ＩＯは、第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰの電流値が交差する切替温度Ｔｓ（変化点）を境にして温度傾斜が相違する温度特性（図２２に示した温度特性１／αを２つの直線で近似した温度特性）を備える。このように、電流生成回路１ａは、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性αが切替温度Ｔｓの高低で温度傾斜が相違する温度特性であっても、その温度特性αを相殺（補正）するように、出力電流ＩＯの温度特性を設定することができる。そして、電流生成回路１ａは、この出力電流ＩＯを上記ノードＮ２に接続されたセンサ素子Ｒｓに供給する。これによって、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性αに対する補正精度が向上される。

以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）第１基準電流ＩＭから第２基準電流ＩＰを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭ−ＩＰ≧０）を、第３基準電流ＩＭＳから減算するようにした。これにより、第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰの電流値が交差する切替温度Ｔｓを境にして温度傾斜が相違する温度特性を備える出力電流ＩＯを生成することができる。従って、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性を上記出力電流ＩＯの温度特性によって補正することにより、その補正精度を向上することができる。

（第２実施形態）
以下、本発明を具体化した第２実施形態を図３〜図６に従って説明する。先の図１及び図２に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

図３は、図６（ｃ）に示すＶ字状の温度特性を備える出力電流ＩＯを生成するための電流生成回路１ｂの原理説明図である。図３に示すように、電流生成回路１ｂは、切替温度Ｔｓよりも高温側の差分電流を生成する第１差分電流生成回路３ａと、切替温度Ｔｓよりも低温側の差分電流を生成する第２差分電流生成回路３ｂと、第３電流源５０と、を備えている。

第１差分電流生成回路３ａは、第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第１基準電流ＩＭａ（第１電流）を流す第１電流源１０ａと、第２基準電流ＩＰと同一の値を持つ第２基準電流ＩＰａ（第２電流）を流す第２電流源２０ａと、カレントミラー回路３０ａとを備えている。この第１差分電流生成回路３ａは、上記第１実施形態の差分電流生成回路とカレントミラー回路４０ａが省略されている点で異なっているが、その他の構成は略同様である。すなわち、第１差分電流生成回路３ａは、図６（ａ）に示す第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）をノードＮ２に吐き出す。なお、第１差分電流生成回路３ａのカレントミラー回路３０ａは、差分出力部及び第３基準電流ＩＭＳに第１差分電流ＩＯＰを加算する演算部として機能する。

一方、第２差分電流生成回路３ｂは、第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第４基準電流ＩＭｂを流す第４電流源１０ｂと、第２基準電流ＩＰと同一の値を持つ第５基準電流ＩＰｂを流す第５電流源２０ｂと、カレントミラー回路３０ｂ，４０ｂとを備えている。

第４電流源１０ｂ及び第５電流源２０ｂは、グランドと高電位電源ＶＤＤとの間に直列に接続されている。第４電流源１０ｂは、両電流源１０ｂ，２０ｂ間のノードＮ３から第４基準電流ＩＭｂ（第４電流）を吸い込む。また、第５電流源２０ｂは、ノードＮ３に第５基準電流ＩＰｂ（第５電流）を吐き出す。

このノードＮ３は、カレントミラー回路３０ｂの入力側のＮＭＯＳトランジスタＴＮ３のドレインに接続されている。従って、第５基準電流ＩＰｂから第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭが入力側トランジスタＴＮ３に流れる。但し、入力側トランジスタＴＮ３はＭＯＳトランジスタであるため、双方向の電流極性に対応していない。従って、第５基準電流ＩＰｂが第４基準電流ＩＭｂよりも大きくなる期間、すなわち切替温度Ｔｓよりも低温側における第５基準電流ＩＰｂと第４基準電流ＩＭｂとの差分のみが第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）として入力側トランジスタＴＮ３に流れる（図６（ｂ）参照）。なお、切替温度Ｔｓよりも高温側では、第２差分電流ＩＯＭは０（ゼロ）となる。

トランジスタＴＮ３は、ＮＭＯＳトランジスタＴＮ４と共にカレントミラー回路３０ｂを構成する。出力側トランジスタＴＮ４のドレインはカレントミラー回路４０ｂに接続されている。なお、この出力側トランジスタＴＮ４は、入力側トランジスタＴＮ３の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＮ４には、入力側トランジスタＴＮ３に流れる第２差分電流ＩＯＭが流れる。このように、カレントミラー回路３０ｂは、第４及び第５基準電流ＩＭｂ，ＩＰｂの差分をとった第２差分電流ＩＯＭを出力する差分出力部として機能する。

カレントミラー回路４０ｂは、カレントミラー接続された一対のＰＭＯＳトランジスタＴＰ３，ＴＰ４によって構成されている。入力側トランジスタＴＰ３のドレインが上記トランジスタＴＮ４のドレインに接続され、出力側トランジスタＴＰ４のドレインが第３電流源５０に接続されている。なお、出力側トランジスタＴＰ４は、入力側トランジスタＴＰ３の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＰ４には、入力側トランジスタＴＰ３に流れる第２差分電流ＩＯＭが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＰ４は、上記ノードＮ２に第２差分電流ＩＯＭを吐き出す。

従って、電流生成回路１ｂでは、図６（ｃ）に示すように、第３基準電流ＩＭＳに、第１差分電流ＩＯＰと第２差分電流ＩＯＭとが加算され、切替温度Ｔｓ（変化点）を境にして温度傾斜が逆方向に変化するＶ字状の温度特性を備えた出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ＋ＩＯＰ＋ＩＯＭ）が生成される。すなわち、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓよりも低温側では第２差分電流ＩＯＭの有する温度特性（本実施形態では、第５基準電流ＩＰｂの有する温度特性）を備える。また、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓよりも高温側では第１差分電流ＩＯＰの有する温度特性（本実施形態では、第２基準電流ＩＰａの温度傾斜とは逆方向の傾斜の温度特性）を備える。

このように、切替温度Ｔｓよりも高温側の第１差分電流ＩＯＰを生成する第１差分電流生成回路３ａと、切替温度Ｔｓよりも低温側の第２差分電流ＩＯＭを生成する第２差分電流生成回路３ｂとを備えることにより、より複雑な温度特性を備える出力電流ＩＯを生成することができる。

図４は、第２実施形態の電流生成回路１ｂの具体的構成を示す回路図である。
図４に示すように、電流生成回路１ｂは、第１差分電流生成回路３ａと、第２差分電流生成回路３ｂと、第１制御回路１１と、第２制御回路２１と、電流源５０とを備えている。

第１制御回路１１は、第１及び第４電流源１０ａ，１０ｂがそれぞれ第１及び第４基準電流ＩＭａ，ＩＭｂを流すように制御する回路である。この第１制御回路１１は、定電流回路１２と、カレントミラー回路１４，１５とを備えている。定電流回路１２のオペアンプ１３には、第１基準電圧ＶＦが非反転入力端子に入力される。そのオペアンプ１３の出力はＮＭＯＳトランジスタＴＮ１０のゲートに供給される。トランジスタＴＮ１０は、そのソースが電圧・電流変換用の抵抗Ｒｂを介してグランドに接続され、ドレインがカレントミラー回路１４，１５のＰＭＯＳトランジスタＴＰ１０のドレインに接続されている。また、トランジスタＴＮ１０と抵抗Ｒｂとの接続点がオペアンプ１３の反転入力端子に接続されている。このように構成された定電流回路１２では、トランジスタＴＮ１０と抵抗Ｒｂとの接続点の電位が第１基準電圧ＶＦと等しくなるように制御されるため、トランジスタＴＮ１０には、下記式で示される第１基準電流ＩＭが流れる。

ＩＭ＝ＶＦ／Ｒｂ
ここで、上記第１基準電圧ＶＦは、例えばバンドギャップリファレンス電圧にて生成される電圧であり、図５（ａ）に示すように、温度に関わらず一定電圧となる温度に依存しない温度特性を備える。このため、第１基準電圧ＶＦから生成される第１基準電流ＩＭも、図５（ｂ）に示すように、温度に関わらず一定電流となる温度に依存しない温度特性を備える。

上記ＰＭＯＳトランジスタＴＰ１０は、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ１１と共にカレントミラー回路１４を構成するとともに、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ１２と共にカレントミラー回路１５を構成する。なお、これら出力側トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２は、入力側トランジスタＴＰ１０の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２は、入力側トランジスタＴＰ１０に流れる電流、すなわち定電流回路１２にて生成された第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第１基準電流ＩＭａ及び第４基準電流ＩＭｂをそれぞれ第１及び第４電流源１０ａ，１０ｂに流す。

第１電流源１０ａは、カレントミラー接続された一対のＮＭＯＳトランジスタＴＮ１１，ＴＮ１２によって構成されている。入力側トランジスタＴＮ１１のドレインが上記トランジスタＴＰ１１のドレインに接続され、出力側トランジスタＴＮ１２のドレインが上記ノードＮ１に接続されている。なお、出力側トランジスタＴＮ１２は、入力側トランジスタＴＮ１１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＮ１２には、入力側トランジスタＴＮ１１に流れる第１基準電流ＩＭａが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＮ１２（電流源１０ａ）は、ノードＮ１から第１基準電流ＩＭａを吸い込む。

また、第４電流源１０ｂは、カレントミラー接続された一対のＮＭＯＳトランジスタＴＮ１３，ＴＮ１４によって構成されている。入力側トランジスタＴＮ１３のドレインが上記トランジスタＴＰ１２のドレインに接続され、出力側トランジスタＴＮ１４のドレインが上記ノードＮ３に接続されている。なお、出力側トランジスタＴＮ１４は、入力側トランジスタＴＮ１３の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＮ１４には、入力側トランジスタＴＮ１３に流れる第４基準電流ＩＭｂが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＮ１４（電流源１０ｂ）は、ノードＮ３から第４基準電流ＩＭｂを吸い込む。

