JP4835375B2 - ガス濃度検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、ガス濃度検出装置にかかり、例えば、内燃機関から排出される排ガスを検出対象として同排ガス中の酸素濃度等を検出するガス濃度検出装置に関するものである。

例えば、車両用エンジンより排出される排ガスを検出対象とし同ガス中の酸素濃度（空燃比）を検出するガスセンサとして、限界電流式の空燃比センサ（いわゆるＡ／Ｆセンサ）が知られている。すなわち、Ａ／Ｆセンサは、固体電解質層と該固体電解質層に設けられる一対の電極とよりなるセンサ素子を有し、該センサ素子への電圧印加に伴いその都度の酸素濃度に応じた素子電流を流すよう構成されている。そして、センサ素子に流れる素子電流を計測し、その計測結果から酸素濃度（空燃比）を検出するようにしている。

上記Ａ／Ｆセンサでは、センサ素子が活性状態にあることを前提に酸素濃度が正確に検出できるため、当該センサ素子の活性状態を知るべくセンサ素子の素子抵抗検出（インピーダンス検出）が行われる。ここで、酸素濃度及び素子インピーダンスの検出手法として、センサ素子に対して交流電圧源により交流電圧を印加し、その交流電圧の印加状態で素子電流を計測するようにした技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。その回路例を図１０に基づいて説明する。

図１０において、センサ素子６０の一端には、直流電圧源６１と交流電圧源６２とが抵抗６３を介して接続されている。抵抗６３の両端には差動増幅器６５が接続され、この差動増幅器６５の出力側にＬＰＦ６６とＨＰＦ６７とがそれぞれ接続されている。この場合、直流電圧源６１及び交流電圧源６２によりセンサ素子部６０に電圧が印加された状態で、排ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）及び素子インピーダンスに応じて素子電流が流れると、その素子電流が抵抗６３の両端子間電圧により計測され、さらにその電圧信号が差増増幅器６５に取り込まれる。そして、ＬＰＦ６６において差動増幅器６５の出力からＡ／Ｆ検出信号が抽出され、そのＡ／Ｆ検出信号がマイコン等に出力される。また、ＨＰＦ６７において差動増幅器６５の出力からインピーダンス検出信号が抽出され、そのインピーダンス検出信号が整流回路６８を通じてマイコン等に出力される。
特公平４−２４６５７号公報

上記従来技術では、抵抗６３の両端子間電圧を計測し、その電圧信号を１つの差動増幅器６５で増幅処理した後、ＬＰＦ６６やＨＰＦ６７を通じてＡ／Ｆ検出信号やインピーダンス検出信号として出力する構成となっている。かかる場合、センサによっては、Ａ／Ｆに相応して流れる電流分の電圧と、素子インピーダンスに相応して流れる電流分の電圧とで、その電圧レベルが大きく相違する（電圧差が生じる）ものがあり、電圧差が生じた場合、前者の方が小さいものとなる（場合によっては電圧レベルが桁違いとなる）。したがって、例えばＡ／Ｆ電流分を基準に増幅を行うと、インピーダンス検出信号が差動増幅器６５の出力範囲の上限にて制限されてしまいインピーダンス検出精度の低下やＡ／Ｆ検出精度の低下が生じるおそれがある。なお、Ａ／Ｆ検出精度の低下に関して補足すれば、ＬＰＦにより交流信号を平均化して取り除くことでＡ／Ｆ検出信号が抽出されるが、差動増幅器６５により出力制限が生じると、平均値が真値からずれてしまいＡ／Ｆ誤差が生じる。また、インピーダンス電流分を基準に増幅を行うと、Ａ／Ｆ電流分が十分に増幅できず、再度の信号増幅が必要となる。増幅回路を２段に設けると、その増幅回路のオフセット電圧の影響が増すため、Ａ／Ｆの検出精度に悪影響が及ぶおそれが生じる。

本発明は、こうした実状を鑑みてなされたものであり、ガス濃度検出と素子抵抗の検出とをいずれも高精度で行うことができるガス濃度検出装置を提供することを主たる目的とするものである。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について説明する。

本発明のガス濃度検出装置は、固体電解質層を有してなり、電圧が印加された状態で被検出ガス中のガス濃度に応じた素子電流を流すセンサ素子を備えるガス濃度センサに適用され、前記素子電流に基づいて被検出ガス中のガス濃度を検出するものとなっている。そして、請求項１に記載の発明では特に、センサ素子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、交流電圧印加手段による交流電圧の印加に伴い電流が流れる交流電流経路にてセンサ素子に直列に接続される電流計測抵抗と、前記電流計測抵抗により計測した電圧信号から、前記素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度（酸素濃度等）に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第１の信号出力部と、前記センサ素子と前記電流計測抵抗との中間点でこれらセンサ素子及び電流計測抵抗の分圧電圧として計測した電圧信号から、前記素子電流のうち当該センサ素子の抵抗成分（素子インピーダンス）に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第２の信号出力部と、を備え、第１の信号出力部と第２の信号出力部とに前記交流電流径路からそれぞれ別系統で電圧信号を取り込む構成としている。

