JP4775145B2 - 同期モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータ制御装置に関し、特に車両用同期モータ制御装置の改良に関する。

ステータ回転磁界の角速度と一致する角速度でロータが回転する同期モータとして種々の形式が周知となっている。同期モータのトルクは、ステータ電流ベクトル（以下、単に電流ベクトルと言う）の振幅を制御する以外にロータの磁極位置に対する電流ベクトルの位相を制御することによっても調整することができ、典型的には弱め界磁制御が知られている。この弱め界磁制御は、電圧指令値と電源電圧との比較結果に基づいてｄ軸電流検出値Ｉｄをｄｑ軸座標系上において負方向へ増大することによりステータコイルに誘起される逆起電圧を低減し、これにより電圧指令値が電源電圧を上回らないようにする制御である。

また、下記の特許文献１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ’やｑ軸電流指令値Ｉｑ’などにより算出したトルク推定値Ｔｄと、入力されたトルク指令値Ｔｓとの間のトルク偏差ΔＴを算出し、このトルク偏差ΔＴを解消するためのｑ軸電流指令値Ｉｑ’の補正分である補正ｑ軸電流指令値ΔＩｑ’を算出し、この補正ｑ軸電流指令値ΔＩｑ’をｑ軸電流指令値Ｉｑ’に加算して応答性を改善するｑ軸電流補正方式のトルク偏差補正技術を提案している。
特開２００１−１６１０９９号公報

しかしながら、上記した同期モータを車両系に用いる場合、車両電源系の電圧変動が定置電源系に比べて格段に大きいため、同期モータの脱調などの問題が発生することが懸念される。

更に具体的に説明すると、車載大電力電気負荷がオンされる場合や、走行状態が回生モードから電動モードに変化する場合などにおいて、インバータに印加される電源電圧が急減する。このような電源電圧の急減は、ｄｑ軸回転座標系上の電流制限楕円の縮小を生じさせるため同期モータに実際に通電される電流ベクトルの振幅減少によりトルク低下が生じ、その結果として脱調などの問題が生じる可能性が生まれる。この問題に対して、上記した弱め界磁制御では電源電圧の低下が生じて電源電圧が電圧指令値より小さくなるとこの電源電圧と電圧指令値との偏差に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ’を負方向へ逐次増大させる制御を行うため、電源電圧低下に対するｄ軸電流指令値Ｉｄ’の変化及びそれが電圧指令値に反映されるまでのレスポンスが遅くなり、その結果として急激な電源電圧低下に対してｄ軸電流指令値Ｉｄ’の追従が遅れ、脱調などの問題が発生することが懸念される。

一方、上記した特許文献１のｑ軸電流補正によるトルク偏差補正技術では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’から磁束量Φを演算し、この磁束量Φとｑ軸電流指令値Ｉｑ’とｄ軸電流指令値Ｉｄ’とからモータモデルを用いてトルク推定値Ｔｄを算出し、算出したトルク推定値Ｔｄと入力されたトルク指令値Ｔｓとの偏差に対応するｑ軸電流補正量ΔＩｑ’を算出し、このｑ軸電流補正量ΔＩｑ’をｑ軸電流指令値Ｉｑ’に加算するというトルク偏差補正動作を行う。したがって、このｑ軸電流補正は電源電圧変動を考慮しておらず、急激に電源電圧が変動した際にはレスポンスが悪いという問題があった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、電源電圧の急減にもかかわらず同期モータの運転をレスポンス良く安定化可能な同期モータ制御装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する各発明は、電流ベクトル指令値を構成するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’をトルク指令値Ｔｓに基づいて算出する電流指令値算出部と、前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’に基づいて同期モータへ印加すべき電圧としての電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、直流の電源電圧が印加されるとともに前記電圧指令値に相当する相電圧を形成して前記同期モータに印加するインバータとを備える同期モータ制御装置に適用される。この種の回転座標系上の電流ベクトル演算によるトルク制御は周知技術となっており、本発明は、ステータ電流が形成する回転磁界に同期してロータが回転する種々の形式をもつ公知の同期モータに適用されることができる。

第１発明は特に、所定のサンプリング期間内における前記電源電圧の低下量に正相関を有する大きさの第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出するとともに、前記第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ実質的に加算する補正を行う第１ｄ軸電流補正部を有し、前記電圧指令値算出部は、前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’と、前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’とに基づいて前記電圧指令値を算出することを特徴としている。

