JP5295522B2

JP5295522B2 - Electric power steering device

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Publication number: JP5295522B2
Application number: JP2007129629A
Authority: JP
Inventors: 祐子松田; 浩鈴木; 豪朗米谷
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2007-05-15
Filing date: 2007-05-15
Publication date: 2013-09-18
Anticipated expiration: 2027-05-15
Also published as: JP2008284921A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an electric power steering device in which the generation of noise and vibration is effectively suppressed by a simple structure without increasing arithmetic processing. <P>SOLUTION: In this electric power steering device, a microcomputer 17 comprises: an open control part 31 for calculating a d-axis voltage command value Vd*_op and a q-axis voltage command value Vq*_op by performing open control calculation; and a switching control part 32 for performing determination for switching from a current feedback control using F/B control parts 27d, 27q to open control using the open control part 31 and determination for returning to the current feedback control. The switching control part 32 comprises a vibration component detection part 33 as a vibration component detection means capable of detecting a vibration component included in steering torque τ as a signal related to the control output of a motor 12. When the vibration component is detected during low speed steering, the switching control part 32 determines that the switching from the current feedback control to the open control should be performed. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to an electric power steering apparatus.

従来、車両用のパワーステアリング装置には、モータを駆動源とした電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）があり、こうしたＥＰＳには、油圧式のパワーステアリング装置と比較して、レイアウト自由度が高く、且つエネルギー消費量が小さいという特徴がある。このため、近年では、小型車両から大型車両までの幅広い車種において、その採用が検討されるようになっている。 Conventionally, a power steering apparatus for a vehicle includes an electric power steering apparatus (EPS) using a motor as a drive source. Such EPS has a high degree of freedom in layout as compared with a hydraulic power steering apparatus. It is characterized by low energy consumption. For this reason, in recent years, its adoption has been examined in a wide range of vehicle types from small vehicles to large vehicles.

さて、通常、このようなＥＰＳにおけるアシスト力の制御は、その駆動源であるモータに通電される実電流値を検出し、該実電流値に基づいて電流フィードバック制御を実行することにより行われる。しかしながら、このような電流フィードバック制御には、実電流値及びモータ回転角の検出誤差に起因するトルクリップルの発生しやすい制御領域がある。そして、特に、比較的ゆっくりとしたステアリング操作時（低速操舵時）には、こうしたトルクリップルが異音や振動として運転者に伝達されやすく、これにより操舵フィーリングが悪化するという問題がある。 Normally, the assist force control in the EPS is performed by detecting an actual current value that is supplied to the motor that is the driving source, and executing current feedback control based on the actual current value. However, in such current feedback control, there is a control region in which torque ripple due to detection error of the actual current value and the motor rotation angle is likely to occur. In particular, during a relatively slow steering operation (during low-speed steering), such torque ripple is easily transmitted to the driver as abnormal noise or vibration, which causes a problem that steering feeling deteriorates.

そこで、従来、モータの制御出力（モータ回転角や電流値）から振動成分（振動周波数成分）を抽出し、当該振動成分を打ち消すための振動抑制制御量を基本アシスト制御量に付加することにより、トルクリップルの発生を抑制する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−３３５２２８号公報 Therefore, conventionally, by extracting a vibration component (vibration frequency component) from the motor control output (motor rotation angle and current value) and adding a vibration suppression control amount for canceling the vibration component to the basic assist control amount, A method for suppressing the occurrence of torque ripple has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
JP 2006-335228 A

しかしながら、上記従来の方法を具体化するためには、その複雑な演算処理を高速で実行する必要がある。このため、制御手段を構成する情報処理装置（マイコン）には、極めて高い演算処理能力が要求されることになり、その結果、その製造コストが大幅に押し上げられるおそれがある。 However, in order to embody the above conventional method, it is necessary to execute the complicated arithmetic processing at high speed. For this reason, the information processing apparatus (microcomputer) constituting the control means is required to have extremely high arithmetic processing capability, and as a result, the manufacturing cost may be greatly increased.

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、演算処理の増大を招くことなく、簡素な構成にて、効果的に異音や振動の発生を抑制することのできる電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and its object is to effectively suppress the generation of abnormal noise and vibration with a simple configuration without causing an increase in arithmetic processing. An object of the present invention is to provide an electric power steering device capable of performing the above.

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータを駆動源として操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与すべく設けられた操舵力補助装置と、前記モータに対する駆動電力の供給を通じて前記操舵力補助装置の作動を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、通常制御として位置付けられた電流フィードバック制御の実行により前記モータに対する駆動電力の供給を行う電動パワーステアリング装置であって、前記モータの制御出力に関連する信号から振動成分を検出可能な振動成分検出手段と、低速操舵時にあるか否かを判定する判定手段とを備え、前記制御手段は、低速操舵時にあると判定され、且つ前記振動成分が検出された場合には、前記電流フィードバック制御に代えて、オープン制御を実行することにより前記モータに対する駆動電力の供給を行うこと、を要旨とする。 In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is directed to a steering force assisting device provided to apply an assist force for assisting a steering operation to a steering system using a motor as a drive source, and the motor. Control means for controlling the operation of the steering force assisting device through supply of drive power to the motor, wherein the control means supplies drive power to the motor by executing current feedback control positioned as normal control. A steering device, comprising: a vibration component detecting means capable of detecting a vibration component from a signal related to a control output of the motor; and a determining means for determining whether or not the vehicle is at low speed steering. It is determined to be during steering and when said vibration component is detected, instead of the current feedback control, the open control To perform the supply of the drive power to the motor by row, and the gist.