上記構成において、センサ素子には交流電圧印加手段によって交流電圧が印加されており、その交流電圧の印加状態で、同センサ素子に、被検出ガスのガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流が流れる。この場合、第１の信号出力部によって、素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分が抽出され、演算装置に出力される。また、第２の信号出力部によって、素子電流のうちセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分が抽出され、演算装置に出力される。なお、演算装置はマイクロコンピュータ等よりなり、その演算装置において、第１の信号出力部や第２の信号出力部の出力信号に基づいてガス濃度の演算や素子抵抗の演算が行われる。

ここで、本発明と同様に交流電圧印加手段を備える従来技術（図１０の回路構成）では、電流計測抵抗の両端子間電圧を計測し、その電圧信号（すなわち、ガス濃度検出・素子抵抗検出で共通の電圧信号）を用いてガス濃度検出と素子抵抗検出とを行っているが、電圧レベルの異なるガス濃度検出信号と素子抵抗検出信号とを共通に信号増幅していることに起因してそれらの各検出を共に精度良く行うことができないおそれがあった。この点本発明では、第１の信号出力部と第２の信号出力部とに交流電流径路からそれぞれ別系統で電圧信号が取り込まれるため、それら各信号出力部に取り込まれる電圧信号についてそれぞれ抽出すべき電圧レベルが相違しても、それら各電圧信号に対して各々適した信号処理（増幅等）を個別に行うことができる。またこのとき、ガス濃度検出に関して２段の増幅を要することもない。したがって、ガス濃度検出と素子抵抗の検出とをいずれも高精度で行うことが可能となる。

また、素子抵抗の検出に関して、センサ素子の抵抗成分（素子インピーダンス）に相応する電流分がセンサ素子と電流計測抵抗との間の中間点電圧（分圧電圧）により計測されるため、同電流分を電流計測抵抗の両端子間電圧により計測していた従来技術（例えば図１０の回路構成）とは異なり、差動増幅器などの電流電圧変換手段を用いることなく、電圧信号を直接取り込むことができる。よって、素子抵抗の検出に関して差動増幅器等が不要となり、回路構成の簡素化が可能となる。

請求項２に記載の発明では、前記第１の信号出力部及び前記第２の信号出力部に、各々入力される前記電圧信号を増幅するための増幅回路部を設け、それら増幅回路部の増幅率を各々個別に設定する。この場合、第１の信号出力部及び第２の信号出力部において信号処理すべき電圧レベルが相違していても、各電圧信号を増幅回路部の出力範囲（例えば、０〜５Ｖ）等に合わせて個別に増幅できる。したがって、ガス濃度検出や素子抵抗検出の分解能を高めることができる。

請求項３に記載の発明では、前記第１の信号出力部は、センサ素子と電流計測抵抗との中間点で計測した電圧信号から、素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分を抽出することとしている。ここで、素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分を、電流計測抵抗の両端子間電圧により計測する従来技術（図１０の回路構成）と比べると、本発明のようにセンサ素子と電流計測抵抗との間の中間点電圧により計測する構成の方が計測電圧を大きくすることができる。また、ガス濃度検出の検出に関しても差動増幅回路等が不要となり、回路構成の簡素化が可能となる。

前記第１の信号出力部は、前記電圧信号の直流成分のみを抽出するフィルタ手段（ＬＰＦ）と、前記演算装置における信号入力部（ＡＤ変換器を含む）の電圧処理範囲に応じて前記電圧信号を増幅する増幅手段とを備えると良い（請求項４）。これにより、ガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流から、ガス濃度の電流分が適正に分離抽出でき、さらに演算装置においてガス濃度を適正に算出できる。

また、前記第２の信号出力部は、センサ素子と電流計測抵抗との間の中間点電圧の交流成分のみを抽出するフィルタ手段（ＨＰＦ）と、該フィルタ手段により抽出した交流成分のピーク値を検出するピーク検出手段とを備えると良い（請求項５）。これにより、ガス濃度に相応する電流分とセンサ素子の抵抗成分に相応する電流分とが合成された素子電流から、素子抵抗の電流分が適正に分離抽出でき、さらに演算装置において素子抵抗を適正に算出できる。なお、第２の信号処理部に、演算装置における信号入力部（ＡＤ変換器を含む）の電圧処理範囲に応じて電圧信号を増幅する増幅手段を設けることも可能である。

