JP5144432B2 - 放電灯点灯装置、前照灯装置、及び車両 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯点灯装置、前照灯装置、及び車両に関するものである。

従来から、メタルハライドランプなどの高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置として、音響的共鳴現象を避けるために矩形波点灯方式を採用した放電灯点灯装置が提供され、スポットライトやプロジェクタの光源や車両の前照灯などの点灯に用いられている。

この種の放電灯点灯装置は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部とを備える。

上記のような放電灯点灯装置では、インバータ部の出力の極性の反転（以下、単に「反転」と呼ぶ。）時に、インバータ部から放電灯への出力電流の瞬時的な低下に伴って放電灯の電極の温度低下が発生して反転後の放電灯における放電が不安定となり、これが放電灯のちらつき（フリッカ）や立ち消えや電磁ノイズの原因となっていた。そこで、上記のようなフリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制するために、反転の直前や直後に、一時的にインバータ部の出力電力（以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）を上昇させるという技術が知られている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。

図３６に、この種の放電灯点灯装置１の一例を示す。この放電灯点灯装置１は、直流電源Ｅから入力された直流電力の電圧値を変換する直流電源部としてのＤＣ−ＤＣコンバータ部２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を交番して放電灯Ｌａへ出力するインバータ部３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２とインバータ部３とをそれぞれ制御する制御部４とを備える。また、インバータ部３と放電灯Ｌａとの間には、放電灯Ｌａの始動用の高電圧を生成するイグナイタ部５が設けられている。

詳しく説明すると、直流電源Ｅの低電圧側の出力端はグランドに接続されていて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、一次巻線Ｐ１の一端が直流電源Ｅの高電圧側の出力端に接続されるとともに一次巻線Ｐ１の他端がスイッチング素子Ｑ１を介してグランドに接続されたトランスＴ１と、一端がグランドに接続された出力コンデンサＣ１と、アノードが出力コンデンサＣ１の他端に接続されるとともにカソードがトランスＴ１の二次巻線Ｓ１を介してグランドに接続されたダイオードＤ１とを備え、出力コンデンサＣ１の両端を出力端とする、周知のフライバック・コンバータである。制御部４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動するＰＷＭ信号である制御信号を出力することによってＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を制御する。

また、インバータ部３は、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路が２個、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力端間に互いに並列に接続されてなり、各直列回路のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５同士の接続点を出力端とする、フルブリッジ型のインバータ回路である。インバータ部３は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が交互に且つ互いに対角に位置するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が同時にオンオフ駆動されることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を矩形波交流電力に変換して出力する。

イグナイタ部５は、インバータ部３の出力端間に接続されたコンデンサＣｓと、一次巻線Ｐ２及び二次巻線Ｓ２のそれぞれ一端がインバータ部３の一方の出力端に接続されたトランスＴ２とを備える。このトランスＴ２の一次巻線Ｐ２の他端はスパークギャップＳＧ１を介してインバータ部３の他方の出力端に接続され、二次巻線Ｓ２の他端は放電灯Ｌａを介してインバータ部３の他方の出力端に接続される。

制御部４は、インバータ部３を制御する反転判断部４１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力（すなわちインバータ部３から放電灯Ｌａへの出力電力。以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）の目標値である電力目標値が格納された電力目標記憶部４２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出するとともに検出された出力電圧（以下、「電圧検出値」と呼ぶ。）と電力目標記憶部４２に格納された電力目標値とを用いてＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流の目標値である電流目標値を演算する電流目標演算部４３と、通常は電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま出力する一方、インバータ部３が出力の極性を反転させる前後の所定期間Ｔ１，Ｔ３（図３９（ａ）参照）には該電流目標値を上昇させた上で出力する電流目標上昇部４４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出するとともに検出された出力電流（以下、「電流検出値」と呼ぶ。）を電流目標値上昇部４４が出力した電流目標値に近づけるようにＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御する制御信号を生成する制御信号生成部４５とを備える。上記のような制御部４は周知技術によって実現可能であるので、詳細な説明は省略する。

