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JP4989992B2 - Matching circuit, transmitter, receiver, transceiver, and radar device - Google Patents

Matching circuit, transmitter, receiver, transceiver, and radar device Download PDF

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JP4989992B2 JP2007050339A JP2007050339A JP4989992B2 JP 4989992 B2 JP4989992 B2 JP 4989992B2 JP 2007050339 A JP2007050339 A JP 2007050339A JP 2007050339 A JP2007050339 A JP 2007050339A JP 4989992 B2 JP4989992 B2 JP 4989992B2
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Description

本発明は、ミリ波およびマイクロ波などの高周波回路において用いられるインピーダンス調整機能を有する整合回路、この整合回路を備える送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置に関する。   The present invention relates to a matching circuit having an impedance adjustment function used in high-frequency circuits such as millimeter waves and microwaves, and a transmitter, a receiver, a transceiver, and a radar apparatus including the matching circuit.

近年の高度情報化社会では、大容量のデータを高速で伝達するために、1〜30GHzのマイクロ波領域から30〜300GHzのミリ波領域までの高周波数を利用した情報通信装置などの応用システムが提案されるようになってきている。たとえば車間距離を計測するためのレーダ装置のようなミリ波を用いたシステムが提案されている。   In an advanced information society in recent years, in order to transmit a large amount of data at a high speed, application systems such as information communication devices using high frequencies from a microwave region of 1 to 30 GHz to a millimeter wave region of 30 to 300 GHz are used. It has been proposed. For example, a system using millimeter waves such as a radar device for measuring a distance between vehicles has been proposed.

このような高周波数を利用したシステムでは、高周波用の回路が用いられる。高周波回路の技術分野では、用いられる信号の周波数が高いことに起因して、高周波部品の接続部においてインピーダンスの不整合が生じ、高周波信号の反射が大きくなるという問題がある。たとえばボンディングワイヤは、周波数が高くなるほどインダクタンス成分に起因してリアクタンスが大きくなるので、MMIC(Microwave Monolithic Integrated
Circuit)などの高周波部品と、50Ωに設計された伝送線路とをボンディングワイヤによって接続する場合、インピーダンスに不整合が生じ、高周波信号の反射が大きくなるという問題がある。この接続部分での反射の低減を図るために、伝送線路側にインピーダンスの整合をとるための整合回路を設けたり、ボンディングワイヤの長さを調整したりしている。
In a system using such a high frequency, a high frequency circuit is used. In the technical field of high-frequency circuits, due to the high frequency of signals used, there is a problem that impedance mismatch occurs at the connection part of high-frequency components, and reflection of high-frequency signals is increased. For example, since the reactance of a bonding wire increases due to an inductance component as the frequency increases, MMIC (Microwave Monolithic Integrated)
When a high-frequency component such as a circuit) and a transmission line designed for 50Ω are connected by a bonding wire, there is a problem that impedance mismatch occurs and reflection of the high-frequency signal increases. In order to reduce reflection at the connection portion, a matching circuit for matching impedance is provided on the transmission line side, or the length of the bonding wire is adjusted.

このような整合回路を設けたとしても、高周波回路を製造するときに整合回路を構成するパターンの寸法がばらついたり、MMICの実装位置がずれてボンディングワイヤのインダクタンス成分の大きさがばらついたりすることによって、製造した高周波回路が設計値から外れ、インピーダンスの不整合が生じるという問題がある。また高周波回路を製造するときに、ボンディングワイヤの長さが設計値から外れた場合には、ボンディングワイヤのインダクタンス成分の大きさが設計値から外れ、インピーダンスの不整合が生じるという問題がある。   Even when such a matching circuit is provided, the size of the pattern constituting the matching circuit varies when manufacturing a high-frequency circuit, or the mounting position of the MMIC shifts and the inductance component of the bonding wire varies. As a result, the manufactured high-frequency circuit deviates from the design value, and impedance mismatch occurs. In addition, when manufacturing a high frequency circuit, if the length of the bonding wire deviates from the design value, the magnitude of the inductance component of the bonding wire deviates from the design value, causing impedance mismatch.

高周波回路の製造時のばらつきによって生じるインピーダンスの不整合を解消するために、インピーダンスの調整可能な整合回路がある。従来の技術では、インピーダンスの調整工程を設けて、整合回路のインピーダンスの調整を行なっている。   In order to eliminate impedance mismatch caused by variations in manufacturing a high-frequency circuit, there is a matching circuit capable of adjusting impedance. In the prior art, an impedance adjustment step is provided to adjust the impedance of the matching circuit.

第1の従来の技術では、インピーダンスの異なる複数のインピーダンス素子を予め形成しておき、インピーダンスを調整する工程において特定のインピーダンス素子を整合回路に接続して、インピーダンスの整合を図っている(たとえば特許文献1参照)。   In the first conventional technique, a plurality of impedance elements having different impedances are formed in advance, and a specific impedance element is connected to a matching circuit in the step of adjusting the impedance to achieve impedance matching (for example, patents). Reference 1).

第2の従来の技術では、マイクロストリップラインが延びる方向に溝が形成され、この溝に沿って移動自在に係合された球状導体を有する整合回路を用いている。この技術では、インピーダンスを調整する工程において、溝に沿って球状導体の位置を調整することによってインピーダンスを調整し、インピーダンスが整合する位置に球状導体を非導電性接着剤によって固定している(たとえば特許文献2参照)。   The second conventional technique uses a matching circuit having a spherical conductor formed so that a groove is formed in the direction in which the microstrip line extends and is movably engaged along the groove. In this technique, in the step of adjusting the impedance, the impedance is adjusted by adjusting the position of the spherical conductor along the groove, and the spherical conductor is fixed to the position where the impedance is matched by a non-conductive adhesive (for example, Patent Document 2).

第3の従来の技術では、基板上にインピーダンス補正用の複数のパッドを予め形成しておき、インピーダンスを調整する工程において半田を用いて特定のパッドを整合回路に接続して、インピーダンスの整合を図っている(たとえば特許文献3参照)。   In the third conventional technique, a plurality of pads for impedance correction are formed in advance on a substrate, and a specific pad is connected to a matching circuit using solder in a process of adjusting impedance, thereby matching impedance. (For example, refer to Patent Document 3).

特開2005−117111号公報JP 2005-117111 A 特開平9−252207号公報JP-A-9-252207 特開2005−5788号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2005-5788

第1の従来の技術では、インピーダンスの調整を行なうときに、特定のインピーダンス素子を整合回路に接続する工程を必要とするので、インピーダンスの調整に要する時間が長くなる。さらにインピーダンス素子を接続した後に、インピーダンスの整合が図れているか否かを確認し、インピーダンスが不整合であればさらに他のインピーダンス素子を整合回路に接続するという工程を繰返す必要があるので、インピーダンスの調整に要する時間が長くなり、生産性が低下することによって、製造コストが増大する。また予め設けたインピーダンス素子を整合回路に接続することによってインピーダンスの調整を行なうので、インピーダンスを連続的に変化させて調整することができず、高精度にインピーダンスの調整を行なうことができないという問題がある。   In the first conventional technique, when adjusting the impedance, a step of connecting a specific impedance element to the matching circuit is required, so that the time required for adjusting the impedance becomes long. After connecting the impedance element, it is necessary to check whether impedance matching is achieved. If the impedance is not matched, it is necessary to repeat the process of connecting another impedance element to the matching circuit. The time required for the adjustment becomes longer, and the productivity is reduced, thereby increasing the manufacturing cost. In addition, since the impedance is adjusted by connecting the impedance element provided in advance to the matching circuit, the impedance cannot be adjusted by continuously changing the impedance, and the impedance cannot be adjusted with high accuracy. is there.

第2の従来の技術では、球状導体の位置を移動させて、インピーダンスの整合が図れているか否かを確認し、インピーダンスが不整合であればさらに他のインピーダンス素子を整合回路に接続するという工程を繰返す必要がある。さらに、球状導体の位置の調整が終了すると、非導電性接着剤で球状導体の位置を固定する工程を必要とするので、インピーダンスの調整に要する時間が長くなり、生産性が低下することによって、製造コストが増大する。   In the second conventional technique, the position of the spherical conductor is moved to check whether impedance matching is achieved. If the impedance is not matched, another impedance element is connected to the matching circuit. Need to be repeated. Furthermore, when the adjustment of the position of the spherical conductor is completed, a process of fixing the position of the spherical conductor with a non-conductive adhesive is required, so that the time required for adjusting the impedance becomes long, and the productivity is reduced, Manufacturing cost increases.

第3の従来の技術では、インピーダンスの調整を行なうときに、特定のパッドを整合回路に半田で接続する工程を必要とするので、インピーダンスの調整に要する時間が長くなる。さらにパッドを接続した後に、インピーダンスの整合が図れているか否かを確認し、インピーダンスが不整合であればさらに他のパッドを整合回路に接続するという工程を繰返す必要があるので、インピーダンスの調整に要する時間が長くなり、生産性が低下することによって、製造コストが増大する。また予め設けたパッドを整合回路に接続することによってインピーダンスの調整を行なうので、インピーダンスを連続的に変化させて調整することができず、高精度にインピーダンスの調整を行なうことができないという問題がある。   In the third conventional technique, when impedance adjustment is performed, a step of connecting a specific pad to the matching circuit with solder is required, so that the time required for impedance adjustment becomes long. After connecting the pads, it is necessary to check whether impedance matching is achieved. If the impedance is not matched, it is necessary to repeat the process of connecting another pad to the matching circuit. The time required increases and the productivity decreases, resulting in an increase in manufacturing cost. In addition, since impedance adjustment is performed by connecting a pad provided in advance to the matching circuit, there is a problem that impedance cannot be adjusted by continuously changing impedance and impedance adjustment cannot be performed with high accuracy. .

したがって本発明の目的は、容易かつ高精度にインピーダンスの調整を図ることができる整合回路、この整合回路を備える送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置を提供することである。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a matching circuit capable of easily and accurately adjusting the impedance, and a transmitter, a receiver, a transceiver, and a radar apparatus including the matching circuit.

本発明は、第1伝送線路と、
第2伝送線路と、
2つの第1接続端を有し、前記第1伝送線路の一端部に2つの前記第1接続端のうちの一方の第1接続端が接続され、前記第2伝送線路の一端部に他方の第1接続端が接続され、電圧を印加することによって通過する電磁波の位相を調整可能な第1移相回路と、
前記第2伝送線路から分岐して延在する第3伝送線路と、
少なくとも1つの第2接続端を有し、前記第3伝送線路の一端部に前記第2接続端が接続され、電圧を印加することによって反射する電磁波の位相を調整可能な第2移相回路とを含み、
前記第1移相回路は、
第1〜第4入出力端子を有し、第1入出力端子から入力された電磁波が第2および第4入出力端子から分配されて出力されるマジックTと、
前記第2入出力端子から延在し、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第1可変容量素子を前記第2入出力端子が接続される端部とは反対側の端部に有する第1延在部と、
前記第4入出力端子から延在し、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第2可変容量素子を前記第4入出力端子が接続される端部とは反対側の端部に有する第2延在部とを含んで構成され、
前記第1伝送線路は、前記第1入出力端子に接続され、
前記第2伝送線路は、前記第3入出力端子に接続され、
前記第2移相回路は、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第3可変容量素子から成り、
前記第1可変容量素子に接続され、前記第1可変容量素子に電圧を印加するための第1電極と、
前記第2可変容量素子に接続され、前記第2可変容量素子に電圧を印加するための第2電極と、
前記第3可変容量素子に接続され、前記第3可変容量素子に電圧を印加するための第3電極とをさらに含むことを特徴とする整合回路である。
The present invention includes a first transmission line,
A second transmission line;
Two first connection ends, one first connection end of the two first connection ends is connected to one end portion of the first transmission line, and the other end is connected to one end portion of the second transmission line A first phase shift circuit connected to the first connection end and capable of adjusting a phase of an electromagnetic wave passing therethrough by applying a voltage;
A third transmission line extending from the second transmission line and extending;
A second phase shift circuit having at least one second connection end, the second connection end being connected to one end of the third transmission line, and capable of adjusting a phase of an electromagnetic wave reflected by applying a voltage; Including
The first phase shift circuit includes:
A magic T having first to fourth input / output terminals, in which electromagnetic waves input from the first input / output terminals are distributed and output from the second and fourth input / output terminals;
A first variable capacitance element extending from the second input / output terminal and having an electric capacity that changes in accordance with an applied voltage is provided at an end opposite to the end connected to the second input / output terminal. 1 extension part,
A second variable capacitance element extending from the fourth input / output terminal and having an electric capacity that changes in accordance with an applied voltage is provided at an end opposite to the end to which the fourth input / output terminal is connected. And 2 extending parts,
The first transmission line is connected to the first input / output terminal;
The second transmission line is connected to the third input / output terminal;
The second phase shift circuit includes a third variable capacitance element whose electric capacity changes according to an applied voltage,
A first electrode connected to the first variable capacitance element for applying a voltage to the first variable capacitance element;
A second electrode connected to the second variable capacitance element for applying a voltage to the second variable capacitance element;
The matching circuit further includes a third electrode connected to the third variable capacitance element and configured to apply a voltage to the third variable capacitance element.

また本発明は、前記第1〜第3伝送線路ならびに前記第1および第2移相回路が設けられ、電気絶縁性を有する基板と、
前記基板の厚み方向の一表面上に形成され、導電性を有し、電子部品が配置される部品配置部と、
前記一表面上において、前記部品配置部から前記第1伝送線路が設けられる領域に向けて延在して形成され、導電性を有する突出部と、
前記基板の厚み方向の他表面上に形成される裏面電極と、
前記突出部と前記裏面電極とを電気的に接続する接続部とをさらに含むことを特徴とする。
In the present invention, the first to third transmission lines and the first and second phase shift circuits are provided, and an electrically insulating substrate;
Formed on one surface in the thickness direction of the substrate, it has conductivity, and component placement unit electronic components are arranged,
On the one surface, a projecting portion that is formed to extend from the component placement portion toward a region where the first transmission line is provided, and has conductivity,
A back electrode formed on the other surface in the thickness direction of the substrate;
It further includes a connection part for electrically connecting the protruding part and the back electrode.

さらに本発明は、前記第1伝送線路に電子部品が電気的に接続され、前記電子部品から電磁波が入力されるとき、
前記電子部品から前記第1伝送線路に入力される電磁波が、前記電子部品と前記第1伝送線路とを接続する接続体で反射される反射係数をΓ とし、
前記第1伝送線路に入力された電磁波が、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部まで通過する透過係数の大きさを│T M1 │とし、
前記第1伝送線路に入力された電磁波が、前記分岐部まで進むときに変化する位相をθとし、
前記第2伝送線路に入力された電磁波が、前記分岐部で反射される反射係数をΓ とすると、
Γ が、前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、
Furthermore, in the present invention, when an electronic component is electrically connected to the first transmission line and electromagnetic waves are input from the electronic component,
Electromagnetic wave inputted from said electronic component to the first transmission line, a reflection coefficient which is reflected by the connecting member for connecting the electronic component the first transmission line and gamma 1,
The magnitude of the transmission coefficient through which the electromagnetic wave input to the first transmission line passes to the branching portion where the third transmission line of the second transmission line branches is defined as | T M1 |
The phase that changes when the electromagnetic wave input to the first transmission line travels to the branch portion is θ,
When the electromagnetic wave input to the second transmission line, the reflection coefficient is reflected by the branch section and gamma 2,
In a range where Γ 2 is variable in the amount of phase shift of the first and second phase shift circuits,

Figure 0004989992
Figure 0004989992

式(1)を満たすように、前記第1および第3伝送線路の線路長ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする。
さらに本発明は、前記第1伝送線路は、この第1伝送線路と前記電子部品とを接続する前記接続体の一端が接続される接続部位と、前記第1接続端に接続される前記一端部との間に、前記接続部位とはインピーダンスの異なるインピーダンス変化部を含むことを特徴とする。
さらに本発明は、前記接続体を介して前記電子部品から電磁波が入力されるとき、
前記接続体と、前記第1伝送線路のうちの遊端部から前記インピーダンス変化部までのコネクタ部と、インピーダンス変化部とによって構成される接続ブロックに、電子部品側から入力される電磁波の反射係数をΓ とし、
前記第1伝送線路のうちのコネクタ部およびインピーダンス変化部を除く残余の部分に前記接続ブロックから入力された電磁波が、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部まで通過する透過係数の大きさを|T M2 |とすると、
Γ が、前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、
|Γ |<|T M2 …(2)
式(2)を満たすように前記第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする。
さらに本発明は、前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、前記接続体と前記整合回路とによって構成される接続回路に電子部品から入力される電磁波が前記接続回路によって反射される反射係数が0となるように、前記第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする。
The line lengths of the first and third transmission lines and the line length between the first phase shift circuit and the branching part of the second transmission line are selected so as to satisfy Expression (1). .
In the present invention, the first transmission line is connected to one end of the connecting body that connects the first transmission line and the electronic component, and the one end connected to the first connection end. And an impedance changing portion having an impedance different from that of the connection portion.
Furthermore, the present invention, when electromagnetic waves are input from the electronic component through the connection body,
The reflection coefficient of the electromagnetic wave input from the electronic component side to the connection block constituted by the connection body, the connector portion from the free end portion of the first transmission line to the impedance change portion, and the impedance change portion. Is Γ 3 ,
Transmission through which electromagnetic waves input from the connection block to the remaining part of the first transmission line excluding the connector part and the impedance changing part pass to the branch part of the second transmission line where the third transmission line branches. When the magnitude of the coefficient is | T M2 |
In the range where Γ 3 is variable in the amount of phase shift of the first and second phase shift circuits,
| Γ 3 | <| T M2 | 2 (2)
The line lengths of the first and third transmission lines, the impedance of the impedance changing unit, and the line length between the first phase shift circuit and the branching unit of the second transmission line are selected so as to satisfy Expression (2) It is characterized by that.
Furthermore, the present invention provides an electromagnetic wave input from an electronic component to a connection circuit constituted by the connection body and the matching circuit in a range in which a phase shift amount of the first and second phase shift circuits is variable. Between the first phase shift circuit and the branch part of the second transmission line, and the line lengths of the first and third transmission lines, the impedance of the impedance changing part, and the branching part. The track length is selected.

さらに本発明は、前記第4入出力端子と前記第2可変容量素子との間の線路長が、前記第2入出力端子と前記第1可変容量素子との間の線路長と、(2n−1)λ/4の長さ分、異なるように選ばれることを特徴とする(nは自然数を表す)。   Further, according to the present invention, the line length between the fourth input / output terminal and the second variable capacitance element is such that the line length between the second input / output terminal and the first variable capacitance element is (2n− 1) It is characterized by being selected differently by the length of λ / 4 (n represents a natural number).

さらに本発明は、高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、前記高周波発振器からの高周波信号を伝送する伝送線路と、
前記伝送線路に挿入される前記整合回路と、
前記伝送線路に接続され、高周波信号を放射するアンテナとを含むことを特徴とする送信器である。
Furthermore, the present invention provides a high frequency oscillator for generating a high frequency signal,
A transmission line connected to the high-frequency oscillator and transmitting a high-frequency signal from the high-frequency oscillator;
The matching circuit inserted into the transmission line;
A transmitter including an antenna connected to the transmission line and radiating a high frequency signal.

さらに本発明は、高周波信号を捕捉するアンテナと、
前記アンテナに接続され、前記アンテナによって捕捉される高周波信号を伝送する伝送線路と、
前記伝送線路に挿入される前記整合回路と、
前記伝送線路に接続され、前記伝送線路に伝送される高周波信号を検波する高周波検波器とを含むことを特徴とする受信器である。
The present invention further includes an antenna for capturing a high-frequency signal;
A transmission line connected to the antenna and transmitting a high-frequency signal captured by the antenna;
The matching circuit inserted into the transmission line;
And a high-frequency detector connected to the transmission line for detecting a high-frequency signal transmitted to the transmission line.

さらに本発明は、高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、高周波信号を伝送する第4伝送線路と、
第1、第2および第3端子を有し、前記第1端子が前記第4伝送線路に接続され、前記第1端子に与えられる高周波信号を前記第2端子または前記第3端子に選択的に出力する分岐器と、
前記第2端子に接続され、前記第2端子から与えられる高周波信号を伝送する第5伝送線路と、
第4、第5および第6端子を有し、前記第5伝送線路を介して前記第4端子に与えられる高周波信号を前記第5端子に出力し、かつ前記第5端子に与えられる高周波信号を前記第6端子に出力する分波器と、
前記第5端子に接続され、前記第5端子から出力される高周波信号を伝送し、前記第5端子に高周波信号を伝送する第6伝送線路と、
前記第6伝送線路に接続され、高周波信号を放射および捕捉するアンテナと、
前記第3端子に接続され、前記第3端子から出力される高周波信号を伝送する第7伝送線路と、
前記第6端子に接続され、前記第6端子から出力される高周波信号を伝送する第8伝送線路と、
前記第7および第8伝送線路に接続され、前記第7および第8伝送線路から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力するミキサと、
前記第4〜第8伝送線路のうち少なくともいずれか1つに挿入される前記整合回路とを含むことを特徴とする送受信器である。
Furthermore, the present invention provides a high frequency oscillator for generating a high frequency signal,
A fourth transmission line connected to the high-frequency oscillator for transmitting a high-frequency signal;
The first terminal is connected to the fourth transmission line, and a high-frequency signal applied to the first terminal is selectively applied to the second terminal or the third terminal. An output branching device;
A fifth transmission line connected to the second terminal and transmitting a high-frequency signal applied from the second terminal;
A fourth, fifth, and sixth terminal that outputs a high-frequency signal to the fourth terminal via the fifth transmission line, and outputs a high-frequency signal to the fifth terminal; A duplexer that outputs to the sixth terminal;
A sixth transmission line connected to the fifth terminal for transmitting a high-frequency signal output from the fifth terminal and transmitting a high-frequency signal to the fifth terminal;
An antenna connected to the sixth transmission line for radiating and capturing high-frequency signals;
A seventh transmission line connected to the third terminal and transmitting a high-frequency signal output from the third terminal;
An eighth transmission line connected to the sixth terminal and transmitting a high-frequency signal output from the sixth terminal;
A mixer that is connected to the seventh and eighth transmission lines, mixes high-frequency signals given from the seventh and eighth transmission lines, and outputs an intermediate frequency signal;
A transceiver including the matching circuit inserted into at least one of the fourth to eighth transmission lines.

さらに本発明は、高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、高周波信号を伝送する第4伝送線路と、
第1、第2および第3端子を有し、前記第1端子が前記第4伝送線路に接続され、前記第1端子に与えられる高周波信号を前記第2端子または前記第3端子に選択的に出力する分岐器と、
前記第2端子に接続され、前記第2端子から与えられる高周波信号を伝送する第5伝送線路と、
前記第5伝送線路に接続され、高周波信号を放射する送信用アンテナと、
高周波信号を捕捉する受信用アンテナと、
前記受信用アンテナに接続され、捕捉した高周波信号を伝送する第6伝送線路と、
前記第3端子に接続され、前記第3端子から出力される高周波信号を伝送する第7伝送線路と、
前記第6および第7伝送線路に接続され、前記第6および第7伝送線路から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力するミキサと、
前記第4〜第7伝送線路のうち少なくともいずれか1つに挿入される前記整合回路とを含むことを特徴とする送受信器である。
Furthermore, the present invention provides a high frequency oscillator for generating a high frequency signal,
A fourth transmission line connected to the high-frequency oscillator for transmitting a high-frequency signal;
The first terminal is connected to the fourth transmission line, and a high-frequency signal applied to the first terminal is selectively applied to the second terminal or the third terminal. An output branching device;
A fifth transmission line connected to the second terminal and transmitting a high-frequency signal applied from the second terminal;
A transmitting antenna connected to the fifth transmission line and emitting a high-frequency signal;
A receiving antenna for capturing high-frequency signals;
A sixth transmission line connected to the receiving antenna and transmitting the captured high-frequency signal;
A seventh transmission line connected to the third terminal and transmitting a high-frequency signal output from the third terminal;
A mixer that is connected to the sixth and seventh transmission lines, mixes high-frequency signals given from the sixth and seventh transmission lines, and outputs an intermediate frequency signal;
A transceiver including the matching circuit inserted into at least one of the fourth to seventh transmission lines.

さらに本発明は、前記送受信器と、
前記送受信器からの中間周波信号に基づいて、前記送受信器から探知対象物までの距離を検出する距離検出器とを含むことを特徴とするレーダ装置である。
Furthermore, the present invention includes the transceiver,
A radar apparatus comprising: a distance detector that detects a distance from the transceiver to a detection target based on an intermediate frequency signal from the transceiver.

本発明によれば、第3伝送線路に第2移相回路が接続される。この第3伝送線路と第2移相回路とによって構成される伝送線路は、たとえばスタブとして機能する。スタブのインピーダンスは、通過する電磁波の周波数との関係で、長さに依存する。具体的には、スタブの電気長に依存する。第2移相回路は、印加する電圧に応じて移相量が変化するので、第2移相回路の電気長は、印加する電圧に応じて変化する。つまり通過する電磁波の位相を単位にして考えると、印加する電圧に応じて第2移相回路の長さが変化する。したがって、第3伝送線路と第2移相回路とによって構成される伝送線路の電気長も、印加する電圧に応じて変化する。これによって、作製した第3伝送線路の長さが、設計値から外れていたとしても、第2移相回路に印加する電圧を調整するだけで、第3伝送線路と第2移相回路とによって構成される伝送線路のインピーダンスを設計値通りに調整することができる。   According to the present invention, the second phase shift circuit is connected to the third transmission line. The transmission line constituted by the third transmission line and the second phase shift circuit functions as, for example, a stub. The impedance of the stub depends on the length in relation to the frequency of the electromagnetic wave passing through. Specifically, it depends on the electrical length of the stub. Since the amount of phase shift in the second phase shift circuit changes according to the applied voltage, the electrical length of the second phase shift circuit changes in accordance with the applied voltage. That is, when the phase of the electromagnetic wave passing through is considered as a unit, the length of the second phase shift circuit changes according to the applied voltage. Therefore, the electrical length of the transmission line constituted by the third transmission line and the second phase shift circuit also changes according to the applied voltage. As a result, even if the length of the manufactured third transmission line deviates from the design value, the voltage applied to the second phase shift circuit can be adjusted by the third transmission line and the second phase shift circuit. The impedance of the constructed transmission line can be adjusted as designed.

また第1伝送線路と第2伝送線路との間に第1移相回路が設けられる。前述と同様に、第1伝送線路と、第1移相回路と、第2伝送線路のうちの第3伝送線路が分岐する分岐部から第1移相回路よりの部分とによって構成される伝送線路の電気長は、第1移相回路に印加する電圧に応じて変化する。したがって、作製した第1伝送線路と、第2伝送線路の分岐部から第1移相回路寄りの部分との長さが設計値から外れていたとしても、第1移相回路に印加する電圧を調整するだけで、第1伝送線路と、第1移相回路と、第2伝送線路の分岐部から第1移相回路寄りの部分とによって構成される伝送線路の電気長を設計値通りに調整することができる。   A first phase shift circuit is provided between the first transmission line and the second transmission line. Similarly to the above, the transmission line constituted by the first transmission line, the first phase shift circuit, and the portion from the branching portion where the third transmission line of the second transmission line branches to the portion from the first phase shift circuit. The electrical length varies depending on the voltage applied to the first phase shift circuit. Therefore, even if the length of the manufactured first transmission line and the portion near the first phase shift circuit from the branch portion of the second transmission line are out of the design value, the voltage applied to the first phase shift circuit is Just by adjusting, the electrical length of the transmission line composed of the first transmission line, the first phase shift circuit, and the branching portion of the second transmission line closer to the first phase shift circuit is adjusted as designed. can do.

このように第1および第2移相回路にそれぞれ印加する電圧を調整することによって、整合回路全体のインピーダンスを調整することができる。   In this way, by adjusting the voltages applied to the first and second phase shift circuits, the impedance of the entire matching circuit can be adjusted.

さらに、電子部品をボンディングワイヤで第1伝送線路に接続する場合、ボンディングワイヤと、整合回路とを含めた回路のインピーダンスは、電子部品の実装状態と、ボンディングワイヤの長さおよびボンディングワイヤの配置などのボンディングワイヤの接続状態に依存する。このように電子部品を実装し、ボンディングワイヤで接続した後においても、第1移相回路および第2移相回路にそれぞれ印加する電圧を調整することによって整合回路のインピーダンスを調整することができるので、電子部品からボンディングワイヤおよび整合回路を見たときのインピーダンスを調整することができる。たとえばボンディングワイヤおよび整合回路を含めた回路と、電子部品とのインピーダンスを整合するように第1移相回路および第2移相回路に印加する電圧を調整することによって、電子部品から出力される電力が整合回路によって反射されることを防ぐことができる。ここで、ボンディングワイヤからスタブまでの電気長を第1移相回路によって、スタブの電気長を第2移相回路によって、それぞれ独立に調整できるため、ボンディングワイヤのインピーダンスがどのように変化しても、第1移相回路および第2移相回路に印加する電圧をそれぞれ調整することによってインピーダンスを整合することができる。   Further, when the electronic component is connected to the first transmission line with a bonding wire, the impedance of the circuit including the bonding wire and the matching circuit depends on the mounting state of the electronic component, the length of the bonding wire, the arrangement of the bonding wire, etc. Depends on the bonding state of the bonding wire. Even after mounting electronic components and connecting them with bonding wires, the impedance of the matching circuit can be adjusted by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit and the second phase shift circuit, respectively. The impedance when the bonding wire and the matching circuit are viewed from the electronic component can be adjusted. For example, the power output from the electronic component is adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit and the second phase shift circuit so as to match the impedance between the circuit including the bonding wire and the matching circuit and the electronic component. Can be prevented from being reflected by the matching circuit. Here, since the electrical length from the bonding wire to the stub can be adjusted independently by the first phase shift circuit and the electrical length of the stub by the second phase shift circuit, no matter how the impedance of the bonding wire changes. The impedance can be matched by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit and the second phase shift circuit, respectively.

