JP4906327B2

JP4906327B2 - インバータ装置およびその制御方法

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Publication number: JP4906327B2
Application number: JP2005346605A
Authority: JP
Inventors: 大地平石
Original assignee: Denki Kogyo Co Ltd
Current assignee: DKK Co Ltd
Priority date: 2005-11-30
Filing date: 2005-11-30
Publication date: 2012-03-28
Anticipated expiration: 2025-11-30
Also published as: JP2007157345A

Description

本発明は、インバータ装置およびインバータ制御方法に関する。

従来、誘導加熱装置のような共振回路を負荷に持つインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数の制御には、一般的にＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）が用いられている。ＰＬＬは、位相比較回路と、ローパスフィルタと、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｅｄＯｓｃｉｌａｔｏｒ）とから成るものである。インバータ回路の発振周波数の制御においては、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置では、数ｋＨｚから約４００ｋＨｚ程度の幅の発振周波数を制御する必要がある。また、1つのラインでサイズが異なる部品の加工、処理を行う際には、高周波誘導加熱装置の加熱コイルを交換する必要があり、共振負荷の共振周波数もその都度変化する。

このように共振周波数が変化すると、ローパスフィルタを用いたＰＬＬにおいては、ローパスフィルタが、負荷の共振周波数に応じた周波数特性を必要とするので、ローパスフィルタの遮断周波数の存在が問題となる。また、位相比較回路（Ｅｘ−ＯＲ型）とローパスフィルタを通るために、発振周波数が共振周波数のｎ倍や１／ｎ倍の値へと誤って収束してしまう可能性がある。そのため、ローパスフィルタを用いたＰＬＬにおいては、制御可能な周波数の範囲が限られている。したがって、従来のＰＬＬでは、発振周波数を広い帯域にわたって制御することが困難である。また、負荷の共振周波数がその温度特性などの要因で変化した場合の対応も難しい。そして、制御できる発振周波数の帯域が狭いと、１つの制御装置で対応できる周波数範囲が狭くなるので、場合によっては複数の制御装置が必要になってしまう。

なお、前述のようなアナログ処理を行うＰＬＬ回路を用いないでインバータ回路の発振周波数を制御する方法が、特許文献１に開示されている。しかしながら、特許文献１は、誘導加熱調理器に関するものであり、一般的に誘導加熱調理器では、広い帯域にわたって発振周波数を制御する必要はない。特許文献１では、段落番号０００６にあるように、２５〜２７ｋＨｚ±２ｋＨｚといった幅の周波数を制御できればよい。したがって、特許文献１では、発振周波数制御の広帯域化は予定されておらず、広帯域化を実現するための構成も開示されていない。
特開２００３−８６３４２号公報

上記問題に鑑みて、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置のように、広帯域の発振周波数を制御する必要のあるインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数を広帯域にわたって制御可能にすることが求められている。

本発明にかかるインバータ装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換手段と、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算手段と、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段とを備えることができる。

前記位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備えることができる。

また、本発明装置においては、前記共振回路が直列共振回路であってよい。このとき、電圧型インバータ装置において前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を前記時間差検出手段に与える電流検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。

また、本発明装置においては、前記共振回路が並列共振回路であってよい。このとき、電流型インバータ装置において前記負荷に印加される電圧を検出して、この電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与える電圧検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。

さらに、本発明によれば、前記インバータ駆動信号生成手段が、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備えることができ、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するように本発明装置を構成することができる。

本発明装置において、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値は、直接、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流を検出して導きだされる値であっても良いし、そうでなくても良い。本発明装置が、電圧型インバータ装置として構成される場合は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電流２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に印加される電圧の位相を知るために、実際に当該電圧を測定する必要は必ずしもない。また、本発明装置が、電流型インバータ装置として構成される場合は、カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電圧２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に流れる電流の位相を知るために、実際に当該電流を測定する必要は必ずしもない。

加えて、本発明装置は、前記共振回路が、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、共振用コンデンサとを備える、誘導加熱装置として構成することができる。

本発明に係るインバータ制御方法は、インバータ回路の発振周波数を制御するインバータ制御方法であり、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換ステップと、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップとを含むことができる。