具体的には、インバータ部３は、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をそれぞれオンオフ駆動する駆動部（図示せず）を有する。制御部４の反転判断部４１はインバータ部３の駆動部に対してパルス状の反転信号を入力するものであって、インバータ部３の駆動部は、反転信号が入力される度にインバータ部３の出力を反転させるように各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフをそれぞれ切り換える。

また、反転判断部４１は例えば電源が投入されてからの経過時間に基いて放電灯Ｌａの点灯状態を判定しており、放電灯Ｌａが消灯していると判定されている期間には反転信号をＬレベルに維持する。すなわち、電源が投入されてから、放電灯Ｌａが点灯するまでは、第１スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンされ第２スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフされた状態に維持される。すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧の上昇に伴ってインバータ部３からの出力電圧の振幅が徐々に増大することで、スパークギャップＳＧ１の両端電圧が徐々に上昇する。やがて、スパークギャップＳＧ１において絶縁破壊（ブレークダウン）が発生すると、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２に流れる電流の急激な増加に伴ってトランスＴ２の二次巻線Ｓ２に誘導起電力が発生し、この誘導起電力による電圧とインバータ部３の出力電圧とが重畳された例えば数１０ｋＶの高電圧により、放電灯Ｌａではアーク放電が開始される（すなわち、放電灯Ｌａが始動されて点灯する）。その後、放電灯Ｌａの点灯を判定した反転判断部４１によって反転信号の出力が開始されることにより、インバータ回路２による矩形波交流電力の出力が開始される。

上記の放電灯点灯装置１の動作を、図３７を用いて説明する。まず、電源が投入されて動作が開始される（Ｓ１）と、制御部４の各部において、動作に用いられる各種の変数が初期化され（Ｓ２）、その後、反転判断部４１が反転信号を出力しないことにより、インバータ部３では始動動作が開始される（Ｓ３）。すなわち、インバータ部３において対角に位置する２個のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のみがオンされた状態が維持され、イグナイタ部５によって放電灯Ｌａが始動される。その後、反転判断部４１によって放電灯Ｌａの点灯・未点灯が判断され（Ｓ４）、放電灯Ｌａが未点灯と判断されればステップＳ３の始動動作が継続される。一方、ステップＳ４において、放電灯Ｌａが点灯したと判断されれば、次のステップＳ５への移行により、インバータ部３が矩形波交流電力を放電灯Ｌａに出力する動作が開始される。ステップＳ５では、電流目標演算部４３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出することで電圧検出値を取得する。電流目標演算部４３は、新しいものから３回分までの電圧検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電圧検出値と合わせて４回分までの電圧検出値を平均することで電圧平均値を得てこれを制御に用いる。このように複数回分の電圧検出値の平均値である電圧平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。また、電流目標演算部４３は、電力目標値を電力目標記憶部４２から読み出すとともに、読み出された電力目標値を電圧平均値で除することで電流目標値を得、この電流目標値を電流目標上昇部４４に出力する。ここで、制御部４は、ステップＳ４において放電灯Ｌａの点灯が判断されてからの経過時間（以下、単に「経過時間」と呼ぶ。）を計時する計時部（図示せず）を有しており、電流目標演算部４３は、計時部によって計時された経過時間に応じた電力目標値を電力目標記憶部４２から読み出す。ここで、電力目標記憶部４２には、図３８に示すように、経過時間が０秒〜４秒であれば７５Ｗであって経過時間が４秒〜５０秒にかけて低下速度を徐々に下げながら徐々に３４Ｗまで低下し経過時間が５０秒以上であれば３４Ｗに維持されるという、経過時間毎の電力目標値が例えばデータテーブルの形で記憶されている。すなわち、経過時間が５０秒に達した後は、反転の前後の期間Ｔ１，Ｔ３以外の期間（以下、「定電力期間」と呼ぶ。）Ｔ２（図３９（ａ）参照）での出力電力を一定の定常電力（３４Ｗ）に維持する定常動作が行われ、定常動作が開始されるまでの期間（以下、「出力上昇期間」と呼ぶ。）には、定電力期間Ｔ２での出力電力を上記の定常電力よりも上昇させる出力上昇動作が行われる。なお、個々の数値は上記に限られず、定常電力は例えばインバータ部３への接続が想定される放電灯Ｌａの定格電力とし、出力上昇期間の初期における電力目標値は例えば定常電力の２倍程度とし、出力上昇期間は例えば数十秒程度とすればよい。そして、電流目標演算部４３は、経過時間に応じて電力目標記憶部４２から読み出された電力目標値を、電圧平均値で除することで、電流目標値を得、この電流目標値を電流目標上昇部４４に出力する。

