JP4857812B2 - 電源システム - Google Patents

Description

本発明は、入力される交流電力を直流に変換して負荷に供給する電源システムに関する。

商用電源等の交流電源からの交流電力を直流に変換する電源システムにおける交流−直流（ＡＣ−ＤＣ）変換部には、一般にコンデンサインプット方式が利用されている。しかし、この方式における力率は０．５〜０．６程度と低い。このため、力率の改善を図るとともに、入力電流の高調波成分を減少させるべく、昇圧チョッパ型力率改善回路（ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路）を用い、入力電流を入力電圧と相似の正弦波化する方法が採用されている。この方法によれば、力率を０．９以上にすることができる。

図２０は、ＰＦＣ回路を用いた従来の電源システムの回路図である。図２０に示す電源システム５００は、商用電源７００からの交流電力を直流に変換して負荷６２０に供給するものであり、ＰＦＣ回路５１０、整流器５４０及びＤＣ−ＤＣコンバータ５５０により構成される。これらのうち、ＰＦＣ回路５１０は、ＰＦＣ回路制御ＩＣ５１２、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、チョークコイルＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１により構成される。

図２１（ａ）は電源システム５００における波形（入力電圧Vin、入力電流Iin、入力電力Pinと出力電圧Vo、出力電流Io、出力電力Po）を示し、図２１（ｂ）は入力電力Pi及び出力電力Poに応じた平滑コンデンサＣ１の充放電と、当該平滑コンデンサＣ１のリップル電圧Vr1及び電流Icを示す図である。図２１（ａ）に示すように、ＰＦＣ回路５１０によって入力電圧Vinと入力電流Iinとが同期して正弦波状に変化するため、一定電圧に制御された出力電力Poに対して、入力電力Pinの変化が大きく、結果として出力リップル電圧が大きくなる。また、図２１（ｂ）に示すように、コンデンサＣ１は、入力電力Pinが出力電力Poを超える場合に充電を行い、入力電力Pinが出力電力Poを下回る場合に放電を行う。

例えば、特許文献１に示す技術のように、スイッチングのオン・オフの時比率を一定に制御する電源の前段にＰＦＣ回路が適用されると、出力リップル電圧が大きく、特に、画像形成装置のモーターやＣＣＤの駆動、ゼログラフィーの帯電及び現像等を行う高圧電源を負荷とする場合には、リップル成分による出力電圧の変化が画像に影響するという問題があった。

このようなリップル成分を減らす方法として、ＰＦＣ回路内の平滑コンデンサの容量を大きくすることが挙げられる。また、リップル成分を減らす他の方法として、特許文献２に示す技術がある。図２２は、特許文献２に示す従来の電源システムの回路図である。図２２に示す電源システム５０１は、図２０に示す電源システムと比較すると、新たに、ＰＦＣ回路５１０内にＰＦＣ回路制御ＩＣ５１２、スイッチ５１３と、当該スイッチ５１３の切り替え動作によってＰＦＣ回路制御ＩＣ５１２に接続されるインバータ５１４及び切り替え信号発生器５１５とを有する。この電源システム５０１では、正弦波化する電流指令信号の凸部の一部を反転制御する方法が用いられている。
特開平７−３３７０３４号公報 特開平４−３３１４６７号公報

しかし、ＰＦＣ回路内の平滑コンデンサの容量を大きくする方法では、電源システムの大型化を招くとともに、容量が大きいために起動時間が長くなってしまう等の別の問題が生じてしまう。

また、特許文献２に示す方法では、ＰＦＣ回路の制御部が複雑になる等の問題がある。また、図２２に示すように商用電源７００からの交流電力を直流に変換して負荷６３０に供給する他の電源装置である第２の電源装置５６０と組み合わせて使用する場合、入力電流Iin1が凹形状で、第２の電源装置５６０の入力電流Iin2が凸形状になり、特にコンデンサインプット方式の電源と組み合わせた場合は、全体の入力電流Iinにおいて高調波成分が増加する傾向にあった。また、ＰＦＣ回路の後段に、ＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した場合には、高調波成分は増加しないものの、ＰＦＣ回路の負荷電流が増加し、その結果、出力リップル電圧が増大するという問題があった。