これにより、電源電圧低下率による電圧制限楕円の縮小に対応して高速にｄ軸電流を負方向へ増大できるため、急激なトルク減少を抑制でき、脱調を防止することができる。

つまり、本発明では、たとえば所定時間以前に読み込んだ電源電圧値（電源電圧の過去値）と、今回読み込んだ電源電圧値（電源電圧の今回値）との差に算出することにより電源電圧低下量（実質的には電源電圧低下率）を算出し、算出した電源電圧低下量に正相関を有するｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出してｄ軸電流指令値Ｉｄ’に加えるｄ軸電流指令値補正を行う。なお、この補正は、電圧指令値を１回算出する期間（１電圧指令値算出周期）に際して少なくとも１回は行われる。このようにすれば、実質的に電源電圧低下によるトルク減少を抑えることができるため、電源電圧が急減しても良好に脱調を抑止することができる。このような電源電圧低下率に正相関を有する量だけｄ軸電流を補正する技術は、従来の弱め界磁制御によるｄ軸電流補正技術においてまったく知られていなかったものである。これは、従来の同期モータベクトル制御が定置交流電源からの電力を整流した直流電源電力に対して適用されていたため、急激な電源電圧低下による脱調の可能性が小さかったためである。

これに対して、本発明がその制御対象とする車両用同期モータでは、車載電源系の電源電圧が急激に変動（低下）することがあった。本発明者は、この時、車両用同期モータに脱調が生じる可能性があることに着目し、この認識に基づいてこの発明をなしたものである。

本発明によれば、車載電源系の電源電圧が急激に低下しても、それに素早く追従してトルク減少を防ぐことができ、脱調を良好に抑止することができる。

好適な態様において、前記第１ｄ軸電流補正部は、前記電源電圧の低下量ΔVに所定定数ｋを掛けた大きさの前記第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出して前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に加算することにより、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’を補正する。このようにすれば、電源電圧低下時にｄ軸電流指令値Ｉｄ’をレスポンスよくかつ複雑な演算を回避しつつ負方向へ増大できるため、電源電圧低下によるトルク減少を速やかに補正できる。

好適な態様において、前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’とに基づいて前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’及び前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’に対応するトルクであるトルク推定値Ｔｄを算出するトルク推定部と、前記トルク指令値Ｔｓと前記トルク推定値Ｔｄとの間の偏差に基づいて前記偏差を低減する向きへ前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’を補正するｑ軸電流補正部を有する。このようにすれば、更に良好に脱調防止を図ることができる。

更に説明すると、本発明では、既述したように、電源電圧低下に起因する電圧制限楕円の縮小により電流ベクトルが電圧制限楕円から逸脱する場合にはｄ軸電流指令値Ｉｄ’の負方向への増大を行い、それにより縮小した電圧制限楕円内にてトルクを電源電圧低下前のトルク指令値に近づける。このようにｄ軸電流指令値Ｉｄ’を負方向に増大すると、電圧制限楕円が許容するｑ軸電流指令値Ｉｑ’の最大値が増大する。そこで、この態様では、補正したｄ軸電流指令値Ｉｄ’を加味したトルク推定値Ｔｄとトルク指令値Ｔｓとの偏差を減らす向きにｑ軸電流指令値Ｉｑ’を補正する。これにより、電源電圧急低下時のトルク急減による脱調を更に良好に抑止することができる。

好適な態様において、前記電圧指令値が前記インバータの出力可能最大電圧を上回ったかどうかを判定するとともに、上回った場合に前記電圧指令値及び前記電源電圧に基づいて第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を算出し、前記第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ実質的に加算する補正を行う第２ｄ軸電流補正部を有する。これにより、電源電圧低下による脱調を更に抑止することができる。

更に説明すると、たとえば電圧指令値がインバータの出力可能最大電圧（以下、近似的に電源電圧とみなす）を上回った時に、電圧指令値と電源電圧との偏差に応じて算出した第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”をｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ追加する。すなわち、この態様は従来の弱め界磁制御によりｄ軸電流指令値Ｉｄ’を第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”だけ制御する動作を追加したものである。これにより、電源電圧低下による脱調を更に抑止することができる。