また、反転判断部４１は、インバータ部３へ反転信号を出力すべきタイミングを判断するとともに、反転信号の出力を開始する直前の所定の反転前期間Ｔ３の開始時から、反転信号の出力を終了した後の所定の反転後期間Ｔ１の終了時にかけて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を一時的に上昇させるための出力上昇信号を電力目標上昇部４４に入力する（すなわち、出力上昇信号をオンする）。電流目標上昇部４４は、電流目標演算部４３から電流目標値を入力されると、出力上昇信号がオンか否かを判定し（Ｓ６）、出力上昇信号がオンであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値に所定の上昇量を加算（Ｓ７）して得られた新たな電流目標値を制御信号生成部４５に出力する一方、出力上昇信号がオフであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま制御信号生成部４５に出力する。上記の上昇量は、放電灯Ｌａの定格電流値の０．１倍〜１倍程度とする。例えば、定格電流値が０．４Ａであれば上昇量は０．０４Ａ〜０．４Ａとし、定格電流値が０．８Ａであれば上昇量は０．０８Ａ〜０．８Ａとする。これにより、上記の反転後期間Ｔ１と反転前期間Ｔ３とには一時的にＤＣ−ＤＣコンバータ部２及びインバータ部３の出力電力を上昇させる同期動作が行われる。反転後期間Ｔ１の長さは例えば５０μｓとされ、反転前期間Ｔ３の長さは例えば２００μｓとされる。

制御信号生成部４５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出することで電流検出値を取得し、また、新しいものから３回分までの電流検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電流検出値と合わせて４回分までの電流検出値を平均することで電流平均値を得てこれを制御に用いる。すなわち、電流平均値を電流目標値とするような制御信号を生成してＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する（Ｓ８）。具体的には例えば制御信号生成部４５は電流平均値と電流目標値との差に応じた電圧値の出力を生成する誤差アンプを有し、この誤差アンプの出力の電圧値に応じたオンデューティのＰＷＭ信号である制御信号を生成する。上記のように複数回分の電流検出値の平均値である電流平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。

ステップＳ９〜ステップ１３はそれぞれ反転判断部４１の動作である。ステップＳ９では、反転判断部４１は、反転信号を出力すべきタイミング、すなわち所定の反転時間毎のタイミングであるか否かを判断し、反転信号を出力すべきタイミングであればステップＳ１０において反転信号をインバータ部３へ出力する。インバータ部３の出力の周波数は数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚとされる。つまり、反転時間は数百μｓ〜数ｍｓである。また、ステップＳ１１では、反転後期間Ｔ１でも反転前期間Ｔ３でも反転信号の出力中でもない定電力期間Ｔ２中であるか否かを判断し、定電力期間Ｔ２中であれば出力上昇信号をオフし（Ｓ１２）、定電力期間Ｔ２中でなければ出力上昇信号をオンする（Ｓ１３）。

上記のようなステップＳ５〜ステップＳ１３の動作は、電源がオフされるまで継続される。さらに、異常検出及び保護動作や、周囲温度に応じたＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力の変更といった、周知技術を適宜組み合わせてもよい。また、反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３では、上記のように電流目標値に上昇量を加算する代わりに、電流目標値に１より大きい所定の係数（以下、「上昇率」と呼ぶ。）を乗じることによって、出力電力を上昇させてもよい。

上記のような放電灯点灯装置１によれば、反転前期間Ｔ３に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａにおいて反転時の温度低下が抑制され、反転後期間Ｔ１に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａの電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯Ｌａにおける放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。反転後期間Ｔ１と反転前期間Ｔ３との長さを互いに同じとする場合、反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３の長さはそれぞれ反転時間の数％〜２０．８％程度なら上記の効果が得られると、本発明者は考えている。