本発明の目的は、上述した問題を解決するものであり、力率改善回路の出力リップル電圧及び高調波成分を低減した電源システムを提供するものである。

本発明の電源システムは、 交流電源から供給される交流電力を整流する整流器と、前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を昇圧すると共に直流電力に変換する第１の力率改善回路と、前記第１の力率改善回路によって昇圧された電圧の電圧値を電圧変換して第１の負荷に供給するコンバータとを備える第１の電源装置と、
前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を平滑化して直流電力に変換し、さらに変換された直流電力の電圧を電圧変換して第２の負荷に供給する第２の電源装置と、を備え、
前記第１の力率改善回路は、前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を分圧する分圧抵抗と、前記分圧抵抗によって分圧された電圧を入力して、入力した電圧をクランプするクランプ回路と、前記第１の電源装置に流れる電流と、前記第２の電源装置に流れる電流とを合成した合成電流の電流値を検出する電流検出抵抗と、前記整流器で整流された電圧を入力して、入力した電圧を直流電圧に変換する変換器と、前記クランプ回路によってクランプされた電圧と、前記電流検出抵抗で検出された電流値とを入力して、前記電流検出抵抗によって検出された電流値の波形が前記クランプされた電圧の波形と相似する波形となるように、前記変換器を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、第１の力率改善回路の出力リップル電圧を抑えることができ、更には、力率の悪化や高調波電流の増加を抑えることが可能となる。

また、本発明の電源システムにおいて、前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力して電圧を平滑する、ダイオード及びコンデンサを備える平滑回路を有し、前記平滑回路は、前記ダイオードの後段であって前記コンデンサの前段に、前記第２の電源装置の出力リップル電圧を低減するためのチョークコイルを備える。

この構成によれば、第２の電源装置の入力電流の導通角が広がり、更に出力リップル電圧を低減することが可能となる。

また、本発明の電源システムにおいて、前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力して電圧を平滑するダイオードと、前記ダイオードで平滑された電圧を入力して、該入力した電圧を平滑して前記第２の電源装置の出力リップル電圧を低減する部分平滑回路とを備える平滑回路を備える。

この構成によれば、第２の電源装置の入力電流の導通角が広がり、更に出力リップル電圧を低減することが可能となる。

また、本発明の電源システムにおいて、前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力するダイオードと、該ダイオードに入力される電流の導通角を制御する位相制御回路とを備える。

この構成によれば、第２の電源装置の入力電流の導通角が９０度以上の場合に、出力リップル電圧を低減することが可能となる。

また、本発明の電源システムにおいて、前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力し、入力した電力の電圧を該電圧よりも低い電圧に変換して前記第２の負荷に出力することで、前記第２の電源装置に電流が流れる期間を調整する降圧チョッパ回路を備える。

この構成によれば、交流電源からの電圧が出力電圧よりも高い期間にのみ、第２の電源装置に電流が流れるようにすることができ、第２の電源装置の入力電流の導通角を広くして、更にリップル電圧を低減することが可能とある。

また、本発明の電源システムにおいて、前記変換器から前記コンバータに出力される電圧のリップル電圧を検出するリップル検出回路と、前記リップル検出回路で検出されるリップル電圧に応じて、前記降圧チョッパ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備える。

また、本発明の電源システムにおいて、前記変換器から前記コンバータに出力される電圧のリップル電圧を検出するリップル検出回路を備え、前記第２の電源装置は、上位装置から通知される、前記第２の負荷の動作モードを通知する信号と、前記リップル検出回路の検出したリップル電圧と基準値との比較結果と、前記第１の力率改善回路の入力電圧がゼロとなるタイミングを通知するゼロクロス信号とに応じて、前記交流電源から供給される交流電力の半周期における動作期間を調整する第２の力率改善回路を備える。

また、本発明の電源システムにおいて、前記クランプ回路は、前記負荷の動作に応じて、前記クランプ回路がクランプする電圧を調整する。

この構成によれば、負荷の動作に応じて、クランプ電圧を調整して出力リップル電圧を抑えることで、第１の電源装置の出力電圧の変化によって負荷の動作に影響を及ぼすことが抑制される。

本発明によれば、第１の力率平滑回路の出力リップル電圧を抑えることができ、更には、力率の悪化や高調波電流の増加を抑えることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムを用いた画像形成装置の構成を示す図である。図１における画像形成装置内の電源システム１００は、ドライブモータ、スキャナモータ、ファン等の駆動系負荷１２０に電力を供給する第１電源装置１と、コントローラ、画像処理装置、ＦＡＸ等のＣＰＵを含む制御系負荷１３０に電力を供給する第２電源装置２とにより構成される。駆動系負荷１２０における負荷電力は、画像形成装置が画像出力しているときに大きく、待機状態では小さくなる。一方、制御系負荷１３０における負荷電力は、待機状態と画像出力中とで大きな差はないが、省エネルギーのモードに移行すると小さくなる。