ここで、交流電圧印加手段により印加される交流電圧について、その周波数はセンサ特性から１ｋＨｚ以上が望ましく、オペアンプ等の回路素子の応答性の都合上、２０ｋＨｚ以下が望ましい。それ故に、交流電圧印加手段により印加される交流電圧の周波数を１〜２０ｋＨｚとすると良い（請求項６）。なお、内燃機関から排出される排ガスを検出対象（被検出ガス）とする場合には、Ａ／Ｆの変動周期が数１００Ｈｚ程度であることを考慮すると、このＡ／Ｆ変動成分と明確に差別すべく、交流電圧の周波数を１０ｋＨｚ以上とするのが望ましい。つまりこの場合、交流電圧の周波数を１０〜２０ｋＨｚとする。

また、電流計測抵抗の抵抗値が大きいほどガス濃度の検出精度が良くなるが、その反面、電流計測抵抗の抵抗値が大きいほど素子抵抗の検出分解能が低下する。故に、これらを併せ考え、１５０〜２５０Ωを電流計測抵抗の抵抗値の適正範囲とし、そのうち２００Ωを最適値とすると良い。センサ素子の活性状態における素子抵抗値を基準とすれば、電流計測抵抗の抵抗値を、素子抵抗値の５〜１０倍の抵抗値にすると良いと考えられる。

また、交流電圧印加手段による交流電圧振幅が小さいほど素子電流が小さくなり、これによってオペアンプ等の駆動電流が小さくなるため回路ＩＣの小型化等の面で優位となるが、その反面、交流電圧振幅が小さいほど素子抵抗の検出精度が低下する。故に、これらを併せ考え、１．５〜２．５Ｖを交流電圧振幅の適正範囲とし、そのうち２Ｖを最適値とすると良い。電圧信号の処理範囲（例えば０〜５Ｖ）を基準とすれば、その処理範囲の３０〜６０％程度の電圧値にすると良いと考えられる。

以下、本発明のガス濃度検出装置を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。本実施形態では、車載エンジンより排出される排ガス（燃焼ガス）を被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比：Ａ／Ｆ）を検出する空燃比検出装置を具体化しており、空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムに用いられる。空燃比制御システムでは、空燃比をストイキ近傍でフィードバック制御するストイキ空燃比制御や、同空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン空燃比制御等が適宜実現される。

先ずはじめに、Ａ／Ｆセンサの構成を図２を用いて説明する。本Ａ／Ｆセンサは積層型構造のセンサ素子１０を有し、図２にはセンサ素子１０の断面構成を示す。実際には当該センサ素子１０は図２の紙面直交方向に延びる長尺状をなし、素子全体がハウジングや素子カバー内に収容される構成となっている。

センサ素子１０は、固体電解質層１１、拡散抵抗層１２、遮蔽層１３及び絶縁層１４を有し、これらが図の上下に積層されて構成されている。同素子の周囲には図示しない保護層が設けられている。長方形板状の固体電解質層１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その固体電解質層１１を挟んで上下一対の電極１５，１６が対向配置されている。拡散抵抗層１２は電極１５へ排ガスを導入するための多孔質シートからなり、遮蔽層１３は排ガスの透過を抑制するための緻密層からなる。これら各層１２，１３は何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。

絶縁層１４はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、電極１６に対面する部位には大気ダクト１７が形成されている。また、同絶縁層１４にはヒータ１８が埋設されている。ヒータ１８は、バッテリ電源からの通電により発熱する線状の発熱体よりなり、その発熱により素子全体を加熱する。

上記構成のセンサ素子１０において、その周囲の排ガスは拡散抵抗層１２の側方部位から導入されて電極１５に達する。排ガスがリーンの場合、排ガス中の酸素が電極１５で分解され、電極１６より大気ダクト１７に排出される。また、排ガスがリッチの場合、逆に大気ダクト１７内の酸素が電極１６で分解され、電極１５より排気側に排出される。

図３は、Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図面である。図３の特性線において、Ｖ軸（横軸）に平行な直線部分はセンサ素子１０の素子電流（限界電流）を特定する限界電流域であって、この素子電流の増減は空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、空燃比がリーン側になるほど素子電流は増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流は減少する。ここで、限界電流域にかかるようにしてセンサ素子１０に電圧を印加することにより、適正に素子電流が計測される。