好適な態様において、前記電流指令値算出部は、前記トルク指令値Ｔｓを実現する最小振幅の前記電流ベクトル指令値を構成する前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’及び前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’を算出する。これにより損失を低減することができ、効率を向上することができる。たとえば、トルク指令値Ｔｓを実現する最小振幅の電流ベクトル指令値に相当するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’とトルク指令値Ｔｓとの関係は、マップに予め記憶されており、このマップにトルク指令値Ｔｓを代入して補正前のｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’を求めればよい。

好適な態様において、前記ｑ軸電流補正部は、前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流検出値Ｉｑとトルクとの間の予め記憶する関係に前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流検出値Ｉｑとを代入して前記トルク推定値Ｔｄを求める。上記関係はたとえばマップに予め書き込んでおけばよい。これにより、簡素にトルク推定値Ｔｄを求めることができる。

好適な態様において、前記第２ｄ軸電流補正部は、変調率を計算するとともに、予め１より大きく設定された所定の変調率しきい値を前記変調率が上回る場合に、前記第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に追加する。変調率しきい値としてはたとえば １．０〜 １．３とすることができる。これにより、第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”の追加補正を適切な条件にて実施することができる。

なお、この明細書で言う変調率とは、各相の電圧指令値の大きさ（負の最大値から正の最大値までの振幅幅を言う）を電源電圧の大きさで割った値を意味する。また、この明細書では、変調率が１を超える場合の運転モードを過変調モードと称し、１以下の運転モードを正弦波モードと呼ぶこともある。なお、第２ｄ軸電流補正部は、変調率が１以上の値である所定の変調率値に最終的に収束するように第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を設定する制御を行うことが更に好適である。このようにすると、電源電圧低下時に過変調モードにより相電圧波形を出力できるため言い換えれば過変調領域で弱め界磁制御を行うため、電圧利用率が向上する分だけトルク減少を抑止でき、脱調防止に更に有効となる。

好適な態様において、前記所定のサンプリング期間は、前記電圧指令値の１回の算出周期よりも長く、かつ、前記ｄ軸電流が流れる回路の時定数よりも短く設定される。これにより、電源電圧低下に速やかに応答してトルク減少を抑止することができる。好適な態様において、前記所定のサンプリング期間内における電源電圧の低下量は、前記所定のサンプリング期間内における変調率の変化量とされる。このようにすれば、簡素な演算により電源電圧低下に速やかに応答してトルクを増大することができる。

好適な態様において、前記所定のサンプリング期間は、前記電圧指令値の算出周期のｎ（ｎは１以上２０以下の整数）倍に設定される。このようにすれば、ｎ回前の電圧指令値算出ルーチンにて読み込んで記憶している電源電圧のデータと、今回の電圧指令値算出ルーチンにて読み込んだ電源電圧のデータとの差を演算し、その正負を判定するだけで、実質的に電源電圧低下率を算出ことができるため、演算を簡素化することができる。

第２発明は特に、直前の所定期間における前記電源電圧の低下率又は前記トルク指令値Ｔｓの増加率を実質的に算出するとともに、算出したこれらの率の少なくとも一方が大きい場合にそれが小さい場合よりも前記電流指令値算出部及び電圧指令値算出部の算出周期を短縮する算出周期変更部を有することを特徴としている。

このようにすれば、直前の所定期間における電源電圧の低下又はトルク指令値Ｔｓの増加が顕著であることを認識した場合に、インバータの電流指令値変更をそれ以外の期間より頻繁に行うため、これら電源電圧低下やトルク指令値増加に対する制御追従性を向上することができ、脱調を抑止することができる。また、これらの変化が小さい安定状態では制御装置の演算負担やインバータのスイッチング損失を低減することができるため、制御負担や電力損失を低減することができる。

第３発明は特に、直前の所定期間における前記電源電圧の低下率又は前記トルク指令値Ｔｓの増加率を実質的に算出するとともに、算出したこれら率の少なくとも一方に正相関を有してトルク増大方向に電流ベクトルを補正する電流指令値補正部を有し、前記電流指令値補正部の演算周期は、前記電流指令値算出部及び電圧指令値算出部の算出周期よりも短く設定されていることを特徴としている。

このようにすれば、直前の所定期間における電源電圧の低下又はトルク指令値Ｔｓの増加に対応してｄ軸電流指令値Ｉｄ’やｑ軸電流指令値Ｉｑ’を補正してトルクを増大する処理を、トルク指令値Ｔｓに対応する電流指令値を演算する処理よりも多数回行うため、これら電源電圧低下やトルク指令値増加に対する制御追従性を向上することができ、脱調を抑止することができる。