前記位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含むことができる。

また、本発明方法において、前記共振回路が直列共振回路であってよい。このとき、電圧型インバータ装置において前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を生成する電流検出ステップを含み、この電流２値化信号を、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために用いるように本発明方法を構成することができる。

また、本発明方法において、前記共振回路が並列共振回路であってよい。このとき、電流型インバータ装置において前記負荷に印加される電圧を検出してこの電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を生成する電圧検出ステップを含み、この電圧２値化信号を、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために用いるように本発明方法を構成することができる。

また、本発明方法は、前記インバータ駆動ステップが、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントするステップを含み、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するステップであるように構成することができる。

本発明方法において、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値は、直接、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流を検出して導きだされる値であっても良いし、そうでなくても良い。本発明装置が、電圧型インバータ装置として構成される場合は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電流２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に印加される電圧の位相を知るために、実際に当該電圧を測定する必要は必ずしもない。また、本発明装置が、電流型インバータ装置として構成される場合は、カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電圧２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に流れる電流の位相を知るために、実際に当該電流を測定する必要は必ずしもない。

本発明においては、ローパスフィルタを用いずに、インバータ回路の発振周波数の制御が実現される。したがって、従来のローパスフィルタを用いたＰＬＬと比較して、ローパスフィルタの周波数特性に左右されないため、広帯域の周波数制御が可能となっている。また、本発明においては、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）とインバータ出力電流（負荷に流れる電流）との位相の時間差を表す値を取得し、それを位相角に変換する演算を行って、得られた位相角値と予め設定される位相角指令値とを比較している。時間差を用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値を異なる周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。

以下、本発明の実施の形態を添付の図により説明する。図１及び図２に本発明の第１の実施形態であるインバータ装置の電気的構成を示す。図２は、図１において点線で示された部分の詳細を示すものである。図１に示すインバータ装置１０は、電圧型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置に用いるものである。インバータ装置１０は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１と、インバータ回路１２とを備えている。また、インバータ装置１０は、時間差検出部１３と、位相角変換部１４と、発振周期演算部１５と、インバータ駆動信号生成部１６とを備えている。加えて、入力側電流監視部１７と絶縁・増幅部２７とが設けられている。

電圧型インバータ装置の場合、共振負荷１１の共振回路は、直列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルＬｓと、共振用コンデンサＣｓとを備えている。また、インバータ装置１０によって加熱される被加熱物に依存する抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１２には、Ｇａによりそのゲートが示される２つのトランジスタ（ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる）と、Ｇｂによりそのゲートが示される２つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタのソース・ドレイン間にダイオードが逆並列に接続されている。また、インバータ回路１２は直流電源２６を備えている。

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタ２０と、クロック信号発振部２１と、５０パーセントデューティ比生成部２２と、非重なり信号生成部５０と、異常時遮断部５１とを備えている。また、発振周期演算部１５は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器３０を備えている。位相角変換部１４は、逆数演算部４０と、乗算部４１とを備えている。また、電圧型インバータ装置を実現する本実施形態では、電流検出部１８が設けられており、電流検出部１８は、インバータ回路の出力電流（負荷に流れる電流）ｉ_invを検出する図示しないセンサを備えている。

また、図３にインバータ装置１０における各信号波形を模式的に示す。Ｇａで示す波形は、スイッチング素子のゲートＧａに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Ｇｂで示す波形は、スイッチング素子のゲートＧｂに与えられるインバータ駆動信号の波形である。ｖ_invの波形は図１の回路図に対応するインバータ出力電圧の波形であり、ｉ_invの波形は、図１の回路図に対応するインバータ出力電流の波形である。ｉ_dcの波形は、図１の回路図に対応するインバータ入力側電流の波形である。