さらに、図３９（ｂ）に示すように反転後期間Ｔ１の開始時から定電力期間Ｔ２の開始時にかけて電力目標値を徐々に低下させるとともに定電力期間Ｔ２の終了時から反転前期間Ｔ３の終了時にかけて電力目標値を徐々に上昇させることで出力電力の急激な変化を抑えて回路部品や放電灯Ｌａへの電気的なストレスを抑制することも考えられている。また、図３９（ｃ）に示すように反転前期間Ｔ３のみに出力電力を上昇させても効果はあるが、図３９（ａ）や図３９（ｂ）のように反転後期間Ｔ１と反転前期間Ｔ３との両方で出力電力を上昇させることが望ましい。

また、始動後の所定時間にわたって出力電力を定常電力よりも大きくするという出力上昇動作により、出力上昇動作を行わない場合に比べ、放電灯Ｌａの温度が速やかに上昇するから、放電灯Ｌａの光出力をより短時間で安定させることができる。
特表１０−５０１９１９号公報 特開２００２−１１０３９２号公報

上記のように、インバータ部３の出力の反転の直前や直後に一時的にインバータ部３の出力電力（すなわち放電灯Ｌａへの供給電力）を大きくする技術を、放電灯Ｌａの始動時の所定の出力上昇期間中に定常点灯時よりも大きい電力を放電灯Ｌａに供給する技術に対し、単純に組み合わせると、出力上昇期間中であってインバータ部３の出力の反転の直前や直後に、直流電源部２やインバータ部３を構成する回路部品や放電灯Ｌａに過大な電気的ストレスがかかってしまう可能性があった。

本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、回路部品や放電灯にかかる電気的ストレスが抑えられる放電灯点灯装置、該放電灯装置を備えた前照灯装置、及び該前照灯装置を備えた車両を提供することにある。

請求項１の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、制御部は、インバータ部の出力の反転の直前と直後との少なくとも一方には、直流電源部の出力電力を一時的に上昇させる同期動作を行うものであり、制御部は、放電灯の始動時、同期動作中以外の期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、同期動作中以外の期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部においては、定常期間中に比べ、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇の幅と、同期動作の継続時間との少なくとも一方を小さくすることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇の幅を、出力上昇期間の全体において定常期間と共通にする場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的ストレスが抑えられる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、同期動作中でない期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、同期動作中には検出された出力電流を電流目標値と所定の上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、前記上昇量を小さくすることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、同期動作中でない期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、同期動作中には検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、前記上昇率を小さくすることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、同期動作の継続時間を短くすることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、同期動作を行わず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とすることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間中に、同期動作中以外の期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を、出力上昇期間の最初から定常期間と同程度に大きくする場合に比べ、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項７の発明は、請求項１〜５のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくすることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項８の発明は、請求項１〜５のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくすることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項９の発明は、請求項１〜５のいずれかの発明において、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を徐々に増加させることを特徴とする。

この発明によれば、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれかの発明において、放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする。

この発明によれば、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項１１の発明は、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする。

請求項１２の発明は、請求項１１記載の前照灯装置を備えることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、出力上昇期間の少なくとも一部においては、定常期間中に比べ、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇の幅と、同期動作の継続時間との少なくとも一方を小さくするので、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇の幅を、出力上昇期間の全体において定常期間と共通にする場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的ストレスが抑えられる。

請求項４の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、同期動作の継続時間を短くし、請求項５の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、同期動作を行わず直流電源部の出力電力を一定とし、請求項６の発明によれば、制御部は、出力上昇期間中に、同期動作中以外の期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を、それぞれ徐々に上昇させ、請求項７の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくし、請求項８の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくし、請求項９の発明によれば、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を徐々に増加させるので、それぞれ、同期動作によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

請求項１０の発明によれば、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施形態１）
本実施形態の基本構成は図３６〜図３９で説明した従来例と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。

上記従来例では上昇量（すなわち、同期動作における出力電力の上昇幅）は常に一定値とされていたのに対し、本実施形態では上昇量が可変とされている点が上記従来例と異なる。