また電圧は、連続的に変化するので、第1および第2移相回路に印加する電圧を連続的に変化すると、整合回路のインピーダンスを連続的に変化させることができる。これによって、整合回路のインピーダンスを不連続に変化させることができる第1および第3の従来の技術に比べて、高精度に整合回路のインピーダンスを調整することができる。   Since the voltage changes continuously, the impedance of the matching circuit can be changed continuously by continuously changing the voltage applied to the first and second phase shift circuits. As a result, the impedance of the matching circuit can be adjusted with higher accuracy than the first and third conventional techniques that can change the impedance of the matching circuit discontinuously.

さらに、第1〜第3の従来の技術のように、非導電性接着剤で接着する工程、および半田付け工程などのような工程を必要としないので、従来の技術に比べてインピーダンスの調整を簡易に行なうことができ、インピーダンスの調整に要する時間を短縮して、コストダウンを図ることができる。
さらに、第1移相回路を構成するマジックTは、第1入出力端子から入力される電磁波が、第2および第4入出力端子から分配して出力され、第3入出力端子から出力されない。また第2入出力端子から出力される電磁波の位相と、第4入出力端子から出力される電磁波の位相とは、πrad異なる。第1移相回路には、このようなマジックTの第2入出力端子から延在する第1延在部と、第4入出力端子から延在する第2延在部とが設けられる。第1延在部と第2延在部とは、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第1および第2可変容量素子をそれぞれ備える。さらに整合回路は、第1および第2可変容量素子にそれぞれ電圧を印加するための第1および第2電極を備える。この第1および第2電極に与える電圧を調整することによって、第1および第2延在部のインピーダンスを調整することができる。この第1および第2延在部のインピーダンスを調整することによって、第1および第2延在部によって反射される電磁波の位相を変化させることができる。これによって、第1移相回路を通過する電磁波の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。
また第2移相回路は、第3可変容量素子から成り、整合回路は、この第3可変容量素子に電圧を印加するための第3電極を有する。第3電極に印加する電圧を調整することによって第3可変容量素子のインピーダンスを調整することができ、これによって第2移相回路で反射される電磁波の位相を調整することができる。
Further, unlike the first to third conventional techniques, a process such as a bonding process using a non-conductive adhesive and a soldering process are not required. This can be done easily, and the time required for adjusting the impedance can be shortened to reduce the cost.
Furthermore, in the magic T constituting the first phase shift circuit, the electromagnetic wave input from the first input / output terminal is distributed and output from the second and fourth input / output terminals, and is not output from the third input / output terminal. The phase of the electromagnetic wave output from the second input / output terminal is different from the phase of the electromagnetic wave output from the fourth input / output terminal by πrad. The first phase shift circuit is provided with a first extension portion extending from the second input / output terminal of the magic T and a second extension portion extending from the fourth input / output terminal. The first extension part and the second extension part respectively include first and second variable capacitance elements whose electric capacitance changes according to the applied voltage. The matching circuit further includes first and second electrodes for applying a voltage to the first and second variable capacitance elements, respectively. By adjusting the voltage applied to the first and second electrodes, the impedance of the first and second extending portions can be adjusted. By adjusting the impedances of the first and second extending portions, the phase of the electromagnetic wave reflected by the first and second extending portions can be changed. As a result, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the electromagnetic wave passing through the first phase shift circuit can be realized.
The second phase shift circuit includes a third variable capacitance element, and the matching circuit includes a third electrode for applying a voltage to the third variable capacitance element. By adjusting the voltage applied to the third electrode, the impedance of the third variable capacitance element can be adjusted, whereby the phase of the electromagnetic wave reflected by the second phase shift circuit can be adjusted.

また本発明によれば、基板の厚み方向の一表面上に形成される部品配置部から、第1伝送線路が設けられる領域に向けて延在して形成され、導電性を有する突出部が形成される。この突出部と、基板の厚み方向の他表面上に形成される裏面電極とは、接続部を介して電気的に接続される。仮に突出部を設けない場合には、伝送モードが部品配置部と裏面電極とで形成される平行平板モードに結合してしまい、漏れとなって、伝送損失が大きくなる。突出部を設けることによって、平行平板モードの伝送を抑制することができ、伝送損失を抑えることができるため、効率的に高周波信号を伝送することができる。   Further, according to the present invention, a conductive projecting portion is formed extending from a component placement portion formed on one surface in the thickness direction of the substrate toward a region where the first transmission line is provided. Is done. The protruding portion and the back electrode formed on the other surface in the thickness direction of the substrate are electrically connected via a connecting portion. If the protrusion is not provided, the transmission mode is coupled to the parallel plate mode formed by the component placement portion and the back electrode, resulting in leakage and an increase in transmission loss. By providing the protrusion, transmission in the parallel plate mode can be suppressed and transmission loss can be suppressed, so that a high-frequency signal can be transmitted efficiently.

さらに本発明によれば、分岐部で反射される反射係数Γが、第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、式(1)を満たすように、第1および第3伝送線路の線路長ならびに第2伝送線路の第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれる。このような線路長の第1〜第3伝送線路を形成すると、第1移相回路および第2移相回路に印加する電圧を調整することによって、式(1)を満たす整合回路を実現することができる。整合回路が式(1)を満たす場合、第1伝送線路に接続体を介して電子部品の入出力端子を接続すると、入出力端子から入力される高周波信号が接続体で反射される反射係数と、第2伝送線路から第3伝送線路が分岐する分岐部で反射される反射係数が等しく、かつ接続体で反射される反射波と、分岐部で反射される反射波とが、位相差がπradで重ねあわされる。すなわち、接続体と第1伝送線路との接続部位で反射される反射波と、分岐部で反射される反射波とが重なり合って打ち消される。これによって電子部品から入力される高周波信号の反射を低減することができる。 Further, according to the present invention, the first and second reflection coefficients Γ 2 reflected by the branching portion satisfy the expression (1) in a range where the phase shift amounts of the first and second phase shift circuits are variable. The line length of the three transmission lines and the line length between the first phase shift circuit and the branching part of the second transmission line are selected. When the first to third transmission lines having such a line length are formed, a matching circuit satisfying the expression (1) is realized by adjusting voltages applied to the first phase shift circuit and the second phase shift circuit. Can do. When the matching circuit satisfies the formula (1), when the input / output terminal of the electronic component is connected to the first transmission line via the connection body, the high-frequency signal input from the input / output terminal is reflected by the connection body, The phase difference between the reflected wave reflected at the branching portion where the third transmission line branches from the second transmission line is equal and the reflected wave reflected at the connection body and the reflected wave reflected at the branching portion is πrad. It is overwhelmed with. That is, the reflected wave reflected at the connection portion between the connection body and the first transmission line and the reflected wave reflected at the branching portion overlap and cancel each other. As a result, reflection of high-frequency signals input from the electronic components can be reduced.

さらに本発明によれば、第1伝送線路にインピーダンス変化部が設けられる。このインピーダンス変化部は、第1伝送線路と電子部品とを接続する接続体の一端が接続される第1伝送線路の接続部位とはインピーダンスが異なる。すなわち接続部位から第1移相回路に接続される一端部までに到る経路において、第1伝送線路のインピーダンスが変化する。このインピーダンスが変化するインピーダンス変化部で、電子部品から接続体を介して入力される電磁波の一部が反射され、一部が透過する。インピーダンス変化部を透過した電磁波のうちの一部は、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部などで反射されてインピーダンス変化部に戻ってくる。インピーダンス変化部で反射された電磁波と、インピーダンス変化部を透過した後に反射された電磁波とは、重ね合わされる。インピーダンス変化部を透過した後に反射されてインピーダンス変化部に戻る電磁波の位相は、第1伝送線路と、第1移相回路と、第2伝送線路の分岐部から第1移相回路寄りの部分とによって構成される伝送線路の電気長、および第3伝送線路と第2移相回路とによってスタブとして機能する伝送線路のインピーダンスの2つのパラメータに依存する。これら2つのパラメータは、第1および第2移相回路に印加する電圧を調整することによって意図した値に設定することができる。これによって、インピーダンス変化部を透過した後に反射されてインピーダンス変化部に戻る電磁波の位相を調整し、重ね合わされた電磁波を弱めることができ、結果として接続体を介して電子部品から整合回路に入力される電磁波の反射係数を小さくすることができる。インピーダンス変化部の役割を説明する。電子部品から入力される電磁波は、一部が接続体で反射され、一部は透過する。接続体を透過した電磁波のうちの一部は、インピーダンス変化部で反射されて接続体に戻ってくる。接続体で反射された電磁波と、接続体を透過した後にインピーダンス変化部で反射された電磁波とは、重ね合わされ、接続体を透過した後にインピーダンス変化部で反射されて接続体に戻る電磁波の位相を適切に選べば、反射波の大きさを、インピーダンス変化部がない場合に比べて小さくすることができる。そうすると整合するときの、スタブとして機能する第3伝送線路と第2移相回路とによって構成される伝送線路からの反射の大きさが小さくてよいので、損失が小さく、広帯域な整合ができる。   Furthermore, according to this invention, an impedance change part is provided in a 1st transmission line. The impedance changing unit has an impedance different from that of the connection portion of the first transmission line to which one end of the connection body that connects the first transmission line and the electronic component is connected. That is, the impedance of the first transmission line changes in a path from the connection site to one end connected to the first phase shift circuit. In the impedance changing portion where the impedance changes, a part of the electromagnetic wave input from the electronic component through the connection body is reflected and a part thereof is transmitted. Part of the electromagnetic wave transmitted through the impedance changing portion is reflected by a branching portion of the second transmission line where the third transmission line branches, and returns to the impedance changing portion. The electromagnetic wave reflected by the impedance changing part and the electromagnetic wave reflected after passing through the impedance changing part are superimposed. The phase of the electromagnetic wave that is reflected through the impedance changing unit and then returned to the impedance changing unit is as follows: the first transmission line, the first phase shift circuit, and the portion of the second transmission line that is closer to the first phase shift circuit. Depends on two parameters: the electrical length of the transmission line constituted by the above and the impedance of the transmission line functioning as a stub by the third transmission line and the second phase shift circuit. These two parameters can be set to intended values by adjusting the voltages applied to the first and second phase shift circuits. As a result, the phase of the electromagnetic wave that is reflected after passing through the impedance changing portion and reflected back to the impedance changing portion can be adjusted, and the superimposed electromagnetic wave can be weakened. As a result, it is input from the electronic component to the matching circuit via the connection body. The reflection coefficient of the electromagnetic wave can be reduced. The role of the impedance changing unit will be described. Part of the electromagnetic wave input from the electronic component is reflected by the connection body and part of the electromagnetic wave is transmitted. A part of the electromagnetic waves transmitted through the connection body is reflected by the impedance changing portion and returns to the connection body. The electromagnetic wave reflected by the connecting body and the electromagnetic wave reflected by the impedance changing portion after passing through the connecting body are superimposed, and the phase of the electromagnetic wave reflected by the impedance changing portion after passing through the connecting body and returning to the connecting body is determined. If appropriately selected, the magnitude of the reflected wave can be reduced as compared with the case where there is no impedance change portion. Then, when matching, the magnitude of reflection from the transmission line constituted by the third transmission line functioning as a stub and the second phase shift circuit may be small, so that loss is small and broadband matching is possible.

さらに本発明によれば、第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、式(2)を満たすように第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに第2伝送線路の第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれる。   Furthermore, according to the present invention, in the range in which the phase shift amount of the first and second phase shift circuits is variable, the line lengths of the first and third transmission lines, the impedance of the impedance changing unit, so as to satisfy the formula (2), In addition, the line length between the first phase shift circuit and the branch part of the second transmission line is selected.

式(2)を満たす整合回路の特性について説明する。接続体と、第1伝送線路のうちの遊端部からインピーダンス変化部までのコネクタ部と、インピーダンス変化部とによって構成される接続ブロックの電子部品から見た反射係数をΓとし、接続ブロックの第1移相回路から見た反射係数をΓとし、接続ブロックの電子部品側から第1移相回路側への透過係数をΤ43とし、接続ブロックの第1移相回路側から電子部品側への透過係数をT34とし、接続ブロックから入力された電磁波が、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部まで通過する透過係数の大きさを|TM2|、位相をθ1とし、第3伝送線路と第2移相回路からなるスタブの第1移相回路側から見た反射係数をΓとし、接続ブロックの電子部品側の入力端をポート1とし、第2伝送線路の第1移相回路と反対側の出力端をポート2として、電子部品から接続体と整合回路とによって構成される接続回路を見たときの反射係数S11を0にできる条件を求める。まず式を簡単にするための準備として、Γ、Γ、Τ34、Τ43の間に成立つ関係式を導く。式の導出を簡単にするために、接続ブロックには損失項がなく、リアクタンス成分のみの負荷の条件を求めておく。 The characteristics of the matching circuit that satisfies Equation (2) will be described. The reflection coefficient viewed from the electronic component of the connection block constituted by the connection body, the connector portion from the free end portion of the first transmission line to the impedance change portion, and the impedance change portion is Γ 3 , the reflection coefficient as viewed from the first phase-shift circuit and gamma 4, the transmission coefficient from the electronic component side of the connection block to the first phase-shift circuit side is T 43, the electronic component side from the first phase shift circuit side of the connecting block Let T 34 be the transmission coefficient to the transmission block, and let | T M2 | be the magnitude of the transmission coefficient through which the electromagnetic wave input from the connection block passes to the branch portion where the third transmission line of the second transmission line branches. and .theta.1, the third transmission line and reflection coefficient as viewed from the first phase-shift circuit side of the stub of a second phase-shift circuit and gamma 2, the input terminal of the electronic component side of the connection block and port 1, second transmission The first phase shift circuit of the line and The contralateral output end as port 2, the reflection coefficient S 11 when looking at a circuit constituted by the connecting member and the matching circuit from the electronic component obtains the conditions that can be zero. First, as a preparation for simplifying the equation, a relational expression established between Γ 3 , Γ 4 , Τ 34 , and Τ 43 is derived. In order to simplify the derivation of the equation, there is no loss term in the connection block, and the load condition of only the reactance component is obtained.

図17は、接続ブロックの反射係数、透過係数を説明するための図である。リアクタンス成分Xのみの負荷の場合、反射係数、透過係数に次の式(3)、(4)、(5)、(11)の関係が成り立つ。ポート3側から見た場合とポート4側から見た場合は対称なので、次式(3)が成立つ。
Γ=Γ …(3)
FIG. 17 is a diagram for explaining the reflection coefficient and the transmission coefficient of the connection block. In the case of a load with only the reactance component X, the following equations (3), (4), (5), and (11) are established for the reflection coefficient and the transmission coefficient. Since the view from the port 3 side is symmetrical to the view from the port 4 side, the following equation (3) is established.
Γ 4 = Γ 3 (3)

また可逆回路の条件によると、次式(4)が成立つ。
Τ34=Τ43 …(4)
Further, according to the condition of the reversible circuit, the following equation (4) is established.
34 34 = Τ 43 (4)

図18は、スミス図である。Γは、特性インピーダンスRの伝送線路にインピーダンスR+jXの負荷が接続された場合の反射係数とみなせる(図17参照)ので、スミス図上では規格化インピーダンス1の定抵抗円(図18の破線)上に存在する。2Γおよび2Γ−1はそれぞれ図18の実線上、一点鎖線上に存在し、次式(5)で表される。
|2Γ−1|=1 …(5)
無損失回路の条件によると、次式(6),(7)が成立つ。
|Γ+|Τ43=1 …(6)
Γ Τ34+Τ43 Γ=0 …(7)
FIG. 18 is a Smith diagram. Since Γ 3 can be regarded as a reflection coefficient when a load having an impedance R 0 + jX is connected to a transmission line having a characteristic impedance R 0 (see FIG. 17), a constant resistance circle having a normalized impedance 1 (see FIG. 18) on the Smith diagram. On the broken line). 2Γ 3 and 2Γ 3 −1 exist on the solid line and the alternate long and short dash line in FIG. 18, respectively, and are represented by the following expression (5).
| 2Γ 3 -1 | = 1 (5)
According to the conditions of the lossless circuit, the following expressions (6) and (7) are established.
| Γ 3 | 2 + | Τ 43 | 2 = 1 (6)
Γ 3 * Τ 34 + Τ 43 * Γ 4 = 0 (7)

式(7)においてΓ ,Τ43 は、それぞれΓ,Τ43の共役複素数を表す。式(3)を式(7)に代入すると、次式(8)が成立つ。
Γ Τ43+Τ43 Γ=0 …(8)
In Expression (7), Γ 3 * and Τ 43 * represent conjugate complex numbers of Γ 3 and Τ 43 , respectively. Substituting equation (3) into equation (7), the following equation (8) is established.
Γ 3 * 43 43 + 43 43 * Γ 3 = 0 (8)

式(8)を絶対値と位相とに分けて書き表すと、次式(9)に変形される。
||Τ43|exp{j(∠Τ43−∠Γ)}
+|Γ||Τ43|exp{j(∠Γ−∠Τ43)}=0 …(9)
When Expression (8) is expressed by dividing it into an absolute value and a phase, it is transformed into the following Expression (9).
| Γ 3 || Τ 43 | exp {j (∠Τ 43 −∠Γ 3 )}
+ | Γ 3 || Τ 43 | exp {j (∠Γ 3 −∠Τ 43 )} = 0 (9)

式(9)において∠Τ43,∠Γは、それぞれΤ21,Γの位相角を表し、記号「j」は、虚数単位を表す。式(9)より、次式(10)が成立つ。
∠Τ43=∠Γ−π/2 …(10)
In Equation (9), 43 43 and ∠Γ 3 represent the phase angles of Τ 21 and Γ 3 , respectively, and the symbol “j” represents the imaginary unit. From Expression (9), the following Expression (10) is established.
43 43 = ∠Γ 3 −π / 2 (10)

Γはスミス図上では図18の破線上に存在し、式(6)と式(10)より、ベクトルΓとベクトルΤ21とベクトル1とが直角三角形をなすことから(図18参照)、次式(11)が成立つ。
Γ+Τ43=1 …(11)
電子部品から接続回路を見たときの反射係数S11は、次式(12)で表される。
On the Smith diagram, Γ 3 exists on the broken line in FIG. 18, and from equations (6) and (10), vector Γ 3 , vector 21 21, and vector 1 form a right triangle (see FIG. 18). The following equation (11) is established.
Γ 3 + Τ 43 = 1 (11)
Reflection coefficient S 11 when viewed connecting circuit from the electronic component is expressed by the following equation (12).

Figure 0004989992
Figure 0004989992

|x|<1に対して次式(13)が成立つので、式(3)、式(4)、式(11)および式(13)を用いて式(12)を変形すると、式(14)となる。   Since the following expression (13) is established for | x | <1, the expression (12) is transformed using the expressions (3), (4), (11), and (13). 14).

Figure 0004989992
Figure 0004989992

Figure 0004989992
Figure 0004989992

この式(14)をΓに関して整理すると、反射係数S11を0にできる条件として、式(1)においてΓ,TM1,θをそれぞれΓ,TM2,θ1に置き換えた次式(15)が導出される。 When this formula (14) is arranged with respect to Γ 2 , the following formula (1) in which Γ 1 , T M1 , and θ are replaced with Γ 3 , T M2 , and θ1 in the formula (1) as a condition that the reflection coefficient S 11 can be set to 0 ( 15) is derived.

Figure 0004989992
Figure 0004989992

両辺の絶対値をとり、式(5)を用いると、次式(16)が成立つ。   Taking the absolute values of both sides and using equation (5), the following equation (16) is established.

Figure 0004989992
Figure 0004989992

|<1でなければポート1からポート2に電磁波が透過することができないので、この条件を式(16)に代入すると、式(2)が導出される。この式(2)が反射係数S11を0にするための必要条件である。本発明では第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、式(2)を満たすように整合回路を作製するので、電子部品から接続体と整合回路とによって構成される接続回路を見たときの反射係数S11を0に調整することができる。これによって、電子部品を設計した通りの負荷に接続して使用することができ、電子部品の設計どおりの特性を得ることができる。 Unless | Γ 2 | <1, electromagnetic waves cannot be transmitted from port 1 to port 2, so substituting this condition into equation (16) yields equation (2). The equation (2) is a necessary condition for the reflection coefficient S 11 0. In the present invention, since the matching circuit is produced so as to satisfy the formula (2) in the range in which the phase shift amount of the first and second phase shift circuits is variable, the connection constituted by the connection body and the matching circuit from the electronic components the reflection coefficient S 11 when viewed circuit can be adjusted to zero. Accordingly, the electronic component can be used by being connected to the designed load, and the characteristics as designed of the electronic component can be obtained.

さらに本発明によれば、第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、前記接続体と前記整合回路とによって構成される接続回路に電子部品から入力される電磁波が前記接続回路によって反射される反射係数S11が0となるように、前記第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれる。これによって反射係数S11を0に調整することができ、電子部品から入力された電磁波がポート2に出力されるまでの減衰を小さくすることができる。 Further, according to the present invention, in the range in which the phase shift amount of the first and second phase shift circuits is variable, an electromagnetic wave input from an electronic component to the connection circuit constituted by the connection body and the matching circuit is connected to the connection circuit. as the reflection coefficient S 11, which is reflected by the circuit is 0, the line length of the first and third transmission lines, impedance of the impedance change portion, and the branch with the first phase shift circuit of the second transmission line section The track length between is selected. This makes it possible to adjust the reflection coefficient S 11 to 0, the electromagnetic wave that is input from the electronic component can be reduced attenuation to be output to the port 2.

さらに本発明によれば、第4入出力端子と前記第2可変容量素子との間の線路長が、前記第2入出力端子と前記第1可変容量素子との間の線路長と、(2n−1)λ/4の長さ分、異なるように選ばれる。したがって第1延在部に入力されて反射した電磁波と、第2延在部に入力されて反射された電磁波との位相は、πrad異なる。そして、第1延在部で反射して第3入出力端子から出力される電磁波と、第2延在部で反射して第3入出力端子から出力される電磁との位相は等しくなり、重ね合わされて第3入出力端子から出力される。このように設計された第1移相回路を用いると、反射波の位相変化を生じさせる第1および第2可変容量素子を用いても、第1入出力端子から入力された電磁波が第3入出力端子から出力する移相回路を実現することができる。   Further, according to the present invention, the line length between the fourth input / output terminal and the second variable capacitance element is equal to the line length between the second input / output terminal and the first variable capacitance element (2n -1) It is selected differently by the length of λ / 4. Therefore, the phase of the electromagnetic wave input and reflected by the first extension portion is different from the phase of the electromagnetic wave input by the second extension portion and reflected by π rad. The phase of the electromagnetic wave reflected from the first extending portion and output from the third input / output terminal is equal to the phase of the electromagnetic wave reflected from the second extending portion and output from the third input / output terminal. And output from the third input / output terminal. When the first phase shift circuit designed in this way is used, even if the first and second variable capacitance elements that cause the phase change of the reflected wave are used, the electromagnetic wave input from the first input / output terminal is input to the third input circuit. A phase shift circuit that outputs from the output terminal can be realized.

さらに本発明によれば、伝送線路には、整合回路が挿入されるので、たとえば高周波発振器を接続するためのボンディングワイヤやバンプの形状ばらつきや伝送線路の配線幅の
ばらつきなどによって伝送線路に起因して発生する位相のずれを個々に調整して整合をとることができ、安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送信器を実現することができる。
Furthermore, according to the present invention, since a matching circuit is inserted in the transmission line, it is caused by the transmission line due to, for example, variations in the shape of bonding wires and bumps for connecting a high-frequency oscillator and variations in the width of the transmission line. Therefore, it is possible to realize a transmitter having a stable oscillation characteristic and a high transmission output since the insertion loss is suppressed to a small level.

さらに本発明によれば、アンテナによって捕捉した高周波信号は、伝送線路に伝送されて高周波検波器によって検波される。本発明では、伝送線路には、整合回路が挿入されるので、たとえば高周波検波器を接続するためのボンディングワイヤやバンプの形状ばらつきや伝送線路の配線幅のばらつきなどによって伝送線路に起因して発生する位相のずれを個々に調整して、整合をとることができ、安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ受信器を実現することができる。   Furthermore, according to the present invention, the high frequency signal captured by the antenna is transmitted to the transmission line and detected by the high frequency detector. In the present invention, since a matching circuit is inserted in the transmission line, it is caused by the transmission line due to, for example, variations in the shape of bonding wires or bumps for connecting a high-frequency detector or variations in the width of the transmission line. Therefore, it is possible to realize a receiver having a high detection output because the phase shift can be individually adjusted to achieve matching and has a stable detection characteristic and an insertion loss can be suppressed to a small level.

さらに本発明によれば、高周波発振器が発生した高周波信号は、第4伝送線路に伝送されて分岐器の第1端子に与えられ、分岐器の第2端子から第5伝送線路に与えられ、分波器の第4端子に与えられて、分波器の第5端子から第6伝送線路に与えられて、アンテナから放射される。またアンテナによって受信した高周波信号は、第6伝送線路に与えられて、分波器の第5端子に与えられ、分波器の第6端子から第8伝送線路に与えられて、ミキサに与えられる。またミキサには、分岐器の第3端子から第7伝送線路を介して、高周波発振器が発生した高周波信号がローカル信号として与えられる。ミキサは、高周波発振器が発生した高周波信号とアンテナによって受信した高周波信号とを混合して、中間周波信号を出力することによって、受信した高周波信号に含まれる情報が得られる。   Further, according to the present invention, the high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator is transmitted to the fourth transmission line and given to the first terminal of the branching device, and is given to the fifth transmission line from the second terminal of the branching device. It is given to the fourth terminal of the duplexer, given from the fifth terminal of the duplexer to the sixth transmission line, and radiated from the antenna. The high-frequency signal received by the antenna is given to the sixth transmission line, given to the fifth terminal of the duplexer, given from the sixth terminal of the duplexer to the eighth transmission line, and given to the mixer. . In addition, a high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator is supplied as a local signal from the third terminal of the branching unit to the mixer via the seventh transmission line. The mixer mixes the high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator and the high-frequency signal received by the antenna and outputs an intermediate frequency signal, thereby obtaining information contained in the received high-frequency signal.

第4〜第8伝送線路のうち少なくともいずれかの1つに、整合回路が挿入されることによって、たとえば配線幅のばらつきなどによって伝送線路に起因して不所望に変化する高周波信号の位相を調整して、たとえば安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送受信器を実現することができ、また、たとえば安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ送受信器を実現することができ受信した高周波信号の信頼性を向上させることができ、また、たとえばミキサによって生成される中間周波数信号の信頼性を向上させることができる。   By inserting a matching circuit into at least one of the fourth to eighth transmission lines, the phase of a high-frequency signal that changes undesirably due to the transmission line due to, for example, variations in wiring width is adjusted. Thus, for example, a transmitter / receiver having a stable oscillation characteristic and a high transmission output can be realized because the insertion loss is suppressed to a small value. For example, it has a stable detection characteristic and a small insertion loss. Therefore, it is possible to realize a transmitter / receiver having a high detection output, to improve the reliability of a received high-frequency signal, and to improve the reliability of an intermediate frequency signal generated by, for example, a mixer .

さらに本発明によれば、高周波発振器が発生した高周波信号は、第4伝送線路に伝送されて分岐器の第1端子に与えられ、分岐器の第2端子から第5伝送線路に与えられ送信用アンテナから放射される。また受信用アンテナによって受信した高周波信号は、第6伝送線路に与えられて、ミキサに与えられる。またミキサには、分岐器の第3端子から第7伝送線路を介して、高周波発振器が発生した高周波信号がローカル信号として与えられる。ミキサは、高周波発振器が発生した高周波信号と受信用アンテナによって受信した高周波信号とを混合して、中間周波信号を出力することによって、受信した高周波信号に含まれる情報が得られる。   Further, according to the present invention, the high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator is transmitted to the fourth transmission line and given to the first terminal of the branching device, and is given to the fifth transmission line from the second terminal of the branching device. Radiated from the antenna. The high-frequency signal received by the receiving antenna is given to the sixth transmission line and given to the mixer. In addition, a high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator is supplied as a local signal from the third terminal of the branching unit to the mixer via the seventh transmission line. The mixer mixes the high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator and the high-frequency signal received by the receiving antenna and outputs an intermediate frequency signal, thereby obtaining information contained in the received high-frequency signal.