次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電流ｉ_invは、電流検出部１８のセンサによって検出される。図４に本実施形態における時間差検出の概念図を示す。検出された電流は、図４に示すように、正弦波状の波形を示す。電流検出部１８は、この正弦波状波形の正から負へ、負から正への変化に対応して２値化した電流２値化信号を生成する。図４からも明らかなように、インバータ回路の出力電流ｉ_invのゼロクロス点は、電流２値化信号の立ち上がり点ｂと立ち下がり点と一致する。この電流２値化信号は、時間差検出部１３に与えられる。時間差検出部１３は、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）ｖ_invの立ち上がりゼロクロス点ａと、電流２値化信号の立ち上がり点ｂとの時間差を検出する。インバータ出力電圧ｖ_invの本実施形態における検出方法および具体的な時間差検出方法は後に説明する。

誘導加熱装置において、加熱の効率を高めるためには、インバータ回路の発振周波数を負荷である共振回路の共振周波数に近づける必要がある。この場合、共振周波数は、加熱コイルのインダクタンスＬｓと、共振用コンデンサの容量Ｃｓと、被加熱物の抵抗Ｒｓとから決定されるため、これらのパラメータの値が変動するのにつれて、共振周波数を追尾して制御する必要がある。共振周波数を追尾して制御するために、共振回路の特性を利用する。インバータ回路の発振周波数をｆｓ、共振周波数をｆｒ、位相角（インバータ回路の出力電圧と出力電流の位相差）をφとすると、位相角φは、次のように表すことができる。

ここで、ｑは共振の鋭さ（ｑｕａｌｉｔｙｆａｃｔｏｒ）を示しており、このｑは、共振回路の定数で決定される、その性質を表すパラメータである。上式は、直列共振回路においても、また並列共振回路においても、成立する。図５に、インバータ回路の発振周波数ｆｓと、共振周波数ｆｒと、位相角φとの関係を示す。図５からも明らかなように、インバータ回路の出力電流と出力電圧の位相差（位相角）がゼロに近づくように制御すれば、発振周波数を共振周波数に近づけることできる。

図６に、本実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す。位相角φは位相差から求めると、図中ｔ_swに対するｔ_fbkの比となる。したがって、図５における位相角は、φ ＝２πｔ_fbk／ｔ_sw の式から求めることができる。

ここで、位相角変換部１４は、時間差検出部１３で検出したインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を、逆数演算部４０と、乗算部４１とによって、位相角値に変換する。逆数演算部４０は、発振周期演算部１５を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部４１は、この周期の逆数と、時間差検出部１３から出力された時間差とを乗算して、さらに２πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部１５に出力する。

発振周期演算部１５は、位相角指令値と、位相角変換部１４から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、１０〜２０度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、直列共振回路の位相差がマイナスとなり、共振回路が容量性負荷になる。したがって、スイッチング素子に定格値以上の突入電流が流れて素子が破損するおそれがあるためである。

上記のように、本実施形態では、インバータ出力電圧とインバータ出力電流との位相の時間差を位相角に変換する演算を行って、位相角の値と、予め設定される位相角指令値の値とを比較している。時間差を直接用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値の値を周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。

本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが与えられる。積分ゲインは、フィードバック制御を適正に安定させるために、負荷のｑ値（共振の鋭さ）の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器３０は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。周期指示値は、位相角指令値と算出した位相角値の差分を無くすように、インバータ回路の発振周波数の周期を定める値である。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部１６に与えられる。また、前述のように、周期指示値は逆数演算部４０にも与えられる。

インバータ駆動信号生成部１６に備えられたカウンタ２０は、クロック信号発振部２１から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ２０が、周期指示値が示す数値（目標カウント数）まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。これらの動作を、図４にタイマ動作として示す。これは、１クロックごとにカウント数が増加していく様子を概念的に示したものである。ここで、図４に模式的に示すように、本実施形態の電圧型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電圧ｖ_invの立ち上がりゼロクロス点ａにおける時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部１３は、与えられた電流２値化信号の立ち上がり点ｂの時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧ｖ_invと、インバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差Ｎ_fbkを検出する。

なお、図４に示される本実施形態におけるデジタル処理と、従来のアナログ処理を行うＰＬＬとの相違を明確に示すために、従来のＰＬＬによるアナログ処理を図７に示す。

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタが所定周波数のクロック信号を目標値（周期指示値Ｎ_sw）までカウントするまでの時間を得ることにより、周期を得ることができる。５０パーセントデューティ比生成部２２において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比５０パーセントの信号が生成される。図２に示すように、この信号の論理反転された信号も生成される。そして、非重なり信号生成部５０によって、上記２つの信号の非重なり時間が設けられるように、デューティ比が調整される。電圧型インバータでは、スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が同時にオンすることによる短絡を防止するために、非重なり時間が設けられる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点に、インバータ出力電圧ｖ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、２つの信号は調整される。