一方、第２制御回路２１は、第２及び第５電流源２０ａ，２０ｂがそれぞれ第２及び第５基準電流ＩＰａ，ＩＰｂを流すように制御する回路である。この第２制御回路２１は、定電流回路２２を備えている。定電流回路２２のオペアンプ２３には、第２基準電圧ＶＳが非反転入力端子に入力される。そのオペアンプ２３の出力はＮＭＯＳトランジスタＴＮ２０のゲートに供給される。トランジスタＴＮ２０は、そのソースが抵抗Ｒｂを介してグランドに接続され、ドレインが第２及び第５電流源２０ａ，２０ｂの入力側のＰＭＯＳトランジスタＴＰ２１のドレインに接続されている。また、トランジスタＴＮ２０と抵抗Ｒｂとの接続点の電位が第２基準電圧ＶＳと等しくなるように制御されるため、トランジスタＴＮ２０には、下記式で示される第２基準電流ＩＰが流れる。

ＩＰ＝ＶＳ／Ｒｂ
ここで、上記第２基準電圧ＶＳは、例えばトランジスタあるいはダイオードのＰＮ接合部の順方向電圧にて生成される電圧であり、図５（ａ）に示すように、温度変化に対し所定の傾斜（例えば−４ｍＶ／℃）で直線的に変化する温度特性を備える。この第２基準電圧ＶＳと上記第１基準電圧ＶＦとは、温度に対する電圧変化の傾斜（温度傾斜）が互いに異なる電圧である。このため、これら第１及び第２基準電圧ＶＦ，ＶＳの電圧値が交差する切替温度Ｔｓを境にして、第１及び第２基準電圧ＶＦ，ＶＳの電圧値の大小関係が反転する。すなわち、切替温度Ｔｓよりも低温側では、第２基準電圧ＶＳが第１基準電圧ＶＦよりも高くなり、切替温度よりも高温側では、第１基準電圧ＶＦが第２基準電圧ＶＳよりも高くなる。

なお、本実施形態では、定電流回路１２，２２内の抵抗Ｒｂの抵抗値は同一であり、例えば１００Ωである。このため、第２基準電圧ＶＳから生成される第２基準電流ＩＰは、図５（ｂ）に示すように、温度変化に対し例えば−４０μＡ／℃で直線的に変化する温度特性を備える。

上記ＰＭＯＳトランジスタＴＰ２１は、カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＴＰ２２と共に第２電流源２０ａを構成するとともに、カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＴＰ２４と共に第５電流源２０ｂを構成する。なお、これら出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２４は、入力側トランジスタＴＰ２１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２４は、入力側トランジスタＴＰ２１に流れる電流、すなわち定電流回路２２にて生成された第２基準電流ＩＰと同一の値を持つ第２基準電流ＩＰａ及び第５基準電流ＩＰｂをそれぞれノードＮ１，Ｎ３に流す。詳しくは、出力側トランジスタＴＰ２２（第２電流源２０ａ）はノードＮ１に第２基準電流ＩＰａを吐き出し、出力側トランジスタＴＰ２４（第５電流源２０ｂ）はノードＮ３に第５基準電流ＩＰｂを吐き出す。

そして、図３で説明したように、ノードＮ１に接続されたカレントミラー回路３０ａによって、第１基準電流ＩＭａから第２基準電流ＩＰａを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）がノードＮ２に吐き出される（図６（ａ）参照）。また、ノードＮ３に接続されたカレントミラー回路３０ｂとカレントミラー回路４０ｂによって、第５基準電流ＩＰｂから第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）がノードＮ２に吐き出される（図６（ｂ）参照）。

第３電流源５０として動作するＰＭＯＳトランジスタＴＰ５は、上記ＰＭＯＳトランジスタＴＰ１０とカレントミラー接続される。このトランジスタＴＰ５は、入力側トランジスタＴＰ１０の電気的特性と同一値の電気的特性を持つため、入力側トランジスタＴＰ１０に流れる第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第３基準電流ＩＭＳをノードＮ２に吐き出す。これによって、図６（ｃ）に示すように、第３基準電流ＩＭＳに、第１差分電流ＩＯＰと第２差分電流ＩＯＭとが加算され、Ｖ字状の温度特性を備える出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ＋ＩＯＰ＋ＩＯＭ）が生成される。

なお、電流生成回路１ｂでは、第３基準電流ＩＭＳに第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭを加算するために、ノードＮ２に接続されたトランジスタＴＰ２，ＴＰ４，ＴＰ５は全て同一の導電型のＰＭＯＳトランジスタにより構成されている。

以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）第１基準電流ＩＭａから第２基準電流ＩＰａを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）と、第５基準電流ＩＰｂから第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）とを、第３基準電流ＩＭＳに加算するようにした。これにより、第１基準電流ＩＭａ（第４基準電流ＩＭｂ）と第２基準電流ＩＰａ（第５基準電流ＩＰｂ）の電流値が交差する切替温度Ｔｓを境にして温度傾斜が逆方向に変化する、Ｖ字状の温度特性を備える出力電流ＩＯを生成することができる。従って、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性が山型状の複雑な温度特性を備えている場合であっても、その温度特性を上記出力電流ＩＯの温度特性によって補正することにより、その補正精度を向上することができる。

なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第２実施形態では、第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２に吐き出すように第１差分電流生成回路３ａが構成され、第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２に吐き出すように第２差分電流生成回路３ｂが構成されるようにした。これに限らず、例えば図７（ａ）に示すように、第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２から吸い込むように第１差分電流生成回路３ａを構成し、第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２から吸い込むように第２差分電流生成回路３ｂを構成するようにしてもよい。すなわち、第１差分電流生成回路３ａでは、カレントミラー回路３０ａ，４０ａを備え、カレントミラー回路４０ａの出力側トランジスタＴＮ２によって、ノードＮ２から第１差分電流ＩＯＰを吸い込む。また、第２差分電流生成回路３ｂでは、カレントミラー回路３０ｂを備え、カレントミラー回路３０ｂの出力側トランジスタＴＮ４によって、ノードＮ２から第２差分電流ＩＯＭを吸い込む。この構成によれば、図７（ｂ）に示すように、第３基準電流ＩＭＳから第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭが減算され、山型状の温度特性を備える出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ−ＩＯＰ−ＩＯＭ）を生成することができる。

また、例えば第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２から吸い込むように第１差分電流生成回路３ａを構成し、第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２に吐き出すように第２差分電流生成回路３ｂを構成するようにしてもよい。但し、この場合には、第３基準電流ＩＭＳが所定の傾斜で直線的に変化する温度特性を備えることが好ましい。

（第３実施形態）
以下、本発明を具体化した第３実施形態を図８〜図１２に従って説明する。先の図１〜図７に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

本実施形態の電流生成回路１ｃは、変化点（切替温度）より高温側の温度傾斜と低温側の温度傾斜とを独立に制御可能な出力電流ＩＯを生成するための回路である。この電流生成回路１ｃでは、温度傾斜の異なる基準電圧からそれぞれ生成した第２及び第５基準電流ＩＰａ，ＩＰｂが第１及び第２差分電流生成回路３ａ，３ｂに供給される。以下に、具体的な回路構成を説明する。

図８に示すように、電流生成回路１ｃは、第１及び第２差分電流生成回路３ａ，３ｂと、第１制御回路１１と、第２制御回路２１と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、第３電流源５０とを備える。

第１制御回路１１は、定電流回路１２と、カレントミラー回路１４，１５と、第１基準電圧生成回路１６とを備えている。第１基準電圧生成回路１６は、第１基準電圧ＶＦが供給される入力端子とグランドとの間に直列に接続された複数（図８では４つ）の抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含む分圧回路を備えている。これら抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、第１基準電圧ＶＦとグランドとの間の電位差を分圧する分圧抵抗として作用する。

上記第１基準電圧ＶＦが供給される入力端子には、その第１基準電圧ＶＦをそのまま第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力するためのスイッチＳ１が接続されている。上記抵抗Ｒ１〜Ｒ４の接続点には、各接続点の分圧電圧ＶＦ１〜ＶＦ３を選択的に第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力するためのスイッチＳ２〜Ｓ４がそれぞれ接続されている。これら各スイッチＳ１〜Ｓ４の出力はオペアンプ１３の非反転入力端子に接続されている。

このように構成された第１基準電圧生成回路１６は、上記スイッチＳ１〜Ｓ４のいずれか１つをオンし、電圧ＶＦ，ＶＦ１〜ＶＦ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第１補正基準電圧ＶＦＣとしてオペアンプ１３の非反転入力端子に出力する。このスイッチＳ１〜Ｓ４の選択切替により、分圧回路の分圧比が調整され、第１補正基準電圧ＶＦＣの電圧値が調整される（図９（ａ）参照）。これにより、図９（ａ）に示すように、第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとの交点（切替温度）が制御される。例えばスイッチＳ１がオンされて第１基準電圧ＶＦが第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力される場合には、第１基準電圧ＶＦと第２基準電圧ＶＳとの交点の温度が切替温度Ｔｓ１になる。これに対し、スイッチＳ２がオンされて第１基準電圧ＶＦよりも低い分圧電圧ＶＦ１が第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力される場合には、分圧電圧ＶＦ１と第２基準電圧ＶＳとの交点の温度が上記切替温度Ｔｓ１よりも高温側の切替温度Ｔｓ２になる。このように第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとの交点を制御することによって、温度傾斜の変化点（折れ曲がり点）を任意に制御することができる。なお、上記スイッチＳ１〜Ｓ４の選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイクロコンピュータ（マイコン）５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

そして、上記第１補正基準電圧ＶＦＣが定電流回路１２に入力されると、下記式で示される第１基準電流ＩＭがカレントミラー回路１４，１５の入力側トランジスタＴＰ１０に流れる。

ＩＭ＝ＶＦＣ／Ｒｂ
カレントミラー回路１４，１５の出力側トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２は、トランジスタＴＰ１０に流れる第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第１基準電流ＩＭａ及び第４基準電流ＩＭｂを第１及び第４電流源１０ａ，１０ｂにそれぞれ流す。