即ち、電流検出を行わないオープン制御では、実電流値の検出誤差に起因するトルクリップルは発生し得ない。また、モータトルクの制御をｄ／ｑ座標系（ｑ軸電流）を行う構成では、実電流についての３相／２相変換が不要となることでモータ回転角の検出誤差の影響も低減する。そして、上記構成のように、こうしたオープン制御の切替を、トルクリップルの発生しやすい低速操舵時、且つモータの制御出力に関連する信号に含まれた振動成分が検出された場合に行うことにより、精度よくトルクリップルの発生を検知して速やかにその抑制を図ることができる。その結果、効果的に異音や振動の発生を抑制して良好な操舵フィーリングを実現することができるようになる。 That is, in the open control in which current detection is not performed, torque ripple due to an actual current value detection error cannot occur. Further, in the configuration in which the motor torque is controlled using the d / q coordinate system (q-axis current), the three-phase / two-phase conversion for the actual current is not required, thereby reducing the influence of the detection error of the motor rotation angle. And, as in the above configuration, by performing such open control switching at the time of low-speed steering where torque ripple is likely to occur and when a vibration component included in a signal related to the control output of the motor is detected, It is possible to detect the occurrence of torque ripple with high accuracy and quickly suppress it. As a result, it is possible to effectively suppress the generation of abnormal noise and vibration and realize a good steering feeling.

請求項２に記載の発明は、前記振動成分検出手段は、前記低速操舵時以外には、前記振動成分の検出処理を実行しないこと、を要旨とする。
即ち、振動成分の検出処理をリアルタイムで実行する場合、制御手段を構成する情報処理装置（マイコン）には、極めて高い演算処理能力が要求されることになる。この点、上記構成のように、トルクリップルが発生する蓋然性の高い低速操舵時にのみ、振動成分の検出を実行する構成とすることで、トルクリップルの検知精度を低下させることなく、その演算負荷の増大を抑えることができる。その結果、演算処理能力の強化に伴う製造コストの上昇を回避しつつ、精度よくトルクリップルの発生を検知して、速やかなその抑制を図ることができるようになる。 The gist of the invention described in claim 2 is that the vibration component detection means does not execute the vibration component detection processing except during the low speed steering.
That is, when the vibration component detection process is executed in real time, the information processing apparatus (microcomputer) constituting the control means is required to have a very high arithmetic processing capability. In this regard, as in the above configuration, by detecting the vibration component only at the time of low-speed steering with a high probability of generating torque ripple, the calculation load of the calculation load is reduced without reducing torque ripple detection accuracy. The increase can be suppressed. As a result, it is possible to detect the occurrence of torque ripple with high accuracy and to promptly suppress it while avoiding an increase in manufacturing cost due to the enhancement of arithmetic processing capability.

本発明によれば、演算処理の増大を招くことなく、簡素な構成にて、効果的に異音や振動の発生を抑制することが可能な電動パワーステアリング装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide an electric power steering apparatus capable of effectively suppressing the occurrence of abnormal noise and vibration with a simple configuration without causing an increase in arithmetic processing.

以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により操舵輪６の舵角が変更されるようになっている。 Hereinafter, an embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the EPS 1 of the present embodiment. As shown in the figure, a steering shaft 3 to which a steering wheel (steering) 2 is fixed is connected to a rack 5 via a rack and pinion mechanism 4. It is converted into a reciprocating linear motion of the rack 5 by the and pinion mechanism 4. The rudder angle of the steered wheels 6 is changed by the reciprocating linear motion of the rack 5.

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。 Further, the EPS 1 includes an EPS actuator 10 as a steering force assisting device that applies an assist force for assisting a steering operation to the steering system, and an ECU 11 as a control unit that controls the operation of the EPS actuator 10. .

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。 The EPS actuator 10 of the present embodiment is a so-called rack-type EPS actuator in which a motor 12 that is a driving source thereof is arranged coaxially with the rack 5, and an assist torque generated by the motor 12 is a ball screw mechanism (not shown). Is transmitted to the rack 5 via. In addition, the motor 12 of this embodiment is a brushless motor, and rotates by receiving supply of three-phase (U, V, W) driving power from the ECU 11. And ECU11 as a motor control apparatus controls the assist force given to a steering system by controlling the assist torque which this motor 12 generate | occur | produces (power assist control).

本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。 In the present embodiment, a torque sensor 14 and a vehicle speed sensor 15 are connected to the ECU 11. Then, the ECU 11 executes the operation of the EPS actuator 10, that is, power assist control, based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, respectively.

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。 Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the ECU 11 supplies three-phase drive power to the motor 12 based on the microcomputer 17 serving as motor control signal output means for outputting a motor control signal and the motor control signal output from the microcomputer 17. And a drive circuit 18.

尚、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子（ＦＥＴ）を基本単位（アーム）として、各相に対応する３つのアームを並列接続してなる周知のＰＷＭインバータであり、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴのオンｄｕｔｙ比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各ＦＥＴのゲート端子に印加され、同モータ制御信号に応答して各ＦＥＴがオン／オフすることにより、車載電源（図示略）の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換されてモータ１２に供給されるようになっている。 The drive circuit 18 of this embodiment is a known PWM inverter in which a pair of switching elements (FETs) connected in series is a basic unit (arm) and three arms corresponding to each phase are connected in parallel. Yes, the motor control signal output from the microcomputer 17 defines the on-duty ratio of each FET constituting the drive circuit 18. Then, a motor control signal is applied to the gate terminal of each FET, and each FET is turned on / off in response to the motor control signal, so that the DC voltage of the in-vehicle power supply (not shown) becomes three-phase (U, V, W) is converted into driving power and supplied to the motor 12.

本実施形態では、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗ、及びモータ１２の回転角θを検出するための回転角センサ２１が接続されている。そして、マイコン１７は、これら各センサの出力信号に基づき検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。 In the present embodiment, the ECU 11 includes a current sensor 20u, 20v, 20w for detecting each phase current value Iu, Iv, Iw energized to the motor 12, and a rotation for detecting the rotation angle θ of the motor 12. An angle sensor 21 is connected. Then, the microcomputer 17 applies the drive circuit 18 to the drive circuit 18 based on the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ of the motor 12 detected based on the output signals of these sensors, and the steering torque τ and the vehicle speed V. Outputs motor control signals.

詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力の制御目標量として電流指令値を演算する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部２２と、電流指令値演算部２２により算出された電流指令値に基づいてモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部２４とを備えている。 More specifically, the microcomputer 17 of this embodiment includes a current command value calculation unit 22 as a current command value calculation unit that calculates a current command value as a control target amount of assist force applied to the steering system, and a current command value calculation unit. And a motor control signal generation unit 24 as a motor control signal generation unit that generates a motor control signal based on the current command value calculated by 22.

本実施形態では、電流指令値演算部２２には、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖが入力される。そして、電流指令値演算部２２は、その操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力に対応する電流指令値Ｉq*を演算する。 In the present embodiment, the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15 are input to the current command value calculation unit 22. The current command value calculation unit 22 calculates a current command value Iq * corresponding to a larger target assist force as the steering torque τ increases and the vehicle speed V decreases.

モータ制御信号生成部２４には、電流指令値演算部２２において演算された電流指令値Ｉq*とともに、各電流センサ２０ｕ，２０ｖ，２０ｗにより検出された実電流値としての各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ２１により検出された回転角θが入力される。そして、モータ制御信号生成部２４は、通常制御時、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。 The motor control signal generator 24 includes the current command value Iq * calculated by the current command value calculator 22 and the phase current values Iu, Iv as actual current values detected by the current sensors 20u, 20v, 20w. , Iw, and the rotation angle θ detected by the rotation angle sensor 21 are input. The motor control signal generator 24 performs current feedback control in the d / q coordinate system based on the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ (electrical angle) during normal control. To generate a motor control signal.

即ち、モータ制御信号生成部２４において、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θとともに３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。また、モータ制御信号生成部２４に入力された電流指令値Ｉq*は、ｑ軸電流指令値として、上記ｑ軸電流値Ｉqとともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。そして、これら減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されるｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。 That is, in the motor control signal generation unit 24, the phase current values Iu, Iv, and Iw are input to the three-phase / two-phase conversion unit 25 together with the rotation angle θ, and the three-phase / two-phase conversion unit 25 performs d / q It is converted into a d-axis current value Id and a q-axis current value Iq in the coordinate system. The current command value Iq * input to the motor control signal generator 24 is input to the subtractor 26q together with the q-axis current value Iq as the q-axis current command value, and the d-axis current value Id is the d-axis current value. The command value Id * (Id * = 0) is input to the subtractor 26d. Then, the d-axis current deviation ΔId and the q-axis current deviation ΔIq calculated in the subtracters 26d and 26q are input to the corresponding F / B control units 27d and 27q, respectively.

各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する（フィードバック制御演算）。これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにより演算されたｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力される。そして、そのｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、２相／３相変換部２８において三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換される。 Each of the F / B control units 27d and 27q multiplies the input d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq by a predetermined F / B gain (PI gain) to obtain d-axis voltage command values Vd * and q The shaft voltage command value Vq * is calculated (feedback control calculation). The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * calculated by the F / B controllers 27d and 27q are input to the two-phase / three-phase converter 28 together with the rotation angle θ. The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are converted into three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * by the two-phase / three-phase converter 28.

２相／３相変換部２８において演算された各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部３０に入力され、同ＰＷＭ変換部３０において、該各電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応するｄｕｔｙ指令値が生成される。そして、モータ制御信号生成部２４は、これら各ｄｕｔｙ指令値に示されるオンｄｕｔｙ比を有するモータ制御信号を生成し、マイコン１７は、そのモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、同駆動回路１８の作動、即ちモータ１２への駆動電力の供給を制御する。 The voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * calculated in the two-phase / three-phase conversion unit 28 are input to the PWM conversion unit 30. In the PWM conversion unit 30, the voltage command values Vu *, Vv Duty command values corresponding to * and Vw * are generated. The motor control signal generator 24 generates a motor control signal having an on-duty ratio indicated by each duty command value, and the microcomputer 17 converts the motor control signal into each switching element ( Output to the gate terminal), the operation of the drive circuit 18, that is, the supply of drive power to the motor 12 is controlled.

（異音・振動の抑制制御）
次に、本実施形態のＥＰＳにおける異音・振動の抑制制御の態様について説明する。
上述のように、電流フィードバック制御の実行によりモータに対する駆動電力の供給を行うＥＰＳには、実電流値やモータ回転角の検出誤差に起因するトルクリップルの問題がある。そして、特に、比較的ゆっくりとしたステアリング操作の発生時、即ち低速操舵時には、そのトルクリップルが異音や振動として運転者に伝わりやすく、これにより操舵フィーリングが悪化するおそれがある。 (Suppression control of abnormal noise and vibration)
Next, an aspect of the noise / vibration suppression control in the EPS of the present embodiment will be described.
As described above, EPS that supplies driving power to a motor by executing current feedback control has a problem of torque ripple caused by an error in detecting an actual current value or a motor rotation angle. In particular, when a relatively slow steering operation occurs, that is, during low speed steering, the torque ripple is likely to be transmitted to the driver as abnormal noise or vibration, which may deteriorate the steering feeling.

この点を踏まえ、本実施形態では、マイコン１７は、低速操舵時において上記トルクリップルが発生したと推定される場合には、そのモータ制御信号の生成方法を、上記電流フィードバック制御からオープン制御に切り替える。 In view of this point, in this embodiment, when it is estimated that the torque ripple has occurred during low-speed steering, the microcomputer 17 switches the motor control signal generation method from the current feedback control to the open control. .

即ち、電流検出を行わないオープン制御では、実電流値の検出誤差に起因するトルクリップルは発生し得ない。また、モータトルクの制御をｄ／ｑ座標系（ｑ軸電流）を行う構成では、実電流についての３相／２相変換が不要となることでモータ回転角の検出誤差の影響も低減する。つまり、モータ制御信号の生成を、電流フィードバック制御の実行に基づくものからオープン制御の実行に基づくものに切り替えることによりトルクリップルの発生を抑制することできる。そして、本実施形態では、これにより、低速操舵時における操舵フィーリングの改善を図る構成となっている。 That is, in the open control in which current detection is not performed, torque ripple due to an actual current value detection error cannot occur. Further, in the configuration in which the motor torque is controlled using the d / q coordinate system (q-axis current), the three-phase / two-phase conversion for the actual current is not required, thereby reducing the influence of the detection error of the motor rotation angle. That is, the generation of the torque ripple can be suppressed by switching the generation of the motor control signal from the one based on the execution of the current feedback control to the one based on the execution of the open control. And in this embodiment, it is the structure which aims at the improvement of the steering feeling at the time of low speed steering by this.