上昇量の変更としては、例えば、図２や図３のように経過時間０秒から４秒までは上昇量を最小値（図２では０．２Ａ、図３では０Ａ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇量を前記最小値から最大値（例えば０．４Ａ）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇量が大きくされる。例えば、図２の例では、経過時間が４秒であるときには図１（ａ）に示すように上昇量が０．２Ａとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図１（ｂ）に示すように上昇量が０．４Ａとなる。このように上昇量を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。

または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図４や図５に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇量を最小値（図４では０．２Ａ、図５では０Ａ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）として、前記出力電力が定格と最大電力との間の所定の範囲であるときには前記出力電力が大きくなるほど上昇量を小さくしてもよい。

または、図６や図７に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇量を最小値（図６では０．２Ａ、図７では０Ａ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。図６の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇量を直線的に徐々に増加させている。図７の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇量を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇量を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３で出力電力を高くしすぎないように上昇量を小さくしているのである。

または、図８や図９に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇量を最小値（図８では０．２Ａ、図９では０Ａ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。また、図８の例や図９の例では電流検出値が所定範囲内（図９の例においては２．２Ａ〜２．６Ａ）であるときには電流検出値に対して上昇量を直線的に徐々に減少させている。

さらに、図３の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図５の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図７の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図９の例では電流検出値が２．６Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇量を０としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇量を０としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。

（実施形態２）
本実施形態の基本構成は図３６〜図３９で説明した従来例と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。

上記従来例では電流目標上昇部４４が反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に上昇量を加算することで電流目標値を上昇させていたのに対し、本実施形態では電流目標上昇部４４が反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に１以上の上昇率を乗じることで電流目標値を上昇させている点が上記従来例と異なる。

ここで、例えば、上昇率を常に２とした場合、図１０（ａ）に示すように定電力期間Ｔ２での電流目標値が２．６Ａであれば反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３での電流目標値は５．２Ａとされ、図１０（ｂ）に示すように定電力期間Ｔ２での電流目標値が０．４Ａであれば反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３での電流目標値は０．８Ａとされる。このように上昇率を一定としたのでは、出力上昇期間中の反転後期間Ｔ１や反転後期間Ｔ３には直流電源部２やインバータ部３を構成する回路部品や放電灯Ｌａに過大な電気的ストレスがかかってしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、実施形態１において上昇量を可変としたのと同様に、上昇率を可変としている。

上昇率の変更としては、例えば、図１１や図１３のように経過時間０秒から４秒までは上昇率を最小値（図１１では１．１、図１３では１）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇率を前記最小値から最大値（例えば２）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇率が大きくされる。例えば、図１１の例では、経過時間が４秒であるときには図１２（ａ）に示すように上昇率が１，１となり、経過時間が５０秒以上であるときには図１２（ｂ）に示すように上昇率が２となる。このように上昇率を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。

または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図１４や図１５に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇率を最小値（図１４では１．１、図１５では１）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図１４の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図１５の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇率を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇率を最小値としている。

または、図１６や図１７に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇率を最小値（図１６では１．１、図１７では１）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図１６の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇率を直線的に徐々に増加させている。図１７の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇率を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇率を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３で出力電力を高くしすぎないように上昇率を小さくしているのである。

または、図１８や図１９に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇率を最小値（図１８では１．１、図１９では１）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図１８の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図１９の例では電流検出値が所定値以上であれば上昇率を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇率を最大値としている。

さらに、図１３の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図１５の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図１７の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図１９の例では電流検出値が前記所定値以上の期間に、それぞれ、上昇率を１としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇率を１としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。

（実施形態３）
本実施形態の基本構成は図３６〜図３９に示した従来例と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。

上記従来例では反転前期間Ｔ３の長さが一定とされていたのに対し、本実施形態では反転前期間Ｔ３の長さ（すなわち同期動作の継続時間。以下、「上昇時間」と呼ぶ。）が可変とされている点が上記従来例と異なる。

