JP5281330B2

JP5281330B2 - インバータ発電機

Info

Publication number: JP5281330B2
Application number: JP2008191780A
Authority: JP
Inventors: 省二橋本; 和文室野井
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2008-07-25
Filing date: 2008-07-25
Publication date: 2013-09-04
Anticipated expiration: 2028-07-25
Also published as: CN101635557B; CA2672824A1; CA2672824C; EP2148426B1; US20100020571A1; RU2413353C1; AU2009202699A1; CN101635557A; AU2009202699B2; EP2148426A3; JP2010035259A; EP2148426A2; DE602009000833D1; US7965063B2

Description

この発明はインバータ発電機に関し、より詳しくはエンジンで駆動される発電部を備えると共に、過電流を制限するようにしたインバータ発電機に関する。

エンジンで駆動される発電部から出力される交流を一旦直流に変換すると共に、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動することで、その直流を所定周波数（商用周波数）の交流に変換して出力するインバータ発電機は良く知られており、その例として下記の特許文献１記載の技術を挙げることができる。
特開平４−３５５６７２号公報

特許文献１記載の技術に係るようなインバータ発電機にあっては、短絡や突入負荷による過電流からスイッチング素子を保護するため、過電流リミッタ回路が設けられ、検出された電流が許容限界値を超えるとき、スイッチング素子に供給するＰＷＭ信号を零にして出力電流を一時的に零にする。

過電流リミッタ回路によって過電流は一旦防止されるが、出力電流が零にされたことで再びＰＷＭ信号が供給されて電流が再び許容限界値を超え、ＰＷＭ信号が再び零にされて出力電流が一時的に零にされるなど、同一の事象が継続してしまう不都合がある。また、許容限界値は比較的高い値に設定されるため、それ未満のレベルで過電流を制限することが望ましい。

従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、過電流を確実に制限するようにしたインバータ発電機を提供することにある。

上記した課題を解決するために、請求項１にあっては、エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定の制御周期ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、負荷が接続されるとき、前記負荷に通電される電流を検出する負荷電流検出手段と、前記コンバータから出力される直流の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータから出力される交流の電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記検出された電流がしきい値を超えるとき、前記検出された交流の電圧を前記検出された直流の電圧に基づいて設定される係数に基づいて所定の値に補正する出力電圧補正手段と、前記補正された出力電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号を補正し、よって前記電流を前記しきい値未満に低減させるＰＷＭ信号補正手段とを備えると共に、前記係数は、前記コンバータから出力される直流の電圧の前記所定の制御周期における１回前の値と今回値の比として設定される如く構成した。

請求項１に係るインバータ発電機にあっては、負荷に通電される電流とコンバータから出力される直流の電圧とインバータから出力される交流の電圧を検出し、検出された電流がしきい値を超えるとき、検出された交流の電圧を検出された直流の電圧に基づいて設定される係数に基づいて所定の値に補正すると共に、それに基づいてスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を補正し、よって電流をしきい値未満に低減させる如く構成したので、電流がしきい値を超えたとき、瞬時に交流出力電圧を所定の値にホールドするので、電流がしきい値未満で一定となるように制限することができ、過電流を確実に制限することができる。

即ち、発電機であるため、電流を直接制御することはできないが、電流に代えて電圧を制御することで、電流をしきい値未満に確実に低減させることができる。また、入力される直流電圧に基づいて電圧を制御することで、負荷の変動に関わらず、電流のしきい値未満のある値以下に確実に低減させることができる。

また、前記係数は、コンバータから出力される直流の電圧の所定の制御周期における１回前の値と今回値の比として設定される如く構成したので、上記した効果に加え、入力される直流電圧の変動に基づいて電圧を制御することができ、負荷の変動に関わらず、電流のしきい値未満のある値以下に確実に低減させることができる。

以下、添付図面に即してこの発明に係るインバータ発電機を実施するための最良の形態について説明する。

図１はこの発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。

図１において符号１０はインバータ発電機を示し、発電機１０はエンジン（内燃機関）１２を備え、３ｋＷ（交流１００Ｖで３０Ａ）程度の定格出力を有する。エンジン１２は空冷エンジンで火花点火式であり、そのスロットルバルブ１２ａはステッピングモータからなるスロットルモータ（アクチュエータ）１２ｂで開閉されると共に、リコイルスタータ（図示せず）で始動される。