次に、本発明の主要部たるセンサ回路の電気的構成を図１を参照しながら説明する。

図１において、センサ素子１０の一方の端子（正側端子Ｓ＋）には、基準電源２１及びオペアンプ２２が図示の如く接続されている。また、同センサ素子１０の他方の端子（負側端子Ｓ−）には、発振器２４、オペアンプ２５及び電流計測抵抗２６が直列に接続されている。発振器２４は、例えば１０〜２０ｋＨｚ程度の交流電圧を出力する交流電圧発生手段であり、その発振器２４によりセンサ素子１０に交流電圧が印加される。電流計測抵抗２６はその電流経路上において発振器２４とセンサ素子１０との間に設けられている。センサ素子１０の正側及び負側の両端子にはノイズ等の除去を目的としてコンデンサ２８，２９が設けられている。

センサ素子１０の正側端子Ｓ＋側に設けられた基準電源２１は、Ａ／Ｆ検出のための電圧印加部に相当し、本実施形態では固定電圧２．６Ｖを出力する。また、センサ素子１０の負側端子Ｓ−側に設けられた発振器２４は、インピーダンス検出のための電圧印加部に相当し、本実施形態では２．２Ｖを基準としてその正負両側に１Ｖずつ振幅させた交流電圧を出力する。

また、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０（負側端子Ｓ−）との間の中間点には、その中間点電圧（すなわち、電流計測抵抗２６及びセンサ素子１０による分圧電圧）を各々個別取り込むようにした２つの信号出力部が設けられている。一方は、Ａ／Ｆ検出信号を出力するためのＡ／Ｆ信号出力部３１（第１の信号出力部に相当）であり、他方は、インピーダンス検出信号を出力するためのインピーダンス信号出力部３２（第２の信号出力部に相当）である。Ａ／Ｆ信号出力部３１は、オペアンプ３３とＬＰＦ部３４とを一体に設けた増幅回路により構成されている。また、インピーダンス信号出力部３２は、ＨＰＦ３５とピークホールド回路３６とから構成されている。ピークホールド回路３６には信号増幅部が一体に設けられている。

Ａ／Ｆ信号出力部３１から出力されるＡ／Ｆ検出信号と、インピーダンス信号出力部３２から出力されるインピーダンス検出信号とは共にマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）３８に入力される。マイコン３８は、ＣＰＵや各種メモリを備えてなる周知の演算装置であり、同マイコン３８のＡＤ変換器にＡ／Ｆ検出信号やインピーダンス検出信号（いずれもアナログ信号）が入力されるようになっている。

Ａ／Ｆ信号出力部３１及びインピーダンス信号出力部３２においては、それぞれに電圧信号が増幅されるが、それら各出力部３１，３２における増幅率は各々個別に設定されている。このとき、各出力部３１，３２における増幅率は、Ａ／Ｆ信号分及びインピーダンス信号分の各電圧レベルと、マイコン３８にＡＤ変換器の電圧処理範囲（ここでは０〜５Ｖ）とに応じて設定され、本実施形態では、Ａ／Ｆ信号出力部３１の増幅率を１０倍〜２０倍、インピーダンス信号出力部３２の増幅率を５倍としている。

上記構成によれば、センサ素子１０には発振器２４によって交流電圧が印加されており、その交流電圧の印加状態で、同センサ素子１０に、Ａ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）に相応する電流分と素子インピーダンスに相応する電流分とが合成された素子電流が流れる。このとき、Ａ／Ｆ検出信号及びインピーダンス検出信号の計測点である、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点では、センサ印加電圧の周期（交流電圧の周波数）に合わせて電圧が振幅している。そして、Ａ／Ｆ信号出力部３１において、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度のＡ／Ｆに相応する電流分（直流成分）が抽出され、それが所定の増幅率にて増幅された後、Ａ／Ｆ検出信号としてマイコン３８に出力される。

また、インピーダンス信号出力部３２において、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧から、素子電流のうち都度の素子インピーダンスに相応する電流分（交流成分）が抽出され、さらにそのピーク値がインピーダンス検出信号としてマイコン３８に出力される。マイコン３８では、Ａ／Ｆ検出信号に基づいてＡ／Ｆ（排ガス中の酸素濃度）が算出されるとともに、インピーダンス検出信号に基づいて素子インピーダンスが算出される。

ここで、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点で計測される電圧信号において、Ａ／Ｆ信号分とインピーダンス信号分とは電圧レベルが相違するが、Ａ／Ｆ信号出力部３１及びインピーダンス信号出力部３２には別系統で電圧信号が取り込まれ、それらが個別に増幅されるため、従来技術（図１０の回路構成）にように、Ａ／Ｆ信号分を基準に増幅を行うことで素子インピーダンスの検出精度が低下し、他方、インピーダンス信号分を基準に増幅を行うことでＡ／Ｆの検出精度に悪影響が及ぶといった不都合が解消される。