上昇時間の変更としては、例えば、図２０や図２２のように経過時間０秒から４秒までは上昇時間を最小値（図２０では５０μｓ、図２２では０μｓ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇時間を前記最小値から最大値（例えば２００μｓ）まで直線状に徐々に長くしてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇時間が長くされる。例えば、図２０の例では、経過時間が４秒であるときには図２１（ａ）に示すように上昇時間が５０μｓとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図２１（ｂ）に示すように上昇時間が２００μｓとなる。このように上昇時間を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。

または、反転判断部４１がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図２３や図２４に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇時間を最小値（図２３では５０μｓ、図２４では０μｓ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図２３の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図２４の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇時間を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇時間を最小値としている。

または、図２５や図２６に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇時間を最小値（図２５では５０μｓ、図２６では０μｓ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図２５の例や図２６の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に増加させている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転前期間Ｔ３での電気的ストレスを抑えるように上昇時間を短くしているのである。

または、図２７や図２８に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇時間を最小値（図２７では５０μｓ、図２８では０μｓ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図２７の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図２８の例では電流検出値が２．２Ａ以上であれば上昇時間を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇時間を最大値としている。

さらに、図２２の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図２４の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図２６の例では電圧検出値が所定値未満の期間に、図２８の例では電流検出値が２．２Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇時間を０μｓとしており、つまり上記の各期間には実質的に反転前期間Ｔ３は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は反転後期間Ｔ１以外では一定に維持される。これらの構成によれば、上昇時間を０μｓとしない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。

なお、上記の例では反転前期間Ｔ３の長さを可変としたが、反転後期間Ｔ１の長さを可変としても効果は同様である。

また、本実施形態に述べた上昇時間の変更は、実施形態１に述べた上昇量の変更や、実施形態２に述べた上昇率の変更と、組み合わせて採用してもよい。

ここで、例えば放電灯Ｌａが消灯されてから再点灯されるまでの時間が短い場合など、電源の投入時に放電灯Ｌａの温度がある程度高い場合、放電灯Ｌａの温度が低い場合に比べて電力上昇期間は短くてもよく、また、回路部品や放電灯Ｌａへの無駄な電気的ストレスを低減するためには電力上昇期間を短くすることが望ましい。そこで、実施形態１〜３において、図２９に示すように放電灯Ｌａの温度を推定する温度推定部６を設けるとともに、経過時間の計時を開始する際に必ずしも０秒から開始させず、温度推定部６によって推定された温度が高いほど長い経過時間が既に経過しているものとして経過時間の計時を開始させてもよい。図２９の温度推定部６は、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ_ＤとコンデンサＣ_Ｔとの並列回路と、この並列回路にスイッチＳＷを介して一端が接続され他端が５Ｖの定電圧源に接続された抵抗Ｒ_Ｃとを備える。スイッチＳＷは、放電灯Ｌａの点灯中にはオンされ放電灯Ｌａの消灯中にはオフされるように、制御部４の例えば反転判断部４１によってオンオフ制御される。つまり、温度推定部６のコンデンサＣ_Ｔは、放電灯Ｌａの点灯中には抵抗Ｒ_Ｃを介して充電され、放電灯Ｌａの消灯中には抵抗Ｒ_Ｄを介して放電されるのであり、放電灯Ｌａの点灯直後すなわちスイッチＳＷがオンされた直後にはコンデンサＣ_Ｔの充電電圧が温度推定部６の出力電圧として制御部４に入力される。放電灯Ｌａが消灯後に再点灯されたときには、消灯されていた期間が短いほど、また、消灯前に点灯されていた時間が長いほど、温度推定部６の出力電圧が高くなるのであり、すなわち、温度推定部６の出力電圧が高いほど放電灯Ｌａの温度が高いと推定することができる。制御部４には例えば図３０のような温度推定部６の出力電圧と経過時間の初期値との関係が記憶されており、放電灯Ｌａの点灯時には温度推定部６の出力電圧が高い（つまり放電灯Ｌａの推定温度が高い）ほど経過時間の初期値を大きくする。例えば、図３０の場合において、放電灯Ｌａの点灯時に温度推定部６の出力電圧が１Ｖであれば、経過時間を３０秒から開始させるのであり、この結果、電力上昇期間は３０秒短くなる。なお、温度推定部６には放電灯Ｌａに近接配置される周知の温度センサを用いてもよく、この場合、温度センサによって検出された温度（放電灯Ｌａ付近の温度）に基いて、放電灯Ｌａの実際の温度が推定されることになる。