第4〜第7伝送線路のうち少なくともいずれかの1つに、整合回路が挿入されることによって、たとえば配線幅のばらつきなどによって伝送線路に起因して不所望に変化する高周波信号の位相を調整して、たとえば安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送受信器を実現することができ、また、たとえば安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ送受信器を実現することができ受信した高周波信号の信頼性を向上させることができ、また、たとえばミキサによって生成される中間周波数信号の信頼性を向上させることができる。   By inserting a matching circuit into at least one of the fourth to seventh transmission lines, the phase of a high-frequency signal that changes undesirably due to the transmission line due to, for example, variations in wiring width is adjusted. Thus, for example, a transmitter / receiver having a stable oscillation characteristic and a high transmission output can be realized because the insertion loss is suppressed to a small value. For example, it has a stable detection characteristic and a small insertion loss. Therefore, it is possible to realize a transmitter / receiver having a high detection output, to improve the reliability of a received high-frequency signal, and to improve the reliability of an intermediate frequency signal generated by, for example, a mixer .

さらに本発明によれば、送受信器からの中間周波信号に基づいて、距離検出器が送受信器から探知対象物までの距離を検出するので、検知対象物までの距離を正確に検出するこ
とができるレーダ装置となる。
Furthermore, according to the present invention, since the distance detector detects the distance from the transceiver to the detection object based on the intermediate frequency signal from the transceiver, the distance to the detection object can be accurately detected. Radar device.

図1は、本発明の実施の一形態の整合回路1を示す斜視図である。整合回路1は、ボンディングワイヤ3を介して電子部品2と電気的に接続される。整合回路1は、接続体に相当するボンディングワイヤ3を介して電子部品2から入力される電磁波(以下、高周波信号という)が、ボンディングワイヤ3との接続部位4で反射されないようにインピーダンスが調整される。   FIG. 1 is a perspective view showing a matching circuit 1 according to an embodiment of the present invention. The matching circuit 1 is electrically connected to the electronic component 2 via the bonding wire 3. The matching circuit 1 has an impedance adjusted so that an electromagnetic wave (hereinafter referred to as a high frequency signal) input from the electronic component 2 through the bonding wire 3 corresponding to the connection body is not reflected by the connection portion 4 with the bonding wire 3. The

整合回路1は、本実施の形態では誘電体基板5に形成され、第1〜第3伝送線路6,7,8と、第1移相回路11と、第2移相回路12とを含んで構成される。   The matching circuit 1 is formed on the dielectric substrate 5 in the present embodiment, and includes first to third transmission lines 6, 7, 8, a first phase shift circuit 11, and a second phase shift circuit 12. Composed.

第1移相回路11は、2つの第1接続端13a,13bを有する。第1伝送線路6は、一方の第1接続端13aに接続され、この第1接続端13aから電子部品2が配置される部品配置台14に向けて延在して形成される。第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに接続され、この第1接続端13bから部品配置台14に対して離間する向きに延在して形成される。   The first phase shift circuit 11 has two first connection ends 13a and 13b. The first transmission line 6 is connected to one first connection end 13a, and is formed to extend from the first connection end 13a toward the component placement table 14 on which the electronic component 2 is disposed. The second transmission line 7 is connected to the other first connection end 13 b and extends from the first connection end 13 b in a direction away from the component placement table 14.

第2移相回路12は、少なくとも1つの第2接続端を有し、本実施の形態では2つの第2接続端15a,15bを有する。第3伝送線路8は、第2伝送線路7から分岐して延在し、第2移相回路12の一方の第2接続端15aに接続される。   The second phase shift circuit 12 has at least one second connection end, and has two second connection ends 15a and 15b in the present embodiment. The third transmission line 8 extends from the second transmission line 7 and is connected to one second connection end 15 a of the second phase shift circuit 12.

第1移相回路11は、電圧を印加することによって通過する電磁波の位相を調整可能である。第2移相回路12は、電圧を印加することによって反射する電磁波の位相を調整可能である。   The first phase shift circuit 11 can adjust the phase of the electromagnetic wave passing therethrough by applying a voltage. The second phase shift circuit 12 can adjust the phase of the reflected electromagnetic wave by applying a voltage.

誘電体基板5は、電気絶縁性を有し、誘電体によって形成され、ガラス、単結晶、セラミックス、樹脂またはそれらの複合体によって形成される。ガラスとしては、石英ガラス、結晶化ガラスなどが用いられる。単結晶としては、Si、GaAs、水晶、サファイア、MgOまたはLaAlOなどが用いられる。セラミックスとしては、アルミナ、窒化アルミニウム、ガラスセラミックス、フォルステライトまたはコーディライトなどが用いられる。樹脂としては、エポキシ樹脂または含フッ素樹脂、液晶ポリマーなどが用いられる。誘電体基板5は、単層基板または多層基板によって実現され、多層基板の場合には、各層の厚み方向Zの厚みが、100μm〜150μmに選ばれる。 The dielectric substrate 5 has electrical insulation, is formed of a dielectric, and is formed of glass, single crystal, ceramics, resin, or a composite thereof. As glass, quartz glass, crystallized glass, or the like is used. As the single crystal, Si, GaAs, quartz, sapphire, MgO, LaAlO 3 or the like is used. As the ceramic, alumina, aluminum nitride, glass ceramic, forsterite, cordierite, or the like is used. As the resin, an epoxy resin, a fluorine-containing resin, a liquid crystal polymer, or the like is used. The dielectric substrate 5 is realized by a single layer substrate or a multilayer substrate. In the case of a multilayer substrate, the thickness in the thickness direction Z of each layer is selected to be 100 μm to 150 μm.

誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1の表面上には、導電性を有し、部品配置台14を構成する部品配置部16が形成される。この部品配置部16は、本実施の形態では薄膜板状であって、厚み方向Zの表面が四角状に形成され、第1伝送線路6に可能な限り近接して配置される。このように部品配置部16を第1伝送線路6に近接して配置することによって、ボンディングワイヤ3の長さを可能な限り短くすることができる。ボンディングワイヤ3の長さは、300μm〜700μm程度に設計され、直径が25μm程度である。電子部品2は、この部品配置部16に配置される。電子部品2は、たとえばMMICによって実現される高周波発振器、ミキサ、および増幅器などである。誘電体基板5の厚み方向Zの他方Z2の表面上には、導電性を有する裏面電極17が一面に形成される。部品配置台14は、部品配置部16に加えて、部品配置部16と裏面電極17とを電気的に接続する複数の接続部18、および裏面電極17をさらに含んで構成される。接続部18は、誘電体基板5を厚み方向Zに貫通して延びるバイアに導電性材料が充填されることによって形成される。複数の接続部18は、電子部品2が配置されたときに、誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1から見て、電子部品2を囲むように配置される。   On the surface of one side Z <b> 1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5, a component placement portion 16 that has conductivity and forms the component placement base 14 is formed. The component placement portion 16 is in the form of a thin film plate in the present embodiment, the surface in the thickness direction Z is formed in a square shape, and is placed as close as possible to the first transmission line 6. Thus, by arranging the component placement portion 16 close to the first transmission line 6, the length of the bonding wire 3 can be made as short as possible. The length of the bonding wire 3 is designed to be about 300 μm to 700 μm, and the diameter is about 25 μm. The electronic component 2 is arranged in the component arrangement unit 16. The electronic component 2 is, for example, a high-frequency oscillator, a mixer, and an amplifier realized by MMIC. On the surface of the other Z2 of the dielectric substrate 5 in the thickness direction Z, a conductive back electrode 17 is formed over the entire surface. In addition to the component placement unit 16, the component placement table 14 further includes a plurality of connection portions 18 that electrically connect the component placement unit 16 and the back surface electrode 17, and the back surface electrode 17. The connecting portion 18 is formed by filling a via extending through the dielectric substrate 5 in the thickness direction Z with a conductive material. The plurality of connecting portions 18 are arranged so as to surround the electronic component 2 when viewed from one side Z1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 when the electronic component 2 is arranged.

第1〜第3伝送線路6,7,8は、それぞれマイクロストリップライン、コプレーナ線路、ストリップライン、誘電体導波管、イメージガイド、および非放射性誘電体線路などによって実現される。本実施の形態において第1〜第3伝送線路6,7,8は、マイクロストリップラインによって実現され、それぞれ導電性を有する線路と、誘電体基板5と、裏面電極17とを含んで構成される。導電性を有する線路は、伝送する高周波信号の伝送損失が小さくなるように線幅が100μm〜500μm程度に選ばれる。   The first to third transmission lines 6, 7, and 8 are realized by a microstrip line, a coplanar line, a strip line, a dielectric waveguide, an image guide, a nonradiative dielectric line, and the like, respectively. In the present embodiment, the first to third transmission lines 6, 7, and 8 are realized by microstrip lines, each including a conductive line, a dielectric substrate 5, and a back electrode 17. . The conductive line is selected to have a line width of about 100 μm to 500 μm so that transmission loss of a high-frequency signal to be transmitted is reduced.

部品配置部16、裏面電極17、接続部18および第1〜第3伝送線路6,7,8を構成する導電性を有する線路は、おもにCu(銅)、Ag(銀)、W(タングステン)、Mo(モリブデン)、Al(アルミニウム)、Ni(ニッケル)およびAu(金)などの導電性を有する金属によって形成される。   The conductive lines constituting the component placement portion 16, the back electrode 17, the connection portion 18, and the first to third transmission lines 6, 7, and 8 are mainly Cu (copper), Ag (silver), and W (tungsten). , Mo (molybdenum), Al (aluminum), Ni (nickel), and Au (gold).

本実施の形態では、第3伝送線路8と、第2移相回路12とによって構成される伝送線路が、スタブとして機能する。スタブのインピーダンスは、線路長に依存して変化する。換言すればスタブのインピーダンスは電気長に依存して変化する。第2移相回路12は、前述したように電圧を印加することによって反射する電磁波の位相を調整可能なので、反射波の位相が変化することによって、第3伝送線路8と、第2移相回路12とによって構成される伝送線路の全体の電気長が変化する。すなわち、第2移相回路12によって反射される電磁波の位相を変化させることは、擬似的にスタブとして機能する伝送線路の線路長を変化させることに等しい。このように、第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とによって構成される伝送線路の全体のインピーダンスを調整することができる。   In the present embodiment, the transmission line constituted by the third transmission line 8 and the second phase shift circuit 12 functions as a stub. The impedance of the stub varies depending on the line length. In other words, the impedance of the stub changes depending on the electrical length. Since the second phase shift circuit 12 can adjust the phase of the reflected electromagnetic wave by applying a voltage as described above, the third transmission line 8 and the second phase shift circuit can be adjusted by changing the phase of the reflected wave. 12 and the entire electrical length of the transmission line constituted by the circuit 12 changes. That is, changing the phase of the electromagnetic wave reflected by the second phase shift circuit 12 is equivalent to changing the line length of the transmission line that functions as a stub in a pseudo manner. In this way, by adjusting the voltage applied to the second phase shift circuit 12, the overall impedance of the transmission line constituted by the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 is adjusted. can do.

また同様に、第1移相回路11に印加する電圧を調整することによって、第1伝送線路6と、第1移相回路11と、第2伝送線路7のうちの、第3伝送線路8が分岐する分岐部19から第1移相回路11寄りの部分(以下、第2伝送線路7の一方という)7aとによって構成される伝送線路の全体の擬似的な長さを調整し、インピーダンスを調整することができる。   Similarly, the third transmission line 8 of the first transmission line 6, the first phase shift circuit 11, and the second transmission line 7 is adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 11. The impedance is adjusted by adjusting the overall pseudo length of the transmission line constituted by the branching portion 19 and the portion (hereinafter referred to as one of the second transmission lines 7) 7a close to the first phase shift circuit 11 can do.

第1および第3伝送線路6,8の線路長ならびに第2伝送線路7の一方7aの線路長は、第1および第2移相回路11,12の移相量が可変な範囲において、次式(1)を満たすように選ばれる。   The line length of the first and third transmission lines 6 and 8 and the line length of one of the second transmission lines 7 are within the range in which the phase shift amounts of the first and second phase shift circuits 11 and 12 are variable. It is chosen to satisfy (1).

Figure 0004989992
Figure 0004989992

式(1)においてΓは、電子部品2から第1伝送線路6に入力される高周波信号が、電子部品2と第1伝送線路6とを接続する接続体に相当するボンディングワイヤ3で反射される反射係数を表し、│TM1│は、第1伝送線路6に入力された電磁波が、分岐部19まで通過する透過係数を表し、θは、第1伝送線路6に入力された高周波信号が、分岐部19まで進むときに変化する位相を表し、Γは、第2伝送線路7に入力された電磁波が、分岐部19で反射される反射係数を表す。 In Equation (1), Γ 1 is a high-frequency signal input from the electronic component 2 to the first transmission line 6 is reflected by the bonding wire 3 corresponding to a connection body that connects the electronic component 2 and the first transmission line 6. | T M1 | represents the transmission coefficient through which the electromagnetic wave input to the first transmission line 6 passes to the branching portion 19, and θ represents the high-frequency signal input to the first transmission line 6. , Γ 2 represents a reflection coefficient at which the electromagnetic wave input to the second transmission line 7 is reflected by the branch portion 19.

図2は、整合回路1を示す平面図である。第1移相回路11は、第1〜第4入出力端子21〜24を有するラットレース26と、第2入出力端子22から延在して形成される第1延在部27と、第4入出力端子24から延在して形成される第2延在部28とを含んで構成される。   FIG. 2 is a plan view showing the matching circuit 1. The first phase shift circuit 11 includes a rat race 26 having first to fourth input / output terminals 21 to 24, a first extending portion 27 formed extending from the second input / output terminal 22, and a fourth And a second extending portion 28 formed extending from the input / output terminal 24.

ラットレース26は、第1入出力端子21から入力される電磁波、すなわち電子部品2から出力される高周波信号の波長をλとすると、一周の長さが3(2n−1)λ/2に形成されるリング状伝送線路31と第5入出力端子25とをさらに含む(nは自然数を表す)。リング状伝送線路31は、マイクロストリップラインによって実現され、円形状および楕円形状を含む略円形状などに形成され、本実施の形態では円形状に形成される。第1〜第5入出力端子21〜25は、リング状伝送線路31において周方向の一方向きにそれぞれこの順に設けられる。第1および第2入出力端子21,22の間の線路長、第2および第3入出力端子22,23の間の線路長、第3および第4入出力端子23,24の間の線路長、第4および第5入出力端子24,25の間の線路長が、(2n−1)λ/4にそれぞれ選ばれ、第4および第1入出力端子24,21の間の線路長が、3(2n−1)λ/4に選ばれる。なお、各端子間の線路長は2通りあり、一方の線路長をxとすると、他方の線路長が、3λ/2−xとなるが、前述の各端子間の線路長は、短い方の線路長について説明している。本実施の形態において記号「n」は、数値「1」に選ばれる。   The rat race 26 is formed so that the length of one round is 3 (2n-1) λ / 2, where λ is the wavelength of the electromagnetic wave input from the first input / output terminal 21, that is, the high-frequency signal output from the electronic component 2. The ring-shaped transmission line 31 and the fifth input / output terminal 25 are further included (n represents a natural number). The ring-shaped transmission line 31 is realized by a microstrip line, is formed in a substantially circular shape including a circular shape and an elliptical shape, and is formed in a circular shape in the present embodiment. The first to fifth input / output terminals 21 to 25 are provided in this order in one direction in the circumferential direction in the ring-shaped transmission line 31. Line length between the first and second input / output terminals 21, 22, line length between the second and third input / output terminals 22, 23, line length between the third and fourth input / output terminals 23, 24 The line length between the fourth and fifth input / output terminals 24 and 25 is selected as (2n-1) λ / 4, and the line length between the fourth and first input / output terminals 24 and 21 is 3 (2n-1) λ / 4. There are two line lengths between the terminals. If one line length is x, the other line length is 3λ / 2−x. However, the line length between the terminals is shorter. The line length is explained. In the present embodiment, the symbol “n” is selected as the numerical value “1”.

このような構成のラットレース26では、第1入出力端子21から波長λの高周波信号が入力されると、入力された高周波信号が第2入出力端子22と第4入出力端子24とに分配されて出力され、第3および第5入出力端子23,25からは出力されない。   In the rat race 26 having such a configuration, when a high frequency signal having a wavelength λ is input from the first input / output terminal 21, the input high frequency signal is distributed to the second input / output terminal 22 and the fourth input / output terminal 24. And is not output from the third and fifth input / output terminals 23 and 25.

第1伝送線路6のボンディングワイヤ3に接続される端部とは反対側の端部は、一方の第1接続端13aに相当する第1入出力端子21に接続される。また第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに相当する第3入出力端子23に接続される。   The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to a first input / output terminal 21 corresponding to one first connection end 13a. The second transmission line 7 is connected to a third input / output terminal 23 corresponding to the other first connection end 13b.

第1延在部27は、第2入出力端子22から延びる伝送線路27aと、この伝送線路27aがラットレース26に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第1可変容量素子27bとを含んで構成される。第2延在部28は、第4入出力端子24から延びる伝送線路28aと、この伝送線路28aがラットレース26に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第2可変容量素子28bとを含んで構成される。本実施の形態では、第1および第2延在部27,28をそれぞれ構成する伝送線路27a,28aは、マイクロストリップラインによって実現され、第1および第2可変容量素子27b,28bは、印加する電圧に応じて電気容量が変化する素子から成る。   The first extending portion 27 includes a transmission line 27 a extending from the second input / output terminal 22 and a first variable capacitance element provided at an end opposite to the end where the transmission line 27 a is connected to the rat race 26. 27b. The second extending portion 28 includes a transmission line 28 a extending from the fourth input / output terminal 24, and a second variable capacitance element provided at an end opposite to the end where the transmission line 28 a is connected to the rat race 26. 28b. In the present embodiment, the transmission lines 27a and 28a constituting the first and second extending portions 27 and 28 are realized by microstrip lines, and the first and second variable capacitance elements 27b and 28b apply. It consists of an element whose capacitance changes according to the voltage.

本実施の形態において第2移相回路12は、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第3可変容量素子32から成る。第1〜第3可変容量素子27b,28b,32は、バラクタダイオードなどの半導体素子や、強誘電体素子、圧電素子、およびMEMS(
Microelectromechanical system)素子を含む電圧制御可変コンデンサなどによって実現され、本実施の形態では、バラクタダイオードによって実現される。
In the present embodiment, the second phase shift circuit 12 includes a third variable capacitance element 32 whose electric capacity changes according to an applied voltage. The first to third variable capacitance elements 27b, 28b, and 32 are semiconductor elements such as varactor diodes, ferroelectric elements, piezoelectric elements, and MEMS (
This is realized by a voltage controlled variable capacitor including a microelectromechanical system) element, and in the present embodiment, realized by a varactor diode.

整合回路1は、第1可変容量素子27bに電圧を印加するための第1電極33と、第2可変容量素子28bに電極を印加するための第2電極34と、第3可変容量素子32に電圧を印加するための第3電極35と、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加される電圧を定める基準電位が与えられるための第4電極に相当する基準電極36とをさらに含む。この基準電極36と、第1〜第3電極33,34,35との間の電位差が、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加される電圧となる。   The matching circuit 1 includes a first electrode 33 for applying a voltage to the first variable capacitor 27b, a second electrode 34 for applying an electrode to the second variable capacitor 28b, and a third variable capacitor 32. A third electrode 35 for applying a voltage, and a reference electrode 36 corresponding to a fourth electrode for applying a reference potential for determining a voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32. In addition. The potential difference between the reference electrode 36 and the first to third electrodes 33, 34, and 35 becomes a voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, and 32.

第1〜第3電極33,34,35は、第1可変容量素子27b、第2可変容量素子28b、第2移相回路12の第2接続端15bからそれぞれ延在し、それぞれの端部に電極パッドが形成される。第1電極33の電極パッドと、第1可変容量素子27bとの間、第2電極34の電極パッドと第2可変容量素子28bとの間、および第3電極35の電極パッドと第2移相回路12(第3可変容量素子32)の第2接続端15bとの間には、扇形状のラジアルスタブが設けられる。このラジアルスタブは、高周波信号の漏洩を防止するとともに、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32のリアクタンス成分をそれぞれ0付近にすることで大きな位相変化量を得るために設けられる。第1〜第3電極33,34,35にラジアルスタブを設ける代わりに、低域通過フィルタをそれぞれ設けてもよい。   The first to third electrodes 33, 34, and 35 extend from the first variable capacitance element 27 b, the second variable capacitance element 28 b, and the second connection end 15 b of the second phase shift circuit 12, respectively. An electrode pad is formed. Between the electrode pad of the first electrode 33 and the first variable capacitance element 27b, between the electrode pad of the second electrode 34 and the second variable capacitance element 28b, and between the electrode pad of the third electrode 35 and the second phase shift. A fan-shaped radial stub is provided between the circuit 12 (third variable capacitance element 32) and the second connection end 15b. This radial stub is provided to prevent leakage of a high-frequency signal and to obtain a large amount of phase change by making the reactance components of the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32 close to 0, respectively. Instead of providing radial stubs for the first to third electrodes 33, 34, and 35, low-pass filters may be provided.

基準電極36は、第5入出力端子25から延在し、端部に電極パッドが形成される。電極パッドと第5入出力端子25との間には、高周波信号を遮断する低域通過フィルタ38が形成される。この低域通過フィルタ38は、少なくとも電子部品2から出力される高周波信号を遮断するように形成される。この低域通過フィルタ38は、伝送線路において、線路幅が広がって四角形状に形成される2つの四角部分を含んで構成される。基準電極36に低域通過フィルタを設ける代わりに、ラジアルスタブを設けてもよい。基準電極36は、誘電体基板5を厚み方向Zに貫通して形成され、電極パッドと裏面電極17とを電気的に接続する貫通電極37を含む。したがって、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加する電圧の基準電圧は、裏面電極17の電圧と同じ値に設定される。   The reference electrode 36 extends from the fifth input / output terminal 25, and an electrode pad is formed at the end. A low-pass filter 38 that blocks high-frequency signals is formed between the electrode pad and the fifth input / output terminal 25. The low-pass filter 38 is formed so as to block at least a high-frequency signal output from the electronic component 2. The low-pass filter 38 is configured to include two square portions formed in a quadrilateral shape with the line width widened in the transmission line. Instead of providing a low-pass filter on the reference electrode 36, a radial stub may be provided. The reference electrode 36 is formed to penetrate the dielectric substrate 5 in the thickness direction Z, and includes a through electrode 37 that electrically connects the electrode pad and the back electrode 17. Therefore, the reference voltage of the voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32 is set to the same value as the voltage of the back electrode 17.

低域通過フィルタ38を設けることによって、第5入出力端子25から基準電極36に高周波信号が入力することを確実に防ぐことができる。これによって、高周波信号の伝送損失を抑制することができる。また第1入出力端子21から入力される高周波信号が出力されない第5入出力端子25に基準電極36を接続するので、基準電極36を設けることによって、高周波信号の伝送に影響を与えることがない。これによって第1移相回路11のインピーダンスに影響を与えることなく、基準電圧を定めるための基準電極36を設けることができる。   By providing the low-pass filter 38, it is possible to reliably prevent a high frequency signal from being input from the fifth input / output terminal 25 to the reference electrode 36. Thereby, transmission loss of the high frequency signal can be suppressed. Further, since the reference electrode 36 is connected to the fifth input / output terminal 25 from which the high frequency signal input from the first input / output terminal 21 is not output, the provision of the reference electrode 36 does not affect the transmission of the high frequency signal. . Accordingly, the reference electrode 36 for determining the reference voltage can be provided without affecting the impedance of the first phase shift circuit 11.

第1延在部27は、第1入出力端子21を通って第2入出力端子22から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。また第2延在部28は、第1入出力端子21を通って第4入出力端子24から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。第1延在部27のインピーダンスは、第1延在部27の伝送線路27aの線路長と、第1可変容量素子27bの電気容量に依存する。この第1可変容量素子27bの電気容量は、印加する電圧に応じて可変なので、第1電極33に印加する電圧を調整することによって調整可能である。また同様に、第2電極34に印加する電圧を調整することによって、第2延在部28のインピーダンスを調整することができる。   The first extending portion 27 is formed to function as a stub that reflects a high-frequency signal that is input from the second input / output terminal 22 through the first input / output terminal 21. The second extending portion 28 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the fourth input / output terminal 24 through the first input / output terminal 21. The impedance of the first extension part 27 depends on the line length of the transmission line 27a of the first extension part 27 and the electric capacity of the first variable capacitance element 27b. Since the electric capacity of the first variable capacitance element 27b is variable according to the applied voltage, it can be adjusted by adjusting the voltage applied to the first electrode 33. Similarly, the impedance of the second extending portion 28 can be adjusted by adjusting the voltage applied to the second electrode 34.

第4入出力端子24と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長は、第2入出力端子22と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長と、(2n−1)λ/4の長さ分、異なるように選ばれる。本実施の形態では、第4入出力端子24と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長は、第2入出力端子22と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長より、λ/4の長さ分、長く選ばれる。前述したように、第1延在部27または第2延在部28によって反射されることなく、第1入出力端子21から入力されてリング状伝送線路31を周方向の一方と他方に分かれて伝送し、第3入出力端子23において合流する高周波信号の位相は、互いにπrad異なるが、第1延在部27の伝送線路27aと、第2延在部28の伝送線路28aとが、前述のような線路長に形成されるので、第1入出力端子21から入力されて分岐し、第1延在部27および第2延在部28によってそれぞれ反射されて第3入出力端子23で合流する高周波信号の位相は等しくなる。これによって、第1入出力端子21から入力された高周波信号が、第3入出力端子23から出力される。   The transmission line 28a between the fourth input / output terminal 24 and the second variable capacitance element 28b has a transmission line length of the transmission line 27a between the second input / output terminal 22 and the first variable capacitance element 27b. (2n-1) λ / 4 is selected to be different. In the present embodiment, the transmission line 28a between the fourth input / output terminal 24 and the second variable capacitance element 28b has a transmission line length between the second input / output terminal 22 and the first variable capacitance element 27b. It is selected longer than the line length of 27a by the length of λ / 4. As described above, without being reflected by the first extending portion 27 or the second extending portion 28, the ring-shaped transmission line 31 that is input from the first input / output terminal 21 is divided into one and the other in the circumferential direction. The phases of the high-frequency signals that are transmitted and merged at the third input / output terminal 23 are different from each other by π rad, but the transmission line 27a of the first extension part 27 and the transmission line 28a of the second extension part 28 are Since it is formed in such a line length, it is inputted from the first input / output terminal 21 and branches, and is reflected by the first extension part 27 and the second extension part 28 and merges at the third input / output terminal 23. The phases of the high frequency signals are equal. As a result, the high-frequency signal input from the first input / output terminal 21 is output from the third input / output terminal 23.

第1および第2延在部27,28のインピーダンスは、第1および第2電極33,34に印加する電圧に応じて変化するので、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路11を通過する高周波信号の位相を調整することが
できる。これによって、第1移相回路11を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。
Since the impedance of the first and second extending portions 27 and 28 changes according to the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted. By doing so, the phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 11 can be adjusted. Thereby, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 11 can be realized.

また第3電極35に印加する電圧に応じて第3可変容量素子32の電気容量が変化するので、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12によって反射する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。   Further, since the electric capacity of the third variable capacitance element 32 changes according to the voltage applied to the third electrode 35, the high frequency reflected by the second phase shift circuit 12 by adjusting the voltage applied to the third electrode 35. A phase shift circuit capable of adjusting the phase of the signal can be realized.

第2伝送線路7のうち、分岐部19よりも第1移相回路11から離間する部分(以下、第2伝送線路7の他方という)7b、および第1伝送線路6のうちの少なくともいずれか一方は、直流阻止用コンデンサを有する。本実施の形態では、第1伝送線路6と第2伝送線路7の他方7bとの両方に、直流阻止用コンデンサ39が設けられる。直流阻止用コンデンサ39は、電子部品2から出力される高周波信号を通過させ、直流信号を遮断するフィルタとして機能する。直流阻止用コンデンサ39は、窒化シリコンおよび酸化シリコンなどによって形成される薄膜の絶縁膜を伝送線路で挟む構成、インタディジタルキャパシタ、セラミックコンデンサ、単板コンデンサ、薄膜コンデンサなどによって実現される。本実施の形態では、直流阻止用コンデンサ39は、インタディジタルキャパシタによって実現される。   Of the second transmission line 7, at least one of a part (hereinafter referred to as the other of the second transmission lines 7) 7 b that is farther from the first phase shift circuit 11 than the branching part 19 and the first transmission line 6. Has a DC blocking capacitor. In the present embodiment, a DC blocking capacitor 39 is provided on both the first transmission line 6 and the other 7 b of the second transmission line 7. The DC blocking capacitor 39 functions as a filter that allows a high frequency signal output from the electronic component 2 to pass therethrough and blocks the DC signal. The DC blocking capacitor 39 is realized by an interdigital capacitor, a ceramic capacitor, a single plate capacitor, a thin film capacitor, or the like, in which a thin insulating film formed of silicon nitride, silicon oxide, or the like is sandwiched between transmission lines. In the present embodiment, the DC blocking capacitor 39 is realized by an interdigital capacitor.