図４は、センサ素子１０の昇温過程（エンジンの冷間始動直後）における各種パラメータの推移を示すタイムチャートであり、同図において（ａ）には素子温と素子インピーダンスの推移を、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）にはセンサ素子１０のＳ＋，Ｓ−の各端子電圧の推移を、（ｅ）にはインピーダンス信号出力部３２におけるＨＰＦ出力とインピーダンス検出信号の推移を、それぞれ示している。（ｃ）、（ｄ）は共にセンサ素子１０のＳ−端子電圧の推移を示すが、（ｃ）はストイキ時の端子電圧、（ｄ）はＡ／Ｆリーン時の端子電圧である。なお、センサ素子１０のＳ−端子電圧は、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧と同電圧である。

図４において、エンジン始動時には素子温はほぼ常温となっており、素子インピーダンスは極大値となっている。そして、エンジン始動後には排ガスからの受熱やヒータ通電による昇温制御により徐々に素子温が上昇するとともに、素子インピーダンスが下降している。センサ素子１０の活性化が完了すると、素子温は約７５０℃、素子インピーダンスは３９Ωとなっている。

こうしたセンサ素子１０の昇温過程において、センサ素子１０のＳ＋端子電圧は２．６Ｖ固定であり、同Ｓ−端子電圧は所定の周波数にて振幅している。ここで、センサ素子１０が初期の低温状態にある場合には、素子インピーダンスが極大値であるため、センサ素子１０のＳ−端子電圧は発振器２４の出力電圧とほぼ同電圧となっている（正側及び負側の電圧振幅はいずれも１Ｖ）。そして、素子温が上昇していくと、素子インピーダンスの低下に伴いセンサ素子１０のＳ−端子電圧の振幅が次第に小さくなる。

ストイキ時とＡ／Ｆリーン時とを比較すると、後者の場合にはリーン度合いに応じた素子電流分が電圧信号に重畳されているため、振幅の中心値が高電圧側にシフトしている。つまり、センサ素子１０の活性化に伴い、Ｓ−端子電圧にＡ／Ｆ信号分（直流成分）が重畳されるようになる。

また、（ｅ）に示すＨＰＦ出力は、（ｃ）、（ｄ）に示すＳ−端子電圧（中間点電圧）から直流成分を排除したものである。そして、ＨＰＦ出力に対して最大５Ｖの出力範囲で信号増幅され、さらにそのピーク値が検出されることで、図示のようなインピーダンス検出信号を得ることができる。（ｃ）、（ｄ）いずれの場合にも、ＨＰＦ出力は（ｅ）となり、Ａ／Ｆ検出と共にインピーダンス検出が可能となる。

次に、素子インピーダンスＺａｃの検出に関して具体的な数値及び演算方法を説明する。図５はセンサ回路の略図であり、同図では、交流電圧の中心電圧を２．２Ｖ、振幅を±１Ｖ（振幅量ΔＶ＝２Ｖ）、電流計測抵抗２６の抵抗値Ｒを２００Ω、素子活性状態での素子インピーダンスＺａｃを２０Ωとしている。なおここでは、例えば排気温加熱などによりセンサ素子１０が最も低インピーダンスになる場合を想定してＺａｃ＝２０Ωとしている。

電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧について、交流電圧の印加に対応する電圧変化量ΔＶＡ（ＨＰＦ３５の出力）は、
ΔＶＡ＝ΔＶ×Ｚａｃ／（Ｚａｃ＋Ｒ） …（式１）
となる。具体的には、
ΔＶＡ＝２〔Ｖ〕×２０Ω／（２０Ω＋２００Ω）＝０．１８２〔Ｖ〕
である。なお、素子活性前においてＺａｃ＝２５０Ωである場合を想定すると、その時の電圧変化量ΔＶＡ（ＨＰＦ３５の出力）は、
ΔＶＡ＝２〔Ｖ〕×２５０Ω／（２５０Ω＋２００Ω）＝１．１１１〔Ｖ〕
である。

マイコン３８におけるインピーダンス演算時には、上記式１から求められる次の式２により素子インピーダンスＺａｃが算出される。
Ｚａｃ＝ΔＶＡ×Ｒ／（ΔＶ−ΔＶＡ） …（式２）
交流電圧の印加時において、その電圧振幅に対して増減する電流変化量ΔＩは、
ΔＩ＝１〔Ｖ〕／（２０Ω＋２００Ω）＝４．５５ｍＡ
である。つまり、インピーダンス検出時に流れるピーク電流は、Ａ／Ｆ検出電流ＩＬ（都度のＡ／Ｆに応じて流れる電流）に対して４．５５ｍＡだけ加増したものとなる。例えば、ＩＬ＝２ｍＡであれば、ピーク電流＝６．５５ｍＡとなる。