また、実施形態１〜３のそれぞれにおいて、制御部４を図３１に示す構成としてもよい。図３１の制御部４は、電力変換部２のトランスＴ１の一次巻線Ｐ１に流れる電流（以下、「一次側電流」と呼ぶ。）を検出する一次側電流検出部４６と、電力変換部２のトランスＴ１の二次巻線Ｓ１に流れる電流（以下、「二次側電流」と呼ぶ。）を検出する二次側電流検出部４７と、制御信号生成部４５が出力した制御信号（ＰＷＭ信号）をＤ／Ａ変換して制御信号のオンデューティに応じた電圧値（つまり、電力変換部２に対して指示される出力電流が高いほど高い電圧値）の出力を生成するＤ／Ａ変換回路４８と、非反転入力端子がグランドに接続されるとともに反転入力端子に二次側電流検出部４７が接続された第１コンパレータＣＰ１と、非反転入力端子に一次側電流検出部４６が接続されるとともに反転入力端子にＤ／Ａ変換回路４８が接続された第２コンパレータＣＰ２と、セット端子が第１コンパレータＣＰ１の出力端子に接続されリセット端子が第２コンパレータＣＰ２の出力端子に接続されＱ端子が電力変換部２のスイッチング素子Ｑ１に接続されたフリップフロップ回路を含む駆動回路４９とを備える。すなわち、二次側電流検出部４７によって検出される二次側電流の電流値が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされ、一次側電流検出部４６によって検出される一次側電流の電流値が制御信号生成部４５によって指示される電流値を上回ったときにスイッチング素子Ｑ１がオフされる。つまり、二次側電流が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされるように構成されていることでトランスＴ１の利用率の向上が図られるとともに、一次側電流に基いたフィードバック制御によりＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が制御される。また、駆動回路４９は、スイッチング素子Ｑ１がオフされている時間（以下、「オフ時間」と呼ぶ。）を計時しており、オフ時間が所定の最大オフ時間に達すると、セット端子がＨレベルとなっていなくても（つまり、二次側電流が０となっていなくても）スイッチング素子Ｑ１をオンさせる。さらに、駆動回路４９は、例えば放電灯Ｌａの温度が低い状態のように、インバータ部２の出力電圧が低く二次側電流の波形の傾きが小さい場合におけるスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、上記の最大オフ時間を状態に応じて調整する機能を有している。また、制御信号生成部３５は、制御信号の上位８ビット分のＰＷＭ信号と下位８ビット分のＰＷＭ信号とを別々の端子から出力するものであって、Ｄ／Ａ変換回路４８が上記２個のＰＷＭ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後に加算することで、Ｄ／Ａ変換回路４８からは１６ビット分の分解能のアナログ信号が出力される。

さらに、実施形態１〜３のそれぞれにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２を、図３２に示すような周知のバックコンバータ（降圧チョッパ回路）に変更してもよい。図３２の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２に電力を供給する直流電源Ｅとして、交流電源ＡＣから供給された交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータが用いられている。このＡＣ−ＤＣコンバータは、フィルタ回路と整流平滑回路とブーストコンバータとが組み合わされた周知の回路であるので、詳細な説明は省略する。

または、インバータ部３のスイッチング素子をＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子に兼用する回路構成としてもよい。このような回路構成は周知技術で実現可能であるので、図示並びに詳細な説明は省略する。

また、実施形態１〜３では、電流目標値を上昇させることによって反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３での出力電力を増加させたが、電力目標値を上昇させる構成としてもよいし、例えば電力目標値を電流検出値で除して得られた電圧目標値に電圧検出値を近づけるように制御する構成とする場合には電圧目標値を上昇させる構成としてもよい。