一方、第２制御回路２１は、定電流回路２２ａ，２２ｂと、第２基準電圧生成回路２４とを備えている。第２基準電圧生成回路２４は、オペアンプ２５と、第２基準電圧ＶＳが供給される入力端子とオペアンプ２５の出力端子との間に直列に接続された複数（図８では４つ）の抵抗Ｒ５〜Ｒ８を含む分圧回路とを備えている。オペアンプ２５の非反転入力端子には、上記第１基準電圧生成回路１６にて生成された第１補正基準電圧ＶＦＣが入力され、そのオペアンプ２５の出力端子は当該オペアンプ２５の反転入力端子に接続されている。従って、このオペアンプ２５の出力端子の電位が第１補正基準電圧ＶＦＣと等しくなるように制御される。このため、上記抵抗Ｒ５〜Ｒ８は、第２基準電圧ＶＳと第１補正基準電圧ＶＦＣとの間の電位差を分圧する分圧抵抗として作用する。

上記第２基準電圧ＶＳが供給される入力端子には、その第２基準電圧ＶＳをそのまま第２補正基準電圧ＶＳＣａとして出力するためのスイッチＳ５ａが接続されている。上記抵抗Ｒ５〜Ｒ８の接続点には、各接続点の分圧電圧ＶＳ１〜ＶＳ３を選択的に第２補正基準電圧ＶＳＣａとして出力するためのＳ６ａ〜Ｓ８ａがそれぞれ接続されている。これら各スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａの出力は定電流回路２２ａのオペアンプ２３ａの非反転入力端子に接続されている。

このように構成された分圧回路は、上記スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａのいずれか１つをオンし、電圧ＶＳ，ＶＳ１〜ＶＳ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第２補正基準電圧ＶＳＣａとしてオペアンプ２３ａの非反転入力端子に出力する。このスイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａの選択切替により、分圧回路の分圧比が調整され、第２補正基準電圧ＶＳＣａの温度傾斜が調整される（図９（ｂ）参照）。具体的には、例えば第１補正基準電圧ＶＦＣが第１基準電圧ＶＦであり、その第１基準電圧ＶＦと第２基準電圧ＶＳとの交点の温度が２５℃で、電圧値が０．７Ｖである場合には、第１基準電圧ＶＦと第２基準電圧ＶＳとは下記式により表される。

なお、Ｔａは周囲温度である。ここで、オンされたスイッチと第２基準電圧ＶＳの供給される入力端子との間の合成抵抗をｒ１とし、オンされたスイッチとオペアンプ２５の出力端子との間の合成抵抗をｒ２とすると、第２補正基準電圧ＶＳＣａは下記式により表される。なお、例えばスイッチＳ７ａがオンされたときには、抵抗Ｒ５，Ｒ６の合成抵抗がｒ１となり、抵抗Ｒ７，Ｒ８の合成抵抗がｒ２となる。

上記式から明らかなように、合成抵抗ｒ１，ｒ２による分圧比が調整されることにより、第２補正基準電圧ＶＳＣａの温度傾斜が任意に制御される。従って、スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａを選択切替することにより、任意の温度傾斜を有する第２補正基準電圧ＶＳＣａを生成することができる。なお、上記スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａの選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

そして、上記第２補正基準電圧ＶＳＣａが定電流回路２２ａに入力されると、下記式で示される第２基準電流ＩＰａが第２電流源２０ａのトランジスタＴＰ２１に流れる。
ＩＰａ＝ＶＳＣａ／Ｒｂ
一方、第２基準電圧ＶＳが供給される入力端子及び上記抵抗Ｒ５〜Ｒ８の接続点には、上記スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａに対してそれぞれ並列にスイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂが接続されている。これらスイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂは、電圧ＶＳ，ＶＳ１〜ＶＳ３を選択的に第５補正基準電圧ＶＳＣｂとして出力するためのスイッチであり、その出力が定電流回路２２ｂのオペアンプ２３ｂの非反転入力端子に接続されている。このように構成された分圧回路は、上記スイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂのいずれか１つをオンし、電圧ＶＳ，ＶＳ１〜ＶＳ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第５補正基準電圧ＶＳＣｂとしてオペアンプ２３ｂの非反転入力端子に出力する。このスイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂの選択切替により、分圧回路の分圧比が調整され、第５補正基準電圧ＶＳＣｂの温度傾斜が調整される（図９（ｂ）参照）。なお、上記スイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂの選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

そして、上記第５補正基準電圧ＶＳＣｂが定電流回路２２ｂに入力されると、下記式で示される第５基準電流ＩＰｂが第５電流源２０ｂのトランジスタＴＰ２３に流れる。
ＩＰｂ＝ＶＳＣｂ／Ｒｂ
第１差分電流生成回路３ａでは、第１電流源１０ａが第１基準電流ＩＭａ（＝ＶＦＣａ／Ｒｂ）をノードＮ１から吸い込み、第２電流源２０ａが第２基準電流ＩＰａ（＝ＶＳＣａ／Ｒｂ）をノードＮ１に吐き出す。このノードＮ１にドレインが接続されるＰＭＯＳトランジスタＴＰ１には、第１基準電流ＩＭａから第２基準電流ＩＰａを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）が流れる（図１０（ｂ）参照）。

このＰＭＯＳトランジスタＴＰ１は、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ６と共にカレントミラー回路を構成する。出力側トランジスタＴＰ６のドレインはスイッチＳＷ１を介して第３電流源５０に接続されている。なお、この出力側トランジスタＴＰ６は、入力側トランジスタＴＰ１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＰ６には、入力側トランジスタＴＰ１に流れる第１差分電流ＩＯＰが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＰ６は、上記スイッチＳＷ１がオンされると、ノードＮ２に第１差分電流ＩＯＰを吐き出す。

一方、カレントミラー回路３０ａ，４０ａによるカレントミラー動作によって、トランジスタＴＰ２，ＴＮ１，ＴＮ２には上記第１差分電流ＩＯＰが流れる。詳しくは、カレントミラー回路４０ａの出力側トランジスタＴＮ２は、スイッチＳＷ２を介して第３電流源５０に接続されており、このスイッチＳＷ２がオンされると、ノードＮ２から第１差分電流ＩＯＰを吸い込む。

このように、上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、第１差分電流生成回路３ａを、第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２に吐き出す吐き出し回路として機能させるか、又は第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２から吸い込む吸い込み回路として機能させるかを選択するためのものである。なお、第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２に吐き出すと、第３基準電流ＩＭＳに第１差分電流ＩＯＰに加算され（図１１の実線参照）、逆に第１差分電流ＩＯＰをノードＮ２から吸い込むと、第３基準電流ＩＭＳから第１差分電流ＩＯＰが減算される（図１１の一点鎖線参照）。すなわち、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を切り替えて第１差分電流ＩＯＰの極性を切り替えることで、切替温度よりも高温側の出力電流ＩＯの温度傾斜の方向を切り替えることができる。なお、これらスイッチＳＷ１，ＳＷ２の選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

また、第２差分電流生成回路３ｂでは、第４電流源１０ｂが第４基準電流ＩＭｂ（＝ＶＦＣｂ／Ｒｂ）をノードＮ３から吸い込み、第５電流源２０ｂが第５基準電流ＩＰｂ（＝ＶＳＣｂ／Ｒｂ）をノードＮ３に吐き出す。このノードＮ３にドレインが接続されるＮＭＯＳトランジスタＴＮ３には、第５基準電流ＩＰｂから第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）が流れる（図１０（ｂ）参照）。

カレントミラー回路３０ｂ，４０ｂによるカレントミラー動作によって、トランジスタＴＮ４，ＴＰ３，ＴＰ４には上記第２差分電流ＩＯＭが流れる。詳しくは、カレントミラー回路４０ｂの出力側トランジスタＴＰ４は、スイッチＳＷ３を介して第３電流源５０に接続されており、このスイッチＳＷ３がオンされると、ノードＮ２に第２差分電流ＩＯＭを吐き出す。

上記ＮＭＯＳトランジスタＴＮ３は、ＮＭＯＳトランジスタＴＮ６と共にカレントミラー回路を構成する。出力側トランジスタＴＮ６のドレインはスイッチＳＷ４を介して第３電流源５０に接続されている。なお、この出力側トランジスタＴＮ６は、入力側トランジスタＴＮ３の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、出力側トランジスタＴＮ６には、入力側トランジスタＴＮ３に流れる第２差分電流ＩＯＭが流れる。詳しくは、出力側トランジスタＴＮ６は、上記スイッチＳＷ４がオンされると、ノードＮ２から第２差分電流ＩＯＭを吸い込む。

このように、上記スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、第２差分電流生成回路３ｂを、第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２に吐き出す吐き出し回路として機能させるか、又は第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２から吸い込む吸い込み回路として機能させるかを選択するためのものである。なお、第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２に吐き出すと、第３基準電流ＩＭＳに第２差分電流ＩＯＭが加算され（図１１の実線参照）、逆に第２差分電流ＩＯＭをノードＮ２から吸い込むと、第３基準電流ＩＭＳから第２差分電流ＩＯＭが減算される（図１１の一点鎖線参照）。すなわち、スイッチＳＷ３，ＳＷ４を切り替えて第２差分電流ＩＯＭの極性を切り替えることで、切替温度よりも低温側の出力電流ＩＯの温度傾斜の方向を切り替えることができる。なお、これらスイッチＳＷ３，ＳＷ４の選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

このように構成された電流生成回路１ｃでは、第２制御回路２１において独立して生成される第２及び第５補正基準電圧ＶＳＣａ，ＶＳＣｂに基づいて第２及び第５基準電流ＩＰａ，ＩＰｂがそれぞれ生成される。この第２基準電流ＩＰａを基に切替温度よりも高温側の出力電流ＩＯの温度傾斜が設定され、第５基準電流ＩＰｂを基に切替温度よりも低温側の出力電流ＩＯの温度傾斜が設定される。従って、第２及び第５補正基準電圧ＶＳＣａ，ＶＳＣｂの温度傾斜を独立して制御することによって、変化点（切替温度）よりも高温側と低温側との出力電流ＩＯの温度傾斜を独立して制御することができる。なお、本実施形態では、第１及び第４基準電流ＩＭａ，ＩＭｂが同一の値であるため、第１及び第２基準電流ＩＭａ，ＩＰａの電流値の交点と、第４及び第５基準電流ＩＭｂ，ＩＰｂの電流値の交点とは同一になる（図１０（ｂ）参照）。