エンジン１２のシリンダヘッドの付近には円形のステータ（図示せず）が固定され、そこにはエンジン発電部１４を構成するＵ，Ｖ，Ｗ相からなる３相の出力巻線（メイン巻線）１４ａと、３個の単相の巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄとが巻回される。

ステータの外側にはエンジン１２のフライホイールを兼用するロータ（図示せず）が配置され、その内部には上記した巻線１４ａなどと対向するように永久磁石（図示せず）が径方向に着磁された磁極を交互させつつ、複数対取着される。

ステータの回りをロータの永久磁石が回転することにより、３相の出力巻線１４ａから３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流電力が出力（発電）されると共に、単相の出力巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄからは単相の交流電力が出力される。

エンジン発電部１４の出力巻線１４ａから出力（発電）された３相の交流電力はＵ，Ｖ，Ｗ端子１４ｅを介して制御基板（プリントボード）１６に入力され、そこに搭載されるコンバータ２０に入力される。コンバータ２０はブリッジ接続された３個のサイリスタ（ＳＣＲ）と３個のダイオードＤＩを備え、サイリスタの導通角が制御されることで、エンジン発電部１４から出力された３相の交流を直流に変換する。

コンバータ２０の正極側と負極側の出力にはＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ。Ringing Choke Converter）電源（直流安定化電源）２２が接続され、整流された直流電力を前記した３個のサイリスタに動作電源として供給する。ＲＣＣ電源２２の後段にはコンバータ２０から出力される直流を平滑するための平滑コンデンサ２４が接続される。

平滑コンデンサ２４の後段にはインバータ２６が接続される。インバータ２６は、４個のＦＥＴ（電界効果トランジスタ。スイッチング素子）がブリッジ接続された回路を備え、後述するように４個のＦＥＴの導通・非導通が制御されることで、コンバータ２０から出力された直流を所定周波数（具体的には５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用周波数）の交流に変換する。

インバータ２６の出力は高調波除去用のＬＣフィルタからなるチョークコイル３０とノイズ除去用のノイズフィルタ３２を介して出力端子３４から出力され、コネクタ（図示せず）などを介して電気負荷３６に供給自在とされる。

制御基板１６はＣＰＵ（Central Processing Unit）４０を備える。ＣＰＵ４０は３２ビットからなり、サイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ（駆動回路）４０ａを介してコンバータ２０のサイリスタの導通角を制御し、ゲートドライバ４０ｂを介してインバータ２６のＦＥＴの導通・非導通を制御すると共に、モータドライバ４０ｃを介してスロットルモータ１２ｂの動作を制御する。ＣＰＵ４０は、ＥＥＰＲＯＭ（不揮発性メモリ）４０ｄを備える。

単相の第１の出力巻線１４ｂの出力はサブ端子１４ｂ１，１４ｂ２を介して制御基板１６に送られ、制御電源生成部１４ｂ３に入力され、そこでＣＰＵ４０の動作電源５Ｖが生成される。サブ端子１４ｂ１の出力はＮＥ検出回路１４ｂ４に送られ、そこでパルス信号に変換されてＣＰＵ４０に送られる。ＣＰＵ４０は、ＮＥ検出回路１４ｂ４の出力をカウントしてエンジン１２の回転数ＮＥを検出する。

第２の出力巻線１４ｃの出力は全波整流回路１４ｃ１に送られ、そこで全波整流されてスロットルモータ１２ｂなどの動作電源が生成される。第３の出力巻線１４ｄの出力はエンジン１２の点火回路１２ｃに送られ、点火プラグ１２ｄの点火電源として使用される。

ＣＰＵ４０は第１、第２の電圧センサ４０ｅ，４０ｆを備え、第１の電圧センサ４０ｅはＲＣＣ電源２２の後段においてコンバータ２０から出力される直流の電圧に応じた出力を生じると共に、第２の電圧センサ４０ｆはインバータ２６の後段においてインバータ２６から出力される交流の電圧に応じた出力を生じる。第１、第２の電圧センサ４０ｅ，４０ｆの出力はＣＰＵ４０に入力される。