詳述すると、図２に示すように、本実施形態では、マイコン１７のモータ制御信号生成部２４には、上記の各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに加え、オープン制御演算（オープンループ制御演算）の実行により、ｄ軸電圧指令値Ｖd*_op及びｑ軸電圧指令値Ｖq*_opを演算するオープン制御部３１が設けられている。このオープン制御部３１には、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）、及び電流指令値演算部２２の出力する電流指令値Ｉq*がｑ軸電流指令値として、並びにモータ１２の回転角速度ωが入力されるようになっている。そして、オープン制御部３１は、これら各状態量に基づいて、次の（１）（２）式を解くことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*_op及びｑ軸電圧指令値Ｖq*_opを演算する。 More specifically, as shown in FIG. 2, in the present embodiment, the motor control signal generation unit 24 of the microcomputer 17 includes an open control calculation (open loop control calculation) in addition to the F / B control units 27d and 27q. ) Is provided, an open control unit 31 for calculating the d-axis voltage command value Vd * _op and the q-axis voltage command value Vq * _op is provided. The open control unit 31 includes the d-axis current command value Id * (Id * = 0) and the current command value Iq * output from the current command value calculation unit 22 as the q-axis current command value and the rotation of the motor 12. An angular velocity ω is input. The open control unit 31 calculates the d-axis voltage command value Vd * _op and the q-axis voltage command value Vq * _op by solving the following equations (1) and (2) based on these state quantities. .

Ｖd*_op＝−Ｌ×Ｉq*×ω ・・・（１）
Ｖq*_op＝Ｒ×Ｉq*＋Ｋ×ω ・・・（２）
（但し、Ｋ：モータ逆起電力定数、Ｒ：相抵抗、Ｌ：相インダクタンス）
尚、上記（１）（２）式は、以下の（３）（４）式に示されるモータ電圧方程式の一般式に「Ｉd*＝０」を代入するとともに、そのｄ，ｑ軸電圧指令値「Ｖd*」「Ｖq*」をそれぞれ「Ｖd*_op」「Ｖq*_op」と置き換えたものである。 Vd * _op = −L × Iq * × ω (1)
Vq * _op = R × Iq * + K × ω (2)
(K: Motor back electromotive force constant, R: Phase resistance, L: Phase inductance)
In the above equations (1) and (2), “Id * = 0” is substituted into the general equation of the motor voltage equation shown in the following equations (3) and (4), and the d and q axis voltage command values are substituted. “Vd *” and “Vq *” are respectively replaced with “Vd * _op” and “Vq * _op”.

Ｖd*＝（Ｒ＋Ｌs）×Ｉd*−Ｌ×Ｉq*×ω ・・・（３）
Ｖq*＝（Ｒ＋Ｌs）×Ｉq*＋Ｌ×Ｉd*×ω＋Ｋ×ω ・・・（４）
ここで、本実施形態では、各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおけるフィードバック制御演算の実行時には、オープン制御部３１におけるオープン制御演算は実行されない。同様に、オープン制御部３１におけるオープン制御演算の実行時には、各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおけるフィードバック制御演算（及び３相／２相変換部２５における３相／２相変換）は実行されない。そして、このように各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑ又はオープン制御部３１において演算された各電圧指令値（Ｖd*，Ｖq*、又はＶd*_op，Ｖq*_op）を、２相／３相変換部２８が三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換することにより、そのモータ制御信号の生成方法の切替が実行されるようになっている。 Vd * = (R + Ls) × Id * −L × Iq * × ω (3)
Vq * = (R + Ls) × Iq * + L × Id * × ω + K × ω (4)
Here, in the present embodiment, the open control calculation in the open control unit 31 is not executed when the feedback control calculation in the F / B control units 27d and 27q is executed. Similarly, when executing the open control calculation in the open control unit 31, the feedback control calculation in each of the F / B control units 27d and 27q (and the three-phase / two-phase conversion in the three-phase / two-phase conversion unit 25) is not executed. And each voltage command value (Vd *, Vq *, or Vd * _op, Vq * _op) calculated in each F / B control part 27d, 27q or the open control part 31 in this way is set to 2 phase / 3 phase. The conversion unit 28 converts the motor control signal generation method into three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.

さらに詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、電流フィードバック制御からオープン制御への切替判定及びその復帰判定を実行する切替制御部３２を備えており、同切替制御部３２は、その切替判定及び復帰判定の結果を、切替信号Ｓchとしてモータ制御信号生成部２４に出力する。そして、モータ制御信号生成部２４は、その切替信号Ｓchに基づいて、上記電流フィードバック制御からオープン制御への切替、及びオープン制御から電流フィードバック制御への復帰を実行する。 More specifically, the microcomputer 17 of the present embodiment includes a switching control unit 32 that performs switching determination from current feedback control to open control and return determination thereof, and the switching control unit 32 includes the switching determination and The result of the return determination is output to the motor control signal generator 24 as the switching signal Sch. Then, the motor control signal generator 24 performs switching from the current feedback control to the open control and return from the open control to the current feedback control based on the switching signal Sch.

本実施形態の切替制御部３２は、入力される信号に含まれる振動成分を検出する振動成分検出部３３と、該振動成分検出部３３の検出結果に基づいて上記電流フィードバック制御からオープン制御への切替判定を行う切替判定部３４とを備えている。 The switching control unit 32 of the present embodiment includes a vibration component detection unit 33 that detects a vibration component included in the input signal, and the current feedback control to the open control based on the detection result of the vibration component detection unit 33. A switching determination unit 34 that performs switching determination.