次に、このように構成された電流生成回路１ｃの動作について説明する。
ここでは、センサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって、図８に示すようにスイッチＳ２，Ｓ７ａ，Ｓ６ｂ，ＳＷ１，ＳＷ３がオン制御された場合について説明する。

スイッチＳ２がオンされると、分圧電圧ＶＦ１が第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力される（図１０（ａ）参照）。このため、第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとの交点の温度は切替温度Ｔｓ２となる。そして、上記第１補正基準電圧ＶＦＣが定電流回路１２に入力されると、定電流回路１２において第１基準電流ＩＭ（＝ＶＦ１／Ｒｂ）が生成され（図１０（ｂ）参照）、その第１基準電流ＩＭがトランジスタＴＰ１０に流れる。これにより、カレントミラー回路１４，１５の出力側トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２は、第１基準電流ＩＭと同一の値を持つ第１基準電流ＩＭａ及び第４基準電流ＩＭｂをそれぞれ第１電流源１０ａ及び第４電流源１０ｂに流す。

一方、スイッチＳ７ａがオンされると、分圧電圧ＶＳ２が第２補正基準電圧ＶＳＣａとして出力される（図１０（ａ）参照）。また、スイッチＳ６ｂがオンされると、分圧電圧ＶＳ１が第５補正基準電圧ＶＳＣｂとして出力される（図１０（ａ）参照）。このため、これら第２及び第５補正基準電圧ＶＳＣａ，ＶＳＣｂは、互いに温度傾斜が異なる。詳述すると、第５補正基準電圧ＶＳＣｂは、第２補正基準電圧ＶＳＣａよりも温度傾斜が急峻である。

そして、上記第２補正基準電圧ＶＳＣａが定電流回路２２ａに入力されると、定電流回路２２ａにおいて第２基準電流ＩＰａ（＝ＶＳ２／Ｒｂ）が生成され、その第２基準電流ＩＰａが第２電流源２０ａのトランジスタＴＰ２１に流れる（図１０（ｂ）参照）。また、上記第５補正基準電圧ＶＳＣｂが定電流回路２２ｂに入力されると、定電流回路２２ｂにおいて第５基準電流ＩＰｂ（＝ＶＳ１／Ｒｂ）が生成され、その第５基準電流ＩＰｂが第５電流源２０ｂのトランジスタＴＰ２３に流れる（図１０（ｂ）参照）。なお、この第５基準電流ＩＰｂは、第２基準電流ＩＰａよりも温度傾斜が急峻である。また、第１及び第２基準電流ＩＭａ，ＩＰａの電流値の交点と、第４及び第５基準電流ＩＭｂ，ＩＰｂの電流値の交点とは同一であり、その交点の温度は切替温度Ｔｓ２である。

第１差分電流生成回路３ａでは、第１電流源１０ａが流す第１基準電流ＩＭａから第２電流源２０ａが流す第２基準電流ＩＰａを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）が生成される。このとき、スイッチＳＷ１がオンされると、第１差分電流生成回路３ａが吐き出し回路として機能するため、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ６がスイッチＳＷ１を介してノードＮ２に第１差分電流ＩＯＰを吐き出す。

また、第２差分電流生成回路３ｂでは、第５電流源２０ｂが流す第５基準電流ＩＰｂから第４電流源１０ｂが流す第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）が生成される。このとき、スイッチＳＷ３がオンされると、第２差分電流生成回路３ｂが吐き出し回路として機能するため、ＰＭＯＳトランジスタＴＰ４がスイッチＳＷ３を介してノードＮ２に第２差分電流ＩＯＭを吐き出す。

ここで、第３電流源５０として動作するＰＭＯＳトランジスタＴＰ５は、第１基準電流ＩＭと同一の値の第３基準電流ＩＭＳをノードＮ２に吐き出す。従って、図１１に示すように、第３基準電流ＩＭＳに、第１差分電流ＩＯＰと第２差分電流ＩＯＭとが加算され、切替温度Ｔｓを境にして温度傾斜及びその方向が相違するＶ字状の出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ＋ＩＯＰ＋ＩＯＭ）が生成される。すなわち、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓ２よりも低温側では第２差分電流ＩＯＭの有する温度特性（具体的には、第５基準電流ＩＰｂ（第５補正基準電圧ＶＳＣｂ）と同等の温度特性）を備える。また、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓ２よりも高温側では第１差分電流ＩＯＰの有する温度特性（具体的には、第２基準電流ＩＰａ（第２補正基準電圧ＶＳＣａ）の温度特性の傾斜とは逆方向の傾斜の温度特性）を備える。このように、本実施形態の電流生成回路１ｃでは、第２基準電流ＩＰａ（第２補正基準電圧ＶＳＣａ）と第５基準電流ＩＰｂ（第５補正基準電圧ＶＳＣｂ）との温度傾斜とを独立に制御することによって、変化点（切替温度Ｔｓ２）よりも高温側と低温側との出力電流ＩＯの温度傾斜を独立して制御することができる。

図１２は、上記説明と同様に、スイッチＳ２，Ｓ７ａ，Ｓ６ｂ，ＳＷ１，ＳＷ３をオンした場合に生成される出力電流ＩＯについてシミュレーションした結果である。
図１２の結果から明らかなように、本実施形態の電流生成回路１ｃで生成した出力電流ＩＯ（図１２の実線参照）は、所望の温度（切替温度Ｔｓ２）及び所望の電流値において、温度傾斜の切り替え（具体的には、第２差分電流ＩＯＭの温度傾斜から第１差分電流ＩＯＰの温度傾斜への切り替え）が行われている。また、切替温度Ｔｓ２付近においても、不連続点の段差などが生じることなく、温度傾斜の切り替えが滑らかに行われている。従って、この出力電流ＩＯによるセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に対する補正の精度を向上させることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、上記第２実施形態の作用効果に加えて以下の作用効果を奏することができる。
（１）第１基準電圧ＶＦを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を第１補正基準電圧ＶＦＣとして生成する第１基準電圧生成回路１６を備えるようにした。なお、上記所定の分圧比は、スイッチＳ１〜Ｓ４の選択切替により可変可能となっている。この分圧比が調整されると、第１補正基準電圧ＶＦＣの電圧値が調整される。これにより、第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとの交点（切替温度）を制御することができ、ひいては出力電流ＩＯの温度傾斜の変化点（折れ曲がり点）を任意に制御することができる。従って、出力電流ＩＯの温度特性の自由度を向上させることができる。さらに、補正対象のセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいて、上記スイッチＳ１〜Ｓ４の選択切替が行われるため、抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に応じた出力電流ＩＯを生成することができる。従って、補正対象の抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に対する補正精度を向上させることができる。

（２）第２基準電圧ＶＳと第１補正基準電圧ＶＦＣとの電位差を所定の分圧比で分圧した分圧電圧を第２補正基準電圧ＶＳＣａあるいは第５補正基準電圧ＶＳＣｂとして生成する第２基準電圧生成回路２４を備えるようにした。なお、上記所定の分圧比は、スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａ，Ｓ５ｂ〜Ｓ８ｂの選択切替により可変可能となっている。この分圧比を調整することにより、第２及び第５補正基準電圧ＶＳＣａ，ＶＳＣｂの温度傾斜を制御することができ、ひいては出力電流ＩＯの温度傾斜を任意に制御することができる。ここで、スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａ及びスイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂの選択切替により第２補正基準電圧ＶＳＣａと第５補正基準電圧ＶＳＣｂの温度傾斜は独立に制御される。このように第２及び第５補正基準電圧ＶＳＣａ，ＶＳＣｂの温度傾斜を独立して制御することによって、変化点（切替温度）よりも高温側と低温側との出力電流ＩＯの温度傾斜を独立して制御することができる。従って、出力電流ＩＯの温度特性の自由度を向上させることができる。さらに、補正対象のセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいて、上記スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａ，Ｓ５ｂ〜Ｓ８ｂの選択切替が行われるため、抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に応じた出力電流ＩＯを生成することができる。従って、補正対象の抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に対する補正精度を向上させることができる。

（３）第３基準電流ＩＭＳに第１差分電流ＩＯＰを加算あるいは減算するかを選択するスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、第３基準電流ＩＭＳに第２差分電流ＩＯＭを加算あるいは減算するかを選択するスイッチＳＷ３，ＳＷ４とを備えるようにした。これらスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の選択切替により、出力電流ＩＯの温度傾斜の方向を自由に切り替えることができる。従って、出力電流ＩＯの温度特性の自由度を向上させることができる。

（第４実施形態）
以下、本発明を具体化した第４実施形態を図１３〜図１６に従って説明する。先の図１〜図１２に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

本実施形態の電流生成回路１ｄは、温度傾斜の変化点を複数（ここでは、２つ）有する温度特性を備える出力電流ＩＯを生成するための回路である。詳述すると、上記第２及び第３実施形態の電流生成回路１ｂ，１ｃでは、温度に依存しない温度特性を備える第１及び第４基準電流ＩＭａ，ＩＭｂを、共通の第１基準電圧ＶＦ（第１補正基準電圧ＶＦＣ）に基づいて生成し、これら第１及び第４基準電流ＩＭａ，ＩＭｂを同一の電流値としている。従って、第１基準電流ＩＭａと第２基準電流ＩＰａとの交点の温度と、第４基準電流ＩＭｂと第５基準電流ＩＰｂとの交点の温度とが一致する。このため、電流生成回路１ｂ，１ｃの出力電流ＩＯは、温度傾斜の変化点が１つになっている。

これに対し、本実施形態の電流生成回路１ｄは、温度に依存しない温度特性を備える第１基準電流ＩＭａ及び第４基準電流ＩＭｂを互いに異なる電流値になるように生成する。従って、第１基準電流ＩＭａと第２基準電流ＩＰａとの交点の温度と、第４基準電流ＩＭｂと第５基準電流ＩＰｂとの交点の温度とが互いに異なる。このため、これら基準電流ＩＭａ，ＩＭｂ，ＩＰａ，ＩＰｂから生成される第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭが第３基準電流ＩＭＳに加算・減算されると、温度傾斜の変化点を２つ有する温度特性を備える出力電流ＩＯが生成される。