さらに、ＣＰＵ４０は電流センサ４０ｇを備え、電流センサ４０ｇはインバータ２６から出力される電流、換言すれば電気負荷３６が接続されるとき、電気負荷３６に通電される電流に応じた出力を生じる。

電流センサ４０ｇの出力はＣＰＵ４０に入力されると共に、過電流リミッタ４０ｈにも入力される。過電流リミッタ４０ｈはＣＰＵ４０と独立した論理回路（ハードウエア回路）から構成され、電流センサ４０ｇによって検出された電流が許容限界値を超えるとき、ゲートドライバ４０ｂの出力を停止させ、インバータ２６の出力を一時的に零にする。

ＣＰＵ４０は第１、第２の電圧センサ４０ｅ、４０ｆと電流センサ４０ｇの出力を入力し、それらに基づいてインバータ２６のＦＥＴをＰＷＭ制御すると共に、スロットルモータ１２ｂの動作を制御し、さらに過電流を制限する。

図２はＣＰＵ４０が行なうＰＷＭ制御を説明する波形図である。

図２を参照してインバータ２６のＦＥＴのＰＷＭ制御を説明すると、ＣＰＵ４０は目標とする交流出力電圧波形（下部に破線で示す）の所定周波数（即ち、商用周波数５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）における基準正弦波（信号波）に基づき、コンパレータ（図示せず）でキャリア（例えば２０ｋＨｚの搬送波）と比較してＰＷＭ（Pulse Width Modulation。パルス幅変調）に従ってＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）、即ち、デューティ比（＝オン時間ｔ／周期Ｔ）可変のパルス列を生成し、ゲートドライバ４０ｂを介して出力する。

図２で下部の破線が、目標とする出力電圧波形を示す。尚、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）の周期Ｔ（ステップ）は実際には遥かに短いが、理解の便宜のため、図２では誇張して示す。

また、ＣＰＵ４０は、電気負荷３６によって決定される交流出力に応じて決定される目標回転数となるようにスロットルバルブ１２ａの開度を決定し、スロットルモータ１２ｂのＡ相とＢ相の出力パルスを算出してモータドライバ４０ｃを介して出力端子４０ｃ１からスロットルモータ１２ｂに供給し、その動作を制御する。

次いで、上記したＣＰＵ４０の動作の中、過電流の制限を説明する。

図３はその動作を示すフロー・チャートである。

図示のプログラムは所定時刻、より具体的には図２に示すキャリアの周波数が２０ｋＨｚで、出力電圧波形の周波数が例えば５０Ｈｚとすると、５０μｓｅｃごとに実行される。より具体的には、図２のステップごとに実行される。

以下説明すると、Ｓ１０において制御開始条件が成立したか否か判断する。制御開始条件は、前提条件が成立し、電流センサ４０ｇから検出された電流のＡ／Ｄ変換値（実効値）の絶対値がピーク電流制限値を超える、ピーク電流制限実行フラグ（後述）のビットが前回（図３フロー・チャートの前回実行時）ＯＦＦであった、ことである。

前提条件は、力率が０．９以上であることを意味する。尚、ピーク電流制限値は、前記した過電流リミッタ回路４０ｈで使用される許容限界値よりも低い値に設定される。

図４はインバータ２６から出力される交流電圧波形を示す波形図であり、図５は図３フロー・チャートに示す処理を説明するタイム・チャートである。

図４と図５に示す如く、この処理においては電流がピーク電流制限値を超えたとき、それに対応する電圧を制御して電流をそれ未満に低減させることから、電流と電圧の位相差が大きい、換言すれば力率が小さいと、電流と電圧の対応関係が確保できないため、力率が０．９以上であることを制御開始条件の一つとした。尚、ピーク電流制限値は正負に設定されることから、電流のＡ／Ｄ変換値を絶対値で制限値と比較する。