本実施形態では、切替制御部３２には、モータ１２の制御出力に関連する信号として、トルクセンサ１４により検出される操舵トルクτが入力されるようになっており、振動成分検出部３３は、この検出される操舵トルクτに含まれる振動成分を検出する。具体的には、本実施形態の振動成分検出部３３は、信号としての操舵トルクτに対してバンドパスフィルタ処理（１０Ｈｚ〜２００Ｈｚ）を実行し、そのフィルタ処理後の信号に所定値以上の振幅（例えば２Ｎｍ、或いは５０ｍ秒間の最大−最小幅が４Ｎｍ）を有する振動成分が含まれる否かをもって、その振動成分の検出を行う。そして、切替判定部３４は、当該振動成分が検出された場合に、上記電流フィードバック制御からオープン制御への切替を行うべき旨の判定を行う。 In the present embodiment, the switching control unit 32 is input with the steering torque τ detected by the torque sensor 14 as a signal related to the control output of the motor 12, and the vibration component detection unit 33 A vibration component included in the detected steering torque τ is detected. Specifically, the vibration component detection unit 33 of the present embodiment performs a bandpass filter process (10 Hz to 200 Hz) on the steering torque τ as a signal, and an amplitude greater than or equal to a predetermined value in the signal after the filter process The vibration component is detected based on whether or not a vibration component having a maximum value (for example, 2 Nm, or a maximum-minimum width of 50 Nsec is 4 Nm) is included. Then, when the vibration component is detected, the switching determination unit 34 determines that switching from the current feedback control to the open control should be performed.

ここで、本実施形態の切替制御部３２には、上記振動成分検出部３３による振動成分の検出を実行（開始）するか否かの判定を行う開始判定部３５が設けられており、振動成分検出部３３は、この開始判定部３５の判定に基づいて、その振動成分の検出を実行する。具体的には、本実施形態の切替制御部３２には、操舵トルクτとともにモータ１２の回転角速度ωが入力されるようになっており、開始判定部３５は、これら入力される操舵トルクτ及び回転角速度ωに基づいて、現在のステアリング操作の状態が低速操舵状態にあるか否かを判定する。尚、この低速操舵状態にあるか否かの判定は、操舵トルクτの変化量（Δτ）及び回転角速度ωが、ともに、それぞれ対応する所定の閾値以下（|Δτ|≦τ０、且つ|ω|≦ω０）である否かをもって行われる。そして、開始判定部３５は、当該低速操舵状態にあると判定された場合に、振動成分検出部３３による振動成分検出を実行すべき旨の判定をし、振動成分検出部３３は、その振動成分検出を実行すべき旨の判定がある場合にのみ、上記振動成分の検出を実行する。 Here, the switching control unit 32 of the present embodiment is provided with a start determination unit 35 that determines whether or not to detect (start) the vibration component by the vibration component detection unit 33. The detection unit 33 detects the vibration component based on the determination of the start determination unit 35. Specifically, the switching control unit 32 of the present embodiment is configured to receive the rotational angular velocity ω of the motor 12 together with the steering torque τ, and the start determination unit 35 receives the input steering torque τ and Based on the rotational angular velocity ω, it is determined whether or not the current steering operation state is a low-speed steering state. Whether or not the vehicle is in the low-speed steering state is determined by determining whether the change amount (Δτ) of the steering torque τ and the rotational angular velocity ω are equal to or less than predetermined threshold values (| Δτ | ≦ τ0 and | ω | ≦ ω0). Then, when it is determined that the low-speed steering state is in effect, the start determination unit 35 determines that the vibration component detection by the vibration component detection unit 33 should be performed, and the vibration component detection unit 33 performs the vibration component detection. Only when it is determined that the detection should be performed, the vibration component is detected.

即ち、振動成分の検出処理をリアルタイムで実行する場合、制御手段を構成する情報処理装置（マイコン）には、極めて高い演算処理能力が要求されることになる。この点を踏まえ、本実施形態では、トルクリップルが発生する蓋然性の高い低速操舵時にのみ、振動成分の検出を実行し、低速操舵時以外には、当該振動成分検出を実行しない。そして、これにより、精度よくトルクリップルの発生を検知して速やかにその抑制を図るとともに、演算負荷の増大を抑えて、演算処理能力の強化に伴う製造コストの上昇を回避する構成となっている。 That is, when the vibration component detection process is executed in real time, the information processing apparatus (microcomputer) constituting the control means is required to have a very high arithmetic processing capability. In view of this point, in the present embodiment, the vibration component is detected only at the time of low-speed steering with a high probability of generating torque ripple, and the vibration component detection is not executed except at the time of low-speed steering. As a result, it is possible to detect the occurrence of torque ripple with high accuracy and to quickly suppress it, while suppressing an increase in calculation load and avoiding an increase in manufacturing cost due to enhancement of calculation processing capability. .

また、本実施形態では、オープン制御から電流フィードバック制御への復帰判定もまた、上記切替判定部３４において行われる。具体的には、本実施形態の切替制御部３２には、上記操舵トルクτ及び回転角速度ωとともに、電流指令値演算部２２の出力する電流指令値Ｉq*が入力されるようになっている。そして、切替判定部３４は、操舵トルクτの変化量（Δτ）又は回転角速度ωが、それぞれ対応する所定の閾値よりも大きい、或いは電流指令値Ｉq*が所定の閾値以下である場合に（|Δτ|＞τ０、又は|ω|＞ω０、或いは|Ｉq*|≦Ｉ０）、オープン制御から電流フィードバック制御へと復帰すべき旨の判定を行う。尚、本実施形態では、上記切替判定及び復帰判定における操舵トルクτの変化量（Δτ）及び回転角速度ωについての各閾値（τ０，ω０）は、上述のトルクリップルが発生しやすい低速操舵状態の上限に相当する値に設定され、電流指令値Ｉq*についての閾値（Ｉ０）は、略ゼロに設定されている。 In the present embodiment, the switching determination unit 34 also determines whether to return from open control to current feedback control. Specifically, the current control value Iq * output from the current command value calculation unit 22 is input to the switching control unit 32 of the present embodiment together with the steering torque τ and the rotational angular velocity ω. Then, when the change amount (Δτ) of the steering torque τ or the rotational angular velocity ω is larger than the corresponding predetermined threshold value or the current command value Iq * is equal to or smaller than the predetermined threshold value (| Δτ |> τ0, or | ω |> ω0, or | Iq * | ≦ I0), it is determined that the current control should be returned from the open control. In the present embodiment, the change amount (Δτ) of the steering torque τ and the threshold values (τ0, ω0) for the rotational angular velocity ω in the switching determination and the return determination are the values in the low-speed steering state in which the torque ripple is likely to occur. A value corresponding to the upper limit is set, and the threshold value (I0) for the current command value Iq * is set to substantially zero.