具体的には、第１基準電圧生成回路１６は、第１基準電流ＩＭａを生成するための第１補正基準電圧ＶＦＣａと、第４基準電流ＩＭｂを生成するための第４補正基準電圧ＶＦＣｂとを独立に生成する。この第１基準電圧生成回路１６は、第１基準電圧ＶＦが供給される入力端子とグランドとの間に直列に接続された複数（図１３では４つ）の抵抗Ｒ１〜Ｒ４、スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａ及びスイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂを含む分圧回路を備えている。

上記第１基準電圧ＶＦが供給される入力端子には、その第１基準電圧ＶＦをそのまま第１補正基準電圧ＶＦＣとして出力するためのスイッチＳ１ａが接続されている。上記抵抗Ｒ１〜Ｒ４の接続点には、各接続点の分圧電圧ＶＦ１〜ＶＦ３を選択的に第１補正基準電圧ＶＦＣａとして出力するためのスイッチＳ２ａ〜Ｓ４ａがそれぞれ接続されている。これら各スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａの出力は定電流回路１２ａのオペアンプ１３ａの非反転入力端子に接続されている。

一方、第１基準電圧ＶＦが供給される入力端子及び上記抵抗Ｒ１〜Ｒ４の接続点には、上記スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａに対してそれぞれ並列にスイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂが接続されている。これらスイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂは、電圧ＶＦ，ＶＦ１〜ＶＦ３を選択的に第４補正基準電圧ＶＦＣｂとして出力するためのスイッチであり、その出力が定電流回路１２ｂのオペアンプ１３ｂの非反転入力端子に接続されている。

このように構成された第１基準電圧生成回路１６は、上記スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａのいずれか１つをオンし、電圧ＶＦ，ＶＦ１〜ＶＦ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第１補正基準電圧ＶＦＣａとしてオペアンプ１３ａの非反転入力端子に出力する。また、第１基準電圧生成回路１６は、スイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂのいずれか１つをオンし、電圧ＶＦ，ＶＦ１〜ＶＦ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第４補正基準電圧ＶＦＣｂとしてオペアンプ１３ｂの非反転入力端子に出力する。このスイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂの選択切替により、第１補正基準電圧ＶＦＣａ及び第４補正基準電圧ＶＦＣｂの電圧値がそれぞれ調整され、第１及び第４補正基準電圧ＶＦＣａ，ＶＦＣｂと第２基準電圧ＶＳとの交点（切替温度）が制御される。これによって、温度傾斜の変化点（折れ曲がり点）を任意に制御することができる。なお、上記スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂの選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５（図１３では図示略）からの制御信号によって行われる。

ここで、図１３の回路例では、第１及び第４補正基準電圧ＶＦＣａ，ＶＦＣｂの電圧値が互いに異なるように、スイッチＳ４ａ及びスイッチＳ２ｂがオンされている。このようにスイッチＳ４ａがオンされると、分圧電圧ＶＦ３が第１補正基準電圧ＶＦＣａとして出力され（図１４（ａ）参照）、このときの第１補正基準電圧ＶＦＣａと第２基準電圧ＶＳ（第２補正基準電圧ＶＳＣａ）との交点の温度が切替温度Ｔｓ３となる。また、スイッチＳ２ｂがオンされると、分圧電圧ＶＦ１が第４補正基準電圧ＶＦＣｂとして出力され（図１４（ａ）参照）、このときの第４補正基準電圧ＶＦＣｂと第２基準電圧ＶＳ（第５補正基準電圧ＶＳＣｂ）との交点の温度が切替温度Ｔｓ２となる。

そして、定電流回路１２ａにおいて上記第１補正基準電圧ＶＦＣａに基づいて第１基準電流ＩＭａ（＝ＶＦ３／Ｒｂ）が生成され、定電流回路１２ｂにおいて上記第４補正基準電圧ＶＦＣｂに基づいて第４基準電流ＩＭｂが生成される（図１４（ｂ）の破線参照）。すると、カレントミラー回路１４，１５によって、第１差分電流生成回路３ａに第１基準電流ＩＭａが供給され、第２差分電流生成回路３ｂに第４基準電流ＩＭｂが供給される。

一方、第２基準電圧生成回路２４は、第２基準電流ＩＰａを生成するための第２補正基準電圧ＶＳＣａを生成する分圧回路２４ａと、第５基準電流ＩＰｂを生成するための第５補正基準電圧ＶＳＣｂを生成する分圧回路２４ｂとを備えている。

分圧回路２４ａは、第２基準電圧ＶＳと第１補正基準電圧ＶＦＣａとの電位差を分圧する抵抗Ｒ５〜Ｒ８と、第２基準電圧ＶＳが供給される入力端子及び上記抵抗Ｒ５〜Ｒ８の接続点に接続されたスイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａとを含む。このように構成された分圧回路２４ａは、上記スイッチＳ５ａ〜Ｓ８ａのいずれか１つをオンし、電圧ＶＳ，ＶＳ１〜ＶＳ３のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第２補正基準電圧ＶＳＣａとして定電流回路２２ａに出力する。なお、図１３の回路例では、スイッチＳ８ａがオンされ、分圧電圧ＶＳ３が第２補正基準電圧ＶＳＣａとして定電流回路２２ａに出力される（図１４（ａ）参照）。すると、定電流回路２２ａにおいて上記第２補正基準電圧ＶＳＣａに基づいて第２基準電流ＩＰａ（＝ＶＳ３／Ｒｂ）が生成され、その第２基準電流ＩＰａが第１差分電流生成回路３ａに供給される（図１４（ｂ）の破線参照）。

分圧回路２４ｂは、第２基準電圧ＶＳと第４補正基準電圧ＶＦＣｂとの電位差を分圧する抵抗Ｒ９〜Ｒ１２と、第２基準電圧ＶＳが供給される入力端子及び上記抵抗Ｒ９〜Ｒ１２の接続点に接続されたスイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂとを含む。このように構成された分圧回路２４ｂは、上記スイッチＳ５ｂ〜Ｓ８ｂのいずれか１つをオンし、電圧ＶＳ，ＶＳ４〜ＶＳ６のうち上記オンしたスイッチに対応する電圧を第５補正基準電圧ＶＳＣｂとして定電流回路２２ｂに出力する。なお、図１３の回路例では、スイッチＳ６ｂがオンされ、分圧電圧ＶＳ４が第５補正基準電圧ＶＳＣｂとして定電流回路２２ｂに出力される（図１４（ａ）参照）。すると、定電流回路２２ｂにおいて上記第５補正基準電圧ＶＳＣｂに基づいて第５基準電流ＩＰｂ（＝ＶＳ４／Ｒｂ）が生成され、その第５基準電流ＩＰｂが第２差分電流生成回路３ｂに供給される（図１４（ｂ）の破線参照）。

以上のように生成された第１基準電流ＩＭａと第２基準電流ＩＰａとは、図１４（ｂ）に示すように、上記切替温度Ｔｓ３で電流値が交差し、その切替温度Ｔｓ３を境にして、第１及び第２基準電流ＩＭａ，ＩＰａの電流値の大小関係が反転する。すなわち、切替温度Ｔｓ３よりも低温側では、第２基準電流ＩＰａが第１基準電流ＩＭａよりも大きくなり、切替温度Ｔｓ３よりも高温側では、反対に第１基準電流ＩＭａが第２基準電流ＩＰａよりも大きくなる。

これら第１及び第２基準電流ＩＭａ，ＩＰａとが供給される第１差分電流生成回路３ａでは、切替温度Ｔｓ３よりも高温側の期間に、第１基準電流ＩＭａから第２基準電流ＩＰａを減算した第１差分電流ＩＯＰ（＝ＩＭａ−ＩＰａ≧０）が生成される。なお、切替温度Ｔｓ３よりも低温側では、第１差分電流ＩＯＰは０（ゼロ）となる。

また、第４基準電流ＩＭｂと第５基準電流ＩＰｂとは、図１４（ｂ）に示すように、切替温度Ｔｓ２で電流値が交差し、その切替温度Ｔｓ２を境にして、第４及び第５基準電流ＩＭｂ，ＩＰｂの電流値の大小関係が反転する。すなわち、切替温度Ｔｓ２よりも低温側では、第５基準電流ＩＰｂが第４基準電流ＩＭｂよりも大きくなり、切替温度Ｔｓ２よりも高温側では、反対に第４基準電流ＩＭｂが第５基準電流ＩＰｂよりも大きくなる。

これら第４及び第５基準電流ＩＭｂ、ＩＰｂが供給される第２差分電流生成回路３ｂでは、切替温度Ｔｓ２よりも低温側の期間に、第５基準電流ＩＰｂから第４基準電流ＩＭｂを減算した第２差分電流ＩＯＭ（＝ＩＰｂ−ＩＭｂ≧０）が生成される。なお、切替温度Ｔｓ２よりも高温側では、第２差分電流ＩＯＭは０（ゼロ）となる。このため、第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭの双方ともに、切替温度Ｔｓ２から切替温度Ｔｓ３の期間は電流値が０（ゼロ）となる。

ここで、第３電流源５０として動作するＰＭＯＳトランジスタＴＰ５は、第４基準電流ＩＭｂと同一の値の第３基準電流ＩＭＳをノードＮ２に吐き出す。このため、例えば第１及び第２差分電流生成回路３ａ，３ｂに接続されたスイッチＳＷ１，ＳＷ３がそれぞれオンされると、図１５の実線で示すように、第３基準電流ＩＭＳに、第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭを加算した出力電流ＩＯが生成される。すなわち、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓ２よりも低温側では第２差分電流ＩＯＭの有する温度特性（具体的には、第５基準電流ＩＰｂと同等の温度特性）を備える。また、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓ２よりも高温側で切替温度Ｔｓ３よりも低温側では、第３基準電流ＩＭＳの有する温度特性を備える。さらに、出力電流ＩＯは、切替温度Ｔｓ３よりも高温側では第１差分電流ＩＯＰの有する温度特性（具体的には、第２基準電流ＩＰａの温度傾斜とは逆方向の傾斜の温度特性）を備える。以上のように、電流生成回路１ｄで生成される出力電流ＩＯは、温度傾斜の変化点を切替温度Ｔｓ２，Ｔｓ３の２つに有し、３種類の温度傾斜を有する。