本実施の形態では、電子部品2が接続される部分の線路の特性インピーダンスと、ラットレース26の第1入出力端子21の特性インピーダンスとが異なるように設計されるので、第1伝送線路6は、インピーダンス変成器を含んで構成される。たとえば本実施の形態では電子部品2が接続される部分の線路の特性インピーダンスが50Ωに設計され、ラットレース26の第1入出力端子21の特性インピーダンスが35Ωに設計される。第1伝送線路6の線幅は、第1入出力端子21付近では、50Ωになるように選ばれ、第1伝送線路6のボンディングワイヤ3が接続される部分では、35Ωになるように選ばれる。第1伝送線路6は、35Ωの伝送線路と、50Ωの伝送線路とを整合して接続するために、中央部にλ/4インピーダンス変成器が設けられる。   In the present embodiment, since the characteristic impedance of the line to which the electronic component 2 is connected is designed to be different from the characteristic impedance of the first input / output terminal 21 of the rat race 26, the first transmission line 6 is And an impedance transformer. For example, in this embodiment, the characteristic impedance of the line to which the electronic component 2 is connected is designed to be 50Ω, and the characteristic impedance of the first input / output terminal 21 of the rat race 26 is designed to be 35Ω. The line width of the first transmission line 6 is selected to be 50Ω in the vicinity of the first input / output terminal 21, and is selected to be 35Ω at the portion where the bonding wire 3 of the first transmission line 6 is connected. . The first transmission line 6 is provided with a λ / 4 impedance transformer at the center for matching and connecting a 35Ω transmission line and a 50Ω transmission line.

図3は、SパラメータのうちのS11(電子部品2から見た反射係数)を表すグラフである。図3において中心は、数値「0」を表し、横軸は、実軸を表し、縦軸は、虚軸を表す。S11は、電子部品2からボンディングワイヤ3を介して整合回路1に高周波信号を入力したときに、電子部品2とボンディングワイヤ3との接続部で高周波信号が反射される割合、すなわち反射係数を表す。インピーダンスの整合がとれていれば、S11が小さいので、測定値はグラフの中心に近づく。図3では、整合回路1に入力される高周波信号の周波数範囲を含む周波数範囲でのS11の測定値を図示している。 FIG. 3 is a graph showing S 11 (reflection coefficient viewed from the electronic component 2) of the S parameters. In FIG. 3, the center represents the numerical value “0”, the horizontal axis represents the real axis, and the vertical axis represents the imaginary axis. S 11 is a ratio of reflection of the high frequency signal at the connecting portion between the electronic component 2 and the bonding wire 3 when a high frequency signal is input from the electronic component 2 to the matching circuit 1 through the bonding wire 3, that is, a reflection coefficient. To express. If taken impedance matching, since S 11 is small, the measurement approach the center of the graph. In Figure 3 illustrates the measured values of S 11 in the frequency range including the frequency range of the high frequency signal inputted to the matching circuit 1.

図3(1)は、整合回路を用いない場合の76.5GHzにおけるS11を表すグラフであり、図3(2)は、本実施の形態の整合回路を用いて第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を変化させた場合の76.5GHzにおけるS11を表すグラフである。図3(1)よりも、図3(2)の方が、測定データが中心に近づいているので、整合回路を設けない場合に比べてインピーダンスの整合がとれ、反射が低減していることを表す。具体的には、本実施の形態の整合回路を用いることによって、電子部品2から見た反射係数の絶対値が、−7dBから−12dBに改善されたことが示された。さらに、第1移相回路11および第2移相回路12の電圧を変化させることで、S11が変化していることがわかる。具体的には、第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を変化させることによって、電子部品2から見た反射係数の絶対値が−9.5dB〜−13.5dB、位相が−148°〜167°に変化することが示された。これによって、高周波回路を製造するときに整合回路を構成するパターンの寸法がばらついたり、MMICの実装位置がずれてボンディングワイヤのインダクタンス成分の大きさがばらついたりすることによって、製造した高周波回路が設計値から外れた場合でも、第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を変化させることによって、調整が可能であることがわかる。 FIG. 3A is a graph showing S 11 at 76.5 GHz when the matching circuit is not used. FIG. 3B is a graph showing the first phase shift circuit 11 and the S 11 using the matching circuit of the present embodiment. it is a graph showing the S 11 in 76.5GHz when changing the voltage applied to the second phase-shift circuit 12. 3 (2) is closer to the center of the measurement data than FIG. 3 (1), so that impedance matching is achieved and reflection is reduced compared to the case where no matching circuit is provided. To express. Specifically, it was shown that the absolute value of the reflection coefficient viewed from the electronic component 2 was improved from −7 dB to −12 dB by using the matching circuit of the present embodiment. Furthermore, it can be seen that S 11 is changed by changing the voltages of the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12. Specifically, by changing the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12, the absolute value of the reflection coefficient viewed from the electronic component 2 is −9.5 dB to −13.5 dB, It was shown that the phase changed from -148 ° to 167 °. As a result, when the high frequency circuit is manufactured, the size of the pattern constituting the matching circuit varies, or the mounting position of the MMIC shifts and the inductance component of the bonding wire varies, thereby designing the manufactured high frequency circuit. Even when the value deviates from the value, it can be seen that adjustment is possible by changing the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12.

以上説明した本実施の形態の整合回路1によれば、第1移相回路11に印加する電圧を調整することによって、第1伝送線路6と、第1移相回路11と、第2伝送線路7の一方7aとによって構成される伝送線路の全体の擬似的な長さを調整し、インピーダンスを調整することができる。また第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とによって構成される伝送線路の全体のインピーダンスを調整することができる。すなわち第1移相回路11および第2移相回路12にそれぞれ印加する電圧を調整することによって、整合回路1全体のインピーダンスを調整することができる。   According to the matching circuit 1 of the present embodiment described above, the first transmission line 6, the first phase shift circuit 11, and the second transmission line are adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 11. 7 can be adjusted by adjusting the pseudo length of the entire transmission line constituted by the one 7a. In addition, by adjusting the voltage applied to the second phase shift circuit 12, the overall impedance of the transmission line constituted by the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 can be adjusted. it can. That is, the impedance of the entire matching circuit 1 can be adjusted by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12 respectively.

さらに、電子部品2をボンディングワイヤ3で第1伝送線路6に接続する場合、ボンディングワイヤ3と、整合回路1とを含めた回路のインピーダンスは、電子部品2の実装状態と、ボンディングワイヤ3の長さおよびボンディングワイヤ3の配置などのボンディングワイヤ3の接続状態に依存する。このように電子部品2を実装し、ボンディングワイヤ3で接続した後においても、第1移相回路11および第2移相回路12にそれぞれ印加する電圧を調整することによって整合回路1のインピーダンスを調整することができるので、電子部品2からボンディングワイヤ3および整合回路1を見たときのインピーダンスを調整することができる。たとえばボンディングワイヤ3および整合回路1を含めた回路と、電子部品2とのインピーダンスを整合するように第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって、電子部品2から出力される電力が整合回路1によって反射されることを防ぐことができる。   Further, when the electronic component 2 is connected to the first transmission line 6 with the bonding wire 3, the impedance of the circuit including the bonding wire 3 and the matching circuit 1 depends on the mounting state of the electronic component 2 and the length of the bonding wire 3. And the connection state of the bonding wire 3 such as the arrangement of the bonding wire 3. Even after the electronic component 2 is mounted and connected by the bonding wire 3 as described above, the impedance of the matching circuit 1 is adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12 respectively. Therefore, the impedance when the bonding wire 3 and the matching circuit 1 are viewed from the electronic component 2 can be adjusted. For example, by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12 so as to match the impedance between the circuit including the bonding wire 3 and the matching circuit 1 and the electronic component 2, the electronic component It is possible to prevent the power output from 2 from being reflected by the matching circuit 1.

また電圧は、連続的に変化するので、第1および第2移相回路11,12に印加する電圧を連続的に変化すると、整合回路1のインピーダンスを連続的に変化させることができる。これによって、整合回路1のインピーダンスを不連続に変化させることができる第1および第3の従来の技術に比べて、高精度に整合回路1のインピーダンスを調整することができる。ここで、ボンディングワイヤ3からスタブまでの電気長を第1移相回路11によって、スタブの電気長を第2移相回路12によって、それぞれ独立に調整できるため、ボンディングワイヤ3のインピーダンスがどのように変化しても、第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧をそれぞれ調整することによってインピーダンスを整合することができる。   Further, since the voltage changes continuously, the impedance of the matching circuit 1 can be changed continuously by continuously changing the voltage applied to the first and second phase shift circuits 11 and 12. As a result, the impedance of the matching circuit 1 can be adjusted with higher accuracy than the first and third conventional techniques that can discontinuously change the impedance of the matching circuit 1. Here, since the electrical length from the bonding wire 3 to the stub can be independently adjusted by the first phase shift circuit 11 and the electrical length of the stub can be independently adjusted by the second phase shift circuit 12, how the impedance of the bonding wire 3 is adjusted. Even if it changes, the impedance can be matched by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12, respectively.

また本実施の形態の整合回路1は、第1および第3伝送線路6,8の線路長ならびに第2伝送線路7の一方7aの線路長は、第1および第2移相回路11,12の移相量が可変な範囲において、式(1)を満たすように選ばれる。整合回路1が式(1)を満たす場合、第1伝送線路6にボンディングワイヤ3を介して電子部品2の入出力端子を接続すると、入出力端子から入力される高周波信号がボンディングワイヤ3で反射される反射係数と、第2伝送線路7から第3伝送線路8が分岐する分岐部で反射される反射係数が等しく、かつボンディングワイヤ3で反射される反射波と、分岐部で反射される反射波とが、位相差がπradで重ねあわされる。すなわち、ボンディングワイヤ3で反射される反射波と、分岐部で反射される反射波とが重なり合って打ち消される。これによって電子部品2から入力される高周波信号の反射を低減することができる。   In addition, the matching circuit 1 of the present embodiment has the line lengths of the first and third transmission lines 6 and 8 and the line length of one of the second transmission lines 7 a of the first and second phase shift circuits 11 and 12. In a range where the amount of phase shift is variable, it is selected so as to satisfy formula (1). When the matching circuit 1 satisfies the formula (1), when the input / output terminal of the electronic component 2 is connected to the first transmission line 6 via the bonding wire 3, the high-frequency signal input from the input / output terminal is reflected by the bonding wire 3. The reflection coefficient reflected by the branch portion where the second transmission line 7 branches from the third transmission line 8 are equal, and the reflected wave reflected by the bonding wire 3 and the reflection reflected by the branch portion Waves are superimposed with a phase difference of π rad. That is, the reflected wave reflected by the bonding wire 3 and the reflected wave reflected by the branching portion are overlapped and canceled. Thereby, reflection of the high frequency signal inputted from the electronic component 2 can be reduced.

また本実施の形態の整合回路1は、直流阻止用コンデンサ39を含むので、整合回路1を通る低周波数および直流の信号を除去することができ、第1および第2移相回路11,12に印加している電圧が、整合回路1に接続される電子部品2に印加されることを防ぐことができる。これによって電子部品2に電圧が印加されることによって生じる電子部品2の破壊や特性が不安定になることを避けることができる。   Since matching circuit 1 of the present embodiment includes DC blocking capacitor 39, low-frequency and DC signals passing through matching circuit 1 can be removed, and first and second phase shift circuits 11 and 12 are connected to each other. The applied voltage can be prevented from being applied to the electronic component 2 connected to the matching circuit 1. As a result, it is possible to avoid destruction of the electronic component 2 and unstable characteristics caused by applying a voltage to the electronic component 2.

さらに本実施の形態の整合回路1によれば、第4入出力端子24と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長は、第2入出力端子22と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長よりも、λ/4の長さ分、長く選ばれる。したがって、第1延在部27に入力されて反射した高周波信号と、第2延在部28に入力されて反射された高周波信号との位相の変化量は、πrad異なる。そして、第1延在部27で反射して第3入出力端子23から出力される電磁波と、第2延在部28で反射して第3入出力端子23から出力される電磁との位相は等しくなり、重ね合わされて第3入出力端子23から出力される。このように設計された第1移相回路11を用いると、反射波の位相変化を生じさせる第1および第2可変容量素子27b,28bを用いても、第1入出力端子21から入力された電磁波が第3入出力端子23から出力する移相回路を実現することができる。   Furthermore, according to the matching circuit 1 of the present embodiment, the line length of the transmission line 28a between the fourth input / output terminal 24 and the second variable capacitance element 28b is the same as that of the second input / output terminal 22 and the first variable capacitance element. It is selected to be longer by the length of λ / 4 than the line length of the transmission line 27a with respect to 27b. Therefore, the amount of phase change between the high-frequency signal input to the first extending portion 27 and reflected and the high-frequency signal input to the second extending portion 28 and reflected are different by π rad. The phase of the electromagnetic wave reflected from the first extending portion 27 and output from the third input / output terminal 23 and the electromagnetic wave reflected from the second extending portion 28 and output from the third input / output terminal 23 are They are equal, overlapped, and output from the third input / output terminal 23. When the first phase shift circuit 11 designed in this way is used, even if the first and second variable capacitance elements 27b and 28b that cause the phase change of the reflected wave are used, the first input / output terminal 21 is used. A phase shift circuit in which electromagnetic waves are output from the third input / output terminal 23 can be realized.

本実施の形態では、整合回路1と電子部品2とを接続する接続体として、ボンディングワイヤ3について説明したが、接続体としては、ボンディングワイヤ3に限らない。たとえば電子部品2の誘電体基板5に対向する面に接続体としてバンプを形成しておき、フリップチップなどの表面実装によって、バンプと整合回路1の第1伝送線路6とを接続してもよい。この場合でも、前述したように電子部品2を表面実装した後に整合回路1の特性インピーダンスを容易に調整することができる、電子部品2と整合回路1との間において生じる高周波信号の反射を低減することができる。   In the present embodiment, the bonding wire 3 has been described as a connection body that connects the matching circuit 1 and the electronic component 2, but the connection body is not limited to the bonding wire 3. For example, a bump may be formed as a connection body on the surface of the electronic component 2 facing the dielectric substrate 5, and the bump and the first transmission line 6 of the matching circuit 1 may be connected by surface mounting such as flip chip. . Even in this case, as described above, the characteristic impedance of the matching circuit 1 can be easily adjusted after the electronic component 2 is surface-mounted, and the reflection of the high-frequency signal generated between the electronic component 2 and the matching circuit 1 is reduced. be able to.

図4は、本発明の他の実施の形態の整合回路40を示す平面図である。本実施の形態の整合回路40は、前述の実施の形態の整合回路1の構成と、第1伝送線路6および第2伝送線路7のラットレース26への接続部位が異なるのみなので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、第1伝送線路6および第2伝送線路7のラットレース26への接続部位についてのみ説明する。   FIG. 4 is a plan view showing a matching circuit 40 according to another embodiment of the present invention. The matching circuit 40 of the present embodiment is different from the configuration of the matching circuit 1 of the above-described embodiment only in the connection portion of the first transmission line 6 and the second transmission line 7 to the rat race 26, and thus the corresponding configuration. The same reference numerals are assigned to the above, and overlapping description is omitted, and only the connection portion of the first transmission line 6 and the second transmission line 7 to the rat race 26 will be described.

本実施の形態の第1および第2伝送線路6,7は、前述の実施の形態の整合回路1の第1および第2伝送線路6,7と同様の構成である。第1伝送線路6のボンディングワイヤ3と接続する端部と反対側の端部は、第3入出力端子23に接続される。第2伝送線路7の一方7aは、第1入出力端子21に接続される。   The first and second transmission lines 6 and 7 of the present embodiment have the same configuration as the first and second transmission lines 6 and 7 of the matching circuit 1 of the above-described embodiment. The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to the third input / output terminal 23. One side 7 a of the second transmission line 7 is connected to the first input / output terminal 21.

本実施の形態の整合回路40は、前述の実施の形態の整合回路1と同様に第1延在部27および第2延在部28を備える。電子部品2から出力される高周波信号は、第3入出力端子23に入力されて分岐する。この第3入出力端子23で分岐した高周波信号が、リング状伝送線路31を周方向の一方と他方とにそれぞれ伝送して、第1入出力端子21で合流すると、互いの位相がπrad異なるが、前述したように第1延在部27および第2延在部28によってそれぞれ反射されて、第1入出力端子21で合流する場合には、互いに等しい位相となる。これによって、第3入出力端子23から入力された高周波信号が、第1入出力端子21から出力される。   The matching circuit 40 of the present embodiment includes a first extending portion 27 and a second extending portion 28 as in the matching circuit 1 of the above-described embodiment. The high-frequency signal output from the electronic component 2 is input to the third input / output terminal 23 and branches. When the high-frequency signal branched at the third input / output terminal 23 is transmitted to the one and the other in the circumferential direction through the ring-shaped transmission line 31 and merged at the first input / output terminal 21, the phases are different from each other by πrad. As described above, when the light is reflected by the first extending portion 27 and the second extending portion 28 and merges at the first input / output terminal 21, the phases are equal to each other. As a result, a high frequency signal input from the third input / output terminal 23 is output from the first input / output terminal 21.

前述したように第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路40のインピーダンスの調整を容易に行なうことができるので、電子部品2から出力される電力がボンディングワイヤ3および整合回路40によって反射されることを防ぐことができる。   As described above, since the impedance of the matching circuit 40 can be easily adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12, the power output from the electronic component 2 can be adjusted. Can be prevented from being reflected by the bonding wire 3 and the matching circuit 40.

図5は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路41を示す平面図である。本実施の形態の整合回路41は、電子部品2が配置される部品配置台42を含み、この部品配置台42と合わせて電子部品2とのインピーダンスの整合を行なう。本実施の形態の整合回路41は、前述の実施の形態の整合回路1の構成と部品配置台42が異なるのみなので、対
応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、部品配置台42についてのみ説明する。
FIG. 5 is a plan view showing a matching circuit 41 according to still another embodiment of the present invention. The matching circuit 41 of the present embodiment includes a component arrangement table 42 on which the electronic component 2 is arranged, and performs impedance matching with the electronic component 2 together with the component arrangement table 42. The matching circuit 41 of the present embodiment is different only in the configuration of the matching circuit 1 of the above-described embodiment and the component placement table 42, and therefore, the corresponding configuration is denoted by the same reference numeral and redundant description is omitted. Only the component placement table 42 will be described.

部品配置台42は、誘電体基板5と、導電性を有し、電子部品2が配置される部品配置部43と、導電性を有する突出部44と、裏面電極17と、突出部44および裏面電極17を電気的に接続する第1接続部45とを含んで構成される。   The component placement table 42 has a dielectric substrate 5, a component placement portion 43 on which the electronic component 2 is placed, a conductive projection 44, a back electrode 17, a projection 44, and a back surface. And a first connecting portion 45 that electrically connects the electrode 17.

部品配置部43は、薄板の方形状に形成され、誘電体基板5の厚み方向Zの一表面上において、第1伝送線路6の延びる方向Yと、誘電体基板5の厚み方向Zとに垂直な方向Xに延びる。部品配置部43は、長手方向Xの中心が第1伝送線路6の延長線上に重なるように配置され、可能な限り第1伝送線路6に近接して配置される。部品配置部43の長手方向Xの幅は、誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1から見て、電子部品2が配置されたときに長手方向Xの一方と他方に電子部品2が重ならない領域47a,47bが形成されるように、電子部品2よりも幅広に選ばれる。電子部品2は、誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1から見て、入出力端子46が第1伝送線路6の延長線上に重なり、かつ部品配置部43において第1伝送線路6に近接する端部寄りに配置される。これによって、ボンディングワイヤ3の長さを可能な限り短くすることができる。   The component placement portion 43 is formed in a thin rectangular shape, and is perpendicular to the extending direction Y of the first transmission line 6 and the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 on one surface in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5. Extending in the direction X. The component placement unit 43 is placed so that the center in the longitudinal direction X overlaps the extension line of the first transmission line 6 and is placed as close to the first transmission line 6 as possible. The width of the component placement portion 43 in the longitudinal direction X is such that when viewed from one side Z1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5, the electronic component 2 does not overlap one side and the other in the longitudinal direction X when the electronic component 2 is placed. It is selected wider than the electronic component 2 so that the regions 47a and 47b are formed. In the electronic component 2, when viewed from one side Z <b> 1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5, the input / output terminal 46 overlaps the extension line of the first transmission line 6 and is close to the first transmission line 6 in the component placement portion 43. It is arranged near the end. Thereby, the length of the bonding wire 3 can be made as short as possible.

部品配置台42は、部品配置部43と裏面電極17とを電気的に接続する1または複数の第2接続部48を含む。第2接続部48は、裏面電極17と部品配置部43との間において誘電体基板5を貫通して形成されるバイアに導電性を有する材料を充填することによって形成される。本実施の形態において第2接続部48は、誘電体基板5の厚み方向Zの一方から見て、部品配置部43全体に所定の間隔をあけて配置される。これによって、部品配置部43は、裏面電極17と同電位に設定される。   The component placement table 42 includes one or a plurality of second connection portions 48 that electrically connect the component placement portion 43 and the back surface electrode 17. The second connection portion 48 is formed by filling a via having a conductive property between the back electrode 17 and the component placement portion 43 so as to penetrate the dielectric substrate 5. In the present embodiment, the second connection portion 48 is arranged at a predetermined interval in the entire component arrangement portion 43 as viewed from one side in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5. Thus, the component placement unit 43 is set to the same potential as the back electrode 17.

突出部44は、誘電体基板5の厚み方向Zの一表面上において、部品配置部43から第1伝送線路6が設けられる領域に向けて延在して形成される。本実施の形態では、突出部44は、第1伝送線路6の延びる方向Yと誘電体基板5の厚み方向Zとにそれぞれ垂直な部品配置部43の長手方向Xに間隔をあけて配置され、部品配置部43の短手方向Yに延びる複数の突出部分49から成る。本実施の形態では、突出部44は、4本の突出部分49を含んで構成される。4本の突出部分49は、誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1から見て、第1伝送線路6の延長線に対して線対称に配置される。4本の突出部分49のうちの、内側に配置される1対の突出部分49をそれぞれ第1および第2突出部分49a,49bと記載し、外側に配置される1対の突出部分49をそれぞれ第3および第4突出部分49c,49dと記載する。   The protruding portion 44 is formed on one surface in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 so as to extend from the component placement portion 43 toward a region where the first transmission line 6 is provided. In the present embodiment, the projecting portions 44 are arranged at intervals in the longitudinal direction X of the component arranging portion 43 that is perpendicular to the extending direction Y of the first transmission line 6 and the thickness direction Z of the dielectric substrate 5, respectively. It consists of a plurality of projecting portions 49 extending in the short direction Y of the component placement portion 43. In the present embodiment, the projecting portion 44 is configured to include four projecting portions 49. The four protruding portions 49 are arranged symmetrically with respect to the extension line of the first transmission line 6 when viewed from one side Z <b> 1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5. Of the four projecting portions 49, a pair of projecting portions 49 arranged on the inner side are referred to as first and second projecting portions 49a and 49b, respectively, and a pair of projecting portions 49 arranged on the outer side are respectively described. It describes as the 3rd and 4th protrusion part 49c, 49d.

第1接続部45は、各突出部分49と裏面電極17とを電気的に接続する。第1接続部45は、各突出部分49と裏面電極17との間において誘電体基板5を貫通する貫通孔に導電性を有する材料を充填することによって形成される。これによって、各突出部分49は、裏面電極17と同電位に設定される。   The first connection portion 45 electrically connects each protruding portion 49 and the back surface electrode 17. The first connection portion 45 is formed by filling a through hole penetrating the dielectric substrate 5 between each protruding portion 49 and the back electrode 17 with a conductive material. Thereby, each protruding portion 49 is set to the same potential as the back surface electrode 17.

第1伝送線路6の線幅W1および第1および第2突出部分49a,49bと、第1伝送線路6とのそれぞれの間隔W3は、第1伝送線路6を信号線、第1および第2突出部分49a,49bをグラウンドとしたコプレーナ線路と見たときに、第1伝送線路6側から見た特性インピーダンスがボンディングワイヤ3も含めて50Ωになるように設定される。また、3本のボンディングワイヤ3が平行にできるように設定される。したがって、この第1伝送線路6の線幅W1および第1および第2突出部分49a,49bと、第1伝送線路6とのそれぞれの間隔W3は、電子部品2の出力パット間隔に依存する。   The line width W1 of the first transmission line 6 and the distance W3 between the first and second projecting portions 49a, 49b and the first transmission line 6 are the signal lines, the first and second projecting lines. When viewed as a coplanar line with the portions 49a and 49b as the ground, the characteristic impedance viewed from the first transmission line 6 side is set to 50Ω including the bonding wire 3. The three bonding wires 3 are set to be parallel. Accordingly, the line width W1 of the first transmission line 6 and the distance W3 between the first and second projecting portions 49a and 49b and the first transmission line 6 depend on the output pad distance of the electronic component 2.

第1および第2突出部分49a,49bの延びる方向Yの幅W2は、ボンディングワイ
ヤ3と整合回路41とを含めたインピーダンスが、電子部品2と整合し、電子部品2の入出力端子46での反射を低減するように設定される。第1および第2突出部分49a,49bの延びる方向Yの幅W2は、第1および第2突出部分49a,49bによって、少なくとも第1伝送線路6の部品配置部43寄りの端部を挟むように選ばれる。好ましくは、第1および第2突出部分49a,49bの延びる方向Yの幅W2は、電子部品2から出力される高周波信号の波長λのλ/4よりも少し大きい程度に選ばれる。たとえば高周波信号の波長が1500μmのとき、第1および第2突出部分49a,49bの延びる方向Yの幅W2は、410μmに選ばれる。
The width W2 in the extending direction Y of the first and second projecting portions 49a and 49b is such that the impedance including the bonding wire 3 and the matching circuit 41 matches the electronic component 2, and the input / output terminal 46 of the electronic component 2 Set to reduce reflection. The width W2 in the extending direction Y of the first and second projecting portions 49a and 49b is such that at least the end portion of the first transmission line 6 near the component placement portion 43 is sandwiched between the first and second projecting portions 49a and 49b. To be elected. Preferably, the width W2 in the extending direction Y of the first and second projecting portions 49a and 49b is selected to be slightly larger than λ / 4 of the wavelength λ of the high-frequency signal output from the electronic component 2. For example, when the wavelength of the high-frequency signal is 1500 μm, the width W2 in the extending direction Y of the first and second projecting portions 49a and 49b is selected to be 410 μm.

また第1突出部分49aと、第3突出部分49cとの間隔W4、および第2突出部分49bと第4突出部分49dとの間隔W4は、ボンディングワイヤ3と整合回路41とを含めたインピーダンスが、電子部品2と整合し、電子部品2の入出力端子46での反射を低減するように設定され、たとえばλ/8以上かつλ/4未満程度に選ばれる。本実施の形態では、突出部分49が配列される方向Xにおいて、第1および第2突出部分49a,49bの外側に一対の第3および第4突出部分49c,49dを設けたけれども、複数の対の突出部分49を設けてもよく、その場合の各突出部分49の間隔も、W4と同様に設定される。   Further, the interval W4 between the first protruding portion 49a and the third protruding portion 49c, and the interval W4 between the second protruding portion 49b and the fourth protruding portion 49d are impedances including the bonding wire 3 and the matching circuit 41. It is set so as to match with the electronic component 2 and reduce reflection at the input / output terminal 46 of the electronic component 2, and is selected to be, for example, about λ / 8 or more and less than λ / 4. In the present embodiment, in the direction X in which the protruding portions 49 are arranged, the pair of third and fourth protruding portions 49c and 49d are provided outside the first and second protruding portions 49a and 49b. The protruding portions 49 may be provided, and the interval between the protruding portions 49 in that case is also set in the same manner as W4.

第3および第4突出部分49c,49dの延びる方向Yの幅W5は、たとえばλ/4程度に選ばれる。たとえば高周波信号の波長が1500μmのとき、第3および第4突出部分49c,49dの延びる方向Yの幅W5は、380μmに選ばれる。   The width W5 in the extending direction Y of the third and fourth projecting portions 49c, 49d is selected to be about λ / 4, for example. For example, when the wavelength of the high frequency signal is 1500 μm, the width W5 in the extending direction Y of the third and fourth projecting portions 49c and 49d is selected to be 380 μm.

以上説明した本実施の形態の整合回路41によれば、仮に突出部44を設けない場合には、伝送モードが部品配置部43と裏面電極17とで形成される平行平板モードに結合してしまい、漏れとなって、伝送損失が大きくなる。突出部44を設けることによって、平行平板モードの伝送を抑制することができ、伝送損失を抑えることができるため、効率的に高周波信号を伝送することができる。ここで部品配置部43は、誘電体基板5の厚み方向Zの一表面上に配置しているが、誘電体基板5内部であってもよい。   According to the matching circuit 41 of the present embodiment described above, if the protrusion 44 is not provided, the transmission mode is coupled to the parallel plate mode formed by the component placement portion 43 and the back electrode 17. Leakage and transmission loss increase. By providing the protrusion 44, transmission in the parallel plate mode can be suppressed and transmission loss can be suppressed, so that a high-frequency signal can be transmitted efficiently. Here, the component placement portion 43 is placed on one surface in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5, but may be inside the dielectric substrate 5.

図6は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路51を示す平面図である。本実施の形態の整合回路51は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41の構成と第1移相回路52が異なるのみなので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。   FIG. 6 is a plan view showing a matching circuit 51 according to still another embodiment of the present invention. The matching circuit 51 of this embodiment is different from the configuration of the matching circuits 1, 40, and 41 of the above-described embodiments only in the first phase shift circuit 52. Therefore, the description which overlaps is abbreviate | omitted and only a different part is demonstrated.

第1移相回路52は、第1〜第4入出力端子53〜56を有するブランチライン57と、第2入出力端子54から延在して形成される第1延在部27と、第3入出力端子55から延在して形成される第2延在部28とを含んで構成される。   The first phase shift circuit 52 includes a branch line 57 having first to fourth input / output terminals 53 to 56, a first extending portion 27 formed extending from the second input / output terminal 54, and a third And a second extending portion 28 formed extending from the input / output terminal 55.