そして、こうした切替判定部３４における各判定（切替判定及び復帰判定）の結果を、切替制御部３２が切替信号Ｓchとして出力することにより、モータ制御信号生成部２４において、上記電流フィードバック制御からオープン制御への切替、及び電流フィードバック制御への復帰が実行される構成となっている。 The switching control unit 32 outputs the result of each determination (switching determination and return determination) in the switching determination unit 34 as a switching signal Sch, so that the motor control signal generation unit 24 performs open control from the current feedback control. And switching back to the current feedback control.

次に、本実施形態のマイコンによるモータ制御信号出力の処理手順について説明する。
図３のフローチャートに示すように、マイコン１７は、モータ制御信号の出力に用いる各状態量を取得すると（ステップ１０１）、先ず、既にオープン制御中であるか否かについて判定し（ステップ１０２）、オープン制御中ではないと判定した場合（ステップ１０２：ＮＯ）には、続いてステアリング操作の状態が低速操舵状態にあるか否かを判定する（ステップ１０３）。そして、低速操舵状態にあると判定した場合（ステップ１０３：ＹＥＳ）には、モータ１２の制御出力に関連する信号としての操舵トルクτに含まれる振動成分の検出処理を実行する（ステップ１０４）。 Next, a processing procedure of motor control signal output by the microcomputer of this embodiment will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 3, when the microcomputer 17 acquires each state quantity used for outputting the motor control signal (step 101), it first determines whether or not open control is already in progress (step 102). If it is determined that the open control is not being performed (step 102: NO), it is subsequently determined whether or not the steering operation state is a low-speed steering state (step 103). When it is determined that the vehicle is in the low speed steering state (step 103: YES), a process for detecting a vibration component included in the steering torque τ as a signal related to the control output of the motor 12 is executed (step 104).

次に、マイコン１７は、上記ステップ１０４における振動成分検出処理の結果が、電流フィードバック制御からオープン制御への切替条件を満たすものであるか否かを判定する（ステップ１０５）。そして、当該切替条件が成立する場合（ステップ１０５：ＹＥＳ）には、上記（１）（２）式に基づくオープン制御演算を実行し（ステップ１０６）、切替条件が成立しない場合（ステップ１０５：ＮＯ）には、本実施形態において通常制御として位置付けられたフィードバック制御演算を実行する（ステップ１０７）。 Next, the microcomputer 17 determines whether or not the result of the vibration component detection process in step 104 satisfies the condition for switching from current feedback control to open control (step 105). When the switching condition is satisfied (step 105: YES), an open control calculation based on the above equations (1) and (2) is executed (step 106). When the switching condition is not satisfied (step 105: NO) ) Executes a feedback control calculation positioned as normal control in the present embodiment (step 107).

尚、上記ステップ１０３において、低速操舵状態にはないと判定した場合（ステップ１０３：ＮＯ）には、マイコン１７は、上記ステップ１０４，１０５の処理を実行することなく、ステップ１０７においてフィードバック制御演算を実行する。 If it is determined in step 103 that the vehicle is not in the low speed steering state (step 103: NO), the microcomputer 17 performs the feedback control calculation in step 107 without executing the processing in steps 104 and 105. Run.

また、上記ステップ１０２において、既にオープン制御中であると判定した場合（ステップ１０２：ＹＥＳ）、マイコン１７は、続いてオープン制御から電流フィードバック制御への復帰条件が成立しているか否かを判定する（ステップ１０８）。そして、当該復帰条件が成立している場合（ステップ１０８：ＹＥＳ）には、ステップ１０７においてフィードバック制御演算を実行し、復帰条件が成立していない場合（ステップ１０８：ＮＯ）には、ステップ１０６においてオープン制御演算を実行する。尚、このように、上記ステップ１０２において、既にオープン制御中であると判定した場合（ステップ１０２：ＹＥＳ）には、上記ステップ１０３〜ステップ１０５の処理は実行されない。 If it is determined in step 102 that open control has already been performed (step 102: YES), the microcomputer 17 subsequently determines whether or not a return condition from open control to current feedback control is satisfied. (Step 108). If the return condition is satisfied (step 108: YES), the feedback control calculation is executed in step 107. If the return condition is not satisfied (step 108: NO), the process returns to step 106. Perform open control operations. As described above, when it is determined in step 102 that the open control is already being performed (step 102: YES), the processing of steps 103 to 105 is not executed.

次に、マイコン１７は、上記ステップ１０６におけるオープン制御又はステップ１０７における電流フィードバック制御の実行により演算された制御量（ｄ軸電圧指令値Ｖd*_op及びｑ軸電圧指令値Ｖq*_op、又はｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*）に対してフィルタ処理を実行する（ステップ１０９）。 Next, the microcomputer 17 controls the control amounts (d-axis voltage command value Vd * _op and q-axis voltage command value Vq * _op, or d-axis calculated by the execution of the open control in step 106 or the current feedback control in step 107. Filter processing is executed for the voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *) (step 109).