図３フロー・チャートの説明に戻ると、Ｓ１０で肯定されるときはＳ１２に進み、上記したピーク電流制限実行フラグのビットをＯＮ、即ち、１にセットし、Ｓ１４に進み、前回（図３フロー・チャートの前回実行時、即ち、制御周期における１回前。以下同じ）の出力電圧振幅値をピーク電流制限振幅値と、今回のＤＣ電圧Ａ／Ｄ値をピーク電流制限ＤＣ電圧値と読み換えて記憶する。ＤＣ電圧はコンバータ２０から出力される直流の電圧値である。

次いでＳ１４に進み、前回の出力電圧振幅値をピーク電流制限振幅値と、今回のＤＣ電圧Ａ／Ｄ値をピーク電流制限ＤＣ電圧値と読み換えて記憶し、Ｓ１８に進み、前回の出力電圧振幅値が０以上で、かつ今回の出力電圧振幅値が前回のそれ以上、即ち、図４において正側で上昇段階にあるか否か判断する。

Ｓ１８で否定されるときは以降の処理をスキップすると共に、肯定されるときはＳ２２に進む。

Ｓ２２においては、ピーク電流制限振幅値にＳ１３で求めたＤＣ電圧変動係数ＤＣgainAを乗じ、よって得た積を今回の出力電圧振幅値とする。ピーク電流制限振幅値はＳ１４で読み換えられた前回の出力電圧振幅値であることから、上記の処理は前回の出力電圧振幅値にＤＣ電圧変動係数を乗じて得た値を今回の出力電圧振幅値とすることを意味する。

次いでＳ２４に進み、前回の出力電圧振幅値が０未満で、かつ今回の出力電圧振幅値が前回のそれ未満、即ち、図４において負側で上昇段階にあるか否か判断し、否定されるときは以降の処理をスキップすると共に、肯定されるときはＳ２６に進み、同様に、ピーク電流制限振幅値にＤＣ電圧変動係数ＤＣgainAを乗じて得た積（負値）を今回の出力電圧振幅値とする。

次いでＳ２８に進み、今回の出力電圧振幅値に基づいてＰＷＭ信号を補正する。具体的には図２においてデューティ比を減少させ、出力電圧波形を図５に示すような台形形状とする。

尚、Ｓ１０で否定されるときはＳ３０に進み、前提条件（力率が０．９以上）が不成立か、または電流のＡ／Ｄ変換値（実効値）の絶対値がピーク電流制限復帰値未満となるか否か判断し、否定されるときは以降の処理をスキップすると共に、肯定されるときはＳ３２に進み、前記したフラグをＯＦＦ、即ち、そのビットを０にリセットし、プログラムを終了する。

図３フロー・チャートの処理を図５を参照して説明すると、インバータ発電機１０は前記したように電流を制御できず、過電流を制限するには電圧を制限するしかないため、電圧を、電流がピーク電流制限値を超えた時点（制御周期）での値（ピーク電流制限振幅値）に制限する。

また、インバータ発電機１０においてインバータ２６はコンバータ２０が出力する直流の電圧を超えた電圧の交流を出力することはできない。また前記したように電気負荷３６によって決定される交流出力に応じてスロットルモータ１２ｂの動作が制御されるが、電圧は直流も交流も瞬時値としては上下する。

そこでＤＣ電圧変動係数を求めて制限値（ピーク電流制限振幅値）に乗じることにした。これによって電流がピーク電流制限値を超えた場合、図５に示す如く、電気負荷３６の変動に関わらず、出力電圧を常に一定の値に制限することができる。

尚、電流がピーク電流制限復帰未満になった場合、制限を解除して図２に示すような正弦波に戻す。ピーク電流制限復帰値は、ハンチングを避けるため、ピーク電流制限値の付近に設定される。