以下、本発明の好適な実施形態を図面を参照して説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるべきものではなく、本発明の技術思想を他の技術の組み合わせにより実現してもよい。たとえば下記の実施形態ではフィードバックベクトル制御を説明するが、その代わりに公知のオープン制御に変更しても良い。また、下記のモータ回転位置検出装置３を省略してセンサレスのロータ回転位置検出を行っても良い。更に、同期モータとしては、公知の種々の形式の同期モータを採用することができ、たとえば相数変更やスイッチドリラクタンスモータの採用なども可能である。

（第１実施形態）
（全体説明）
図１は、第１実施形態のモータ制御装置のブロック回路図である。このモータ制御装置は車両に搭載された同期モータの制御に用いられる。１は同期モータ制御装置、２は車両に搭載された埋め込み磁石型の三相同期モータ、３はモータ回転位置検出装置、４は直流電源、５はU相電流センサ、６はW相電流センサである。

同期モータ制御装置１は、電流指令部（本発明で言う電流指令値算出部）１１、電流制御部（本発明で言う電圧指令値算出部の一部）１２、２相３相変換部（本発明で言う電圧指令値算出部の残部）１３、ＰＷＭ信号発生部１４、電流検出部１５、３相２相変換部１６、三相インバータ１７、第１ｄ軸電流補正部１８及び加算器１９を有している。この同期モータ制御装置１のうち三相インバータ１７を除く部分はいわゆるマイコン内蔵の電子制御装置（以下、モータコントローラとも言う）として構成されている。三相インバータ１７は、直流電源４と直流電力を授受し、内蔵のスイッチング素子のＰＷＭ駆動により三相同期モータ２と三相交流電力を授受する。

この同期モータ制御装置１の回路構成のうち第１ｄ軸電流補正部１８を除く部分は、従来の三相同期モータ制御装置と同一の回路構成をもち、動作も本質的に同じであるが、以下、簡単に説明する。

電流検出部１５、U相電流センサ５及びW相電流センサ６から入力された検出信号に基づいて求めた三相電流iu、iv、iwを３相２相変換部１６に出力する。３相２相変換部１６は、入力された三相電流iu、iv、iwをモータ回転位置検出装置３から得たモータ回転位置に基づいてｄ軸電流検出値Ｉｄと、ｑ軸電流検出値Ｉｑとに変換する。

電流指令部（本発明で言う電流指令値算出部）１１は、モータ回転位置検出装置３から得たモータ角速度ωと、直流電源４から入力する電源電圧Ｖbと、外部から入力されたトルク指令値Ｔｓとから、３相モータ３に通電すべき電流としてのｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’を算出する。好適には、電流指令部（本発明で言う電流指令値算出部）１１は、トルク指令値Ｔｓを実現する最小振幅の電流ベクトル指令値を構成するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’を算出する。これにより損失を低減することができ、効率を向上することができる。この種のｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’の算出自体は従来公知であり、たとえばトルク指令値Ｔｓを実現する最小振幅の電流ベクトル指令値に相当するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’とトルク指令値Ｔｓとの関係をマップに予め記憶しておき、このマップにトルク指令値Ｔｓを代入してｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’を求めればよい。

電流制御部（本発明で言う電圧指令値算出部の一部）１２は、各電流偏差Δｉｄ（＝ｉｄ’ーｉｄ）、及び、Δｉｑ（＝ｉｑ’ーｉｑ）を求め、求めた電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを０に収束させるべく電流偏差Δｉｄ、Δｉｑに対応するｄｑ軸電圧指令Vｄ、VqをPI演算してｄ軸電圧指令値Vｄ’及びｑ軸電圧指令値Vｑ’を算出し、算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ’及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ’を２相３相変換部（本発明で言う電圧指令値算出部の残部）１３に出力する。このｄ軸電圧指令値Ｖｄ’及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ’２相３相変換部１３にて三相電圧指令値Vu’、Vv’、Vw’に変換され、三相電圧指令値Vu’、Vv’、Vw’は更にＰＷＭ信号発生部１４にて三相ＰＷＭ電圧に変換される。三相ＰＷＭ電圧は、図示しないスイッチングゲートドライバでそれぞれ電力増幅された後、三相インバータ１７の各スイッチング素子のゲート電極に個別に印加される。これにより、トルク指令値Ｔｓに応じたトルクを発生するように三相同期モータ２がフィードバック制御される。