図２は、電源システム１００の基本的な回路図である。図１に示す電源システム１００において、第１電源装置１は、商用電源２００から供給される交流電力を直流に変換して駆動系負荷１２０に供給するものであり、ＰＦＣ回路１０と、整流器４０及びＤＣ−ＤＣコンバータ５０によって構成される。これらのうち、ＰＦＣ回路１０は、電圧検出回路１２、電流検出回路１４、クランプ回路１６、ＰＦＣ制御回路１８、出力電圧検出回路２０、チョークコイルＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１により構成される。一方、第２電源装置２は、商用電源２００から供給される電力を制御系負荷１３０に供給するものであり、ダイオード３及びＤＣ−ＤＣコンバータ６２により構成され、商用電源２００からＤＣ−ＤＣコンバータ６２への入力電流経路がＰＦＣ回路１０内の電流検出回路１４及びダイオードＤ３を経由するように接続されている。

ＰＦＣ回路１０内のクランプ回路１６は、入力電圧波形のピーク値を設定されたクランプ電圧に抑える。これにより、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧を抑えることができ、更には、力率の悪化や高調波電流の増加を抑えることが可能となる。また、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくする必要がないため、装置の大型化やＰＦＣ回路１０の起動時間が増加することもない。

以下、電源システム１００の実施例を説明する。

（第１実施例）
図３は、第１実施例における電源システムの回路図である。整流器４０は、商用電源２００からの交流電力に対して、全波整流方式による整流を行い、ＰＦＣ回路１０へ供給する。

ＰＦＣ回路１０は、抵抗Ｒ２及びＲ３からなる電圧検出回路と、ツェナーダイオードＤ２からなるクランプ回路２１と、抵抗Ｒ１からなる電流検出回路と、抵抗Ｒ４及びＲ５からなる出力電圧検出回路と、ＰＦＣ制御回路を構成するＰＦＣ回路制御ＩＣ２２と、チョークコイルＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなる昇圧コンバータとによって構成される。

このＰＦＣ回路１０は、出力電圧を入力電圧より高い電圧に昇圧するとともに、入力電流を入力電圧と相似の正弦波にすることによって力率を改善する。クランプ回路２１は、入力電圧検出回路の後段に接続されており、当該入力電圧検出回路を構成する抵抗Ｒ２及びＲ３によって分圧された入力電圧波形のピーク値付近をクランプし、補正した基準電圧をＰＦＣ回路制御ＩＣ２２に入力させている。ＰＦＣ回路制御ＩＣ２２は、この基準電圧に基づいて、ＰＦＣ回路１０の入力電流を制御する。

ＰＦＣ回路１０によって昇圧された電圧は、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ５０に入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、入力電圧を駆動系負荷１２０の動作に必要な電圧まで絶縁、降圧し、当該駆動系負荷１２０に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、一般的なフライバックコンバータ、フィードフォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ、ハープブリッジコンバータ等を適宜選択して使用することが可能である。

第２電源装置２内のＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、前段のダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ２からなる平滑回路によって平滑された電圧を入力し、制御系負荷１３０の動作に必要な電圧まで絶縁、降圧し、当該制御系負荷１３０に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０と同様、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２も回路形式は問わない。

第２電源装置２の入力側は、整流器４０の＋出力側と、ＰＦＣ回路１０内の電流検出回路を構成する抵抗Ｒ１の出力側とに接続されている。これにより、図４（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１における電流は、ＰＦＣ回路１０の入力電流Iin1と第２電源装置２の入力電流Iin2とを合成したものとなり、ＰＦＣ回路制御ＩＣ２２は、この合成電流の波形が、基準電圧の波形と相似になるように制御する。その結果、入力電流Iin1の波形は、整流器４０の出力である全体の入力電流Iinから第２電源装置２の入力電流Iin2を減算した波形となる。

ここで、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧は、入力電圧のピークと入力電流のピークとが一致し、そのピーク値が大きいことに起因して発生する。図４（ｂ）は、ＰＦＣ回路１０の入力電圧Vin、入力電流Iin1、入力電力Pi及び出力電力Poと、平滑コンデンサＣ１の電流Ic及びリップル電圧Vrを示す。ＰＦＣ回路１０の入力電流Iin1は、クランプ回路２１及び第２電源装置２の電流により、ピーク部分が凹んだ波形となっている。このため、入力電力Pinのピーク値は小さくなり、その結果、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧も小さくすることが可能となる。