上記の如く、この実施例にあっては、エンジン１２で駆動される発電部１４と、前記発電部１４から出力される交流を直流に変換するコンバータ２０と、スイッチング素子（ＦＥＴ）を備え、前記コンバータ２０から出力される直流を交流に変換して出力するインバータ２６と、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定の制御周期（キャリアの周波数の逆数）ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段（ＣＰＵ４０）とを備えたインバータ発電機１０において、負荷（電気負荷）３６が接続されるとき、前記負荷に通電される電流を検出する負荷電流検出手段（ＣＰＵ４０、電流センサ４０ｇ）と、前記コンバータ２０から出力される直流の電圧を検出する直流電圧検出手段（ＣＰＵ４０、第１の電圧センサ４０ｅ）と、前記インバータ２６から出力される交流の電圧を検出する交流電圧検出手段（ＣＰＵ４０、第２の電圧センサ４０ｆ）と、前記検出された電流がしきい値（ピーク電流制限値）を超えるとき、前記検出された交流の電圧（出力電圧振幅値）を前記検出された直流の電圧に基づいて設定される係数（ＤＣ電圧変動係数ＤＣgainA）に基づいて所定の値（出力電圧振幅値）に補正する出力電圧補正手段（ＣＰＵ４０，Ｓ１０からＳ２６）と、前記補正された所定の値（出力電圧振幅値）に基づいて前記ＰＷＭ信号を前記制御周期ごとに補正し、よって前記電流を前記しきい値未満に低減させるＰＷＭ信号補正手段（ＣＰＵ４０，Ｓ２８）とを備える如く構成した。

このように、電気負荷３６に通電される電流とコンバータ２０から出力される直流の電圧とインバータ２６から出力される交流の電圧を検出し、検出された電流がしきい値（ピーク電流制限値）を超えるとき、検出された交流の電圧を検出された直流の電圧に基づいて設定される値に基づいて所定の値に補正すると共に、それに基づいてスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を制御周期ごとに補正し、よって電流をしきい値未満に低減させる如く構成したので、電流がしきい値を超えたとき、瞬時に交流出力電圧を所定の値にホールドするので、電流がしきい値未満で一定となるように制限することができ、過電流を確実に制限することができる。

即ち、インバータ発電機１０であるため、電流を直接制御することはできないが、電流に代えて電圧を制御することで、電流をしきい値未満に低減させることができる。また、入力される直流電圧に基づいて電圧を制御することで、電気負荷３６の変動に関わらず、電流のしきい値未満のある値以下に確実に低減させることができる。

また、前記係数が、前記コンバータ２０から出力される直流の電圧の制御周期における１回前（図３フロー・チャートの前回実行時）の値と今回値の比からなる如く構成した。

また、図３フロー・チャートにおいて検出された直流の電圧に基づいて設定される係数（ＤＣ電圧変動係数ＤＣgainA）を比で求めたが、差で求めても良い。

また、インバータのスイッチング素子としてＦＥＴを用いたが、それに限られるものではなく、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などであっても良い。

この発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。図１に示すＣＰＵが行なうＰＷＭ制御を説明する波形図である。図１に示すＣＰＵの動作を示すフロー・チャートである。図１に示すインバータから出力される交流電圧波形を示す波形図である。図３フロー・チャートに示す処理を説明するタイム・チャートである。

符号の説明

１０インバータ発電機、１２エンジン（内燃機関）、１２ａスロットルバルブ、１２ｂスロットルモータ、１４エンジン発電部、１４ａ三相出力巻線、２０コンバータ、２６インバータ、３６電気負荷、４０ＣＰＵ、４０ａサイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ、４０ｂゲートドライバ、４０ｃモータドライバ、４０ｄＥＥＰＲＯＭ、４０ｅ，４０ｆ電圧センサ、４０ｇ電流センサ

Claims

エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定の制御周期ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、負荷が接続されるとき、前記負荷に通電される電流を検出する負荷電流検出手段と、前記コンバータから出力される直流の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータから出力される交流の電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記検出された電流がしきい値を超えるとき、前記検出された交流の電圧を前記検出された直流の電圧に基づいて設定される係数に基づいて所定の値に補正する出力電圧補正手段と、前記補正された出力電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号を補正し、よって前記電流を前記しきい値未満に低減させるＰＷＭ信号補正手段とを備えると共に、前記係数は、前記コンバータから出力される直流の電圧の前記所定の制御周期における１回前の値と今回値の比として設定されることを特徴とするインバータ発電機。