既存のセンサ回路としては図６に示す回路構成も知られており、ここでは比較例として図６を説明し、回路上の電流経路に流れる電流レベルの差を説明する。

図６において、センサ素子１０の一方の端子には基準電圧４１、オペアンプ４２及び電流計測抵抗４３が図示の如く接続され、他方の端子には印加電圧制御回路４４とオペアンプ４５とが接続されている。排ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）に応じて素子電流が流れると、その素子電流が電流計測抵抗４３の両端子間電圧により計測され、さらにその電圧信号がＡ／Ｆ信号増幅回路４６にて増幅された後、Ａ／Ｆ検出信号としてマイコン（図示略）等に出力される。

また、インピーダンス検出時には、印加電圧制御回路４４により一時的に過渡電圧（所定周波数域の交流電圧）が出力され、その過渡電圧に応答する電流変化に基づいてインピーダンス検出信号が取得されるようになっている。すなわち、インピーダンス検出に際して一時的に過渡電圧が出力されると、センサ素子１０には都度の素子インピーダンスに応じた電流変化が生じ、その電流変化量が電流計測抵抗４３により計測される。そして、その電流変化量がＨＰＦ４７及びピークホールド回路４８にて信号処理された後、インピーダンス検出信号としてマイコン等に出力される。その後、マイコン等において、電圧変化量と電流変化量（インピーダンス検出信号）とに基づいて素子インピーダンスが算出される。

上記図６の構成では、過渡電圧印加時の電圧変化量ΔＶと電流変化量ΔＩとから素子インピーダンスＺａｃが算出される（Ｚａｃ＝ΔＶ／ΔＩ）。この場合、電圧変化量ΔＶは一定値であり、センサ素子の活性後などにおいて素子インピーダンスが小さくなると、素子電流が大きくなる。例えば、ΔＶ＝０．２Ｖ、Ｚａｃ＝２０Ωの場合、電流変化量ΔＩは１０ｍＡとなる。

ここで、図６の回路構成ではインピーダンス検出時に流れる電流が１２ｍＡ（ピーク電流＝２ｍＡ＋１０ｍＡ）であるのに対し、上記図１で説明した回路構成では例えば６．５５ｍＡ（ピーク電流＝２ｍＡ＋４．５５ｍＡ）となる。本実施形態の回路構成では、回路上を流れる電流が小さくできることから、オペアンプ２５等に流れる駆動電流が小さくなる。この場合、オペアンプのチップ面積（具体的には、出力段のトランジスタスペース等）を小さくすることができ、回路ＩＣの小型化が可能となる。故に、近年における電子制御ユニット（ＥＣＵ）の小型化の要望に応えることができる。

次に、電流計測抵抗２６の抵抗値Ｒや交流電圧の振幅量ΔＶについて望ましい数値範囲を説明する。図７において、（ａ）には電流計測抵抗２６の抵抗値ＲとＡ／Ｆ検出誤差との関係を示し、（ｂ）には電流計測抵抗２６の抵抗値Ｒと素子インピーダンスの検出分解能との関係を示し、（ｃ）には振幅量ΔＶ（掃引電圧）と素子電流との関係を示し、（ｄ）には振幅量ΔＶ（掃引電圧）とインピーダンス検出精度との関係を示す。なお、（ｃ）、（ｄ）ではＲ＝２００Ωでの計測結果を示している。

（ａ）に示すように、電流計測抵抗２６の抵抗値Ｒが大きいほどＡ／Ｆ検出精度が良くなる。その反面、（ｂ）に示すように、電流計測抵抗２６の抵抗値Ｒが大きいほど素子インピーダンスの検出分解能が低下する。故に、これらを併せ考え、１５０〜２５０Ωを抵抗値Ｒの適正範囲とし、そのうちＲ＝２００Ωを最適値としている。

また、（ｃ）に示すように、交流電圧の振幅量ΔＶが小さいほど素子電流が小さくなり、これによってオペアンプ等の駆動電流が小さくなるため回路ＩＣの小型化等の面で優位となる。その反面、（ｄ）に示すように、振幅量ΔＶが小さいほど素子インピーダンス検出精度が低下する。故に、これらを併せ考え、１．５〜２．５Ｖを振幅量ΔＶの適正範囲とし、そのうちΔＶ＝２Ｖを最適値としている。

次に、交流電圧の周波数に関しては、まず第１に、固体電解質層を有してなるセンサ素子１０のセンサ特性を考慮すると、１ｋＨｚ以上が望ましい。また、Ａ／Ｆ信号出力部３１では、ＬＰＦにより、計測信号（電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧）から交流電圧の周波数成分を排除しているが、ＬＰＦにより抽出される電流成分にはＡ／Ｆの変動成分（エンジンの回転等に依存する数１００Ｈｚ程度の変動成分）が含まれており、Ａ／Ｆ検出成分とインピーダンス検出成分とを明確に分離するには、ＬＰＦのカットオフ周波数と明確な差を付けておくのが望ましい。故に、１０ｋＨｚ以上が必要であると考えられる。