なお、スイッチＳＷ２，ＳＷ４がオンされると、図１５の一点鎖線で示すように、第３基準電流ＩＭＳから、第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭを減算した出力電流ＩＯ（＝ＩＭＳ−ＩＯＰ−ＩＯＭ）が生成される。

図１６は、図１３の回路例と同様に、スイッチＳ４ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ８ａ，Ｓ６ｂ，ＳＷ１，ＳＷ３をオンした場合に生成される出力電流ＩＯについてシミュレーションした結果である。

図１６の結果から明らかなように、本実施形態の電流生成回路１ｄで生成した出力電流ＩＯ（図１６の実線参照）は、所望の切替温度Ｔｓ２及び所望の電流値において、温度傾斜の切り替え（具体的には、第２差分電流ＩＯＭの温度傾斜から第３基準電流ＩＭＳの温度傾斜への切り替え）が行われている。また、上記出力電流ＩＯは、所望の切替温度Ｔｓ３及び所望の電流値において、温度傾斜の切り替え（具体的には、第３基準電流ＩＭＳの温度傾斜から第１差分電流ＩＯＰの温度傾斜への切り替え）が行われている。さらに、切替温度Ｔｓ２，Ｔｓ３付近においても、不連続点の段差などが生じることなく、温度傾斜の切り替えが滑らかに行われている。従って、この出力電流ＩＯによるセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に対する補正の精度を向上させることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、上記第２及び第３実施形態の作用効果に加えて以下の作用効果を奏することができる。
（１）第１基準電流ＩＭａと第４基準電流ＩＭｂとを互いに異なる電流値になるように生成した。これにより、第１基準電流ＩＭａと第２基準電流ＩＰａとの交点の温度と、第４基準電流ＩＭｂと第５基準電流ＩＰｂとの交点の温度とが異なるようになるため、出力電流ＩＯの温度傾斜の変化点を２つにすることができる。従って、出力電流ＩＯの温度特性の自由度を向上させることができ、より複雑な温度特性を備える出力電流ＩＯを生成することができる。

（第５実施形態）
以下、本発明を具体化した第５実施形態を図１７及び図１８に従って説明する。先の図１〜図１６に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。

上記第３及び第４実施形態では、第２及び第５基準電流ＩＰａ，ＩＰｂを生成するための基準電圧の温度傾斜を調整することによって、第２及び第５基準電流ＩＰａ，ＩＰｂの温度傾斜を調整し、第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭの温度傾斜を制御している。これに対して、本実施形態の電流生成回路１ｅは、各電流源として機能するカレントミラー回路のカレントミラー比を調整することによって、基準電流の温度傾斜を調整し、第１及び第２差分電流ＩＯＰ，ＩＯＭの温度傾斜を制御している。

具体的には、図１７に示すように、第１制御回路１１にて生成された第１基準電流ＩＭ（図１７の例では、ＩＭ＝ＶＦ１／Ｒｂ）が、カレントミラー回路１４の出力側トランジスタＴＰ１１によって第１及び第４電流源１０ａ，１０ｂに供給される。

第１電流源１０ａは、カレントミラー接続された４つのＮＭＯＳトランジスタＴＮ１１，ＴＮ１２，ＴＮ１５，ＴＮ１６を含むカレントミラー回路である。各トランジスタＴＮ１１，ＴＮ１２，ＴＮ１５，ＴＮ１６のソースはグランドに接続されている。入力側トランジスタＴＮ１１のゲートは、そのドレインと各出力側トランジスタＴＮ１２，ＴＮ１５，ＴＮ１６のゲートに接続されている。各出力側トランジスタＴＮ１２，ＴＮ１５，ＴＮ１６のドレインは、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３をそれぞれ介してカレントミラー回路３０ａの入力側トランジスタＴＰ１のドレインに接続されている。

同様に、第４電流源１０ｂは、カレントミラー接続された４つのＮＭＯＳトランジスタＴＮ１１，ＴＮ１４，ＴＮ１７，ＴＮ１８を含むカレントミラー回路である。各出力側トランジスタＴＮ１４，ＴＮ１７，ＴＮ１８のドレインは、スイッチＳＭ１〜ＳＭ３をそれぞれ介してカレントミラー回路３０ｂの入力側トランジスタＴＮ３のドレインに接続されている。

各出力側トランジスタＴＮ１２，ＴＮ１４は、入力側トランジスタＴＮ１１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＮ１２，ＴＮ１４は、入力側トランジスタＴＮ１１に流れる第１基準電流ＩＭと実質的に同一値を持つドレイン電流を流す。また、各出力側トランジスタＴＮ１５，ＴＮ１７は、入力側トランジスタＴＮ１１が持つ電気的特性の２倍の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＮ１５，ＴＮ１７は、第１基準電流ＩＭの２倍の値を持つドレイン電流を流す。また、各出力側トランジスタＴＮ１６，ＴＮ１８は、入力側トランジスタＴＮ１１が持つ電気的特性の４倍の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＮ１６，ＴＮ１８は、第１基準電流ＩＭの４倍の値を持つドレイン電流を流す。

一方、第２制御回路２１にて生成された第２基準電流ＩＰ（＝ＶＳ／Ｒｂ）は、第２及び第５電流源２０ａ，２０ｂに出力される。
第２電流源２０ａは、カレントミラー接続された４つのＰＭＯＳトランジスタＴＰ２１，ＴＰ２２，ＴＰ２５，ＴＰ２６を含むカレントミラー回路である。各トランジスタＴＰ２１，ＴＰ２２，ＴＰ２５，ＴＰ２６のソースは高電位電源ＶＤＤに接続されている。入力側トランジスタＴＰ２１のゲートは、そのドレインと各出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２５，ＴＰ２６のゲートに接続されている。各出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２５，ＴＰ２６のドレインは、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３をそれぞれ介してカレントミラー回路３０ａの入力側トランジスタＴＰ１のドレインに接続されている。

同様に、第５電流源２０ｂは、カレントミラー接続された４つのＰＭＯＳトランジスタＴＰ２１，ＴＰ２４，ＴＰ２７，ＴＰ２８を含むカレントミラー回路である。各出力側トランジスタＴＰ２４，ＴＰ２７，ＴＰ２８のドレインは、スイッチＳＭ１〜ＳＭ３をそれぞれ介してカレントミラー回路３０ｂの入力側トランジスタＴＮ３のドレインに接続されている。

各出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２４は、入力側トランジスタＴＰ２１の電気的特性と同一値の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２４は、入力側トランジスタＴＰ２１に流れる第２基準電流ＩＰと実質的に同一値を持つドレイン電流を流す。また、各出力側トランジスタＴＰ２５，ＴＰ２７は、入力側トランジスタＴＰ２１が持つ電気的特性の２倍の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＰ２５，ＴＰ２７は、第２基準電流ＩＰの２倍の値を持つドレイン電流を流す。また、各出力側トランジスタＴＰ２６，ＴＰ２８は、入力側トランジスタＴＰ２１が持つ電気的特性の４倍の電気的特性を持つ。従って、各出力側トランジスタＴＰ２６，ＴＰ２８は、第２基準電流ＩＰの４倍の値を持つドレイン電流を流す。

ここで、第１差分電流生成回路３ａ内のスイッチＳＰ１〜ＳＰ３のうちスイッチＳＰ１のみをオンすると、電流源１０ａ，２０ａのカレントミラー比が１：１となる。すなわち、トランジスタＴＮ１２のドレイン電流（ＩＭ）からトランジスタＴＰ２２のドレイン電流（ＩＰ）を減算した電流（＝ＩＭ−ＩＰ≧０）が第１差分電流ＩＯＰとなる。

また、図１７に示すように、スイッチＳＰ１，ＳＰ２をオンすると、電流源１０ａ，２０ａのカレントミラー比が１：３となる。すなわち、上記電流（＝ＩＭ−ＩＰ≧０）と、トランジスタＴＮ１２のドレイン電流（ＩＭ×２）からトランジスタＴＰ２２のドレイン電流（ＩＰ×２）を減算した電流（＝ＩＭ×２−ＩＰ×２≧０）とを加算した電流が第１差分電流ＩＯＰとなる。従って、このときの第１差分電流ＩＯＰは下記式で示される。

ＩＯＰ＝（ＩＭ−ＩＰ）＋（ＩＭ×２−ＩＰ×２）
＝（ＩＭ×３）−（ＩＰ×３）≧０ ・・・（式１）
このように、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３のうちオンするスイッチの組み合わせを変更することで、電流源１０ａ，２０ａのカレントミラー比が調整される。そして、このカレントミラー比を調整することにより、第１及び第２基準電流ＩＭ，ＩＰに乗算されるミラー係数（上記式１では「３」）が調整される。

ところで、例えば第１補正基準電圧ＶＦＣ（分圧電圧ＶＦ１）と第２基準電圧ＶＳとの交点の温度が５０℃で電圧値が０．６Ｖである場合には、第２基準電圧ＶＳの温度傾斜係数をＡとすると、第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳは下記式により表される。

このため、これら第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとに基づいて生成される第１基準電流ＩＭと第２基準電流ＩＰとは、

となる。これらを上記式１に代入すると、第１差分電流ＩＯＰは、

となる。上記式から明らかなように、第１差分電流ＩＯＰの温度傾斜を決定する温度傾斜係数Ａは、電流源１０ａ，２０ａのミラー係数（上記式では「３」）を調整することによって任意に制御することができる。すなわち、電流源１０ａ，２０ａのカレントミラー比を調整することにより、任意の温度傾斜を持つ第１差分電流ＩＯＰを生成することができる。