ブランチライン57は、第1入出力端子53から入力される電磁波、すなわち電子部品2から出力される高周波信号の波長をλとすると、一周の長さが(2n−1)λに形成される四角状伝送線路58を含む。四角状伝送線路58は、マイクロストリップラインによって実現され、四角状および丸みを帯びた略四角状などに形成され、本実施の形態では、四角状に形成される。第1〜第4入出力端子53〜56は、四角状伝送線路58において周方向の一方向きにそれぞれこの順に設けられる。相互に隣接する各出力端子間の線路長は、(2n−1)λ/4にそれぞれ選ばれる。本実施の形態において記号「n」は、数値「1」に選ばれる。第1入出力端子53と、第2入出力端子54との間の伝送線路の特性インピーダンスをZ1とし、第2入出力端子54と、第3入出力端子55との間の伝送線路の特性インピーダンスをZ2とし、第3入出力端子55と、第4入出力端子56との間の伝送線路の特性インピーダンスをZ3とし、第4入出力端子56と、第1入出力端子53との間の伝送線路の特性インピーダンスをZ4とすると、四角状伝送線路58は、Z1,Z2,Z3,Z4がそれぞれ次式(17)の関係を満たすように形成される。   The branch line 57 is a square formed with a length of one circle of (2n−1) λ, where λ is the wavelength of the electromagnetic wave input from the first input / output terminal 53, that is, the high-frequency signal output from the electronic component 2. A transmission line 58 is included. The rectangular transmission line 58 is realized by a microstrip line, and is formed in a square shape or a substantially rounded square shape. In the present embodiment, the square transmission line 58 is formed in a square shape. The first to fourth input / output terminals 53 to 56 are provided in this order in one direction in the circumferential direction in the rectangular transmission line 58. The line length between the output terminals adjacent to each other is selected as (2n−1) λ / 4. In the present embodiment, the symbol “n” is selected as the numerical value “1”. The characteristic impedance of the transmission line between the first input / output terminal 53 and the second input / output terminal 54 is Z1, and the characteristic impedance of the transmission line between the second input / output terminal 54 and the third input / output terminal 55. Is Z2, the characteristic impedance of the transmission line between the third input / output terminal 55 and the fourth input / output terminal 56 is Z3, and transmission between the fourth input / output terminal 56 and the first input / output terminal 53 is performed. Assuming that the characteristic impedance of the line is Z4, the rectangular transmission line 58 is formed so that Z1, Z2, Z3, and Z4 each satisfy the relationship of the following equation (17).

Figure 0004989992
Figure 0004989992

このような構成のブランチライン57では、第1入出力端子53から波長λの高周波信号が入力されると、入力された高周波信号が第2入出力端子54と第3入出力端子55とに分配されて出力され、第4入出力端子56からは出力されない。また、第2入出力端子54から出力される高周波信号の位相と、第3入出力端子55から出力される高周波信号の位相とは、π/2rad異なる。   In the branch line 57 having such a configuration, when a high frequency signal having a wavelength λ is input from the first input / output terminal 53, the input high frequency signal is distributed to the second input / output terminal 54 and the third input / output terminal 55. And is not output from the fourth input / output terminal 56. Further, the phase of the high-frequency signal output from the second input / output terminal 54 is different from the phase of the high-frequency signal output from the third input / output terminal 55 by π / 2 rad.

第1伝送線路6のボンディングワイヤ3に接続される端部とは反対側の端部は、一方の第1接続端13aに相当する第1入出力端子53に接続される。また第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに相当する第4入出力端子56に接続される。   The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to a first input / output terminal 53 corresponding to one first connection end 13a. The second transmission line 7 is connected to a fourth input / output terminal 56 corresponding to the other first connection end 13b.

第1延在部27は、第2入出力端子54から延びる伝送線路27aと、この伝送線路27aがブランチライン57に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第1可変容量素子27bとを含んで構成される。第2延在部28は、第3入出力端子55から延びる伝送線路28aと、この伝送線路28aがブランチライン57に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第2可変容量素子28bとを含んで構成される。   The first extending portion 27 includes a transmission line 27 a extending from the second input / output terminal 54, and a first variable capacitance element provided at an end opposite to the end where the transmission line 27 a is connected to the branch line 57. 27b. The second extending portion 28 includes a transmission line 28 a extending from the third input / output terminal 55, and a second variable capacitance element provided at the end opposite to the end where the transmission line 28 a is connected to the branch line 57. 28b.

第1〜第3電極33,34,35は、前述の第1〜第3電極33,34,35と同様の構成なので、重複する説明を省略する。また第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加される電圧の基準電圧を定めるための基準電極36は、接続個所が前述の実施の形態の基準電極36と異なるのみなので、接続個所についてのみ説明する。基準電極36は、第1伝送線路6の直流阻止用コンデンサ39と第1入出力端子53との間から分岐して延びる。   The first to third electrodes 33, 34, and 35 have the same configuration as that of the first to third electrodes 33, 34, and 35 described above, and thus redundant description is omitted. The reference electrode 36 for determining the reference voltage of the voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32 is only different in connection point from the reference electrode 36 of the above-described embodiment. Only will be described. The reference electrode 36 extends in a branched manner from between the DC blocking capacitor 39 and the first input / output terminal 53 of the first transmission line 6.

第1延在部27は、第1入出力端子53を通って第2入出力端子54から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。また第2延在部28は、第1入出力端子53を通って第3入出力端子55から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。第1および第2延在部27,28は、各伝送線路27a,28aの線路長が前述の実施の形態の第1および第2延在部27,28と異なるのみなので、線路長についてのみ説明する。   The first extending portion 27 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the second input / output terminal 54 through the first input / output terminal 53. The second extending portion 28 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the third input / output terminal 55 through the first input / output terminal 53. The first and second extending portions 27 and 28 are different from the first and second extending portions 27 and 28 of the above-described embodiment only in the line lengths of the transmission lines 27a and 28a. To do.

第2入出力端子54と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長は、第3入出力端子55と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長と略等しい長さ、またはnλ/2の長さ分、異なるように選ばれる。第1延在部27の伝送線路27aと、第2延在部28の伝送線路28aとが、前述のような線路長に形成されるので、第1入出力端子53から入力され、第1延在部27および第2延在部28によってそれぞれ反射されて第4入出力端子56で合流する高周波信号の位相は等しくなる。これによって、第1入出力端子53から入力された高周波信号が、第4入出力端子56から出力される。このように設計された第1移相回路52を用いると、反射波の位相変化を生じさせる第1および第2可変容量素子27b,28bを用いても、第1入出力端子から入力された電磁波が第4入出力端子56から電磁波が出力する移相回路を実現することができる。   The line length of the transmission line 27a between the second input / output terminal 54 and the first variable capacitance element 27b is substantially the same as the line length of the transmission line 28a between the third input / output terminal 55 and the second variable capacitance element 28b. They are chosen to be equal or different by a length of nλ / 2. Since the transmission line 27a of the first extension part 27 and the transmission line 28a of the second extension part 28 are formed to have the above-described line length, they are input from the first input / output terminal 53, and the first extension part 27 The phases of the high frequency signals reflected by the existing portion 27 and the second extending portion 28 and joined at the fourth input / output terminal 56 are equal. As a result, the high frequency signal input from the first input / output terminal 53 is output from the fourth input / output terminal 56. When the first phase shift circuit 52 designed in this way is used, even if the first and second variable capacitance elements 27b and 28b that cause the phase change of the reflected wave are used, the electromagnetic wave input from the first input / output terminal is used. However, a phase shift circuit that outputs electromagnetic waves from the fourth input / output terminal 56 can be realized.

第1および第2延在部27,28のインピーダンスは、第1および第2電極33,34に印加する電圧に応じて変化するので、第1および第2電極33,34に印加する電圧を
調整することによって、第1移相回路52を通過する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。
Since the impedance of the first and second extending portions 27 and 28 changes according to the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted. By doing so, the amount of change in phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 52 can be adjusted.

また第3電極35に印加する電圧に応じて第3可変容量素子32の電気容量が変化するので、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。したがって、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とから成る伝送線路のインピーダンスを調整することができる。   Further, since the electric capacity of the third variable capacitance element 32 changes according to the voltage applied to the third electrode 35, the high frequency reflected by the second phase shift circuit 12 by adjusting the voltage applied to the third electrode 35. The amount of change in the phase of the signal can be adjusted. Therefore, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, the impedance of the transmission line including the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 can be adjusted.

以上説明した本実施の形態の整合回路51によれば、ブランチライン57を用いることによって、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路52を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。また第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。これによって、前述したように第1移相回路52および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路51のインピーダンスの調整を容易に行なうことができ、電子部品2から出力される電力が整合回路51によって反射されることを防ぐことができる。   According to the matching circuit 51 of the present embodiment described above, by using the branch line 57, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted to pass through the first phase shift circuit 52. Thus, it is possible to realize a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal. In addition, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal reflected by the second phase shift circuit 12 can be realized. As a result, the impedance of the matching circuit 51 can be easily adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 52 and the second phase shift circuit 12 as described above, and is output from the electronic component 2. Can be prevented from being reflected by the matching circuit 51.

図7は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路61を示す平面図である。本実施の形態の整合回路61は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41,51の構成と第1移相回路62が異なり、かつ第2基準電極81を加えた構成なので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。   FIG. 7 is a plan view showing a matching circuit 61 according to still another embodiment of the present invention. Since the matching circuit 61 of the present embodiment is different from the configuration of the matching circuits 1, 40, 41, 51 of the above-described embodiments and the first phase shift circuit 62, and the second reference electrode 81 is added, Corresponding components will be denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted, and only different parts will be described.

第1移相回路62は、第1〜第4入出力端子63〜66を有する方向性結合器67と、第2入出力端子64から延在して形成される第1延在部27と、第3入出力端子65から延在して形成される第2延在部28とを含んで構成される。   The first phase shift circuit 62 includes a directional coupler 67 having first to fourth input / output terminals 63 to 66, a first extending portion 27 formed extending from the second input / output terminal 64, And a second extending portion 28 formed extending from the third input / output terminal 65.

方向性結合器67は、第1入出力端子63から波長λの高周波信号が入力されると、入力された高周波信号が第2入出力端子64と第3入出力端子65とに分配されて出力され、第4入出力端子66からは出力されないように構成される。また第2入出力端子64から出力される高周波信号の位相と、第3入出力端子65から出力される高周波信号の位相とは、π/2rad異なる。本実施の形態の方向性結合器67の結合度は、2dB以上かつ4dB以下に選ばれ、好ましくは3dBに選ばれる。   When a high frequency signal having a wavelength λ is input from the first input / output terminal 63, the directional coupler 67 is distributed to the second input / output terminal 64 and the third input / output terminal 65 and output. The fourth input / output terminal 66 is configured not to output the signal. Further, the phase of the high frequency signal output from the second input / output terminal 64 is different from the phase of the high frequency signal output from the third input / output terminal 65 by π / 2 rad. The degree of coupling of the directional coupler 67 of the present embodiment is selected to be 2 dB or more and 4 dB or less, and preferably 3 dB.

方向性結合器67は、本実施の形態ではLange型方向性結合器によって実現される。第1〜第4入出力端子63〜66は、四角形の頂点にそれぞれ設けられ、第1入出力端子63と第3入出力端子65とは、それぞれ対角に設けられる。本実施の形態において第1入出力端子63と第2入出力端子64とを結ぶ直線の延びる方向を、横方向Xと記載し、第1入出力端子63と第4入出力端子66とを結ぶ直線の延びる方向を、縦方向Yと記載する。   The directional coupler 67 is realized by a long type directional coupler in the present embodiment. The first to fourth input / output terminals 63 to 66 are provided at the vertices of the quadrangle, and the first input / output terminal 63 and the third input / output terminal 65 are provided diagonally. In the present embodiment, a direction in which a straight line connecting the first input / output terminal 63 and the second input / output terminal 64 extends is described as a lateral direction X, and the first input / output terminal 63 and the fourth input / output terminal 66 are connected. A direction in which the straight line extends is referred to as a vertical direction Y.

第1入出力端子63と第3入出力端子65とは、伝送線路によって接続される。この伝送線路は、第1入出力端子63から、第1入出力端子63および第2入出力端子64の中間まで横方向Xに延びる伝送線路68と、第1入出力端子63と第2入出力端子64との中間から、第4入出力端子66と第3入出力端子65の中間まで縦方向Yに延びる第1縦伝送線路69と、第4入出力端子66と第3入出力端子65との中間から、第3入出力端子65まで横方向Xに延びる伝送線路70とからなる。   The first input / output terminal 63 and the third input / output terminal 65 are connected by a transmission line. The transmission line includes a transmission line 68 extending in the lateral direction X from the first input / output terminal 63 to the middle between the first input / output terminal 63 and the second input / output terminal 64, and the first input / output terminal 63 and the second input / output. A first vertical transmission line 69 extending in the vertical direction Y from the middle of the terminal 64 to the middle of the fourth input / output terminal 66 and the third input / output terminal 65; a fourth input / output terminal 66; And a transmission line 70 extending in the lateral direction X from the middle to the third input / output terminal 65.

第2入出力端子64からは、第1入出力端子63から延びる伝送線路68に接続しない程度に近接する位置まで横方向Xに伝送線路71が延び、この伝送線路71の先端から、第1縦伝送線路69に沿って縦方向Yに第2縦伝送線路72が延びる。この第2縦伝送線路72の先端は、第3入出力端子65から延びる伝送線路70に接続しない程度に縦方向Yに延びる。   A transmission line 71 extends in the lateral direction X from the second input / output terminal 64 to a position close enough not to be connected to the transmission line 68 extending from the first input / output terminal 63, and the first vertical line extends from the tip of the transmission line 71. A second vertical transmission line 72 extends in the vertical direction Y along the transmission line 69. The tip of the second vertical transmission line 72 extends in the vertical direction Y to the extent that it is not connected to the transmission line 70 extending from the third input / output terminal 65.

第4入出力端子66からは、第3入出力端子65から延びる伝送線路70に接続しない程度に近接する位置まで横方向Xに伝送線路73が延び、この伝送線路73の先端から、第1縦伝送線路69に沿って縦方向Yに第3縦伝送線路74が延びる。この第3縦伝送線路74の先端は、第1入出力端子63から延びる伝送線路68に接続しない程度に縦方向Yに延びる。   A transmission line 73 extends in the lateral direction X from the fourth input / output terminal 66 to a position close enough not to connect to the transmission line 70 extending from the third input / output terminal 65. A third vertical transmission line 74 extends in the vertical direction Y along the transmission line 69. The tip of the third vertical transmission line 74 extends in the vertical direction Y to the extent that it is not connected to the transmission line 68 extending from the first input / output terminal 63.

第1入出力端子63から横方向Xに延びる伝送線路68からは、第4縦伝送線路75が縦方向Yに分岐して延びる。第4縦伝送線路75は、第3縦伝送線路74を第1縦伝送線路69とによって挟むように第3縦伝送線路74に近接して設けられる。   From the transmission line 68 extending in the horizontal direction X from the first input / output terminal 63, a fourth vertical transmission line 75 is branched and extends in the vertical direction Y. The fourth vertical transmission line 75 is provided close to the third vertical transmission line 74 so as to sandwich the third vertical transmission line 74 with the first vertical transmission line 69.

第3入出力端子65から横方向Xに延びる伝送線路70からは、第5縦伝送線路76が縦方向Yに分岐して延びる。第5縦伝送線路76は、第2縦伝送線路72を第1縦伝送線路69とによって挟むように第2縦伝送線路72に近接して設けられる。   From the transmission line 70 extending in the horizontal direction X from the third input / output terminal 65, a fifth vertical transmission line 76 is branched and extends in the vertical direction Y. The fifth vertical transmission line 76 is provided close to the second vertical transmission line 72 so as to sandwich the second vertical transmission line 72 with the first vertical transmission line 69.

第1〜第3縦伝送線路69,72,74の線路長は、λ/4程度に選ばれ、第4および第5縦伝送線路75,76の線路長は、λ/8程度に選ばれる。各伝送線路は、マイクロストリップラインによって実現される。   The line lengths of the first to third vertical transmission lines 69, 72, and 74 are selected to be approximately λ / 4, and the line lengths of the fourth and fifth vertical transmission lines 75 and 76 are selected to be approximately λ / 8. Each transmission line is realized by a microstrip line.

方向性結合器67は、第1縦伝送線路69の縦方向Yの中間と、第4縦伝送線路75の遊端と、第5縦伝送線路76の遊端とを電気的に接続するワイヤ状のブリッジ77をさらに含む。また方向性結合器67は、第3縦伝送線路74の遊端と、第2縦伝送線路72の遊端とは反対側の端部とを電気的に接続するワイヤ状のブリッジ78をさらに含む。さらに方向性結合器67は、第3縦伝送線路74の遊端とは反対側の端部と、第2縦伝送線路72の遊端とを電気的に接続するワイヤ状のブリッジ79をさらに含む。   The directional coupler 67 is a wire that electrically connects the middle in the longitudinal direction Y of the first vertical transmission line 69, the free end of the fourth vertical transmission line 75, and the free end of the fifth vertical transmission line 76. The bridge 77 is further included. The directional coupler 67 further includes a wire-like bridge 78 that electrically connects the free end of the third vertical transmission line 74 and the end opposite to the free end of the second vertical transmission line 72. . Further, the directional coupler 67 further includes a wire-like bridge 79 that electrically connects an end portion of the third vertical transmission line 74 opposite to the free end and the free end of the second vertical transmission line 72. .

第1伝送線路6のボンディングワイヤ3に接続される端部とは反対側の端部は、一方の第1接続端13aに相当する第1入出力端子63に接続される。また第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに相当する第4入出力端子66に接続される。   The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to a first input / output terminal 63 corresponding to one first connection end 13a. The second transmission line 7 is connected to a fourth input / output terminal 66 corresponding to the other first connection end 13b.

第1延在部27は、第2入出力端子64から延びる伝送線路27aと、この伝送線路27aが方向性結合器67に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第1可変容量素子27bとを含んで構成される。第2延在部28は、第3入出力端子65から延びる伝送線路28aと、この伝送線路28aが方向性結合器67に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第2可変容量素子28bとを含んで構成される。   The first extending portion 27 is provided with a transmission line 27 a extending from the second input / output terminal 64 and a first variable portion provided at an end opposite to the end where the transmission line 27 a is connected to the directional coupler 67. And a capacitive element 27b. The second extending portion 28 is provided with a transmission line 28 a extending from the third input / output terminal 65 and a second variable portion provided at an end opposite to the end where the transmission line 28 a is connected to the directional coupler 67. And a capacitive element 28b.

第1〜第3電極33,34,35は、前述の第1〜第3電極33,34,35と同様の構成なので、重複する説明を省略する。また第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加される電圧の基準電圧を定めるための基準電極36は、前述の実施の形態の構成と同様の構成であって、第1伝送線路6の直流阻止用コンデンサ39と第1入出力端子63との間から分岐して延びる。整合回路61は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41,51に加えて、第2基準電極81を含む。この第2基準電極81は、基準電極36と同様の構成であって、第2伝送線路7の他方7bにおいて、分岐部19と直流阻止用コンデンサ39との間から分岐して延びる。第2基準電極81は、基準電極36と同様に、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加される電圧の基準電圧を定める。   The first to third electrodes 33, 34, and 35 have the same configuration as that of the first to third electrodes 33, 34, and 35 described above, and thus redundant description is omitted. The reference electrode 36 for determining the reference voltage of the voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32 is the same as the configuration of the above-described embodiment, and the first transmission line Branching between the DC blocking capacitor 39 and the first input / output terminal 63. The matching circuit 61 includes a second reference electrode 81 in addition to the matching circuits 1, 40, 41, and 51 of the above-described embodiments. The second reference electrode 81 has the same configuration as that of the reference electrode 36, and extends from the branch portion 19 and the DC blocking capacitor 39 in the other 7 b of the second transmission line 7. Similar to the reference electrode 36, the second reference electrode 81 determines a reference voltage for a voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32.

第1延在部27は、第1入出力端子63を通って第2入出力端子64から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。また第2延在部28は、第1入出力端子63を通って第3入出力端子65から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。第2入出力端子64と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長は、第3入出力端子65と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長と略等しい長さに選ばれるか、またはnλ/2の長さ分、異なるように選ばれる。第1延在部27の伝送線路27aと、第2延在部28の伝送線路28aとが、前述のような線路長に形成されるので、第1入出力端子63から入力され、第1延在部27および第2延在部28によってそれぞれ反射されて第4入出力端子66で合流する高周波信号の位相は等しくなる。これによって、第1入出力端子63から入力された高周波信号が、第4入出力端子66から出力される。このように設計された第1移相回路62を用いると、反射波の位相変化を生じさせる第1および第2可変容量素子27b,28bを用いても、第1入出力端子から入力された電磁波が第4入出力端子66から電磁波が出力する移相回路を実現することができる。   The first extending portion 27 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the second input / output terminal 64 through the first input / output terminal 63. The second extending portion 28 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the third input / output terminal 65 through the first input / output terminal 63. The line length of the transmission line 27a between the second input / output terminal 64 and the first variable capacitance element 27b is substantially equal to the line length of the transmission line 28a between the third input / output terminal 65 and the second variable capacitance element 28b. They are chosen to be equal lengths or different so as to differ by a length of nλ / 2. Since the transmission line 27a of the first extension part 27 and the transmission line 28a of the second extension part 28 are formed to have the above-mentioned line length, they are input from the first input / output terminal 63, and the first extension part The phases of the high frequency signals reflected by the existing portion 27 and the second extending portion 28 and joined at the fourth input / output terminal 66 become equal. As a result, a high frequency signal input from the first input / output terminal 63 is output from the fourth input / output terminal 66. When the first phase shift circuit 62 designed in this way is used, even if the first and second variable capacitance elements 27b and 28b that cause a phase change of the reflected wave are used, the electromagnetic wave input from the first input / output terminal is used. However, a phase shift circuit that outputs electromagnetic waves from the fourth input / output terminal 66 can be realized.

第1および第2延在部27,28のインピーダンスは、第1および第2電極33,34に印加する電圧に応じて変化するので、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路62を通過する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。   Since the impedance of the first and second extending portions 27 and 28 changes according to the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted. By doing so, the amount of change in the phase of the high frequency signal passing through the first phase shift circuit 62 can be adjusted.

また第3電極35に印加する電圧に応じて第3可変容量素子32の電気容量が変化するので、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12を通過する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。したがって、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とから成る伝送線路のインピーダンスを調整することができる。   In addition, since the electric capacity of the third variable capacitance element 32 changes according to the voltage applied to the third electrode 35, the high frequency passing through the second phase shift circuit 12 is adjusted by adjusting the voltage applied to the third electrode 35. The amount of change in the phase of the signal can be adjusted. Therefore, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, the impedance of the transmission line including the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 can be adjusted.

以上説明した本実施の形態の整合回路61によれば、方向性結合器67を用いることによって、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路62を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。また第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。これによって、前述したように第1移相回路62および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路61のインピーダンスの調整を容易に行なうことができ、電子部品2から出力される電力が整合回路61によって反射されることを防ぐことができる。   According to the matching circuit 61 of the present embodiment described above, the first phase shift circuit 62 is adjusted by adjusting the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 by using the directional coupler 67. It is possible to realize a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal passing through. In addition, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal reflected by the second phase shift circuit 12 can be realized. As a result, the impedance of the matching circuit 61 can be easily adjusted by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit 62 and the second phase shift circuit 12 as described above, and is output from the electronic component 2. Can be prevented from being reflected by the matching circuit 61.

図8は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路84を示す平面図である。本実施の形態の整合回路84は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41,51,61の構成と第1移相回路85が異なるので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。   FIG. 8 is a plan view showing a matching circuit 84 according to still another embodiment of the present invention. Since the matching circuit 84 of the present embodiment is different from the configuration of the matching circuits 1, 40, 41, 51, 61 of the above-described embodiments and the first phase shift circuit 85, the same reference numerals are used for the corresponding configurations. The description which overlaps is abbreviate | omitted and only a different part is demonstrated.

第1移相回路85は、第1〜第3入出力端子86,87,88を有するサーキュレータ89と、第2入出力端子87から延在して形成される延在部91とを含んで構成される。   The first phase shift circuit 85 includes a circulator 89 having first to third input / output terminals 86, 87, 88 and an extending portion 91 formed extending from the second input / output terminal 87. Is done.

サーキュレータ89は、第1入出力端子86から波長λの高周波信号が入力されると、入力された高周波信号が第2入出力端子87から出力され、第3入出力端子88からは出力されないように構成される。また第2入出力端子87から入力される高周波信号は、第3入出力端子88から出力され、第1入出力端子86からは出力されない。サーキュレータ89は、たとえば伝送線路を挟むフェライトに適当な強度の静磁界を印加することによ
って実現される。
When a high frequency signal having a wavelength λ is input from the first input / output terminal 86, the circulator 89 outputs the input high frequency signal from the second input / output terminal 87 and does not output from the third input / output terminal 88. Composed. The high frequency signal input from the second input / output terminal 87 is output from the third input / output terminal 88 and is not output from the first input / output terminal 86. The circulator 89 is realized, for example, by applying a static magnetic field having an appropriate strength to ferrite sandwiching the transmission line.

第1伝送線路6のボンディングワイヤ3に接続される端部とは反対側の端部は、一方の第1接続端13aに相当する第1入出力端子86に接続される。また第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに相当する第3入出力端子88に接続される。   The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to a first input / output terminal 86 corresponding to one first connection end 13a. The second transmission line 7 is connected to a third input / output terminal 88 corresponding to the other first connection end 13b.

延在部91は、第2入出力端子87から延びる伝送線路91aと、この伝送線路91aがサーキュレータ89に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第1可変容量素子91bとを含んで構成される。本実施の形態では、延在部91を構成する伝送線路91aは、マイクロストリップラインによって実現され、第1可変容量素子91bは、印加する電圧に応じて電気容量が変化する素子から成り、たとえばバラクタダイオードによって実現される。   The extending portion 91 includes a transmission line 91a extending from the second input / output terminal 87, and a first variable capacitance element 91b provided at an end opposite to the end where the transmission line 91a is connected to the circulator 89. Consists of including. In the present embodiment, the transmission line 91a constituting the extending portion 91 is realized by a microstrip line, and the first variable capacitance element 91b is composed of an element whose electric capacity changes according to an applied voltage, for example, a varactor Realized by a diode.

第2移相回路12は、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第2可変容量素子92から成り、たとえばバラクタダイオードによって実現される。   The second phase shift circuit 12 includes a second variable capacitance element 92 whose electric capacity changes according to an applied voltage, and is realized by, for example, a varactor diode.

第1電極33は、前述の第1電極33と同様の構成であって、第1可変容量素子91bに接続され、第1可変容量素子91bに電圧を印加する。第2電極34は、前述の第2電極34と同様の構成であって、第2可変容量素子92に接続され、第2可変容量素子92に電圧を印加する。   The first electrode 33 has the same configuration as the first electrode 33 described above, is connected to the first variable capacitance element 91b, and applies a voltage to the first variable capacitance element 91b. The second electrode 34 has the same configuration as the second electrode 34 described above, is connected to the second variable capacitance element 92, and applies a voltage to the second variable capacitance element 92.

延在部91の伝送線路91aからは、前述の基準電極36と同様の構成であって、第1可変容量素子91bに印加される電圧の基準電圧を定めるための第3電極に相当する基準電極36が分岐して延びる。また第2伝送線路7の他方7bからは、前述の第2基準電極81と同様の構成であって、第2可変容量素子92に印加される電圧の基準電圧を定めるための第4電極に相当する第2基準電極81が延在する。   From the transmission line 91a of the extension part 91, it is the structure similar to the above-mentioned reference electrode 36, Comprising: The reference electrode equivalent to the 3rd electrode for determining the reference voltage of the voltage applied to the 1st variable capacitance element 91b 36 branches and extends. Further, the other part 7b of the second transmission line 7 has the same configuration as the second reference electrode 81 described above, and corresponds to a fourth electrode for determining the reference voltage of the voltage applied to the second variable capacitance element 92. The second reference electrode 81 is extended.

整合回路84は、整合回路84を通過する高周波信号よりも周波数の低い低周波数信号および直流の信号を遮断する直流阻止用コンデンサ93をさらに含む。直流阻止用コンデンサ93は、延在部91のうち、前記第3電極に相当する基準電極36が分岐する分岐部と前記サーキュレータ89との間に設けられる。また直流阻止用コンデンサ93は、第2伝送線路7のうち、第3伝送線路8が分岐する分岐部とサーキュレータ89との間に設けられる。さらに直流阻止用コンデンサ93は、第2伝送線路7のうち、第4電極に相当する第2基準電極81が分岐する分岐部よりも第1移相回路85から離間する部分に設けられる。   Matching circuit 84 further includes a DC blocking capacitor 93 that blocks a low-frequency signal having a lower frequency than a high-frequency signal passing through matching circuit 84 and a DC signal. The DC blocking capacitor 93 is provided between the circulator 89 and a branch portion of the extending portion 91 where the reference electrode 36 corresponding to the third electrode branches. The DC blocking capacitor 93 is provided between the circulator 89 and the branch portion of the second transmission line 7 where the third transmission line 8 branches. Further, the DC blocking capacitor 93 is provided in a portion of the second transmission line 7 that is further away from the first phase shift circuit 85 than the branching portion where the second reference electrode 81 corresponding to the fourth electrode branches.