調整された信号は、インバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂとして、絶縁・増幅部２７を介して、インバータ回路１２に与えられる。絶縁・増幅部２７は、インバータ駆動信号生成部１６とインバータ回路１２との間を電気的に絶縁する役目と、インバータ駆動信号生成部１６からの出力を電流増幅する役目とを果たすものである。スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が調整されたインバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電流監視部１７によって、入力側電流の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部５１に与えられ、異常時遮断部５１がインバータ回路を停止させる。本実施形態では、入力側電流監視部１７は、入力側電流の瞬時値を監視している。電圧型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオフにすることで、インバータ回路を停止させる。

入力側電流監視部１７は、予め設定された比較値と入力側電流検出部２４で検出された電流値とを比較器２５で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部５１に出力する。入力電流監視部１７と異常時遮断部５１とによって、スイッチング素子に定格値以上の電流が流れてスイッチング素子を破壊することを防いでいる。

本発明は、一例として、上記のように実施され、インバータ回路の発振周波数の制御をデジタル制御で行うことができる。従来のアナログ処理を行うＰＬＬを用いた制御と比較して、デジタル回路は経年変化や劣化に強く、制御値、制御動作の切替も容易である。

次に、本発明の第２の実施形態を説明する。図８及び図９に本発明の第２の実施形態であるインバータ装置１００の電気的構成を示す。図９は、図８において点線で示された部分を詳細にしたものである。図８に示すインバータ装置１００は、電流型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置として用いるものである。装置１００は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１１と、インバータ回路１１２とを備えている。また、インバータ装置１００は、時間差検出部１１３と、位相角変換部１１４と、発振周期演算部１１５と、インバータ駆動信号生成部１１６とを備えている。加えて、入力側電圧監視部１１７と絶縁・増幅部１２７とが設けられている。

電流型インバータ装置の場合、共振負荷１１１の共振回路は、並列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルＬｓと共振用コンデンサＣｓとを備えている。また、インバータ装置１００によって加熱される被加熱物の抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１２には、Ｇａによりそのゲートが示される２つのトランジスタ（ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、Ｇｂによりそのゲートが示される２つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタには、ダイオードがそれぞれ直列に接続されている。また、インバータ回路１１２は直流電源１２６を備えている。なお、配線によるインダクタンスをＬｃとして示している。

インバータ駆動信号生成部１１６は、カウンタ１２０と、クロック信号発振部１２１と、５０パーセントデューティ比生成部１２２と、重なり信号生成部１５０と、異常時遮断部１５１とを備えている。また、発振周期演算部１１５は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器１３０を備えている。位相角変換部１１４は、逆数演算部１４０と乗算部１４１とを備えている。また、電流型インバータ装置を実現する本実施形態では、電圧検出部１１８が設けられており、電圧検出部１１８は、インバータ回路の出力電圧ｖ_invを検出する図示しないセンサを備えている。

また、図１０にインバータ装置１００における各信号波形を模式的に示す。Ｇａで示す波形は、図８のスイッチング素子のゲートＧａに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Ｇｂで示す波形は、図８のスイッチング素子のゲートＧｂに与えられるインバータ駆動信号の波形である。ｉ_invの波形は、図８の回路図に対応するインバータ出力電流（負荷に流れる電流）の波形であり、ｖ_invの波形は図８の回路図に対応するインバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の波形である。ｖ_dcは図８の回路図に対応する入力側の電圧の波形である。

次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電圧ｖ_invは、電圧検出部１１８のセンサによって検出される。電圧検出部は、検出された電圧から、第１の実施形態と同様に、波形の正負に対応して２値化した電圧２値化信号を生成する。この電圧２値化信号は、時間差検出部１１３に与えられる。時間差検出部１１３は、インバータ出力電流（負荷に流れる電流）ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点と、電圧２値化信号の立ち上がり点との時間差を検出する。