また、図２の例のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が、入力される制御信号（ＰＷＭ信号）のオンデューティだけでなく周波数によっても変化する場合、制御部４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する制御信号の周波数によってＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御するようにしてもよい。さらに、定電力期間Ｔ２での制御信号の周波数を経過時間によらず一定とする一方、図４に示したような出力電力の制御を制御信号のオンデューティの変化によって行い、実施形態２のような上昇率の変化を制御信号の周波数の変化によって行うといったように、制御信号のオンデューティによる制御と周波数による制御とを使い分けてもよい。例えば、定電力期間Ｔ２での制御信号の周波数を経過時間によらず２８０ｋＨｚとする一方、図３３に示すように経過時間に応じて制御信号の周波数を３００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの間で変化させることにより反転後期間Ｔ１や反転前期間Ｔ３での出力電力を変化させる。つまり、図３４（ａ）に示すように経過時間が４秒の時点では反転前期間Ｔ３の開始時点から反転後期間Ｔ１の終了時点にかけての制御信号の周波数ｆ２が３００ｋＨｚとされ、図３４（ｂ）に示すように経過時間が５０秒の時点では上記期間での制御信号の周波数ｆ２が５００ｋＨｚとされ、定電力期間Ｔ２での制御信号の周波数ｆ１は経過時間によらず２８０ｋＨｚとされる。

上述した各種の放電灯点灯装置１は、車載用の前照灯として用いられる放電灯Ｌａとともに前照灯装置を構成し、図３５に示すように自動車ＣＲに搭載して用いることができる。この場合、直流電源Ｅとしては自動車ＣＲに搭載されたバッテリーが用いられる。

（ａ）（ｂ）はそれぞれ本発明の実施形態１のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。 同上における経過時間と上昇量との関係の一例を示す説明図である。 同上における経過時間と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇量との関係の一例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ本発明の実施形態２の比較例のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。 本発明の実施形態２における経過時間と上昇率との関係の一例を示す説明図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ図１１の例におけるランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。 同上における経過時間と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇率との関係の一例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。 本発明の実施形態３における経過時間と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ同上のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。 同上における経過時間と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。 同上における出力電力と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。 同上における電圧検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。 同上における電流検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。 同上の変更例の要部を示す回路ブロック図である。 図２９の変更例の動作の一例を示す説明図である。 同上の別の変更例を示す回路ブロック図である。 同上の更に別の変更例を示す回路ブロック図である。 同上の別の変更例における反転後期間及び反転前期間での制御信号の周波数と経過時間との関係の一例を示す説明図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ図３３の変更例でのランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。 同上の使用形態の一例を示す説明図である。 放電灯点灯装置の一例を示す回路ブロック図である。 同上の動作を示す流れ図である。 同上における経過時間と電力目標値との関係の一例を示す説明図である。 （ａ）〜（ｃ）は同上のインバータ部の出力電圧の波形の例であってそれぞれ異なる例を示す説明図である。

符号の説明

１ 放電灯点灯装置
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ部（請求項における直流電源部）
３ インバータ部
４ 制御部
６ 温度推定部
Ｌａ 放電灯

Claims (12)

1. 直流電力を出力する直流電源部と、
   直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、
   直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、
   制御部は、インバータ部の出力の反転の直前と直後との少なくとも一方には、直流電源部の出力電力を一時的に上昇させる同期動作を行うものであり、
   制御部は、放電灯の始動時、同期動作中以外の期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、同期動作中以外の期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、
   制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部においては、定常期間中に比べ、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇の幅と、同期動作の継続時間との少なくとも一方を小さくすることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、同期動作中でない期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、同期動作中には検出された出力電流を電流目標値と所定の上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
   出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、前記上昇量を小さくすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、同期動作中でない期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、同期動作中には検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
   出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、前記上昇率を小さくすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、同期動作の継続時間を短くすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
5. 制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、同期動作を行わず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
6. 制御部は、出力上昇期間中に、同期動作中以外の期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
7. 制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくすることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
8. 制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を小さくすることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
9. 制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、同期動作における直流電源部の出力電力の上昇幅を徐々に増加させることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
10. 放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、
    制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする前照灯装置。
12. 請求項１１記載の前照灯装置を備えることを特徴とする車両。

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