延在部91は、第1入出力端子86を通って第2入出力端子87から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。これによって、第1入出力端子86を通って第2入出力端子87から入力される高周波信号は、延在部91で反射されて再び第2入出力端子87に入力され、第3入出力端子88から出力される。   The extending portion 91 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the second input / output terminal 87 through the first input / output terminal 86. As a result, the high frequency signal input from the second input / output terminal 87 through the first input / output terminal 86 is reflected by the extending portion 91 and input to the second input / output terminal 87 again, and the third input / output terminal 87 88.

延在部91のインピーダンスは、第1電極33に印加する電圧に応じて変化するので、第1電極33に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路85を通過する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。   Since the impedance of the extending portion 91 changes according to the voltage applied to the first electrode 33, the phase of the high frequency signal passing through the first phase shift circuit 85 is adjusted by adjusting the voltage applied to the first electrode 33. The amount of change can be adjusted.

また第2電極34に印加する電圧に応じて第2可変容量素子92の電気容量が変化するので、第2電極34に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。したがって、第2電極34に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とから成る伝送線路のインピーダンスを調整することができる。   In addition, since the electric capacity of the second variable capacitance element 92 changes according to the voltage applied to the second electrode 34, the high frequency reflected by the second phase shift circuit 12 by adjusting the voltage applied to the second electrode 34. The amount of change in the phase of the signal can be adjusted. Therefore, by adjusting the voltage applied to the second electrode 34, the impedance of the transmission line including the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 can be adjusted.

以上説明した本実施の形態の整合回路84によれば、サーキュレータ89を用いることによって、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路85を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。また第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。これによって、前述したように第1移相回路85および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路84のインピーダンスの調整を容易に行なうことができ、電子部品2から出力される電力が整合回路61によって反射されることを防ぐことができる。   According to the matching circuit 84 of the present embodiment described above, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted by using the circulator 89, thereby passing through the first phase shift circuit 85. A phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal can be realized. In addition, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal reflected by the second phase shift circuit 12 can be realized. As a result, the impedance of the matching circuit 84 can be easily adjusted by adjusting the voltage applied to the first phase shift circuit 85 and the second phase shift circuit 12 as described above, and is output from the electronic component 2. Can be prevented from being reflected by the matching circuit 61.

図9は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路101を示す斜視図である。本実施の形態の整合回路101は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41,51,61,84の構成と第1移相回路102が異なるので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。   FIG. 9 is a perspective view showing a matching circuit 101 according to still another embodiment of the present invention. The matching circuit 101 of the present embodiment is different from the configuration of the matching circuits 1, 40, 41, 51, 61, and 84 of the above-described embodiments in the first phase shift circuit 102. A referential mark is attached | subjected and the overlapping description is abbreviate | omitted and only a different part is demonstrated.

第1移相回路102は、第1〜第4入出力端子103〜106を有するマジックT107と、第2入出力端子104から延在して形成される第1延在部27と、第4入出力端子106から延在して形成される第2延在部28とを含んで構成される。   The first phase shift circuit 102 includes a magic T 107 having first to fourth input / output terminals 103 to 106, a first extending portion 27 formed extending from the second input / output terminal 104, and a fourth input And a second extending portion 28 formed extending from the output terminal 106.

マジックT107は、第1入出力端子103から波長λの高周波信号が入力されると、入力された高周波信号が第2入出力端子104と第4入出力端子106とに分配されて出力され、第3入出力端子105からは出力されない。マジックT107は、誘電体基板5に形成される導波管によって実現される。本実施の形態では、導波管には、誘電体基板5と同じ材料からなる誘電体が充填される。さらに第1入出力端子103から入力されて、第2および第4入出力端子104,106からそれぞれ出力される高周波信号の位相は、互いにπrad異なる。   When the magic T 107 receives a high-frequency signal having a wavelength λ from the first input / output terminal 103, the input high-frequency signal is distributed to the second input / output terminal 104 and the fourth input / output terminal 106 and output. No output from the 3 input / output terminal 105. The magic T107 is realized by a waveguide formed on the dielectric substrate 5. In the present embodiment, the waveguide is filled with a dielectric made of the same material as the dielectric substrate 5. Furthermore, the phases of the high-frequency signals input from the first input / output terminal 103 and output from the second and fourth input / output terminals 104 and 106 are different from each other by π rad.

第1,第2,第4入出力端子103,104,106は、それぞれ誘電体基板5の厚み方向Zの一表面上に形成される。第1入出力端子103は、第2入出力端子104と、第4入出力端子106との中間に形成される。本実施の形態において、第1,第2,第4入出力端子103,104,106が形成される方向を、横方向Xと記載する。また本実施の形態において横方向Xと、誘電体基板5の厚み方向Zとに垂直な方向を縦方向Yと記載する。   The first, second, and fourth input / output terminals 103, 104, and 106 are formed on one surface of the dielectric substrate 5 in the thickness direction Z, respectively. The first input / output terminal 103 is formed between the second input / output terminal 104 and the fourth input / output terminal 106. In the present embodiment, the direction in which the first, second, and fourth input / output terminals 103, 104, and 106 are formed is referred to as a lateral direction X. In the present embodiment, a direction perpendicular to the lateral direction X and the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 is referred to as a longitudinal direction Y.

マジックT107は、第1,第2,第4入出力端子103,104,106の厚み方向Zの他方Z2において横方向Xに延びる導波管108と、この導波管108から第1,第2,第4入出力端子103,104,106に向けて厚み方向Zの一方Z1にそれぞれ延びる導波管109,110,111とを含んで構成される。マジックT107は、横方向Xの中心を通り、横方向Xに垂直な仮想平面に対して面対称に形成される。第3入出力端子105は、横方向Xに延びる導波管108の横方向Xの中間において、縦方向Yの一方に形成される。   The magic T 107 includes a waveguide 108 extending in the lateral direction X in the other Z 2 in the thickness direction Z of the first, second, and fourth input / output terminals 103, 104, 106, and the first and second from the waveguide 108. , Waveguides 109, 110, and 111 extending toward one side Z <b> 1 in the thickness direction Z toward the fourth input / output terminals 103, 104, and 106. The magic T107 is formed in plane symmetry with respect to a virtual plane that passes through the center in the horizontal direction X and is perpendicular to the horizontal direction X. The third input / output terminal 105 is formed on one side in the vertical direction Y in the middle of the horizontal direction X of the waveguide 108 extending in the horizontal direction X.

第1伝送線路6のボンディングワイヤ3に接続される端部とは反対側の端部は、一方の第1接続端13aに相当する第1入出力端子103に接続される。また第2伝送線路7は、他方の第1接続端13bに相当する第3入出力端子105に接続される。第2伝送線路7は、本実施の形態では第3入出力端子105から縦方向Yの一方に延びる導波管によって実現される。この第2伝送線路7の厚み方向Zの他方の底面部113は、裏面電極17の一部によって構成される。したがって、各導波管は、裏面電極17と同じ電圧に設定される。   The end of the first transmission line 6 opposite to the end connected to the bonding wire 3 is connected to a first input / output terminal 103 corresponding to one first connection end 13a. The second transmission line 7 is connected to a third input / output terminal 105 corresponding to the other first connection end 13b. In the present embodiment, the second transmission line 7 is realized by a waveguide extending from the third input / output terminal 105 to one side in the longitudinal direction Y. The other bottom surface portion 113 of the second transmission line 7 in the thickness direction Z is constituted by a part of the back surface electrode 17. Therefore, each waveguide is set to the same voltage as the back electrode 17.

第1延在部27は、第2入出力端子104から延びる伝送線路27aと、この伝送線路27aがマジックT107に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第1可変容量素子27bとを含んで構成される。第2延在部28は、第4入出力端子106から延びる伝送線路28aと、この伝送線路28aがマジックT107に接続される端部とは反対側の端部に設けられる第2可変容量素子28bとを含んで構成される。本実施の形態では、第1および第2延在部27,28をそれぞれ構成する伝送線路27a,28aは、マイクロストリップラインによって実現され、第1および第2可変容量素子27b,28bは、印加する電圧に応じて電気容量が変化する素子から成り、たとえばバラクタダイオードによって実現される。   The first extending portion 27 includes a transmission line 27a extending from the second input / output terminal 104, and a first variable capacitance element 27b provided at an end opposite to the end where the transmission line 27a is connected to the magic T107. It is comprised including. The second extending portion 28 includes a transmission line 28a extending from the fourth input / output terminal 106, and a second variable capacitance element 28b provided at the end opposite to the end where the transmission line 28a is connected to the magic T107. It is comprised including. In the present embodiment, the transmission lines 27a and 28a constituting the first and second extending portions 27 and 28 are realized by microstrip lines, and the first and second variable capacitance elements 27b and 28b apply. It consists of an element whose electric capacity changes according to the voltage, and is realized by, for example, a varactor diode.

本実施の形態において第3伝送線路8は、第2伝送線路7から、誘電体基板5の厚み方向Zの一方Z1に分岐して延びる導波管112と、この導波管112の遊端部から延びる伝送線路114とを含んで構成される。この第3伝送線路8を構成する伝送線路114は、たとえばマイクロストリップラインによって実現される。   In the present embodiment, the third transmission line 8 includes a waveguide 112 that branches from the second transmission line 7 to one Z1 in the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 and a free end portion of the waveguide 112. And a transmission line 114 extending from the line. The transmission line 114 constituting the third transmission line 8 is realized by a microstrip line, for example.

本実施の形態において第2移相回路12は、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第3可変容量素子32から成り、たとえばバラクタダイオードによって実現される。   In the present embodiment, the second phase shift circuit 12 includes a third variable capacitance element 32 whose electric capacity changes according to an applied voltage, and is realized by, for example, a varactor diode.

整合回路1は、第1可変容量素子27bに電圧を印加するための第1電極33と、第2可変容量素子28bに電極を印加するための第2電極34と、第3可変容量素子32に電圧を印加するための第3電極35とをさらに含む。本実施の形態では、各導波管の電圧が裏面電極17と同じ電圧に設定されるので、第1〜第3可変容量素子27b,28b,32に印加する電圧の基準となる基準電圧は、裏面電極17と同じ電圧になり、前述の各実施の形態のように基準電極36を設ける必要がない。   The matching circuit 1 includes a first electrode 33 for applying a voltage to the first variable capacitor 27b, a second electrode 34 for applying an electrode to the second variable capacitor 28b, and a third variable capacitor 32. And a third electrode 35 for applying a voltage. In the present embodiment, since the voltage of each waveguide is set to the same voltage as that of the back electrode 17, the reference voltage serving as a reference for the voltage applied to the first to third variable capacitance elements 27b, 28b, 32 is The voltage is the same as that of the back electrode 17, and it is not necessary to provide the reference electrode 36 as in the above-described embodiments.

第1延在部27は、第1入出力端子103を通って第2入出力端子104から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。また第2延在部28は、第1入出力端子103を通って第4入出力端子106から入力される高周波信号を反射するスタブとして機能するように形成される。第1延在部27のインピーダンスは、第1延在部27の伝送線路27aの線路長と、第1可変容量素子27bの電気容量に依存する。この第1可変容量素子27bの電気容量は、印加する電圧に応じて可変なので、第1電極33に印加する電圧を調整することによって調整可能である。また同様に、第2電極34に印加する電圧を調整することによって、第2延在部28のインピーダンスを調整することができる。   The first extending portion 27 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the second input / output terminal 104 through the first input / output terminal 103. The second extending portion 28 is formed so as to function as a stub that reflects a high-frequency signal input from the fourth input / output terminal 106 through the first input / output terminal 103. The impedance of the first extension part 27 depends on the line length of the transmission line 27a of the first extension part 27 and the electric capacity of the first variable capacitance element 27b. Since the electric capacity of the first variable capacitance element 27b is variable according to the applied voltage, it can be adjusted by adjusting the voltage applied to the first electrode 33. Similarly, the impedance of the second extending portion 28 can be adjusted by adjusting the voltage applied to the second electrode 34.

第4入出力端子106と第2可変容量素子28bとの間の伝送線路28aの線路長は、第2入出力端子104と第1可変容量素子27bとの間の伝送線路27aの線路長よりも、λ/4の長さ分、長く選ばれる。第1延在部27の伝送線路27aと、第2延在部28の伝送線路28aとが、前述のような線路長に形成されるので、第1入出力端子103から入力されて分岐し、第1延在部27および第2延在部28によってそれぞれ反射されて第3入出力端子105で合流する高周波信号の位相は等しくなる。これによって、第1入出力端子103から入力された高周波信号が、第3入出力端子105から出力される。このように設計された第1移相回路102を用いると、反射波の位相変化を生じさせる第1および第2可変容量素子27b,28bを用いても、第1入出力端子から入力された電磁波が第3入出力端子105から電磁波が出力する移相回路を実現することができる。   The line length of the transmission line 28a between the fourth input / output terminal 106 and the second variable capacitance element 28b is larger than the line length of the transmission line 27a between the second input / output terminal 104 and the first variable capacitance element 27b. , Λ / 4 is selected longer. Since the transmission line 27a of the first extension part 27 and the transmission line 28a of the second extension part 28 are formed to have the above-described line length, they are inputted from the first input / output terminal 103 and branched, The phases of the high-frequency signals that are reflected by the first extension portion 27 and the second extension portion 28 and merge at the third input / output terminal 105 are equal. As a result, the high frequency signal input from the first input / output terminal 103 is output from the third input / output terminal 105. When the first phase shift circuit 102 designed in this way is used, even if the first and second variable capacitance elements 27b and 28b that cause a phase change of the reflected wave are used, the electromagnetic wave input from the first input / output terminal is used. However, a phase shift circuit that outputs electromagnetic waves from the third input / output terminal 105 can be realized.

第1および第2延在部27,28のインピーダンスは、第1および第2電極33,34に印加する電圧に応じて変化するので、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路102を通過する高周波信号の位相の変化量を調整
することができる。
Since the impedance of the first and second extending portions 27 and 28 changes according to the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted. By doing so, the amount of change in the phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 102 can be adjusted.

また第3電極35に印加する電圧に応じて第3可変容量素子32の電気容量が変化するので、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相の変化量を調整することができる。したがって、第3電極35に印加する電圧を調整することによって、スタブとして機能する第3伝送線路8と、第2移相回路12とから成る伝送線路のインピーダンスを調整することができる。   Further, since the electric capacity of the third variable capacitance element 32 changes according to the voltage applied to the third electrode 35, the high frequency reflected by the second phase shift circuit 12 by adjusting the voltage applied to the third electrode 35. The amount of change in the phase of the signal can be adjusted. Therefore, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, the impedance of the transmission line including the third transmission line 8 functioning as a stub and the second phase shift circuit 12 can be adjusted.

各導波管の側壁は、電気伝導性を有する金属によって形成されてもよく、また導電性を有する材料によって形成される柱状の複数の導体柱を、側壁が形成される領域に相互に間隔をあけて配置して形成されてもよい。   The side wall of each waveguide may be formed of an electrically conductive metal, and a plurality of columnar conductor columns formed of a conductive material are spaced from each other in the region where the side wall is formed. It may be formed with a gap.

以上説明した本実施の形態の整合回路101によれば、マジックT107を用いることによって、第1および第2電極33,34に印加する電圧を調整することによって、第1移相回路102を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。また第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12で反射する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。これによって、前述したように第1移相回路102および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路101のインピーダンスの調整を容易に行なうことができ、電子部品2から出力される電力が整合回路101によって反射されることを防ぐことができる。   According to the matching circuit 101 of the present embodiment described above, by using the magic T107, the voltage applied to the first and second electrodes 33 and 34 is adjusted to pass through the first phase shift circuit 102. A phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal can be realized. In addition, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal reflected by the second phase shift circuit 12 can be realized. As a result, the impedance of the matching circuit 101 can be easily adjusted by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit 102 and the second phase shift circuit 12 as described above, and is output from the electronic component 2. Can be prevented from being reflected by the matching circuit 101.

図10は、本発明のさらに他の実施の形態の整合回路121の第1移相回路122を示す斜視図である。本実施の形態の整合回路121では、第1移相回路および第2移相回路のうちの少なくともいずれか一方は、印加電界に応じて誘電率が変化する変化部を含み、電磁波が伝播する誘電体線路と、誘電体線路を挟持する一対の平板導電体部とを含んで構成される。本実施の形態では、第1移相回路122が、非放射性誘電体線路(NRDガイド)によって構成される。移相回路は、非放射性誘電体線路のほか、誘電体導波管、イメージガイド、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、ストリップ線路等でもよい。   FIG. 10 is a perspective view showing the first phase shift circuit 122 of the matching circuit 121 according to still another embodiment of the present invention. In matching circuit 121 of the present embodiment, at least one of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit includes a changing portion whose dielectric constant changes according to the applied electric field, and is a dielectric that propagates electromagnetic waves. It includes a body line and a pair of flat conductor portions that sandwich the dielectric line. In the present embodiment, the first phase shift circuit 122 is configured by a nonradiative dielectric line (NRD guide). The phase shift circuit may be a non-radiative dielectric line, a dielectric waveguide, an image guide, a microstrip line, a coplanar line, a strip line, or the like.

一対の平板導体部123a,123bの一方123aは、誘電体基板5の厚み方向Zの一表面上に形成される導体によって実現され、一対の平板導体部123a,123bの他方123bは、裏面電極17によって実現される。一対の平板導体部123a,123bの一方123aは、おもに金(Au)、銅(Cu)、アルミニウム(Al)、白金(Pt)、チタン(Ti)、銀(Ag)、パラジウム(Pd)、亜鉛(Zn)、クロム(Cr)およびNi(ニッケル)などの導電性を有する金属によって形成される。一対の平板導体部123a,123bに挟持される誘電体線路124は、誘電体基板5の厚み方向Zに垂直な方向に延びて形成される。誘電体線路124は、誘電体線路124の延びる方向と、誘電体基板5の厚み方向Zとに垂直な側面を、誘電体基板5によって挟持される。   One 123a of the pair of flat conductor portions 123a and 123b is realized by a conductor formed on one surface of the dielectric substrate 5 in the thickness direction Z, and the other 123b of the pair of flat conductor portions 123a and 123b is the back electrode 17. It is realized by. One of the pair of flat conductor portions 123a and 123b is mainly made of gold (Au), copper (Cu), aluminum (Al), platinum (Pt), titanium (Ti), silver (Ag), palladium (Pd), zinc. It is formed of a conductive metal such as (Zn), chromium (Cr), and Ni (nickel). The dielectric line 124 sandwiched between the pair of flat conductor parts 123 a and 123 b is formed to extend in a direction perpendicular to the thickness direction Z of the dielectric substrate 5. The dielectric line 124 is sandwiched by the dielectric substrate 5 at a side surface perpendicular to the extending direction of the dielectric line 124 and the thickness direction Z of the dielectric substrate 5.

本実施の形態において誘電体線路124は、変化部によって形成され、印加電界に応じて誘電率が変化する誘電体によって形成される。また誘電体線路124は、高周波信号を閉じ込めるために、誘電体線路124の延びる方向と、誘電体基板5の厚み方向Zとに垂直な側面に接する物質よりも誘電率の高い物質によって形成される。本実施の形態では、誘電体線路124は、誘電体基板5よりも誘電率の高い物質によって実現され、たとえばBa(1−x)SrxTiO(チタン酸ストロンチウムバリウム、略称BST)、Mg(1−x)CaxTiO、Zn(1−x)SnxTiO、BaO−PbO−Nd−TiO、SrBiTaまたはBi1.5Zn1.0Nb1.5などによって形成される。誘電体線路124は、印加電界が大きくなるに連れて、すなわち印加される電界強度が高くなるに連れて、誘電率が低くなる。 In the present embodiment, the dielectric line 124 is formed by a changing portion, and is formed by a dielectric whose dielectric constant changes according to the applied electric field. The dielectric line 124 is formed of a material having a dielectric constant higher than that of a material in contact with the side surface perpendicular to the extending direction of the dielectric line 124 and the thickness direction Z of the dielectric substrate 5 in order to confine high-frequency signals. . In the present embodiment, the dielectric line 124 is realized by a substance having a dielectric constant higher than that of the dielectric substrate 5, for example, Ba (1-x) SrxTiO 3 (strontium barium titanate, abbreviated as BST), Mg (1- x) formed of CaxTiO 3 , Zn (1-x) SnxTiO 3 , BaO—PbO—Nd 2 O 3 —TiO 3 , SrBi 2 Ta 2 O 9 or Bi 1.5 Zn 1.0 Nb 1.5 O 7 Is done. The dielectric constant of the dielectric line 124 decreases as the applied electric field increases, that is, as the applied electric field strength increases.

誘電体線路124に印加する電圧は、たとえば一対の平板導体部123a,123bの一方123aに印加する電圧によって調整可能である。高周波信号は、誘電体線路124に閉じ込められて、誘電体線路124の延びる方向に伝播する。誘電体線路124を伝播する高周波信号の波長は、誘電体線路124の誘電率に依存し、一対の平板導体部123a,123bの一方123aに印加する電圧に依存する。したがって、第1移相回路122を通過する高周波信号の位相は、一対の平板導体部123a,123bの一方123aに印加する電圧によって調整可能であり、通過する高周波信号の位相を調整可能な第1移相回路122を実現することができる。   The voltage applied to the dielectric line 124 can be adjusted by, for example, the voltage applied to one 123a of the pair of flat conductor portions 123a and 123b. The high-frequency signal is confined in the dielectric line 124 and propagates in the direction in which the dielectric line 124 extends. The wavelength of the high-frequency signal propagating through the dielectric line 124 depends on the dielectric constant of the dielectric line 124 and depends on the voltage applied to one of the pair of flat conductor parts 123a and 123b. Therefore, the phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 122 can be adjusted by the voltage applied to one 123a of the pair of flat conductor portions 123a and 123b, and the phase of the high-frequency signal passing therethrough can be adjusted. A phase shift circuit 122 can be realized.

以上説明した本実施の形態の整合回路121によれば、NRDガイドによって実現される第1移相回路122を用いることによって、一対の平板導体部123a,123bの一方123aに印加する電圧を調整することによって、第1移相回路52を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。また第3電極35に印加する電圧を調整することによって、第2移相回路12を通過する高周波信号の位相を調整することが可能な移相回路を実現することができる。これによって、前述したように第1移相回路122および第2移相回路12に印加する電圧を調整することによって整合回路121のインピーダンスの調整を容易に行なうことができ、電子部品2から出力される電力が整合回路121によって反射されることを防ぐことができる。また第2移相回路12を、第1移相回路122と同様に変化部を含むNRDによって構成すると、第3伝送線路8とともにスタブとして機能し、第2移相回路12に印加する電圧に応じて反射する電磁波の位相を調整可能な移相回路を実現することができる。   According to the matching circuit 121 of the present embodiment described above, the voltage applied to one of the pair of flat conductor portions 123a and 123b is adjusted by using the first phase shift circuit 122 realized by the NRD guide. Thus, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal passing through the first phase shift circuit 52 can be realized. Further, by adjusting the voltage applied to the third electrode 35, a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the high-frequency signal passing through the second phase shift circuit 12 can be realized. As a result, the impedance of the matching circuit 121 can be easily adjusted by adjusting the voltages applied to the first phase shift circuit 122 and the second phase shift circuit 12 as described above, and is output from the electronic component 2. Can be prevented from being reflected by the matching circuit 121. In addition, when the second phase shift circuit 12 is configured by an NRD that includes a changing portion as in the case of the first phase shift circuit 122, it functions as a stub together with the third transmission line 8, and depends on the voltage applied to the second phase shift circuit 12. Thus, it is possible to realize a phase shift circuit capable of adjusting the phase of the electromagnetic wave reflected.

図11は、本実施のさらに他の実施の形態の整合回路201を示す斜視図である。本実施の形態の整合回路201は、前述の各実施の形態の整合回路1,40,41,51,61,84,101,121の構成とは第1伝送線路6が異なるので、対応する構成については同一の参照符号を付して重複する説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。   FIG. 11 is a perspective view showing a matching circuit 201 according to still another embodiment of the present invention. The matching circuit 201 of the present embodiment is different from the configuration of the matching circuits 1, 40, 41, 51, 61, 84, 101, 121 of the above-described embodiments in that the first transmission line 6 is different. For the above, the same reference numerals are attached, and redundant description is omitted, and only different portions will be described.

第1伝送線路6は、インピーダンス変化部202をさらに含む。このインピーダンス変化部202は、接続体に相当するボンディングワイヤ3の一端が接続される接続部位4と、第1接続端13aに接続される一端部との間に設けられる。さらにインピーダンス変化部202は、接続部位4とはインピーダンスが異なる。   The first transmission line 6 further includes an impedance changing unit 202. The impedance changing unit 202 is provided between the connection part 4 to which one end of the bonding wire 3 corresponding to the connection body is connected and the one end connected to the first connection end 13a. Furthermore, the impedance changing unit 202 is different in impedance from the connection part 4.

インピーダンス変化部202は、第1伝送線路6のうちの遊端部6aからインピーダンス変化部202までのコネクタ部203とは特性インピーダンスが異なる部分である。インピーダンス変化部202とコネクタ部203との特性インピーダンスを異ならせるためには、たとえばコネクタ部203とインピーダンス変化部202との線幅を異ならせたり、インピーダンス変化部202としてスタブを形成したり、伝送線路の延びる方向に第1伝送線路6を2つの部分に分断するギャップを形成したり、インピーダンス変化部202と裏面電極17との間の誘電体基板5の比誘電率を、コネクタ部203と裏面電極17との間の誘電体基板5の比誘電率と異ならせたり、インピーダンス変化部202の誘電体基板5とは反対側の表面部に空気とは異なる比誘電率の部材を配置したりしてもよい。本実施の形態におけるインピーダンス変化部202は、スタブを形成することによって実現される。   The impedance changing portion 202 is a portion having a characteristic impedance different from that of the connector portion 203 from the free end portion 6 a to the impedance changing portion 202 in the first transmission line 6. In order to make the characteristic impedances of the impedance changing portion 202 and the connector portion 203 different, for example, the line widths of the connector portion 203 and the impedance changing portion 202 are made different, a stub is formed as the impedance changing portion 202, a transmission line A gap that divides the first transmission line 6 into two parts is formed in the extending direction of the dielectric substrate 5, or the relative dielectric constant of the dielectric substrate 5 between the impedance changing portion 202 and the back electrode 17 is changed between the connector portion 203 and the back electrode. Or a member having a relative dielectric constant different from that of air is disposed on the surface of the impedance changing portion 202 opposite to the dielectric substrate 5. Also good. Impedance changing section 202 in the present embodiment is realized by forming a stub.

インピーダンス変化部202を設けることによって、接続部位4から第1移相回路11に接続される一端部までに到る経路において、第1伝送線路6のインピーダンスが変化する。このインピーダンスが変化するインピーダンス変化部202で、電子部品2からボンディングワイヤ3を介して入力される高周波信号の一部が反射され、一部が透過する。インピーダンス変化部202を透過した高周波信号のうちの一部は、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部19などで反射されてインピーダンス変化部202に戻ってくる。インピーダンス変化部202で反射された高周波信号と、インピーダンス変化部202を透過した後に反射された高周波信号とは、重ね合わされる。インピーダンス変化部202を透過した後に反射されてインピーダンス変化部202に戻る高周波信号の位相は、第1伝送線路6と、第1移相回路11と、第2伝送線路の分岐部19から第1移相回路11寄りの部分とによって構成される伝送線路の電気長、および第3伝送線路8と第2移相回路12とによってスタブとして機能する伝送線路のインピーダンスの2つのパラメータに依存する。これら2つのパラメータは、第1および第2移相回路11,12に印加する電圧を調整することによって意図した値に設定することができる。これによって、インピーダンス変化部202を透過した後に反射されてインピーダンス変化部202に戻る高周波信号の位相を調整し、重ね合わされた高周波信号を弱めることができ、結果としてボンディングワイヤ3を介して電子部品2から整合回路201に入力される高周波信号の反射係数を小さくすることができる。   By providing the impedance changing unit 202, the impedance of the first transmission line 6 changes in a route from the connection site 4 to one end connected to the first phase shift circuit 11. A part of the high-frequency signal input from the electronic component 2 via the bonding wire 3 is reflected and partly transmitted by the impedance changing unit 202 where the impedance changes. Part of the high-frequency signal transmitted through the impedance changing unit 202 is reflected by the branching unit 19 where the third transmission line of the second transmission line branches and returns to the impedance changing unit 202. The high frequency signal reflected by the impedance changing unit 202 and the high frequency signal reflected after passing through the impedance changing unit 202 are superimposed. The phase of the high-frequency signal that is transmitted through the impedance changing unit 202 and then reflected back to the impedance changing unit 202 is changed from the first transmission line 6, the first phase shift circuit 11, and the second transmission line branching unit 19 to the first shift. It depends on two parameters: the electrical length of the transmission line constituted by the portion near the phase circuit 11, and the impedance of the transmission line functioning as a stub by the third transmission line 8 and the second phase shift circuit 12. These two parameters can be set to intended values by adjusting the voltages applied to the first and second phase shift circuits 11 and 12. As a result, the phase of the high-frequency signal that is reflected after being transmitted through the impedance changing unit 202 and returned to the impedance changing unit 202 can be adjusted, and the superimposed high-frequency signal can be weakened. As a result, the electronic component 2 is connected via the bonding wire 3. Thus, the reflection coefficient of the high-frequency signal input to the matching circuit 201 can be reduced.