尚、本実施形態では、このステップ１０９におけるフィルタ処理は、上記ステップ１０６又はステップ１０７において演算された制御量とその前回値（前回の演算周期において演算された値）との間に差分がある場合に、その差分値に基づいて行われる。具体的には、マイコン１７は、当該差分値に、操舵速度（モータ１２の回転角速度ω）に応じて変化する可変ゲイン（Ｋω、回転角速度ωが大きいほど大となる）を乗ずることにより補正量を演算する。そして、その補正量を今回の制御量に加算することにより、上記の切替及び復帰に伴う制御量の急峻な変動を抑制する構成となっている。 In this embodiment, the filtering process in step 109 is performed when there is a difference between the control amount calculated in step 106 or 107 and the previous value (the value calculated in the previous calculation cycle). In addition, it is performed based on the difference value. Specifically, the microcomputer 17 multiplies the difference value by a variable gain (Kω, which increases as the rotational angular velocity ω increases) that changes according to the steering speed (the rotational angular velocity ω of the motor 12). Is calculated. Then, by adding the correction amount to the current control amount, a configuration in which abrupt fluctuations in the control amount due to the switching and returning described above are suppressed.

そして、マイコン１７は、このようにして演算されフィルタ処理が施された制御量に基づいてモータ制御信号を生成し、そのモータ制御信号を駆動回路１８へと出力する（ステップ１１０）。 Then, the microcomputer 17 generates a motor control signal based on the control amount calculated and filtered in this way, and outputs the motor control signal to the drive circuit 18 (step 110).

以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）マイコン１７は、オープン制御演算の実行によりｄ軸電圧指令値Ｖd*_op及びｑ軸電圧指令値Ｖq*_opを演算するオープン制御部３１と、各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑを用いた電流フィードバック制御から上記オープン制御部３１を用いたオープン制御への切替判定及びその復帰判定を実行する切替制御部３２とを備える。切替制御部３２は、モータ１２の制御出力に関連する信号としての操舵トルクτに含まれた振動成分を検出可能な振動成分検出手段としての振動成分検出部３３を備える。そして、切替制御部３２は、低速操舵時において当該振動成分が検出された場合には、上記電流フィードバック制御からオープン制御への切替を行うべき旨の判定を行う。 As described above, according to the present embodiment, the following operations and effects can be obtained.
(1) The microcomputer 17 uses the open control unit 31 that calculates the d-axis voltage command value Vd * _op and the q-axis voltage command value Vq * _op by executing the open control calculation, and the F / B control units 27d and 27q. A switching control unit 32 that performs switching determination from current feedback control to open control using the open control unit 31 and a return determination thereof. The switching control unit 32 includes a vibration component detection unit 33 as a vibration component detection unit capable of detecting a vibration component included in the steering torque τ as a signal related to the control output of the motor 12. When the vibration component is detected during low speed steering, the switching control unit 32 determines that switching from the current feedback control to the open control should be performed.

即ち、電流検出を行わないオープン制御では、実電流値の検出誤差に起因するトルクリップルは発生し得ない。また、モータトルクの制御をｄ／ｑ座標系（ｑ軸電流）を行う構成では、実電流についての３相／２相変換が不要となることでモータ回転角の検出誤差の影響も低減する。従って、上記構成のように、そのモータ制御信号の生成を、電流フィードバック制御の実行に基づくものからオープン制御の実行に基づくものに切り替えることでトルクリップルの発生を抑えることができる。そして、このようなオープン制御への切替を、トルクリップルの発生しやすい低速操舵時、且つモータ１２の制御出力に関連する信号に含まれた振動成分が検出された場合に行うことにより、精度よくトルクリップルの発生を検知して速やかにその抑制を図ることができる。その結果、効果的に異音や振動の発生を抑制して良好な操舵フィーリングを実現することができるようになる。 That is, in the open control in which current detection is not performed, torque ripple due to an actual current value detection error cannot occur. Further, in the configuration in which the motor torque is controlled using the d / q coordinate system (q-axis current), the three-phase / two-phase conversion for the actual current is not required, thereby reducing the influence of the detection error of the motor rotation angle. Therefore, as described above, the generation of the torque ripple can be suppressed by switching the generation of the motor control signal from the one based on the execution of the current feedback control to the one based on the execution of the open control. The switching to the open control is performed with high accuracy by performing the low speed steering in which torque ripple is likely to occur and when the vibration component included in the signal related to the control output of the motor 12 is detected. It is possible to detect the occurrence of torque ripple and quickly suppress it. As a result, it is possible to effectively suppress the generation of abnormal noise and vibration and realize a good steering feeling.

（２）振動成分検出部３３は、低速操舵時以外には、振動成分の検出を実行しない。
即ち、振動成分の検出処理をリアルタイムで実行する場合、制御手段を構成する情報処理装置（マイコン）には、極めて高い演算処理能力が要求されることになる。この点、上記構成のように、トルクリップルが発生する蓋然性の高い低速操舵時にのみ、振動成分の検出を実行する構成とすることで、トルクリップルの検知精度を低下させることなく、その演算負荷の増大を抑えることができる。その結果、演算処理能力の強化に伴う製造コストの上昇を回避しつつ、精度よくトルクリップルの発生を検知して、速やかなその抑制を図ることができるようになる。 (2) The vibration component detection unit 33 does not detect the vibration component except during low-speed steering.
That is, when the vibration component detection process is executed in real time, the information processing apparatus (microcomputer) constituting the control means is required to have a very high arithmetic processing capability. In this regard, as in the above configuration, by detecting the vibration component only at the time of low-speed steering with a high probability of generating torque ripple, the calculation load of the calculation load is reduced without reducing torque ripple detection accuracy. The increase can be suppressed. As a result, it is possible to detect the occurrence of torque ripple with high accuracy and to promptly suppress it while avoiding an increase in manufacturing cost due to the enhancement of arithmetic processing capability.