電圧型インバータは、電圧源に負荷が接続されて電流が流れるものであり、したがって、第１の実施形態においては、インバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの時間差は、電圧を基準に検出されている。これに対して、電流型インバータは、電流源に負荷が接続されて電圧が発生するものであり、したがって、本実施形態では、インバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの時間差は、電流を基準に検出されている。

第１の実施形態と同様に、位相角変換部１１４は、時間差検出部１１３で検出したインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を、逆数演算部１４０と乗算部１４１とによって、位相角値に変換する。逆数演算部１４０は、発振周期演算部１１５を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部１４１は、この周期の逆数と時間差検出部１１３から出力された時間差とを乗算して、さらに２πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部１１５に出力する。

発振周期演算部１１５は、位相角指令値と、位相角変換部１１４から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、１０〜２０度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、並列共振回路が誘導性負荷になる。したがって、このような誘導性の状態で電流をスイッチングすると、サージ電圧が発生して、スイッチング素子を破壊する可能性があるので、ゼロでないプラスの位相角指令値とすることが望ましい。本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが積分器１３０に与えられる。積分ゲインは、第1の実施態様と同様に、負荷のｑ値（共振の鋭さ）の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器１３０は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。このように、発振周期演算部１１５は、第１の実施形態と同様に、周期指示値を演算する。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部１１６に与えられる。また、周期指示値は逆数演算部１４０にも与えられる。

インバータ駆動信号生成部１１６に備えられたカウンタ１２０は、クロック信号発振部１２１から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ１２０が、周期指示値が示す数値（目標カウント数）まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。本実施形態の電流型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点における時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部１１３は、与えられた電圧２値化信号の立ち上がり点の時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧ｖ_invと、インバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を検出する。

インバータ駆動信号生成部１１６は、カウンタ１２０が所定周波数のクロック信号を目標カウント数までカウントするまでの時間を得ることにより周期を得ることができる。５０パーセントデューティ比生成部１２２において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比５０パーセントの信号が生成され、この信号の論理反転された信号も生成される。電流型インバータである本実施形態では、この２つの信号に重なり時間が設けられるように、重なり信号生成部１５０によってデューティ比が調整される。なお、重なり時間は電流とインダクタンスＬｃによって決まる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、２つの信号は調整される。

調整された信号は、インバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂとして、第１の実施形態と同様に、絶縁・増幅部１２７を介して、インバータ回路に与えられる。ここで、絶縁・増幅部１２７は第１の実施形態における絶縁・増幅部と同様の役目を果たす。スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が調整されたインバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電圧監視部１１７によって、入力側電圧の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部１５１に与えられ、異常時遮断部１５１がインバータ回路を停止させる。電流型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオンにすることで、インバータ回路を停止させる。

本実施形態では、入力側電圧監視部１１７は、入力側電圧の瞬時値を監視しており、入力側電圧検出部１２４が絶縁アンプで電圧を絶縁して取り出す。入力側電圧監視部１１７は、予め設定された比較値と入力側電圧検出部１２４で検出された電圧とを比較器１２５で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部１５１に出力する。入力側電圧監視部１１７と異常時遮断部１５１とによってサージ電圧等の発生によるスイッチング素子の破壊を防いでいる。

［他の実施形態］
本発明にかかるインバータ装置及びインバータ制御方法は、上記に説明した形態に限られるものではない。例えば、他の実施形態において、インバータ駆動信号生成部に、ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社のＴＭＳ３２０Ｆ２８１２のタイマを用いてもよい。このタイマは様々な機能を持っており、タイマに周期指示値Ｎ_swを与えると、（Ｎ_sw＋１）×Ｐ_clk（所定の周波数を有するクッロク信号）の周期をタイマが生成し、比較器にＮ_sw／２を与えるとデューティ比５０パーセントの信号が生成される。非重なり期間の付与も可能であるため、インバータ駆動信号を直接生成できる。また、時間差検出部と位相角変換部と発振周期演算部においても、上記タイマを用いることができる。