本実施の形態における第1および第3伝送線路6,8の線路長、インピーダンス変化部202のインピーダンス、ならびに第2伝送線路7の一方7aの線路長は、第1および第2移相回路11,12の移相量が可変な範囲において、次式(2)を満たすように選ばれる。
|Γ|<|TM2 …(2)
The line lengths of the first and third transmission lines 6, 8, the impedance of the impedance changing unit 202, and the line length of one of the second transmission lines 7 a in this embodiment are the first and second phase shift circuits 11, In a range where the amount of phase shift of 12 is variable, it is selected so as to satisfy the following formula (2).
| Γ 3 | <| T M2 | 2 (2)

式(2)においてΓは、ボンディングワイヤ3と、コネクタ部203と、インピーダンス変化部202とによって構成される接続ブロック204に、電子部品2側から入力される電磁波の反射係数を表し、|TM2|は、第1伝送線路6のうちのコネクタ部203およびインピーダンス変化部202を除く残余の部分205に接続ブロック204から入力された電磁波が、第2伝送線路7の第3伝送線路8が分岐する分岐部19まで通過する透過係数の大きさを表す。 In Equation (2), Γ 3 represents the reflection coefficient of electromagnetic waves input from the electronic component 2 side to the connection block 204 constituted by the bonding wire 3, the connector portion 203, and the impedance changing portion 202, and | T M2 | indicates that the electromagnetic wave input from the connection block 204 to the remaining portion 205 of the first transmission line 6 excluding the connector portion 203 and the impedance changing portion 202 is branched from the third transmission line 8 of the second transmission line 7. This represents the size of the transmission coefficient that passes to the branching section 19 that performs the transmission.

さらに本実施の形態における第1および第3伝送線路6,8の線路長、インピーダンス変化部202のインピーダンス、ならびに第2伝送線路7の一方7aの線路長は、第1および第2移相回路11,12の移相量が可変な範囲において、ボンディングワイヤ3と整合回路201とによって構成される接続回路206に電子部品2から入力される高周波信号が接続回路206によって反射される反射係数S11が0となるように選ばれる。 Furthermore, the line lengths of the first and third transmission lines 6 and 8, the impedance of the impedance changing unit 202, and the line length of one of the second transmission lines 7 in the present embodiment are the first and second phase shift circuits 11. , 12 in a range in which the phase shift amount is variable, the reflection coefficient S 11 by which the high-frequency signal input from the electronic component 2 is reflected by the connection circuit 206 to the connection circuit 206 constituted by the bonding wire 3 and the matching circuit 201 is It is chosen to be zero.

式(2)を満たすように整合回路201を製造すると、[発明の効果]の項目において前述したように第1および第2移相回路11,12に印加される電圧を調整することによって、ボンディングワイヤ3と整合回路201とによって構成される接続回路206に電子部品2から入力される高周波信号が接続回路206によって反射される反射係数S11を0となるように調整することができる。このように反射係数S11を0に調整することによって、電子部品2を設計した通りの負荷(たとえば50Ω)に接続して使用することができ、電子部品2の設計どおりの特性を得ることができる。さらに、反射係数S11を0に調整することによって、電子部品2から入力された高周波信号が整合回路201を通って出力されるまでの減衰を小さくすることができる。 When the matching circuit 201 is manufactured so as to satisfy the expression (2), bonding is performed by adjusting the voltages applied to the first and second phase shift circuits 11 and 12 as described above in the section “Effects of the Invention”. the reflection coefficient S 11 of the high-frequency signal inputted from the electronic component 2 to the configured connection circuit 206 by the wire 3 and the matching circuit 201 is reflected by the connection circuit 206 can be adjusted to be 0. By adjusting in this way the reflection coefficient S 11 to 0, that load as designed the electronic component 2 (for example, 50 [Omega) can be used in connection with, obtain a characteristic as designed electronic components 2 it can. Further, by adjusting the reflection coefficient S 11 to 0, the high-frequency signal inputted from the electronic component 2 can be reduced attenuation to be outputted through the matching circuit 201.

図12は、SパラメータのうちのS11(電子部品2から見た反射係数)を表すグラフであり、図2に示す整合回路1にインピーダンス変化部202を設けた本実施の形態の整合回路201とボンディングワイヤ3とによって構成される接続回路206の電子部品2から見た反射係数S11を表す。図12には、第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を変化させた場合の76.5GHzにおけるS11を示している。図3(2)と比較すると、図12の測定データの方が中心に近づいているので、インピーダンス変化部202を設けることによって電子部品2と接続回路206とのインピーダンスの整合がさらにとれ、反射がより低減することが示された。さらに、第1移相回路11および第2移相回路12へ印加する電圧を変化させることでS11が変化することがわかる。これによって、接続回路206を製造するときに整合回路を構成するパターンの寸法(第1〜第3伝送線路の幅や長さ)がばらついたり、電子部品2の実装位置がずれてボンディングワイヤの長さがばらついたりすることによって、製造した接続回路206が設計値から外れた場合でも、第1移相回路11および第2移相回路12に印加する電圧を変化させることによって、調整が可能であることがわかる。 FIG. 12 is a graph showing S 11 (reflection coefficient viewed from the electronic component 2) of the S parameters. The matching circuit 201 of the present embodiment in which the impedance changing unit 202 is provided in the matching circuit 1 shown in FIG. represents the reflection coefficient S 11 as seen from the electronic component 2 composed connecting circuit 206 by bonding wires 3 and. FIG. 12 shows S 11 at 76.5 GHz when the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12 is changed. Compared with FIG. 3 (2), the measurement data of FIG. 12 is closer to the center, so that by providing the impedance changing unit 202, the impedance matching between the electronic component 2 and the connection circuit 206 can be further improved, and reflection can be achieved. It was shown to be reduced further. Further, it can be seen that S 11 changes by changing the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12. As a result, when the connection circuit 206 is manufactured, the dimension of the pattern constituting the matching circuit (the width and length of the first to third transmission lines) varies, the mounting position of the electronic component 2 is shifted, and the length of the bonding wire is increased. Even if the manufactured connection circuit 206 deviates from the design value due to variations, adjustment is possible by changing the voltage applied to the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12. I understand that.

図13は、本発明の実施の一形態の送信器160の構成を示す模式図である。送信器160は、前述した図1に示す実施の形態の整合回路1と、高周波発振器161と、伝送線路162と、送信用アンテナ163とを含んで構成される。高周波発振器161は、ガンダイオードを利用したガン発振器、またはインパットダイオードを利用したインパット発振器またはFET(Field Effect Transistor)などのトランジスタを利用したMMIC(Microwave Monolithic Integrated Circuit)発振器などを含んで構成され高周波信号を発生する。伝送線路162は、マイクロストリップ線路またはストリップ線路、コプレーナ線路によって構成される。伝送線路162の高周波信号の伝送方向の第1端部162aは高周波発振器161に接続され、伝送線路162の高周波信号の伝送方向の第2端部162bは送信用アンテナ163に接続される。送信用アンテナ163は、パッチアンテナまたはホーンアンテナによって実現される。高周波信号の伝送方向は、電磁波の伝播方向である。第1端部162aは、マイクロストリップ線路またはストリップ線路、コプレーナ線路によって構成されるとしたけれども、高周波発振器161と整合回路1とを電気的に接続するボンディングワイヤ3によって構成されてもよい。   FIG. 13 is a schematic diagram illustrating a configuration of the transmitter 160 according to the embodiment of this invention. The transmitter 160 includes the matching circuit 1 of the embodiment shown in FIG. 1 described above, a high-frequency oscillator 161, a transmission line 162, and a transmitting antenna 163. The high frequency oscillator 161 includes a Gunn oscillator using a Gunn diode, an Impat oscillator using an Impat diode, or an MMIC (Microwave Monolithic Integrated Circuit) oscillator using a transistor such as an FET (Field Effect Transistor). Generate a signal. The transmission line 162 is configured by a microstrip line, a strip line, or a coplanar line. A first end 162 a of the transmission line 162 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the high-frequency oscillator 161, and a second end 162 b of the transmission line 162 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the transmitting antenna 163. The transmitting antenna 163 is realized by a patch antenna or a horn antenna. The transmission direction of the high frequency signal is the propagation direction of the electromagnetic wave. Although the first end 162a is configured by a microstrip line, a strip line, or a coplanar line, the first end 162a may be configured by a bonding wire 3 that electrically connects the high-frequency oscillator 161 and the matching circuit 1.

整合回路1は、高周波信号が通過するように、伝送線路162に挿入される。さらに具体的に述べると、伝送線路162は、第1伝送線路6および高周波発振器161を電気的に接続する伝送線路と、第2伝送線路7の他方7bおよび送信用アンテナ163を電気的に接続する伝送線路とを含んで構成される。伝送線路162は、マイクロストリップ線路またはストリップ線路、コプレーナ線路によって構成されるとしたけれども、第1伝送線路6および高周波発振器161を電気的に接続する伝送線路は、前述のボンディングワイヤ3によって構成されてもよい。   The matching circuit 1 is inserted into the transmission line 162 so that the high-frequency signal passes. More specifically, the transmission line 162 electrically connects the transmission line that electrically connects the first transmission line 6 and the high-frequency oscillator 161, the other 7 b of the second transmission line 7, and the transmitting antenna 163. And a transmission line. Although the transmission line 162 is configured by a microstrip line, a strip line, or a coplanar line, the transmission line that electrically connects the first transmission line 6 and the high-frequency oscillator 161 is configured by the bonding wire 3 described above. Also good.

高周波発振器161で発生した高周波信号は、伝送線路162および整合回路1を通過して送信用アンテナ163に与えられ、送信用アンテナ163から電波として放射される。   A high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator 161 passes through the transmission line 162 and the matching circuit 1, is given to the transmitting antenna 163, and is radiated as a radio wave from the transmitting antenna 163.

このように伝送線路162には、整合回路1が挿入されるので、たとえば高周波発振器161を接続するためのボンディングワイヤやバンプの形状ばらつきや伝送線路162の配線幅のばらつきなどによって伝送線路162に起因して発生する位相のずれを個々に調整して整合をとることができ、安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送信器160を実現することができる。   As described above, since the matching circuit 1 is inserted into the transmission line 162, for example, due to variations in the shape of bonding wires and bumps for connecting the high-frequency oscillator 161, variations in the wiring width of the transmission line 162, etc. Thus, it is possible to achieve matching by individually adjusting the generated phase shift, and to realize a transmitter 160 having a stable oscillation characteristic and a high transmission output because the insertion loss is suppressed to a small level. .

送信器160では、整合回路1を用いているが、前述した各実施の形態の整合回路のうちのいずれか1つを用いてもよい。このように構成しても、同様の効果を達成することができる。また送信器160において、前記伝送線路162は、マイクロストリップ線路およびストリップ線路の他に、コプレーナ線路、グランド付きコプレーナ線路、スロット線路、導波管または誘電体導波管などによって実現されてもよい。   Although the transmitter 160 uses the matching circuit 1, any one of the matching circuits of the above-described embodiments may be used. Even if comprised in this way, the same effect can be achieved. In the transmitter 160, the transmission line 162 may be realized by a coplanar line, a coplanar line with a ground, a slot line, a waveguide, or a dielectric waveguide, in addition to the microstrip line and the strip line.

図14は、本発明の実施の一形態の受信器170の構成を示す模式図である。図13に示す前述した実施の形態の送信器160と同様の構成には、同一の参照符号を付して、その説明を省略する場合がある。   FIG. 14 is a schematic diagram illustrating a configuration of the receiver 170 according to the embodiment of this invention. The same configurations as those of the transmitter 160 of the above-described embodiment illustrated in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals, and description thereof may be omitted.

受信器170は、前述した実施の形態の整合回路1と、高周波検波器171と、伝送線路162と、受信用アンテナ173とを含んで構成される。高周波検波器171は、たとえば、ショットキーバリアダイオード検波器、ビデオ検波器またはミキサMMICなどによって実現される。   The receiver 170 includes the matching circuit 1 according to the above-described embodiment, a high frequency detector 171, a transmission line 162, and a receiving antenna 173. The high frequency detector 171 is realized by, for example, a Schottky barrier diode detector, a video detector, a mixer MMIC, or the like.

伝送線路162の高周波信号の伝送方向の第1端部162aは、高周波検波器171に接続され、伝送線路162の高周波信号の伝送方向の第2端部162bは、受信用アンテナ173に接続される。受信用アンテナ173は、パッチアンテナなどの平面アンテナまたはホーンアンテナやロッドアンテナなどによって実現される。   A first end 162 a of the transmission line 162 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the high-frequency detector 171, and a second end 162 b of the transmission line 162 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the receiving antenna 173. . The receiving antenna 173 is realized by a planar antenna such as a patch antenna, a horn antenna, a rod antenna, or the like.

整合回路1は、高周波信号が整合回路1を通過するように、伝送線路162に挿入される。   The matching circuit 1 is inserted into the transmission line 162 so that the high-frequency signal passes through the matching circuit 1.

受信用アンテナ173によって外部から到来する電波を捕捉すると、受信用アンテナ173は電波に基づく高周波信号を伝送線路162に与え、整合回路1を通過して、高周波検波器171に受信した高周波信号が与えられる。高周波検波器171は、高周波信号を検波して、高周波信号に含まれる情報を検出する。   When a radio wave coming from the outside is captured by the receiving antenna 173, the receiving antenna 173 gives a high-frequency signal based on the radio wave to the transmission line 162, passes through the matching circuit 1, and gives the received high-frequency signal to the high-frequency detector 171. It is done. The high frequency detector 171 detects a high frequency signal and detects information included in the high frequency signal.

受信器170では、受信用アンテナ173によって捕捉した高周波信号は、伝送線路162に伝送されて高周波検波器171によって検波される。   In the receiver 170, the high frequency signal captured by the receiving antenna 173 is transmitted to the transmission line 162 and detected by the high frequency detector 171.

このように伝送線路162には、整合回路1が挿入されるので、たとえば高周波検波器171を接続するためのボンディングワイヤやバンプの形状ばらつきや伝送線路162の配線幅のばらつきなどによって伝送線路162に起因して発生する位相のずれを個々に調整して、整合をとることができ、安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ受信器170を実現することができる。   As described above, since the matching circuit 1 is inserted into the transmission line 162, the transmission line 162 is connected to the transmission line 162 due to, for example, variations in the shape of bonding wires and bumps for connecting the high-frequency detector 171 and variations in the wiring width of the transmission line 162. Realizing receiver 170 having a high detection output because the phase shift caused by the adjustment can be individually adjusted to achieve matching, and has a stable detection characteristic and an insertion loss can be suppressed to a small level. Can do.

受信器170では、整合回路1を用いているが、前記整合回路1に変えて、前述した実施の形態の整合回路1のうちのいずれか1つを用いてもよい。このように構成しても、同様の効果を達成することができる。また受信器170において、前記伝送線路162は、マイクロストリップ線路およびストリップ線路の他に、コプレーナ線路、グランド付きコプレーナ線路、スロット線路、導波管または誘電体導波管などによって実現されてもよい。   In the receiver 170, the matching circuit 1 is used. However, instead of the matching circuit 1, any one of the matching circuits 1 of the above-described embodiments may be used. Even if comprised in this way, the same effect can be achieved. In the receiver 170, the transmission line 162 may be realized by a coplanar line, a coplanar line with a ground, a slot line, a waveguide, or a dielectric waveguide in addition to the microstrip line and the strip line.

図15は、本発明の実施の一形態の送受信器180を備えるレーダ装置190の構成を示す模式図である。レーダ装置190において、図13および図14に示す前述した実施の形態の送信器160および受信器170と同様の構成には、同一の参照符号を付して、その説明を省略する場合がある。レーダ装置190は、送受信器180と、距離検出器191を含んで構成される。   FIG. 15 is a schematic diagram illustrating a configuration of a radar apparatus 190 including the transceiver 180 according to the embodiment of this invention. In the radar apparatus 190, the same reference numerals are given to the same configurations as those of the transmitter 160 and the receiver 170 of the above-described embodiment shown in FIGS. 13 and 14, and the description thereof may be omitted. The radar apparatus 190 includes a transceiver 180 and a distance detector 191.

送受信器180は、前述した実施の形態の整合回路1と、高周波発振器161と、第4〜第8伝送線路181,182,183,184,185と、分岐器186と、分波器187と、送受信用アンテナ188と、ミキサ189とを含んで構成される。送受信用アンテナ188は、パッチアンテナまたはホーンアンテナによって実現される。第4〜第8伝送線路181,182,183,184,185は、前述した伝送線路162と同様の構成を有する。   The transceiver 180 includes the matching circuit 1, the high-frequency oscillator 161, the fourth to eighth transmission lines 181, 182, 183, 184, and 185, the branching unit 186, the branching unit 187, and the like. A transmission / reception antenna 188 and a mixer 189 are included. The transmission / reception antenna 188 is realized by a patch antenna or a horn antenna. The fourth to eighth transmission lines 181, 182, 183, 184, and 185 have the same configuration as the transmission line 162 described above.

第4伝送線路181の高周波信号の伝送方向の第1端部181aは、高周波発振器161に接続され、第4伝送線路181の高周波信号の伝送方向の第2端部181bは、分岐器186に接続される。整合回路1は、高周波信号が整合回路1を通過するように、第4伝送線路181に挿入される。   The first end 181a of the fourth transmission line 181 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the high-frequency oscillator 161, and the second end 181b of the fourth transmission line 181 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the branching device 186. Is done. The matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181 so that the high-frequency signal passes through the matching circuit 1.

分岐器(切替器)186は、第1、第2および第3端子186a,186b,186cを有し、第1端子186aに与えられる高周波信号を、第2端子186bおよび第3端子186cに選択的に出力する。分岐器186は、たとえば高周波スイッチ素子によって実現される。分岐器186には、図示しない制御部から制御信号が与えられ、制御信号に基づいて第1端子186aおよび第2端子186b、または第1端子186aおよび第3端子186cを選択的に接続する。レーダ装置190は、パルスレーダによって実現される。前記制御部は、第1端子186aおよび第2端子186bを接続して、パルス状の高周波信号を第2端子186bから出力させた後、第1端子186aおよび第3端子186cを接続して、高周波信号を第3端子186cから出力させる。第2端子186bには、第5伝送線路182の高周波信号の伝送方向の第1端部182aが接続される。前記第3端子186cには、第7伝送線路184の高周波信号の伝送方向の第1端部184aが接続される。レーダ装置190は発振器に電圧制御型発振器を用い、FM−CWレーダによって実現してもよい。   The branching unit (switching unit) 186 has first, second, and third terminals 186a, 186b, 186c, and a high-frequency signal supplied to the first terminal 186a is selectively applied to the second terminal 186b and the third terminal 186c. Output to. The branching device 186 is realized by, for example, a high frequency switching element. The branching unit 186 receives a control signal from a control unit (not shown), and selectively connects the first terminal 186a and the second terminal 186b or the first terminal 186a and the third terminal 186c based on the control signal. The radar device 190 is realized by a pulse radar. The controller connects the first terminal 186a and the second terminal 186b, outputs a pulsed high-frequency signal from the second terminal 186b, and then connects the first terminal 186a and the third terminal 186c, The signal is output from the third terminal 186c. A first end 182a of the fifth transmission line 182 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the second terminal 186b. A first end 184a of the seventh transmission line 184 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the third terminal 186c. The radar device 190 may be realized by an FM-CW radar using a voltage controlled oscillator as an oscillator.

分波器187は、第4、第5および第6端子187a,187b,187cを有し、第4端子187aに与えられる高周波信号を第5端子187bに出力し、第5端子187bに与えられる高周波信号を第6端子187cに出力する。第5伝送線路182の高周波信号の伝送方向の第2端部182bは、前記第4端子187aに接続される。前記第5端子187bには、第6伝送線路183の高周波信号の伝送方向の第1端部183aが接続される。第6伝送線路183の高周波信号の伝送方向の第2端部183bは、送受信用アンテナ188に接続される。   The duplexer 187 includes fourth, fifth, and sixth terminals 187a, 187b, and 187c. The duplexer 187 outputs a high-frequency signal applied to the fourth terminal 187a to the fifth terminal 187b and a high-frequency signal applied to the fifth terminal 187b. The signal is output to the sixth terminal 187c. A second end 182b of the fifth transmission line 182 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the fourth terminal 187a. A first end 183a of the sixth transmission line 183 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the fifth terminal 187b. A second end 183 b of the sixth transmission line 183 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the transmission / reception antenna 188.

前記第6端子187cには、第8伝送線路185の高周波信号の伝送方向の第1端部185aが接続される。第7伝送線路184の高周波信号の伝送方向の第2端部184bと、第8伝送線路185の高周波信号の伝送方向の第2端部185bとは、ミキサ189に接続される。分波器187は、ハイブリッド回路によって実現される。ハイブリッド回路は、方向性結合器、ブランチライン、マジックTまたはラットレースなどによって実現される。   The sixth terminal 187c is connected to the first end 185a of the eighth transmission line 185 in the high-frequency signal transmission direction. The second end 184 b of the seventh transmission line 184 in the high-frequency signal transmission direction and the second end 185 b of the eighth transmission line 185 in the high-frequency signal transmission direction are connected to the mixer 189. The duplexer 187 is realized by a hybrid circuit. The hybrid circuit is realized by a directional coupler, a branch line, a magic T, a rat race, or the like.

高周波発振器161で発生した高周波信号は、第4伝送線路181および整合回路1を通過して、分岐器186、第5伝送線路182、分波器187ならびに第6伝送線路183を介して送受信用アンテナ188に与えられ、送受信用アンテナ188から電波として放射される。また、高周波発振器161で発生した高周波信号は、第4伝送線路181および整合回路1を通過して、分岐器186ならびに第7伝送線路184を介してミキサ189にローカル信号として与えられる。   The high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator 161 passes through the fourth transmission line 181 and the matching circuit 1, and transmits / receives an antenna for transmission / reception via the branching unit 186, the fifth transmission line 182, the duplexer 187 and the sixth transmission line 183. 188 and radiated as radio waves from the transmitting / receiving antenna 188. The high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator 161 passes through the fourth transmission line 181 and the matching circuit 1 and is given as a local signal to the mixer 189 via the branching unit 186 and the seventh transmission line 184.

送受信用アンテナ188によって外部から到来する電波を受信すると、送受信用アンテナ188は電波に基づく高周波信号を第6伝送線路183に与え、分波器187、第8伝送線路185を介してミキサ189に与えられる。   When a radio wave arriving from the outside is received by the transmission / reception antenna 188, the transmission / reception antenna 188 gives a high-frequency signal based on the radio wave to the sixth transmission line 183 and to the mixer 189 via the duplexer 187 and the eighth transmission line 185. It is done.

ミキサ189は、第7および第8伝送線路184,185から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力する。ミキサ189から出力される中間周波信号は、距離検出器191に与えられる。   The mixer 189 mixes the high frequency signals provided from the seventh and eighth transmission lines 184 and 185 and outputs an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signal output from the mixer 189 is given to the distance detector 191.

距離検出器191は、前述した高周波検波器171を含んで構成され、送受信器180から放射され、測定対象物によって反射された電波(エコー)を受信して得られる前記中間周波信号に基づいて、測定対象物までの距離を算出する。距離検出器191は、たとえばマイクロコンピュータによって実現される。   The distance detector 191 includes the high-frequency detector 171 described above, and is based on the intermediate frequency signal obtained by receiving the radio wave (echo) radiated from the transmitter / receiver 180 and reflected by the measurement object, Calculate the distance to the measurement object. The distance detector 191 is realized by a microcomputer, for example.

送受信器180では、高周波信号が整合回路1を通過するように、前記第4伝送線路181に、整合回路1が挿入されることによって、たとえば配線幅のばらつきなどによって伝送線路162に起因して不所望に変化する高周波信号の位相を調整して、たとえば安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送受信器180を実現することができ、また、たとえば安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ送受信器180を実現することができ、また、たとえばミキサ189によって生成される中間周波数信号の信頼性を向上させることができる。   In the transmitter / receiver 180, the matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181 so that a high-frequency signal passes through the matching circuit 1, so that the transmission / reception unit 180 is not caused by the transmission line 162 due to, for example, variations in wiring width. By adjusting the phase of a high-frequency signal that changes as desired, for example, it is possible to realize a transceiver 180 having a stable oscillation characteristic and a high transmission output because the insertion loss is suppressed to a small value. The transmitter / receiver 180 having a detection characteristic and a high detection output because the insertion loss is suppressed to be small can be realized, and the reliability of the intermediate frequency signal generated by the mixer 189 can be improved, for example. .

レーダ装置190では、前記送受信器180からの中間周波信号に基づいて、距離検出器が送受信器180から探知対象物までの距離、たとえば送受信用アンテナ188と探知対象物までの距離を検出するので、検知対象物までの距離を正確に検出することができる。   In the radar device 190, the distance detector detects the distance from the transceiver 180 to the detection target, for example, the distance from the transmission / reception antenna 188 to the detection target, based on the intermediate frequency signal from the transmission / reception unit 180. The distance to the detection object can be accurately detected.

前記分岐器186は、方向性結合器などのハイブリッド回路やパワーディバイダによって実現されてもよく、この場合第1端子187aに与えられる高周波信号は、第2端子186bおよび第3端子186cに分岐して出力される。この場合には、前述した構成と比較して、送受信用アンテナ188から出力される電波の電力が低くなるが、分岐器186を制御する必要がないので装置の制御が簡単になる。   The branching unit 186 may be realized by a hybrid circuit such as a directional coupler or a power divider. In this case, the high-frequency signal supplied to the first terminal 187a is branched to the second terminal 186b and the third terminal 186c. Is output. In this case, the power of the radio wave output from the transmission / reception antenna 188 is lower than that of the above-described configuration, but the control of the apparatus is simplified because it is not necessary to control the branching device 186.

本実施の形態では、第4伝送線路181に整合回路1が挿入されるが、本発明のさらに他の実施では、整合回路1は、第4〜第8伝送線路181〜185の少なくともいずれか1つに、高周波信号が整合回路1を通過するように挿入されてもよい。このような構成であっても、同様の効果を達成することができる。   In the present embodiment, the matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181, but in still another embodiment of the present invention, the matching circuit 1 is at least one of the fourth to eighth transmission lines 181 to 185. In addition, the high-frequency signal may be inserted so as to pass through the matching circuit 1. Even if it is such a structure, the same effect can be achieved.

また送受信器180では、整合回路1を用いているが、前述した各実施の形態の整合回路のうちのいずれか1つを用いてもよい。このように構成しても、同様の効果を達成することができる。   Further, although the matching circuit 1 is used in the transceiver 180, any one of the matching circuits in the above-described embodiments may be used. Even if comprised in this way, the same effect can be achieved.

また本発明の実施のさらに他の形態では、前記分波器187は、サーキュレータや高周波スイッチ素子によって実現されてもよく、この様な構成であっても、同様の効果を達成することができる。   In still another embodiment of the present invention, the duplexer 187 may be realized by a circulator or a high frequency switching element, and the same effect can be achieved even with such a configuration.

図16は、本発明の他の実施の形態の送受信器195を備えるレーダ装置196の構成を示す模式図である。レーダ装置196において、図13および図14に示す前述した実施の形態の送信器160および受信器170と同様の構成には、同一の参照符号を付して、その説明を省略する場合がある。レーダ装置196は、送受信器195と、距離検出器191とを含んで構成される。   FIG. 16 is a schematic diagram illustrating a configuration of a radar apparatus 196 including a transceiver 195 according to another embodiment of the present invention. In the radar apparatus 196, the same reference numerals are given to the same configurations as those of the transmitter 160 and the receiver 170 of the above-described embodiment shown in FIGS. 13 and 14, and the description thereof may be omitted. The radar device 196 includes a transceiver 195 and a distance detector 191.

送受信器195は、前述した実施の形態の整合回路1と、高周波発振器161と、第4〜第7伝送線路181,182,183,184と、分岐器186と、送信用アンテナ163と、受信用アンテナ173と、ミキサ189とを含んで構成される。送信用アンテナ163および受信用アンテナ173は、パッチアンテナまたはホーンアンテナによって実現される。第4〜第7伝送線路181,182,183,184は、前述した伝送線路162と同様の構成を有する。   The transmitter / receiver 195 includes the matching circuit 1, the high-frequency oscillator 161, the fourth to seventh transmission lines 181, 182, 183, and 184, the branching unit 186, the transmitting antenna 163, and the receiving unit. An antenna 173 and a mixer 189 are included. The transmitting antenna 163 and the receiving antenna 173 are realized by a patch antenna or a horn antenna. The fourth to seventh transmission lines 181, 182, 183, and 184 have the same configuration as the transmission line 162 described above.

第4伝送線路181の高周波信号の伝送方向の第1端部181aは、高周波発振器161に接続され、第4伝送線路181の高周波信号の伝送方向の第2端部181bは、分岐器186に接続される。整合回路1は、高周波信号が整合回路1を通過するように、第4伝送線路181に挿入される。   The first end 181a of the fourth transmission line 181 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the high-frequency oscillator 161, and the second end 181b of the fourth transmission line 181 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the branching device 186. Is done. The matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181 so that the high-frequency signal passes through the matching circuit 1.