（第２実施例）
図５は、第２実施例における第２電源装置２の回路図である。なお、本実施例においては、電源システム１００における第２電源装置２以外の部分は、第１実施例と同様である。本実施例では、ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ２からなる平滑回路にチョークコイルＬ２が挿入されている。これにより、力率が改善され、第２の電源装置２の入力電流Iin2の導通角が広がり、図６の実線に示すような各部の波形となり、第１実施例の場合（図６の点線）よりも更に出力リップル電圧を低減することが可能である。

（第３実施例）
図７は、第３実施例における第２電源装置２の回路図である。なお、本実施例においても、電源システム１００における第２電源装置２以外の部分は、第１実施例と同様である。本実施例では、ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６とコンデンサＣ２、Ｃ３からなる平滑回路が用いられている。これらのうち、ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６とコンデンサＣ２、Ｃ３とによって部分平滑回路が構成される。これにより、第２電源装置２の入力電流Iin2の導通角は第２実施例よりも広くなり、図８に示すような各部の波形となり、更に出力リップル電圧を低減することが可能である。

（第４実施例）
図９は、第４実施例における第２電源装置２の回路図である。なお、本実施例においても、電源システム１００における第２電源装置２以外の部分は、第１実施例と同様である。本実施例においては、第２電源装置は、ダイオードＤ３と位相制御回路６４とにより構成される。この場合、制御系負荷１３０としては、画像形成装置の定着装置の熱源である、ハロゲンヒーターやセラミックヒータ等が挙げられ、第２電源装置２の入力電流Iin2の導通角が９０度以上の場合に、図１０に示すような各部の波形となり、出力リップル電圧を低減することが可能である。

（第５実施例）
図１１は、第５実施例における第２電源装置２の回路図である。なお、本実施例においても、電源システム１００における第２電源装置２以外の部分は、第１実施例と同様である。本実施例においては、第２電源装置２は、ダイオードＤ３、Ｄ４、コンデンサＣ２、Ｃ３、トランジスタＱ２、チョークコイルＬ２と、トランジスタＱ２によるスイッチングを制御する制御回路６５により構成される降圧チョッパ回路である。この降圧チョッパ回路は、入力電力を断続させ、入力電圧より低い電圧を出力する。このため、商用電源２００からの交流電圧が出力電圧よりも高い期間にのみ電流が流れることになる。これにより、入力電流Iin2の導通角は広くなり、図１２に示すような各部の波形となり、更にリップル電圧を低減することが可能である。

（第６実施例）
図１３は、第６実施例における電源システム１００の回路図である。本実施例では、第１実施例と比較すると、クランプ回路２１がツェナーダイオードＤ２、Ｄ３とスイッチＳＷとにより構成される点が異なる。

ツェナーダイオードＤ２の降伏電圧は、ツェナーダイオードＤ３の降伏電圧よりも大きくなるように設定されている。また、スイッチＳＷは、切り替え信号発生器２３からの切り替え信号に基づいて、ツェナーダイオードＤ３の接続、非接続を切り替える。具体的には、画像形成装置を制御するＣＰＵは、当該画像形成装置が動作モードのときに切り替え信号発生器２３に切り替え信号を発生させる制御を行う。切り替え信号発生器２３は、この制御により切り替え信号を発生し、スイッチＳＷは、ツェナーダイオードＤ３を接続させる。

これにより、画像形成装置が動作モードの場合に、出力リップル電圧を小さくし、出力電圧の変化によって当該画像形成装置が形成する画像に影響を及ぼすことが抑制される。図１４は、クランプ回路２１において、ツェナーダイオードＤ２によるクランプが行われる場合（図１４（ａ））と、ツェナーダイオードＤ３によるクランプが行われる場合（図１４（ｂ））とにおける、ＰＦＣ回路１０の入力電流Iin1、第２電源装置２の入力電流Iin2、整流器４０の出力である全体の入力電流Iinを示す図である。これらの図に示すように、ツェナーダイオードＤ３が接続され、当該ツェナーダイオードＤ３によるクランプが行われる場合には、ツェナーダイオードＤ２によるクランプが行われる場合よりも、全体の入力電流Iinの波形がつぶれた形になるため、相対的に力率は低下し、高調波成分が増加する。但し、画像形成装置が動作モードの場合には、大電流を必要とする負荷が動作しており、基本波電流が大きくなるため、画像形成装置全体の電流に対して高調波成分の増加は相対的に小さいものとなり、装置全体としては無視することができる。