同様に、スイッチＳＭ１〜ＳＭ３のうちオンするスイッチの組み合わせを変更することで、電流源１０ｂ，２０ｂのカレントミラー比が調整され、第４及び第５基準電流ＩＭ，ＩＰに乗算されるミラー係数が調整される。これにより、第２差分電流ＩＯＭの温度傾斜を任意に制御することができるため、任意の温度傾斜を持つ第２差分電流ＩＯＭを生成することができる。なお、上記スイッチＳＰ１〜ＳＰ３及びスイッチＳＭ１〜ＳＭ３の選択切替は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって行われる。

図１８は、図１７におけるスイッチＳ２，ＳＷ１，ＳＷ３をオンした状態で、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３，ＳＭ１〜ＳＭ３を様々な組み合わせでオンさせた場合に生成される出力電流ＩＯ１〜ＩＯ４についてシミュレーションした結果である。

出力電流ＩＯ１は、スイッチＳＰ１，ＳＰ２をオンし（ミラー係数が３）、スイッチＳＭ１をオンした（ミラー係数が１）場合の結果であり、出力電流ＩＯ２は、スイッチＳＰ３をオンし（ミラー係数が４）、スイッチＳＭ２をオンした（ミラー係数が２）場合の結果である。また、出力電流ＩＯ３は、スイッチＳＰ１，ＳＰ３をオンし（ミラー係数が５）、スイッチＳＭ１，ＳＭ２をオンした（ミラー係数が３）場合の結果であり、出力電流ＩＯ４は、スイッチＳＰ２，ＳＰ３をオンし（ミラー係数が６）、スイッチＳＭ３がオンした（ミラー係数が４）場合の結果である。

図１８の結果から明らかなように、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３のうちオンするスイッチの組み合わせを変更して電流源１０ａ，２０ａのミラー係数を調整することで、切替温度Ｔｓ２よりも高温側の出力電流ＩＯの温度傾斜を制御することができる。また、スイッチＳＭ１〜ＳＭ３のうちオンするスイッチの組み合わせを変更して電流源１０ｂ，２０ｂのミラー係数を調整することで、切替温度Ｔｓ２よりも高温側の出力電流ＩＯの温度傾斜を制御することができる。なお、ミラー係数を大きくするほど、出力電流ＩＯの温度傾斜が急峻になることが分かる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２実施形態の作用効果に加えて以下の作用効果を奏することができる。
（１）電流源１０ａ，１０ｂ，２０ａ，２０ｂをカレントミラー比が調整可能なカレントミラー回路によって構成するようにした。なお、スイッチＳＰ１〜ＳＰ３，ＳＭ１〜ＳＭ３の選択切替により、カレントミラー比が調整可能になっている。このカレントミラー比を調整することにより、ミラー係数が調整され、出力電流ＩＯの温度傾斜を任意に制御することができる。従って、出力電流ＩＯの温度特性の自由度を向上させることができる。さらに、補正対象のセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいて、上記スイッチＳＰ１〜ＳＰ３，ＳＭ１〜ＳＭ３の選択切替が行われるため、抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に応じた出力電流ＩＯを生成することができる。従って、補正対象の抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に対する補正精度を向上させることができる。

なお、上記各実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・図１９に示されるように、互いに異なる温度特性を備える第１基準電流ＩＭと第２基準電流ＩＰをそれぞれ流す第１電流源１０ａ及び第２電流源２０ａをスイッチＳａ，Ｓｂをそれぞれ介してノードＮ２に接続する。そして、上記第１基準電流ＩＭと第２基準電流ＩＰとが交差する所望の切替温度ＴｓにおいてスイッチＳａ，Ｓｂのオンオフを切り替えるようにしても良い。このような構成によっても、切替温度Ｔｓを境にして温度傾斜が相違する温度特性を備える出力電流ＩＯを生成することができる。

・上記第３及び第４実施形態における第２基準電圧生成回路２４を、図２０に示す第２基準電圧生成回路６０に変更してもよい。すなわち、オペアンプ６１（増幅回路）の非反転入力端子には例えば第１補正基準電圧ＶＦＣが入力され、反転入力端子には第２基準電圧ＶＳが抵抗Ｒｉを介して入力される。このオペアンプ６１の出力端子は、可変抵抗で構成される帰還抵抗Ｒｆを介して当該オペアンプ６１の反転入力端子に帰還されている。このように構成された第２基準電圧生成回路６０では、第１補正基準電圧ＶＦＣと第２基準電圧ＶＳとの差分が抵抗Ｒｉ及び帰還抵抗Ｒｆによる利得によって増幅されて第２補正基準電圧ＶＳＣが生成される。このため、この第２基準電圧生成回路６０では、上記帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を調整することによって利得が調整されるため、第２補正基準電圧ＶＳＣの温度傾斜を任意に制御することができる。なお、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値は、例えばセンサ素子Ｒｓの抵抗変化分ΔＲｓの温度特性に基づいてマイコン５５（図８参照）によって調整される。

・上記各実施形態では、各定電流回路１２，２２，１２ａ，１２ｂ，２２ａ，２２ｂ内の電圧・電流変換のための抵抗Ｒｂの抵抗値を同一にしたが、それぞれ異なる抵抗値の抵抗としてもよい。

・上記各実施形態における第１基準電圧ＶＦ及び第１基準電流ＩＭは、温度に依存しない温度特性を備えるようにしたが、これら第１基準電圧ＶＦ及び第１基準電流ＩＭが所定の温度傾斜を有する温度特性を備えるようにしてもよい。

・上記各実施形態では、第３基準電流ＩＭＳは第１基準電流ＩＭ（第４基準電流ＩＭｂ）と同一の値を持つ電流とした。これに限らず、例えば第３基準電流ＩＭＳを、第２基準電流ＩＰ（第２基準電流ＩＰａ又は第５基準電流ＩＰｂ）と同一の値を持つ電流としてもよい。あるいは、第３基準電流ＩＭＳを第１基準電流ＩＭや第２基準電流ＩＰとは異なる電流としてもよい。このとき、第３基準電流ＩＭＳが所定の温度傾斜を有する温度特性を備えるようにしてもよい。

・上記第５実施形態では、第１及び第２差分電流生成回路３ａ，３ｂに第１基準電流ＩＭを共通に供給するようにした。これに限らず、例えば上記第５実施形態のように、互いに電流値の異なる第１基準電流ＩＭａと第４基準電流ＩＭｂとをそれぞれ第１及び第２差分電流生成回路３ａ，３ｂに供給するようにしてもよい。

・上記第３〜５実施形態では、各スイッチＳ１〜Ｓ４，Ｓ１ａ〜Ｓ８ａ，Ｓ１ｂ〜Ｓ８ｂ，ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＭ１〜ＳＭ３，ＳＰ１〜ＳＰ３の選択切替や帰還抵抗Ｒｆの抵抗値の設定を、マイコン５５から出力される制御信号ＳＧによって制御するようにした。このようにマイコン５５を利用することにより、ユーザ側で所望の温度傾斜を備える出力電流ＩＯを生成することができる。但し、マイコン５５に限らず、内蔵メモリ、外付けメモリやレジスタに格納された設定に基づいて、各スイッチの選択切替や帰還抵抗Ｒｆの抵抗値の設定を行うようにしてもよい。

・なお、以上詳述した電流生成回路１ａ〜１ｅは、例えば血圧計、エアコンディショナ、時計、給湯器、産業用ロボット、プラント監視装置、シートセンサ、カーエアコンなどの電子機器に搭載される抵抗変化型センサ（圧力センサや磁気センサなど）に適用される。また、温度特性を有するＬＥＤや温度変動する信号を増幅する温度補償用アンプ受信装置のアンプなどのように補正対象の信号が温度特性を備え、その温度特性を電流生成回路１ａ〜１ｅから供給される出力電流ＩＯによって補正可能な回路であれば、上記電流生成回路１ａ〜１ｅを適用することができる。