分岐器(切替器)186は、第1、第2および第3端子186a,186b,186cを有し、第1端子186aに与えられる高周波信号を、第2端子186bおよび第3端子186cに選択的に出力する。分岐器186は、たとえば高周波スイッチ素子によって実現される。分岐器186には、図示しない制御部から制御信号が与えられ、制御信号に基づいて第1端子186aおよび第2端子186b、または第1端子186aおよび第3端子186cを選択的に接続する。レーダ装置196は、パルスレーダによって実現される。前記制御部は、第1端子186aおよび第2端子186bを接続して、パルス状の高周波信号を第2端子186bから出力させた後、第1端子186aおよび第3端子186cを接続して、高周波信号を第3端子186cから出力させる。第2端子186bには、第5伝送線路182の高周波信号の伝送方向の第1端部182aが接続される。前記第3端子186cには、第7伝送線路184の高周波信号の伝送方向の第1端部184aが接続される。レーダ装置196は発振器に電圧制御型発振器を用い、FM−CWレーダによって実現してもよい。   The branching unit (switching unit) 186 has first, second, and third terminals 186a, 186b, 186c, and a high-frequency signal supplied to the first terminal 186a is selectively applied to the second terminal 186b and the third terminal 186c. Output to. The branching device 186 is realized by, for example, a high frequency switching element. The branching unit 186 receives a control signal from a control unit (not shown), and selectively connects the first terminal 186a and the second terminal 186b or the first terminal 186a and the third terminal 186c based on the control signal. The radar device 196 is realized by a pulse radar. The controller connects the first terminal 186a and the second terminal 186b, outputs a pulsed high-frequency signal from the second terminal 186b, and then connects the first terminal 186a and the third terminal 186c, The signal is output from the third terminal 186c. A first end 182a of the fifth transmission line 182 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the second terminal 186b. A first end 184a of the seventh transmission line 184 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the third terminal 186c. The radar device 196 may be realized by an FM-CW radar using a voltage controlled oscillator as an oscillator.

第5伝送線路182の高周波信号の伝送方向の第2端部182bは、送信用アンテナ163に接続される。   The second end 182 b of the fifth transmission line 182 in the high-frequency signal transmission direction is connected to the transmission antenna 163.

受信用アンテナ173と、ミキサ189とは、第6伝送線路183によって接続される。また第7伝送線路184の高周波信号の伝送方向の第2端部184bは、ミキサ189に接続される。   The receiving antenna 173 and the mixer 189 are connected by a sixth transmission line 183. The second end 184 b of the seventh transmission line 184 in the transmission direction of the high frequency signal is connected to the mixer 189.

高周波発振器161で発生した高周波信号は、第4伝送線路181および整合回路1を通過して、分岐器186、第5伝送線路182を介して送信用アンテナ163に与えられ、送信用アンテナ163から電波として放射される。また、高周波発振器161で発生した高周波信号は、第4伝送線路181および整合回路1を通過して、分岐器186ならびに第7伝送線路184を介してミキサ189にローカル信号として与えられる。   The high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator 161 passes through the fourth transmission line 181 and the matching circuit 1, is given to the transmitting antenna 163 through the branching unit 186 and the fifth transmission line 182, and is transmitted from the transmitting antenna 163 to the radio wave. Is emitted as. The high-frequency signal generated by the high-frequency oscillator 161 passes through the fourth transmission line 181 and the matching circuit 1 and is given as a local signal to the mixer 189 via the branching unit 186 and the seventh transmission line 184.

受信用アンテナ173によって外部から到来する電波を受信すると、受信用アンテナ173は電波に基づく高周波信号を第6伝送線路183を介してミキサ189に与える。   When receiving a radio wave coming from the outside by the receiving antenna 173, the receiving antenna 173 gives a high frequency signal based on the radio wave to the mixer 189 via the sixth transmission line 183.

ミキサ189は、第6および第7伝送線路183,184から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力する。ミキサ189から出力される中間周波信号は、距離検
出器191に与えられる。
The mixer 189 mixes the high frequency signals supplied from the sixth and seventh transmission lines 183 and 184 and outputs an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signal output from the mixer 189 is given to the distance detector 191.

距離検出器191は、前述した高周波検波器171を含んで構成され、送受信器195から放射され、測定対象物によって反射された電波(エコー)を受信して得られる前記中間周波信号に基づいて、測定対象物までの距離を算出する。距離検出器191は、たとえばマイクロコンピュータによって実現される。   The distance detector 191 includes the above-described high-frequency detector 171 and is based on the intermediate frequency signal obtained by receiving the radio wave (echo) radiated from the transmitter / receiver 195 and reflected by the measurement object, Calculate the distance to the measurement object. The distance detector 191 is realized by a microcomputer, for example.

送受信器195では、高周波信号が整合回路1を通過するように、前記第4伝送線路181に、整合回路1が挿入されることによって、たとえば配線幅のばらつきなどによって伝送線路162に起因して不所望に変化する高周波信号の位相を調整して、たとえば安定な発振特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い送信出力を持つ送受信器195を実現することができ、また、たとえば安定な検波特性を持つとともに、挿入損失が小さく抑えられるために高い検波出力を持つ送受信器195を実現することができ、また、たとえばミキサ189によって生成される中間周波数信号の信頼性を向上させることができる。   In the transmitter / receiver 195, the matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181 so that a high-frequency signal passes through the matching circuit 1, so that the transmitter / receiver 195 is not caused by the transmission line 162 due to, for example, variations in wiring width. By adjusting the phase of a high-frequency signal that changes as desired, for example, it is possible to realize a transceiver 195 having a stable oscillation characteristic and a high transmission output because the insertion loss is suppressed to a small value. A transceiver 195 having a detection characteristic and having a high detection output because the insertion loss is suppressed to a small level can be realized, and the reliability of an intermediate frequency signal generated by the mixer 189 can be improved, for example. .

レーダ装置196では、前記送受信器195からの中間周波信号に基づいて、距離検出器が送受信器195から探知対象物までの距離、たとえば送信用および受信用アンテナ163,173と探知対象物までの距離を検出するので、検知対象物までの距離を正確に検出することができる。   In the radar device 196, based on the intermediate frequency signal from the transmitter / receiver 195, the distance detector detects the distance from the transmitter / receiver 195 to the detection target, for example, the distance between the transmission and reception antennas 163 and 173 and the detection target. Therefore, the distance to the detection target can be accurately detected.

前記分岐器186は、方向性結合器などのハイブリッド回路やパワーディバイダによって実現されてもよく、この場合第5伝送線路182に与えられる高周波信号は、第2端子186bおよび第3端子186cに分岐して出力される。この場合には、前述した構成と比較して、送信用アンテナ163から出力される電波の電力が低くなるが、分岐器186を制御する必要がないので装置の制御が簡単になる。   The branching unit 186 may be realized by a hybrid circuit such as a directional coupler or a power divider. In this case, the high-frequency signal supplied to the fifth transmission line 182 branches to the second terminal 186b and the third terminal 186c. Is output. In this case, the power of the radio wave output from the transmitting antenna 163 is lower than that in the configuration described above, but the control of the apparatus is simplified because it is not necessary to control the branching device 186.

本実施の形態では、第4伝送線路181に整合回路1が挿入されるが、本発明のさらに他の実施では、整合回路1は、第4〜第7伝送線路181〜184の少なくともいずれか1つに、高周波信号が整合回路1を通過するように挿入されてもよい。このような構成であっても、同様の効果を達成することができる。   In the present embodiment, the matching circuit 1 is inserted into the fourth transmission line 181, but in still another embodiment of the present invention, the matching circuit 1 is at least one of the fourth to seventh transmission lines 181 to 184. In addition, the high-frequency signal may be inserted so as to pass through the matching circuit 1. Even if it is such a structure, the same effect can be achieved.

また送受信器195では、整合回路1を用いているが、前述した各実施の形態の整合回路のうちのいずれか1つを用いてもよい。このように構成しても、同様の効果を達成することができる。   Further, although the matching circuit 1 is used in the transceiver 195, any one of the matching circuits of the above-described embodiments may be used. Even if comprised in this way, the same effect can be achieved.

本発明の実施の一形態の整合回路1を示す斜視図である。1 is a perspective view showing a matching circuit 1 according to an embodiment of the present invention. 整合回路1を示す平面図である。2 is a plan view showing a matching circuit 1. FIG. SパラメータのうちのS11を表すグラフである。Is a graph showing the S 11 of S parameters. 本発明の他の実施の形態の整合回路40を示す平面図である。It is a top view which shows the matching circuit 40 of other embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路41を示す平面図である。It is a top view which shows the matching circuit 41 of further another embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路51を示す平面図である。It is a top view which shows the matching circuit 51 of further another embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路61を示す平面図である。It is a top view which shows the matching circuit 61 of other embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路84を示す平面図である。It is a top view which shows the matching circuit 84 of further another embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路101を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the matching circuit 101 of other embodiment of this invention. 本発明のさらに他の実施の形態の整合回路121の第1移相回路122を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the 1st phase shift circuit 122 of the matching circuit 121 of further another embodiment of this invention. 本実施のさらに他の実施の形態の整合回路201を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the matching circuit 201 of further another embodiment of this Embodiment. SパラメータのうちのS11を表すグラフである。Is a graph showing the S 11 of S parameters. 本発明の実施の一形態の送信器160の構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the transmitter 160 of one Embodiment of this invention. 本発明の実施の一形態の受信器170の構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the receiver 170 of one Embodiment of this invention. 本発明の実施の一形態の送受信器180を備えるレーダ装置190の構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the radar apparatus 190 provided with the transmitter / receiver 180 of one Embodiment of this invention. 本発明の他の実施の形態の送受信器195を備えるレーダ装置196の構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the radar apparatus 196 provided with the transmitter / receiver 195 of other embodiment of this invention. 接続ブロックの反射係数、透過係数を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the reflection coefficient of a connection block, and a transmission coefficient. スミス図である。FIG.

符号の説明Explanation of symbols

1,40,41,51,61,84,101,121,201 整合回路
2 電子部品
3 ボンディングワイヤ
5 誘電体基板
6 第1伝送線路
7 第2伝送線路
8 第3伝送線路
11,52,62,85,102,122 第1移相回路
12 第2移相回路
13a 一方の第1接続端
13b 他方の第1接続端
14,42 部品配置台
15a 一方の第2接続端
15b 他方の第2接続端
16,43 部品配置部
17 裏面電極
18 接続部
19 分岐部
21,53,63,86,103 第1入出力端子
22,54,64,87,104 第2入出力端子
23,55,65,88,105 第3入出力端子
24,56,66,106 第4入出力端子
25 第5入出力端子
26 ラットレース
27 第1延在部
27a 伝送線路
27b 第1可変容量素子
28 第2延在部
28a 伝送線路
28b 第2可変容量素子
31 リング状伝送線路
32 第3可変容量素子
33 第1電極
34 第2電極
35 第3電極
36 基準電極
39,93 直流阻止用コンデンサ
44 突出部
45 第1接続部
46 入出力端子
48 第2接続部
49 突出部分
57 ブランチライン
58 四角状伝送線路
67 方向性結合器
81 第2基準電極
89 サーキュレータ
91 延在部
91a 伝送線路
91b 第1可変容量素子
92 第2可変容量素子
107 マジックT
123a 一対の平板導体部の一方
123b 一対の平板導体部の他方
160 送信器
161 高周波発振器
162 伝送線路
170 受信器
171 高周波検波器
173 受信用アンテナ
180,195 送受信器
181 第4伝送線路
182 第5伝送線路
183 第6伝送線路
184 第7伝送線路
185 第8伝送線路
186 分岐器
186a 第1端子
186b 第2端子
186c 第3端子
187 分波器
187a 第4端子
187b 第5端子
187c 第6端子
188 送信用アンテナ
189 ミキサ
190,196 レーダ装置
191 距離検出器
202 インピーダンス変化部
203 コネクタ部
204 接続ブロック
205 残余の部分
206 接続回路
1, 40, 41, 51, 61, 84, 101, 121, 201 Matching circuit 2 Electronic component 3 Bonding wire 5 Dielectric substrate 6 First transmission line 7 Second transmission line 8 Third transmission line 11, 52, 62, 85, 102, 122 First phase shift circuit 12 Second phase shift circuit 13a One first connection end 13b The other first connection end 14, 42 Component placement table 15a One second connection end 15b The other second connection end 16, 43 Component placement portion 17 Back electrode 18 Connection portion 19 Branch portion 21, 53, 63, 86, 103 First input / output terminal 22, 54, 64, 87, 104 Second input / output terminal 23, 55, 65, 88 , 105 Third input / output terminal 24, 56, 66, 106 Fourth input / output terminal 25 Fifth input / output terminal 26 Rat race 27 First extending portion 27a Transmission line 27b First variable capacitance element 2 2nd extension part 28a Transmission line 28b 2nd variable capacity element 31 Ring-shaped transmission line 32 3rd variable capacity element 33 1st electrode 34 2nd electrode 35 3rd electrode 36 Reference electrode 39,93 DC blocking capacitor 44 Protrusion part 45 1st connection part 46 I / O terminal 48 2nd connection part 49 Projection part 57 Branch line 58 Square transmission line 67 Directional coupler 81 2nd reference electrode 89 Circulator 91 Extension part 91a Transmission line 91b 1st variable capacitance element 92 2nd variable capacitance element 107 Magic T
123a One of the pair of flat conductor portions 123b The other of the pair of flat conductor portions 160 Transmitter 161 High-frequency oscillator 162 Transmission line 170 Receiver 171 High-frequency detector 173 Reception antenna 180,195 Transceiver 181 Fourth transmission line 182 Fifth transmission Line 183 6th transmission line 184 7th transmission line 185 8th transmission line 186 Branching device 186a 1st terminal 186b 2nd terminal 186c 3rd terminal 187 Demultiplexer 187a 4th terminal 187b 5th terminal 187c 6th terminal 188 For transmission Antenna 189 Mixer 190, 196 Radar device 191 Distance detector 202 Impedance changing unit 203 Connector unit 204 Connection block 205 Remaining portion 206 Connection circuit

Claims (12)

第1伝送線路と、
第2伝送線路と、
2つの第1接続端を有し、前記第1伝送線路の一端部に2つの前記第1接続端のうちの一方の第1接続端が接続され、前記第2伝送線路の一端部に他方の第1接続端が接続され、電圧を印加することによって通過する電磁波の位相を調整可能な第1移相回路と、
前記第2伝送線路から分岐して延在する第3伝送線路と、
少なくとも1つの第2接続端を有し、前記第3伝送線路の一端部に前記第2接続端が接続され、電圧を印加することによって反射する電磁波の位相を調整可能な第2移相回路とを含み、
前記第1移相回路は、
第1〜第4入出力端子を有し、第1入出力端子から入力された電磁波が第2および第4入出力端子から分配されて出力されるマジックTと、
前記第2入出力端子から延在し、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第1可変容量素子を前記第2入出力端子が接続される端部とは反対側の端部に有する第1延在部と、
前記第4入出力端子から延在し、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第2可変容量素子を前記第4入出力端子が接続される端部とは反対側の端部に有する第2延在部とを含んで構成され、
前記第1伝送線路は、前記第1入出力端子に接続され、
前記第2伝送線路は、前記第3入出力端子に接続され、
前記第2移相回路は、印加する電圧に応じて電気容量が変化する第3可変容量素子から成り、
前記第1可変容量素子に接続され、前記第1可変容量素子に電圧を印加するための第1電極と、
前記第2可変容量素子に接続され、前記第2可変容量素子に電圧を印加するための第2電極と、
前記第3可変容量素子に接続され、前記第3可変容量素子に電圧を印加するための第3電極とをさらに含むことを特徴とする整合回路。
A first transmission line;
A second transmission line;
Two first connection ends, one first connection end of the two first connection ends is connected to one end portion of the first transmission line, and the other end is connected to one end portion of the second transmission line A first phase shift circuit connected to the first connection end and capable of adjusting a phase of an electromagnetic wave passing therethrough by applying a voltage;
A third transmission line extending from the second transmission line and extending;
A second phase shift circuit having at least one second connection end, the second connection end being connected to one end of the third transmission line, and capable of adjusting a phase of an electromagnetic wave reflected by applying a voltage; Including
The first phase shift circuit includes:
A magic T having first to fourth input / output terminals, in which electromagnetic waves input from the first input / output terminals are distributed and output from the second and fourth input / output terminals;
A first variable capacitance element extending from the second input / output terminal and having an electric capacity that changes in accordance with an applied voltage is provided at an end opposite to the end connected to the second input / output terminal. 1 extension part,
A second variable capacitance element extending from the fourth input / output terminal and having an electric capacity that changes in accordance with an applied voltage is provided at an end opposite to the end to which the fourth input / output terminal is connected. And 2 extending parts,
The first transmission line is connected to the first input / output terminal;
The second transmission line is connected to the third input / output terminal;
The second phase shift circuit includes a third variable capacitance element whose electric capacity changes according to an applied voltage,
A first electrode connected to the first variable capacitance element for applying a voltage to the first variable capacitance element;
A second electrode connected to the second variable capacitance element for applying a voltage to the second variable capacitance element;
A matching circuit , further comprising a third electrode connected to the third variable capacitance element and for applying a voltage to the third variable capacitance element .
前記第1〜第3伝送線路ならびに前記第1および第2移相回路が設けられ、電気絶縁性を有する基板と、
前記基板の厚み方向の一表面上に形成され、導電性を有し、電子部品が配置される部品配置部と、
前記一表面上において、前記部品配置部から前記第1伝送線路が設けられる領域に向けて延在して形成され、導電性を有する突出部と、
前記基板の厚み方向の他表面上に形成される裏面電極と、
前記突出部と前記裏面電極とを電気的に接続する接続部とをさらに含むことを特徴とする請求項1記載の整合回路。
A substrate having the first to third transmission lines and the first and second phase shift circuits, and having electrical insulation;
Formed on one surface in the thickness direction of the substrate, it has conductivity, and component placement unit electronic components are arranged,
On the one surface, a projecting portion that is formed to extend from the component placement portion toward a region where the first transmission line is provided, and has conductivity,
A back electrode formed on the other surface in the thickness direction of the substrate;
The matching circuit according to claim 1, further comprising a connecting portion that electrically connects the protruding portion and the back electrode.
前記第1伝送線路に電子部品が電気的に接続され、前記電子部品から電磁波が入力されるとき、When an electronic component is electrically connected to the first transmission line and electromagnetic waves are input from the electronic component,
前記電子部品から前記第1伝送線路に入力される電磁波が、前記電子部品と前記第1伝送線路とを接続する接続体で反射される反射係数をΓAn electromagnetic wave input from the electronic component to the first transmission line is reflected by a connection coefficient that connects the electronic component and the first transmission line. 1 とし、age,
前記第1伝送線路に入力された電磁波が、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部まで通過する透過係数の大きさを│TThe magnitude of the transmission coefficient through which the electromagnetic wave input to the first transmission line passes to the branching portion where the third transmission line of the second transmission line branches | T M1M1 │とし、
前記第1伝送線路に入力された電磁波が、前記分岐部まで進むときに変化する位相をθとし、The phase that changes when the electromagnetic wave input to the first transmission line travels to the branch portion is θ,
前記第2伝送線路に入力された電磁波が、前記分岐部で反射される反射係数をΓThe reflection coefficient at which the electromagnetic wave input to the second transmission line is reflected by the branch portion is expressed as Γ 2 とすると、Then,
ΓΓ 2 が、前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、However, in a range where the amount of phase shift of the first and second phase shift circuits is variable,
Figure 0004989992
Figure 0004989992

式(1)を満たすように、前記第1および第3伝送線路の線路長ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする請求項1または2記載の整合回路。The line lengths of the first and third transmission lines and the line length between the first phase shift circuit and the branching part of the second transmission line are selected so as to satisfy Expression (1). The matching circuit according to claim 1 or 2.
前記第1伝送線路は、この第1伝送線路と前記電子部品とを接続する前記接続体の一端が接続される接続部位と、前記第1接続端に接続される前記一端部との間に、前記接続部位とはインピーダンスの異なるインピーダンス変化部を含むことを特徴とする請求項に記載の整合回路。 The first transmission line is connected between a connection part to which one end of the connection body connecting the first transmission line and the electronic component is connected, and the one end part connected to the first connection end. The matching circuit according to claim 3 , further comprising an impedance changing unit having an impedance different from that of the connection part. 前記接続体を介して前記電子部品から電磁波が入力されるとき、
前記接続体と、前記第1伝送線路のうちの遊端部から前記インピーダンス変化部までのコネクタ部と、インピーダンス変化部とによって構成される接続ブロックに、電子部品側から入力される電磁波の反射係数をΓとし、
前記第1伝送線路のうちのコネクタ部およびインピーダンス変化部を除く残余の部分に前記接続ブロックから入力された電磁波が、前記第2伝送線路の前記第3伝送線路が分岐する分岐部まで通過する透過係数の大きさを|TM2|とすると、
Γが、前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、
|Γ|<|TM2 …(2)
式(2)を満たすように前記第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする請求項記載の整合回路。
When electromagnetic waves are input from the electronic component through the connection body,
The reflection coefficient of the electromagnetic wave input from the electronic component side to the connection block constituted by the connection body, the connector portion from the free end portion of the first transmission line to the impedance change portion, and the impedance change portion. Is Γ 3 ,
Transmission through which electromagnetic waves input from the connection block to the remaining part of the first transmission line excluding the connector part and the impedance changing part pass to the branch part of the second transmission line where the third transmission line branches. When the magnitude of the coefficient is | T M2 |
In the range where Γ 3 is variable in the amount of phase shift of the first and second phase shift circuits,
| Γ 3 | <| T M2 | 2 (2)
The line lengths of the first and third transmission lines, the impedance of the impedance changing unit, and the line length between the first phase shift circuit and the branching unit of the second transmission line are selected so as to satisfy Expression (2) The matching circuit according to claim 4 , wherein
前記第1および第2移相回路の移相量が可変な範囲において、前記接続体と前記整合回路とによって構成される接続回路に電子部品から入力される電磁波が前記接続回路によって反射される反射係数が0となるように、前記第1および第3伝送線路の線路長、インピーダンス変化部のインピーダンス、ならびに前記第2伝送線路の前記第1移相回路と分岐部との間の線路長が選ばれることを特徴とする請求項記載の整合回路。 Reflection in which electromagnetic waves input from electronic components to the connection circuit constituted by the connection body and the matching circuit are reflected by the connection circuit within a range in which the phase shift amount of the first and second phase shift circuits is variable. The line length of the first and third transmission lines, the impedance of the impedance changing unit, and the line length between the first phase shift circuit and the branching unit of the second transmission line are selected so that the coefficient becomes 0 6. The matching circuit according to claim 5 , wherein: 前記第4入出力端子と前記第2可変容量素子との間の線路長が、前記第2入出力端子と前記第1可変容量素子との間の線路長と、(2n−1)λ/4の長さ分、異なるように選ばれることを特徴とする請求項1〜のいずれか1つに記載の整合回路(nは自然数を表す)。 The line length between the fourth input / output terminal and the second variable capacitance element is equal to the line length between the second input / output terminal and the first variable capacitance element, and (2n-1) λ / 4. The matching circuit according to any one of claims 1 to 6 , wherein n is a natural number. 高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、前記高周波発振器からの高周波信号を伝送する伝送線路と、
前記伝送線路に挿入される請求項1〜のいずれか1つに記載の整合回路と、
前記伝送線路に接続され、高周波信号を放射するアンテナとを含むことを特徴とする送信器。
A high-frequency oscillator that generates a high-frequency signal;
A transmission line connected to the high-frequency oscillator and transmitting a high-frequency signal from the high-frequency oscillator;
The matching circuit according to any one of claims 1 to 7 , which is inserted into the transmission line;
A transmitter comprising: an antenna connected to the transmission line and radiating a high frequency signal.
高周波信号を捕捉するアンテナと、
前記アンテナに接続され、前記アンテナによって捕捉される高周波信号を伝送する伝送線路と、
前記伝送線路に挿入される請求項1〜のいずれか1つに記載の整合回路と、
前記伝送線路に接続され、前記伝送線路に伝送される高周波信号を検波する高周波検波器とを含むことを特徴とする受信器。
An antenna that captures high-frequency signals;
A transmission line connected to the antenna and transmitting a high-frequency signal captured by the antenna;
The matching circuit according to any one of claims 1 to 7 , which is inserted into the transmission line;
And a high-frequency detector connected to the transmission line and detecting a high-frequency signal transmitted to the transmission line.
高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、高周波信号を伝送する第4伝送線路と、
第1、第2および第3端子を有し、前記第1端子が前記第4伝送線路に接続され、前記第1端子に与えられる高周波信号を前記第2端子または前記第3端子に選択的に出力する分岐器と、
前記第2端子に接続され、前記第2端子から与えられる高周波信号を伝送する第5伝送線路と、
第4、第5および第6端子を有し、前記第5伝送線路を介して前記第4端子に与えられる高周波信号を前記第5端子に出力し、かつ前記第5端子に与えられる高周波信号を前記第6端子に出力する分波器と、
前記第5端子に接続され、前記第5端子から出力される高周波信号を伝送し、前記第5端子に高周波信号を伝送する第6伝送線路と、
前記第6伝送線路に接続され、高周波信号を放射および捕捉するアンテナと、
前記第3端子に接続され、前記第3端子から出力される高周波信号を伝送する第7伝送線路と、
前記第6端子に接続され、前記第6端子から出力される高周波信号を伝送する第8伝送線路と、
前記第7および第8伝送線路に接続され、前記第7および第8伝送線路から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力するミキサと、
前記第4〜第8伝送線路のうち少なくともいずれか1つに挿入される請求項1〜のいずれか1つに記載の整合回路とを含むことを特徴とする送受信器。
A high-frequency oscillator that generates a high-frequency signal;
A fourth transmission line connected to the high-frequency oscillator for transmitting a high-frequency signal;
The first terminal is connected to the fourth transmission line, and a high-frequency signal applied to the first terminal is selectively applied to the second terminal or the third terminal. An output branching device;
A fifth transmission line connected to the second terminal and transmitting a high-frequency signal applied from the second terminal;
A fourth, fifth, and sixth terminal that outputs a high-frequency signal to the fourth terminal via the fifth transmission line, and outputs a high-frequency signal to the fifth terminal; A duplexer that outputs to the sixth terminal;
A sixth transmission line connected to the fifth terminal for transmitting a high-frequency signal output from the fifth terminal and transmitting a high-frequency signal to the fifth terminal;
An antenna connected to the sixth transmission line for radiating and capturing high-frequency signals;
A seventh transmission line connected to the third terminal and transmitting a high-frequency signal output from the third terminal;
An eighth transmission line connected to the sixth terminal and transmitting a high-frequency signal output from the sixth terminal;
A mixer that is connected to the seventh and eighth transmission lines, mixes high-frequency signals given from the seventh and eighth transmission lines, and outputs an intermediate frequency signal;
Transceiver characterized in that it comprises a matching circuit according to any one of claims 1 to 7 which is inserted into at least any one of the fourth to eighth transmission line.
高周波信号を発生する高周波発振器と、
前記高周波発振器に接続され、高周波信号を伝送する第4伝送線路と、
第1、第2および第3端子を有し、前記第1端子が前記第4伝送線路に接続され、前記第1端子に与えられる高周波信号を前記第2端子または前記第3端子に選択的に出力する分岐器と、
前記第2端子に接続され、前記第2端子から与えられる高周波信号を伝送する第5伝送線路と、
前記第5伝送線路に接続され、高周波信号を放射する送信用アンテナと、
高周波信号を捕捉する受信用アンテナと、
前記受信用アンテナに接続され、捕捉した高周波信号を伝送する第6伝送線路と、
前記第3端子に接続され、前記第3端子から出力される高周波信号を伝送する第7伝送線路と、
前記第6および第7伝送線路に接続され、前記第6および第7伝送線路から与えられる高周波信号を混合して中間周波信号を出力するミキサと、
前記第4〜第7伝送線路のうち少なくともいずれか1つに挿入される請求項1〜のいずれか1つに記載の整合回路とを含むことを特徴とする送受信器。
A high-frequency oscillator that generates a high-frequency signal;
A fourth transmission line connected to the high-frequency oscillator for transmitting a high-frequency signal;
The first terminal is connected to the fourth transmission line, and a high-frequency signal applied to the first terminal is selectively applied to the second terminal or the third terminal. An output branching device;
A fifth transmission line connected to the second terminal and transmitting a high-frequency signal applied from the second terminal;
A transmitting antenna connected to the fifth transmission line and emitting a high-frequency signal;
A receiving antenna for capturing high-frequency signals;
A sixth transmission line connected to the receiving antenna and transmitting the captured high-frequency signal;
A seventh transmission line connected to the third terminal and transmitting a high-frequency signal output from the third terminal;
A mixer that is connected to the sixth and seventh transmission lines, mixes high-frequency signals given from the sixth and seventh transmission lines, and outputs an intermediate frequency signal;
Transceiver characterized in that it comprises a matching circuit according to any one of claims 1 to 7 which is inserted into at least any one of the fourth to seventh transmission line.
請求項10または11に記載の送受信器と、
前記送受信器からの中間周波信号に基づいて、前記送受信器から探知対象物までの距離を検出する距離検出器とを含むことを特徴とするレーダ装置。
The transceiver according to claim 10 or 11 ,
A radar apparatus comprising: a distance detector that detects a distance from the transceiver to a detection target based on an intermediate frequency signal from the transceiver.
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