（第７実施例）
図１５は、第７実施例における電源システム１００の回路図である。本実施例では、第１実施例と比較すると、第１電源装置１内のＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧を検出するリップル検出回路３４を有するとともに、第２電源装置２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ６２の前段に降圧チョッパ回路が構成されている点が異なる。降圧チョッパ回路は、ダイオードＤ３、Ｄ４、コンデンサＣ２、Ｃ３、トランジスタＱ２、チョークコイルＬ２、抵抗Ｒ６、Ｒ７、電圧指示回路３５、アンプＡＰ、トランジスタＱ２によるスイッチングを制御する制御回路６５により構成される。

降圧チョッパ回路の出力電圧は、リップル検出回路３４によって検出されるＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧に応じて、電圧指示回路３５、アンプＡＰ及び制御回路３６によって制御される。具体的には、降圧チョッパ回路の出力電圧は、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧が高い場合には低くなり、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧が高い場合には低くなるように調整される。

図１６は、ＰＦＣ回路１０の入力電圧Vin、第２電源装置２の入力電流Iin2、ＰＦＣ回路１０の入力電流Iin1、入力電力Pi及び出力電力Po、平滑コンデンサＣ１の電流Ic及びリップル電圧Vrを示す。実線は降圧チョッパ回路の出力電圧Vout2が高い場合であり、点線は低い場合である。第２電源装置２の入力電流Iin2の導通角は、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧が高い場合には広く、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧が低い場合には狭く調整され、その結果、ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧はほぼ一定の値になる。この場合、降圧チョッパ回路の出力電圧Vout2は変化するが、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ６２により調整され、制御系負荷１３０には一定の電圧が供給される。

（第８実施例）
図１７は、第８実施例における電源システム１００の回路図である。本実施例では、第７実施例と比較すると、第２電源装置２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ６２の前段にＰＦＣ回路が構成されている点が異なる。

第２電源装置２内のＰＦＣ回路は、電圧検出回路６３、電流検出回路６４、ＰＦＣ制御回路６６、出力電圧検出回路６８、当該ＰＦＣ回路の動作及び停止の操作を外部から可能とするオン・オフ端子Ｔ１、トランジスタＱ３、ダイオードＤ４及び平滑コンデンサＣ５により構成される。オン・オフ端子Ｔ１は、オン・オフ信号発生器７０からの信号に基づいて、オン、オフを調整する。具体的には、オン・オフ信号発生器７０は、画像形成装置を制御するＣＰＵからの動作モードの切り替えを通知する信号（動作モード切替信号）、ＰＦＣ回路１０の入力電圧Vinからタイミングをとるゼロクロス信号、及び、リップル検出回路２４によって検出されるＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧と基準値との比較結果に基づいて、商用電源２００からの交流電圧の半周期における第２電源装置２内のＰＦＣ回路の動作期間を調整すべく、オン・オフ端子Ｔ１の切替を制御する。

図１８は、第８実施例におけるＰＦＣ回路１０の入力電圧Vin、第２電源装置２の入力電流Iin2、ＰＦＣ回路１０の入力電流Iin1、入力電力Pi及び出力電力Po、平滑コンデンサＣ１の電流Ic及びリップル電圧Vrを示す。実線は第２電源装置２内のＰＦＣ回路の動作期間が長い場合であり、点線は短い場合である。第２電源装置２内のＰＦＣ回路の出力電圧は変化するが、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ６２により調整され、制御系負荷１３０には一定の電圧が供給される。

（第９実施例）
図１９は、第９実施例における電源システム１００の回路図である。本実施例では、複数の第２電源装置２〜２ｎが構成されている。第２電源装置２〜２ｎは、同一の構成でも良く、上述した各実施例に挙げた第２電源装置２を複数組み合わせてもよい。ＰＦＣ回路１０には、第２電源装置２〜２ｎの入力電流Iin2〜Iinnの合成電流を、整流器４０の出力である全体の入力電流Iinから差し引いた電流Iin1が流れ、当該ＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧が低減される。

このように、本実施形態の電源システム１００は、第１電源装置１内のＰＦＣ回路１０の出力リップル電圧を低減させることができ、第２電源装置２が追加される場合にも、システム全体の大型化や回路を追加することなく、力率の悪化や高調波電流の増加を抑えることが可能となる。また、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくする必要がないため、ＰＦＣ回路１０の起動時間が増加することもない。