また、上記実施形態において、インバータ回路には、４つのスイッチング素子を用いたブリッジ回路が構成されている。しかしながら、インバータ回路の構成は上記構成に限定されるものではなく、スイッチング素子の数も上記実施形態に限定されるものではない。また、位相角変換部における演算において、２πは固定値であるため、２πの値は用いても良いし用いなくても良い。また、入力側電圧監視部は、上記実施形態に限定されるものではなく、ブレイクオーバーダイオードとトランスを用いた回路など、さまざまな手段を用いて実現することができる。

また、本発明におけるインバータ装置及びインバータ制御方法は、誘導加熱装置のみではなく、オゾナイザ、コロナ放電装置のような共振回路を負荷に持つインバータ回路を用いた装置にも適用することができる。

本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。図１の回路図に対応する各信号波形の模式図である。第１の実施形態における時間差検出の概念図である。共振回路の特性を示す特性図である。第１の実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す模式図である。従来のＰＬＬによるアナログ処理を示す模式図である。本発明の第２の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。本発明の第２の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。図８の回路図に対応する各信号波形の模式図である。

符号の説明

１０インバータ装置（電圧型）
１１共振負荷
１２インバータ回路
１３時間差検出部
１４位相角変換部
１５発振周期演算部
１６インバータ駆動信号生成部
１７入力側電流監視部
１８電流検出部
２０カウンタ
２１クロック信号発振部
２２５０パーセントデューティ比生成部
３０積分器
４０逆数演算部
４１乗算部
５０非重なり信号生成部
５１異常時遮断部
１００インバータ装置（電流型）
１１１共振負荷
１１２インバータ回路
１１３時間差検出部
１１４位相角変換部
１１５発振周期演算部
１１６インバータ駆動信号生成部
１１７入力側電圧監視部
１１８電圧検出部
１２０カウンタ
１２１クロック信号発振部
１２２５０パーセントデューティ比生成部
１３０積分器
１４０逆数演算部
１４１乗算部
１５０重なり信号生成部
１５１異常時遮断部

Claims

共振回路を構成する負荷と、
スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換手段と、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と
前記負荷に流れる電流を検出して、該電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を前記時間差検出手段に与える電流検出手段と
を備え、
前記インバータ駆動信号生成手段は、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備え、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数をリセットし、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成し、
前記時間差検出手段は、前記カウントが前記目標カウント数に達してリセットされた時点と前記カウント数から取得した前記電流２値化信号の立ち上がりの時点との差から、前記時間差を表す値を検出する、インバータ装置。
共振回路を構成する負荷と、
スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換手段と、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と
前記負荷に印加される電圧を検出して該電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与える電圧検出手段と
を備え、
前記インバータ駆動信号生成手段は、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備え、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数をリセットし、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成し、
前記時間差検出手段は、前記カウントが前記目標カウント数に達してリセットされた時点と前記カウント数から取得した前記電圧２値化信号の立ち上がりの時点との差から、前記時間差を表す値を検出する、インバータ装置。
前記位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備える、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
前記共振回路が、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、共振用コンデンサとを備えることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置を備える誘導加熱装置。
インバータ回路の発振周波数を制御するインバータ制御方法であって、
負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換ステップと、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと
前記負荷に流れる電流を検出して、該電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を生成する電流検出ステップと
を含み、
前記インバータ駆動信号生成ステップは、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントし、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数をリセットし、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成し、
前記時間差検出ステップは、前記カウントが前記目標カウント数に達してリセットされた時点と前記カウント数から取得した前記電流２値化信号の立ち上がりの時点との差から、前記時間差を表す値を検出する、インバータ制御方法。
インバータ回路の発振周波数を制御するインバータ制御方法であって、
負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換ステップと、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと
前記負荷に印加される電圧を検出して該電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を生成する電圧検出ステップと
を含み、
前記インバータ駆動信号生成ステップは、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントし、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数をリセットし、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成し、
前記時間差検出ステップは、前記カウントが前記目標カウント数に達してリセットされた時点と前記カウント数から取得した前記電圧２値化信号の立ち上がりの時点との差から、前記時間差を表す値を検出する、インバータ制御方法。
前記位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含む、請求項５又は６に記載のインバータ制御方法。