以上の様々な実施の形態をまとめると、以下のようになる。
（付記１）
温度に対して第１の割合で変化する第１電流を流す第１電流源と、
前記温度に対して前記第１の割合とは異なる第２の割合で変化する第２電流を流す第２電流源と、
前記温度に対して第３の割合で変化する第３電流を流す第３電流源と、
前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて第１差分電流を出力する第１差分出力部と、
前記第１差分電流を前記第３電流に加算あるいは減算する演算部と、
を備えることを特徴とする電流生成回路。
（付記２）
前記第１差分出力部は、前記第１電流源と前記第２電流源との接続点がドレインに接続されるＭＯＳトランジスタと、該ＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるＭＯＳトランジスタとを含むことを特徴とする付記１に記載の電流生成回路。
（付記３）
前記第１電流源と、前記第２電流源と、前記第１差分出力部と、前記演算部とを備え、前記第１電流の電流値と前記第２電流の電流値とが交差する第１所定温度よりも高温側の電流を生成する第１差分電流生成回路と、
前記温度に対して第４の割合で変化する第４電流を流す第４電流源と、
前記温度に対して前記第４の割合とは異なる第５の割合で変化する第５電流を流す第５電流源と、
前記第５電流から前記第４電流を減算した結果に基づく第２差分電流を出力する差分出力部と、
前記第２差分電流を前記第３電流に加算あるいは減算する演算部と、を備え、前記第４電流と前記第５電流の電流値が交差する第２所定温度よりも低温側の電流を生成する第２差分電流生成回路と、
を備えることを特徴とする付記１又は２に記載の電流生成回路。
（付記４）
前記第１差分出力部は、前記第１電流源と前記第２電流源との接続点がドレインに接続されるＰチャネルＭＯＳトランジスタと、該ＰチャネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるＰチャネルＭＯＳトランジスタとを含み、
前記第２差分出力部は、前記第４電流源と前記第５電流源との接続点がドレインに接続されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、該ＮチャネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるＮチャネルＭＯＳトランジスタとを含むことを特徴とする付記３に記載の電流生成回路。
（付記５）
前記各電流源がそれぞれ所定の電流を流すように制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、所定の温度特性を備える基準電圧に基づいて電流を生成する定電流回路を含むことを特徴とする付記３又は４に記載の電流生成回路。
（付記６）
前記制御回路は、
温度に依存しない第１の温度特性を備える第１基準電圧に基づいて第１補正基準電圧を生成する第１基準電圧生成回路と、
前記第１補正基準電圧と第２の温度特性を備える第２基準電圧とに基づいて第２補正基準電圧を生成する第２基準電圧生成回路と、
第３の温度特性を備える第３基準電圧に基づいて第３補正基準電圧を生成する第３基準電圧生成回路と、
温度に依存しない第４の温度特性を備える第４基準電圧に基づいて第４補正基準電圧を生成する第４基準電圧生成回路と、
前記第４補正基準電圧と第５の温度特性を備える第５基準電圧に基づいて第５補正基準電圧を生成する第５基準電圧生成回路と、を備えることを特徴とする付記５に記載の電流生成回路。
（付記７）
前記第１基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第１基準電圧を分圧した分圧電圧を前記第１補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
前記第４基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第４基準電圧を分圧した分圧電圧を前記第４補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
前記定電流回路は、前記第１補正基準電圧に基づいて前記第１電流を生成する回路と、前記第４補正基準電圧に基づいて前記第４電流を生成する回路とを含むことを特徴とする付記６に記載の電流生成回路。
（付記８）
前記第２基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第２基準電圧と前記第１補正基準電圧との電位差を分圧した分圧電圧を前記第２補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
前記第５基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第５基準電圧と前記第４補正基準電圧との電位差を分圧した分圧電圧を前記第５補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
前記定電流回路は、前記第２補正基準電圧に基づいて前記第２電流を生成する回路と、前記第５補正基準電圧に基づいて前記第５電流を生成する回路とを含むことを特徴とする付記６又は７に記載の電流生成回路。
（付記９）
前記第２基準電圧生成回路は、可変抵抗で構成した帰還抵抗を有し、該帰還抵抗によって設定される利得に基づいて前記第１補正基準電圧と前記第２基準電圧との差分を増幅する増幅回路を含み、
前記第５基準電圧生成回路は、可変抵抗で構成した帰還抵抗を有し、該帰還抵抗によって設定される利得に基づいて前記第４補正基準電圧と前記第５基準電圧との差分を増幅する増幅回路を含み、
前記定電流回路は、前記第２補正基準電圧に基づいて前記第２電流を生成する回路と、前記第５補正基準電圧に基づいて前記第５電流を生成する回路とを含むことを特徴とする付記６又は７に記載の電流生成回路。
（付記１０）
前記各電流源を、カレントミラー比が調整可能なカレントミラー回路によって構成したことを特徴とする付記３〜９のいずれか１つに記載の電流生成回路。
（付記１１）
前記第３電流に、前記第１差分電流を加算あるいは減算するかを選択するスイッチと、
前記第３電流に、前記第２差分電流を加算あるいは減算するかを選択するスイッチと、
を備えることを特徴とする付記３〜１０のいずれか１つに記載の電流生成回路。
（付記１２）
温度に対して第１の割合で変化する第１電流と、前記温度に対して前記第１の割合とは異なる第２の割合で変化する第２電流との差分に基づいて第１差分電流を出力し、
前記第１差分電流を、前記温度に対して第３の割合で変化する第３電流に加算あるいは減算することを特徴とする電流生成方法。
（付記１３）
付記１〜１１のいずれか１つに記載の電流生成回路を備え、
温度特性を備える信号の該温度特性を、前記電流生成回路にて生成された電流によって補正することを特徴とする電子機器。

第１実施形態の電流生成回路を示す回路図。 （ａ）〜（ｃ）は、出力電流を説明するための特性図。 第２実施形態の電流生成回路を示す原理図。 第２実施形態の電流生成回路を示す回路図。 （ａ）、（ｂ）は、基準電圧及び基準電流を説明するための特性図。 （ａ）〜（ｃ）は、出力電流を説明するための特性図。 （ａ）、（ｂ）は、変形例の電流生成回路を説明するための説明図。 第３実施形態の電流生成回路を示す回路図。 （ａ）、（ｂ）は、基準電圧を示す特性図。 （ａ）、（ｂ）は、基準電圧及び基準電流を示す特性図。 出力電流を示す特性図。 シミュレーション結果を示す説明図。 第４実施形態の電流生成回路を示す回路図。 （ａ）、（ｂ）は、差分電流を説明するための特性図。 出力電流を示す特性図。 シミュレーション結果を示す説明図。 第５実施形態の電流生成回路を示す回路図。 シミュレーション結果を示す説明図。 変形例の電流生成回路を示す回路図。 変形例の基準電圧生成回路を示す回路図。 抵抗変化型センサを示す回路図。 温度特性を説明するための特性図。

符号の説明

１ａ〜１ｅ 電流生成回路
３ａ 第１差分電流生成回路
３ｂ 第２差分電流生成回路
１０ａ 第１電流源
２０ａ 第２電流源
１０ｂ 第４電流源
２０ｂ 第５電流源
３０ａ カレントミラー回路（第１差分出力部、演算部）
３０ｂ カレントミラー回路（第２差分出力部、演算部）
４０ａ，４０ｂ カレントミラー回路（演算部）
５０ 第３電流源
５５ マイコン
１１，２１ 制御回路
１２，２２，１２ａ，１２ｂ，２２ａ，２２ｂ 定電流回路
１６ 第１基準電圧生成回路（第１、第３及び第４基準電圧生成回路）
２４，６０ 第２基準電圧生成回路（第２及び第５基準電圧生成回路）
２４ａ 第２基準電圧生成回路
２４ｂ 第５基準電圧生成回路
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
ＶＦ 第１基準電圧（第１及び第３基準電圧）
ＶＦＣ 第１補正基準電圧（第１及び第３補正基準電圧）

Claims (9)

1. 温度に対して第１の割合で変化する第１電流を流す第１電流源と、
   前記温度に対して前記第１の割合とは異なる第２の割合で変化する第２電流を流す第２電流源と、
   前記温度に対して第３の割合で変化する第３電流を流す第３電流源と、
   前記温度が前記第１電流の電流値と前記第２電流の電流値とが交差する第１所定温度よりも高温である場合に、前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて第１差分電流を出力する第１差分出力部と、
   前記温度に対して第４の割合で変化する第４電流を流す第４電流源と、
   前記温度に対して前記第４の割合とは異なる第５の割合で変化する第５電流を流す第５電流源と、
   前記温度が前記第４電流と前記第５電流の電流値が交差する第２所定温度よりも低温である場合に、前記第５電流から前記第４電流を減算した結果に基づく第２差分電流を出力する第２差分出力部と、
   前記第１差分電流及び前記第２差分電流を前記第３電流に加算あるいは減算する演算部と、
   を備えることを特徴とする電流生成回路。
2. 前記第１差分出力部は、前記第１電流源と前記第２電流源との接続点がドレインに接続されるＰチャネルＭＯＳトランジスタと、該ＰチャネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるＰチャネルＭＯＳトランジスタとを含み、
   前記第２差分出力部は、前記第４電流源と前記第５電流源との接続点がドレインに接続されるＮチャネルＭＯＳトランジスタと、該ＮチャネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるＮチャネルＭＯＳトランジスタとを含むことを特徴とする請求項１に記載の電流生成回路。
3. 前記各電流源がそれぞれ所定の電流を流すように制御する制御回路を備え、
   前記制御回路は、所定の温度特性を備える基準電圧に基づいて電流を生成する定電流回路を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の電流生成回路。
4. 前記制御回路は、
   温度に依存しない第１の温度特性を備える第１基準電圧に基づいて第１補正基準電圧を生成する第１基準電圧生成回路と、
   前記第１補正基準電圧と第２の温度特性を備える第２基準電圧とに基づいて第２補正基準電圧を生成する第２基準電圧生成回路と、
   第３の温度特性を備える第３基準電圧に基づいて第３補正基準電圧を生成する第３基準電圧生成回路と、
   温度に依存しない第４の温度特性を備える第４基準電圧に基づいて第４補正基準電圧を生成する第４基準電圧生成回路と、
   前記第４補正基準電圧と第５の温度特性を備える第５基準電圧に基づいて第５補正基準電圧を生成する第５基準電圧生成回路と、を備えることを特徴とする請求項３に記載の電流生成回路。
5. 前記第１基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第１基準電圧を分圧した分圧電圧を前記第１補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
   前記第４基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第４基準電圧を分圧した分圧電圧を前記第４補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
   前記定電流回路は、前記第１補正基準電圧に基づいて前記第１電流を生成する回路と、前記第４補正基準電圧に基づいて前記第４電流を生成する回路とを含むことを特徴とする請求項４に記載の電流生成回路。
6. 前記第２基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第２基準電圧と前記第１補正基準電圧との電位差を分圧した分圧電圧を前記第２補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
   前記第５基準電圧生成回路は、可変可能な分圧比で前記第５基準電圧と前記第４補正基準電圧との電位差を分圧した分圧電圧を前記第５補正基準電圧として生成する分圧回路を含み、
   前記定電流回路は、前記第２補正基準電圧に基づいて前記第２電流を生成する回路と、前記第５補正基準電圧に基づいて前記第５電流を生成する回路とを含むことを特徴とする請求項４又は５に記載の電流生成回路。
7. 前記各電流源を、カレントミラー比が調整可能なカレントミラー回路によって構成したことを特徴とする請求項１〜６いずれか１つに記載の電流生成回路。
8. 温度に対して第１の割合で変化する第１電流と、前記温度に対して前記第１の割合とは異なる第２の割合で変化する第２電流とが交差する第１所定温度よりも温度が高温である場合に、記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて第１差分電流を出力し、
   前記温度に対して第４の割合で変化する第４電流と、前記温度に対して前記第４の割合とは異なる第５の割合で変化する第５電流とが交差する第２所定温度よりも温度が低温である場合に、前記第５電流から前記第４電流を減算した結果に基づく第２差分電流を出力し、
   前記第１差分電流及び第２差分電流を、前記温度に対して第３の割合で変化する第３電流に加算あるいは減算する
   ことを特徴とする電流生成方法。
9. 請求項１〜７のいずれか１つに記載の電流生成回路を備え、
   温度特性を備える信号の該温度特性を、前記電流生成回路にて生成された電流によって補正することを特徴とする電子機器。

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