以上、説明したように、本発明に係る電源システムは、力率改善回路の出力リップル電圧及び高調波成分を低減することができ、電源システムとして有用である。

電源システムを用いた画像形成装置の構成を示す図である。 電源システムの基本的な回路図である。 第１実施例における電源システムの回路図である。 第１実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第２実施例における第２電源装置の回路図である。 第２実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第３実施例における第２電源装置の回路図である。 第３実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第４実施例における第２電源装置の回路図である。 第４実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第５実施例における第２電源装置の回路図である。 第５実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第６実施例における電源システムの回路図である。 第６実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第７実施例における電源システムの回路図である。 第７実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第８実施例における電源システムの回路図である。 第８実施例における電源システムの各部の波形を示す図である。 第９実施例における電源システムの回路図である。 従来の第１の電源システムの回路図である。 従来の第１の電源システムの各部の波形を示す図である。 従来の第２の電源システムの各部の波形を示す図である。 従来の第２の電源システムの各部の波形を示す図である。

符号の説明

１ 第１電源装置
２ 第２電源装置
１０ ＰＦＣ回路
１２ 電圧検出回路
１４ 電流検出回路
１６ クランプ回路
１８ ＰＦＣ制御回路
２０ 出力電圧検出回路
４０ 整流器
５０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１００ 電源システム
１２０ 駆動系負荷
１３０ 制御系負荷
２００ 商用電源
Ｌ１ チョークコイル
Ｑ１ トランジスタ
Ｄ１、Ｄ３ ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ

Claims (8)

1. 交流電源から供給される交流電力を整流する整流器と、前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を昇圧すると共に直流電力に変換する第１の力率改善回路と、前記第１の力率改善回路によって昇圧された電圧の電圧値を電圧変換して第１の負荷に供給するコンバータとを備える第１の電源装置と、
   前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を平滑化して直流電力に変換し、さらに変換された直流電力の電圧を電圧変換して第２の負荷に供給する第２の電源装置と、を備え、
   前記第１の力率改善回路は、前記整流器の出力電力を入力して、該入力した電力の電圧を分圧する分圧抵抗と、前記分圧抵抗によって分圧された電圧を入力して、入力した電圧をクランプするクランプ回路と、前記第１の電源装置に流れる電流と、前記第２の電源装置に流れる電流とを合成した合成電流の電流値を検出する電流検出抵抗と、前記整流器で整流された電圧を入力して、入力した電圧を直流電圧に変換する変換器と、前記クランプ回路によってクランプされた電圧と、前記電流検出抵抗で検出された電流値とを入力して、前記電流検出抵抗によって検出された電流値の波形が前記クランプされた電圧の波形と相似する波形となるように、前記変換器を制御する制御回路とを備えることを特徴とする電源システム。
2. 前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力して電圧を平滑する、ダイオード及びコンデンサを備える平滑回路を有し、前記平滑回路は、前記ダイオードの後段であって前記コンデンサの前段に、前記第２の電源装置の出力リップル電圧を低減するためのチョークコイルを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
3. 前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力して電圧を平滑するダイオードと、前記ダイオードで平滑された電圧を入力して、該入力した電圧を平滑して前記第２の電源装置の出力リップル電圧を低減する部分平滑回路とを備える平滑回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
4. 前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力するダイオードと、該ダイオードに入力される電流の導通角を制御する位相制御回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
5. 前記第２の電源装置は、前記整流器の出力電力を入力し、入力した電力の電圧を該電圧よりも低い電圧に変換して前記第２の負荷に出力することで、前記第２の電源装置に電流が流れる期間を調整する降圧チョッパ回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
6. 前記変換器から前記コンバータに出力される電圧のリップル電圧を検出するリップル検出回路と、
   前記リップル検出回路で検出されるリップル電圧に応じて、前記降圧チョッパ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする請求項５に記載の電源システム。
7. 前記変換器から前記コンバータに出力される電圧のリップル電圧を検出するリップル検出回路を備え、
   前記第２の電源装置は、上位装置から通知される、前記第２の負荷の動作モードを通知する信号と、前記リップル検出回路の検出したリップル電圧と基準値との比較結果と、前記第１の力率改善回路の入力電圧がゼロとなるタイミングを通知するゼロクロス信号とに応じて、前記交流電源から供給される交流電力の半周期における動作期間を調整する第２の力率改善回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
8. 前記クランプ回路は、前記負荷の動作に応じて、前記クランプ回路がクランプする電圧を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源システム。

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