また、本センサ回路に接続される電気配線（ハーネス）に対するＬ成分の影響を考えると、高い周波数は不適である。さらに、オペアンプの応答性や動作のバラツキによる検出誤差を加味すると、２０ｋＨｚ程度が上限であると考えられる。以上により、交流電圧の周波数について１０〜２０ｋＨｚが適正範囲であると考えられる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の優れた効果が得られる。

電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧を、Ａ／Ｆ信号出力部３１とインピーダンス信号出力部３２とにそれぞれ別系統で取り込む構成としたため、Ａ／Ｆに対応する電圧信号と素子インピーダンスに対応する電圧信号との電圧レベルが相違しても、それら各電圧信号に対して各々適した信号処理（増幅等）を個別に行うことができる。またこのとき、Ａ／Ｆ検出に関して２段の増幅を要することもない。したがって、Ａ／Ｆ検出とインピーダンス検出とをいずれも高精度で行うことが可能となる。

Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧（分圧電圧）により電圧信号を計測する構成としたため、抵抗の両端子間電圧により同電圧信号を計測していた従来技術（例えば図１０の回路構成）とは異なり、差動増幅回路などの電流電圧変換手段を用いることなく、電圧信号を直接取り込むことができる。よって、Ａ／Ｆ検出及びインピーダンス検出に関して差動増幅回路等が不要となり、回路構成の簡素化が可能となる。

差動増幅回路が不要になる理由について補足説明する。図１においてオペアンプ２５の出力は交流電圧であるが平均値は一定（例えば電圧振幅範囲１．２Ｖ〜３．２Ｖの場合、平均値は２．２Ｖ）であるため、中間点で計測した電圧のみでＡ／Ｆを検出することができる。これに対し、従来技術（図１０の回路構成）では、印加電圧制御のため直流電圧源６１の電圧を変更する場合、抵抗６３の両端子間電圧は一定とならない。よって、差動増幅器６５が必要となる。

Ａ／Ｆ信号出力部３１及びインピーダンス信号出力部３２において、各々入力される電圧信号を個別の増幅率にて増幅する構成としたため、Ａ／Ｆ検出信号及びインピーダンス検出信号を望み通りに増幅できる。したがって、マイコン３８のＡＤ処理範囲等に応じて信号処理を行うことができ、Ａ／Ｆ検出やインピーダンス検出の分解能を高めることができる。

本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、例えば次のように実施されても良い。

上記実施形態では、図１にて説明したとおり、センサ素子１０のＳ＋端子側を固定電圧（２．６Ｖ固定）、同Ｓ−端子側を交流電圧（２．２Ｖ±１Ｖ）とするとともに、交流電圧源（発振器２４）とセンサ素子１０との間に電流計測抵抗２６を設けたが、これを図８（ａ）〜（ｃ）のように変更する。なおここでは、説明を簡便にするために図５相当の略図を示し、それとの違いについて述べる。

図８（ａ）では、上記図１（図５）との相違点として、センサ素子１０のＳ＋端子側を交流電圧（２．６Ｖ±１Ｖ）、同Ｓ−端子側を固定電圧（２．２Ｖ固定）としている。また、図８（ｂ）は、図１（図５）の構成に対してセンサ素子１０と電流計測抵抗２６とを入れ替え、図８（ｃ）は、図８（ａ）の構成に対してセンサ素子１０と電流計測抵抗２６とを入れ替えている。ただしいずれの構成においても、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧が、インピーダンス信号出力部３２のＨＰＦ３５に取り込まれるようになっている。上記図８（ａ）〜（ｃ）のいずれの構成であっても、上記同様、素子インピーダンスを適正に検出することができる。

上記実施形態では、Ａ／Ｆ信号出力部３１（第１の信号出力部に相当）が、電流計測抵抗２６とセンサ素子１０との間の中間点電圧を取り込み、その中間点電圧に基づいてＡ／Ｆ検出信号を出力したが、これを変更する。すなわち、図９に示すように、電流計測抵抗２６の両端子間電圧を取り込み、その両端子間電圧に基づいてＡ／Ｆ検出信号を出力する構成であっても良い。この場合、Ａ／Ｆ信号出力部３１には、電流計測抵抗２６の両方の端子電圧を入力とする２つのＬＰＦ５１，５２が設けられ、そのＬＰＦ５１，５２の出力が差動増幅回路５３に入力される。そして、差動増幅回路５３の出力信号がＡ／Ｆ検出信号としてマイコン３８に出力される。