なお、本実施形態は以下のように変更してもよい。
・本実施形態では、低速操舵状態にあるか否かの判定は、操舵トルクτの変化量（Δτ）及びモータ１２の回転角速度ωが、ともに、それぞれ対応する所定の閾値以下（|Δτ|≦τ０、且つ|ω|≦ω０）である否かをもって行われることとした。しかし、これに限らず、例えば、操舵トルクτの変化量（Δτ）に代えて絶対値を用いてもよく、モータ１２の回転角速度ωの代わりに操舵角を用いてもよい。そして、さらには、車速条件や操舵角条件を組み合わせた構成としてもよい。 In addition, you may change this embodiment as follows.
In the present embodiment, whether or not the vehicle is in the low-speed steering state is determined by determining whether the change amount (Δτ) of the steering torque τ and the rotational angular velocity ω of the motor 12 are both equal to or less than a predetermined threshold value (| Δτ | ≦ Whether or not τ0 and | ω | ≦ ω0) is determined. However, the present invention is not limited to this. For example, an absolute value may be used instead of the change amount (Δτ) of the steering torque τ, and a steering angle may be used instead of the rotational angular velocity ω of the motor 12. Further, the vehicle speed condition and the steering angle condition may be combined.

・本実施形態では、振動成分の検出処理は、モータ１２の制御出力に関連する信号である操舵トルクτに対してバンドパスフィルタ処理（１０Ｈｚ〜２００Ｈｚ）を実行し、そのフィルタ処理後の信号に所定値以上の振幅（例えば２Ｎｍ、或いは５０ｍ秒間の最大−最小幅が４Ｎｍ）を有する振動成分が含まれる否かにより行われることとした。しかし、これに限らず、例えば、上記信号に対してローパスフィルタ処理を実行し、当該ローパスフィルタ処理後の信号を処理前の信号と比較する。或いは、ＲＭＳ演算により演算される実効値を用いる等、その他の方法を用いてもよい。 In the present embodiment, in the vibration component detection process, bandpass filter processing (10 Hz to 200 Hz) is performed on the steering torque τ that is a signal related to the control output of the motor 12, and the signal after the filter processing is performed. The determination is made based on whether or not a vibration component having an amplitude equal to or greater than a predetermined value (for example, 2 Nm or a maximum-minimum width of 4 Nm for 50 msec) is included. However, the present invention is not limited to this. For example, low-pass filter processing is performed on the signal, and the signal after the low-pass filter processing is compared with the signal before processing. Alternatively, other methods such as using an effective value calculated by RMS calculation may be used.

・本実施形態では、モータ１２の制御出力に関連する信号として操舵トルクτを用いたが、これに限らず、モータ１２に通電される実電流やその回転角、或いは操舵角を用いてもよい。尚、この場合における各状態量の位置づけは、瞬間値ではなく、連続信号としての位置付けであることはいうまでもない。 In the present embodiment, the steering torque τ is used as a signal related to the control output of the motor 12. However, the present invention is not limited to this, and an actual current supplied to the motor 12, a rotation angle thereof, or a steering angle may be used. . Needless to say, the positioning of each state quantity in this case is not an instantaneous value but a positioning as a continuous signal.

・本実施形態では、オープン制御から電流フィードバック制御への復帰条件は、操舵トルクτの変化量（Δτ）又は回転角速度ωが、それぞれ対応する所定の閾値よりも大きい、或いは電流指令値Ｉq*が所定の閾値以下である場合の何れかとした（|Δτ|＞τ０、又は|ω|＞ω０、或いは|Ｉq*|≦Ｉ０）。しかし、復帰条件は、これに限らず、任意に設定してもよい。 In this embodiment, the return condition from the open control to the current feedback control is that the change amount (Δτ) of the steering torque τ or the rotational angular velocity ω is greater than the corresponding predetermined threshold value, or the current command value Iq * is Any of the cases where it is equal to or less than a predetermined threshold value (| Δτ |> τ0, or | ω |> ω0, or | Iq * | ≦ I0). However, the return condition is not limited to this, and may be set arbitrarily.

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。The schematic block diagram of an electric power steering device (EPS). ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。The block diagram which shows the electric constitution of EPS. モータ制御信号出力の処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence of a motor control signal output.

Explanation of symbols

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１７…マイコン、１８…駆動回路、２２…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２７ｄ，２７ｑ…Ｆ／Ｂ制御部、３１…オープン制御部、３２…切替制御部、３３…振動成分検出部、３４…切替判定部、３５…開始判定部、Ｖd*，Ｖd*_op…ｄ軸電圧指令値、Ｖq*，Ｖq*_op…ｑ軸電圧指令値、Ｓch…切替信号、ω…回転角速度、τ…操舵トルク。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Electric power steering apparatus (EPS), 10 ... EPS actuator, 11 ... ECU, 12 ... Motor, 17 ... Microcomputer, 18 ... Drive circuit, 22 ... Current command value calculating part, 24 ... Motor control signal generation part, 27d, 27q ... F / B control unit, 31 ... open control unit, 32 ... switch control unit, 33 ... vibration component detection unit, 34 ... switch determination unit, 35 ... start determination unit, Vd *, Vd * _op ... d-axis voltage command Vq *, Vq * _op: q-axis voltage command value, Sch: switching signal, ω: rotational angular velocity, τ: steering torque.

Claims

A steering force assisting device provided to apply an assist force for assisting a steering operation to a steering system using a motor as a drive source, and a control means for controlling the operation of the steering force assisting device through supply of driving power to the motor The control means is an electric power steering device that supplies driving power to the motor by executing current feedback control positioned as normal control,
Vibration component detecting means capable of detecting a vibration component from a signal related to the control output of the motor ;
Determination means for determining whether or not the vehicle is at low speed steering ,
When it is determined that the low-speed steering operation is being performed and the vibration component is detected, the control means supplies drive power to the motor by executing open control instead of the current feedback control. An electric power steering device characterized by that.

The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein
The electric power steering apparatus, wherein the vibration component detection means does not execute the vibration component detection processing except during the low speed steering.