酸素濃度を検出対象とするＡ／Ｆセンサ以外に、他のガス濃度成分を検出対象とするガス濃度センサにも本発明が適用できる。例えば、複合型のガス濃度センサは、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セル（ポンプセル）では被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出すと共に酸素濃度を検出し、第２セル（センサセル）では酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出する。このガス濃度センサは、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサとして具体化されるものであり、本発明の適用により、ＮＯｘ濃度の検出精度や素子インピーダンスの検出精度が向上する。また、上記第１セル、第２セルに加え、酸素排出後の残留酸素濃度を検出するための第３セル（モニタセル、若しくは第２ポンプセル）等の複数のセルを有するガス濃度センサであっても良い。

ガス濃度成分としてＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出可能とするガス濃度センサにも適用できる。この場合、ポンプセルにて被検出ガス中の余剰酸素を排出し、センサセルにて余剰酸素排出後のガスからＨＣやＣＯを分解してＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出する。さらに、車載エンジン用以外の用途で本発明のガス濃度検出装置に用いることや、排ガス以外のガスを被検出ガス（検出対象）とすることも可能である。車載エンジン用以外の用途で本発明のガス濃度検出装置を用いる場合、交流電圧の周波数が１〜２０ｋＨｚの範囲内の周波数で適宜設定されると良い。

実施の形態においてセンサ回路の電気的構成を示す回路図。 センサ素子の構成を示す断面図。 Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性を示す図。 センサ素子の昇温過程における各種パラメータの推移を示すタイムチャート。 センサ回路の略図。 従来のセンサ回路を示す回路図。 電流計測抵抗の抵抗値や交流電圧の振幅量について望ましい数値範囲を説明するための図。 別の実施形態におけるセンサ回路の略図。 別の実施形態におけるセンサ回路図。 従来技術におけるセンサ回路図。

符号の説明

１０…センサ素子、１１…固体電解質層、１５，１６…電極、２１…基準電源（電圧印加部）、２４…発振器（交流電圧印加手段）、２６…電流計測抵抗、３１…Ａ／Ｆ信号出力部（第１の信号出力部）、３２…インピーダンス信号出力部（第２の信号出力部）、３３…オペアンプ、３４…ＬＰＦ部、３５…ＨＰＦ、３６…ピークホールド回路、３８…マイコン（演算装置）。

Claims (6)

1. 固体電解質層を有してなり、電圧が印加された状態で被検出ガス中のガス濃度に応じた素子電流を流すセンサ素子を備えるガス濃度センサに適用され、前記素子電流に基づいて被検出ガス中のガス濃度を検出するガス濃度検出装置において、
   前記センサ素子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
   前記交流電圧印加手段による交流電圧の印加に伴い電流が流れる交流電流経路にて前記センサ素子に直列に接続される電流計測抵抗と、
   前記電流計測抵抗により計測した電圧信号から、前記素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第１の信号出力部と、
   前記センサ素子と前記電流計測抵抗との中間点でこれらセンサ素子及び電流計測抵抗の分圧電圧として計測した電圧信号から、前記素子電流のうち当該センサ素子の抵抗成分に相応する電流分を抽出し、演算装置に出力する第２の信号出力部と、
   を備え、
   前記第１の信号出力部と前記第２の信号出力部とに前記交流電流径路からそれぞれ別系統で電圧信号を取り込む構成としたことを特徴とするガス濃度検出装置。
2. 前記第１の信号出力部及び前記第２の信号出力部に、各々入力される前記電圧信号を増幅するための増幅回路部を設け、それら増幅回路部の増幅率を各々個別に設定した請求項１に記載のガス濃度検出装置。
3. 前記第１の信号出力部は、前記センサ素子と前記電流計測抵抗との中間点で計測した電圧信号から、前記素子電流のうち被検出ガス中のガス濃度に相応する電流分を抽出する請求項１又は２に記載のガス濃度検出装置。
4. 前記第１の信号出力部は、前記電圧信号の直流成分のみを抽出するフィルタ手段と、前記演算装置における信号入力部の電圧処理範囲に応じて前記電圧信号を増幅する増幅手段とを備える請求項１乃至３のいずれかに記載のガス濃度検出装置。
5. 前記第２の信号出力部は、前記センサ素子と前記電流計測抵抗との間の中間点電圧の交流成分のみを抽出するフィルタ手段と、該フィルタ手段により抽出した交流成分のピーク値を検出するピーク検出手段とを備える請求項１乃至４のいずれかに記載のガス濃度検出装置。
6. 前記交流電圧印加手段により印加される交流電圧の周波数を１〜２０ｋＨｚとした請求項１乃至５のいずれかに記載のガス濃度検出装置。

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