（第１ｄ軸電流補正部１８の説明）
次に、この実施形態の特徴をなす第１ｄ軸電流補正部１８について更に詳しく説明する。

第１ｄ軸電流補正部１８は、直流電源４から入力する電源電圧Ｖbの所定期間の低下量である電源電圧低下量ΔVを算出し、算出した電源電圧低下量ΔＶに所定定数ｋを掛けた大きさに等しい第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出し、この第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を加算器１９にてｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ加算して補正済みのｄ軸電流指令値Ｉｄ’とする。ゲインｋは適宜設定可能である。なお、この明細書で言う第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を負方向に加算するということは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ’に対してπ／２進んだ位相にて加算することに相当する。これにより、電圧指令値算出部は、この電源電圧低下量に応じて補正された第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’に応じた電圧指令値を次回の演算周期にて算出し、その結果としてこの補正をインバータ電流に高速に反映することができる。

好適には、ｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’のベクトル和として定義される電流ベクトルが電圧制限楕円から逸脱する電源電圧低下が急激に生じた場合を検出し、この場合に電源電圧低下量ΔＶに比例する第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を元のｄ軸電流指令値Ｉｄ’に加算することが好適である。なお、ここで言う電圧制限楕円とは、現在の角速度にてステータコイルに通電可能な電流ベクトルの範囲を示す楕円であるが周知であるため、説明を省略する。

電源電圧低下が急激に生じて電流ベクトルが電圧制限楕円から逸脱した場合の第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’の追加補正について更に詳しく説明する。ただし、以下の符号の一部は説明を簡単とするためのもので、図示されたものではない。

最初、トルク指令値Ｔｓがある所定値Tｒ1であり、これに対応して現在の状態に対応するある電圧制限楕円V１から逸脱しない範囲にて電流ベクトルI1に相当するｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流指令値Ｉｑ’とが形成され、それに一致するｄ軸電流とｑ軸電流とがステータコイルに通電されているものとする。このような制御は従来周知であるため、説明は省略する。この時、電源電圧Ｖｂが急減して電圧制限楕円が上記電圧制限楕円Ｖ１より小さなV２になった場合を考える。この時には、電圧制限楕円V2の制限から実際に流れる電流ベクトルはI２となり、その結果、発生トルクは元のトルクTｒ１からそれより大幅に小さいトルクTｒ３となるはずである。

しかし、この実施形態では、電源電圧低下量ΔＶのｋ倍の第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’をｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向に加えて電流ベクトルI３とする。これにより、電圧制限楕円V２から逸脱しない範囲にてトルクはトルクＴｒ３より大きいTｒ２まで増加することができるため、モータの脱調を抑止することができる。

なお、ＰＷＭ信号発生部１４は、電源電圧Ｖｂより大きな三相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’が入力される場合に、それを電源電圧Ｖｂに等しい振幅の三相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に規制した後で、ＰＷＭ信号に変換してもよい。また、ＰＷＭ信号発生部１４は、入力される三相電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を電源電圧Ｖｂで割った変調率を算出し、この変調率が１００％を超える場合に１００％に規制してもよい。

（第２実施形態）
第２実施形態を図２に示すブロック回路図を参照して説明する。図２は、図１に示す第１実施形態において、トルク推定部２０とｑ軸電流補正部２１と減算器２２と加算器２３とを追加した点が異なっているため、これら変更部分だけを以下に説明する。

トルク推定部２０は、補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流検出値Ｉｑとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ’及び前記ｑ軸電流検出値Ｉｑに対応するトルクであるトルク推定値Ｔｄを算出する。この算出は、予め記憶するｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流検出値Ｉｑとトルクとの関係を示すマップに補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流検出値Ｉｑを代入してなされる。減算器２２は、外部から入力されたトルク指令値Ｔｓと求めたトルク推定値Ｔｄとの偏差ΔTを算出し、ｑ軸電流補正部２１はこの偏差ΔＴに基づいてこの偏差ΔＴを減らす向きにｑ軸電流補正量ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流補正量ΔＩｑは加算器２３により電流指令部１１が出力するｑ軸電流指令値Ｉｑ’に加算される。

これにより、更に電源電圧急減によるトルク減少を更に補償することができる。このｑ軸電流補正量ΔＩｑによるトルク増加作用を以下、更に詳しく説明する。ただし、以下の符号の一部は説明を簡単とするためのもので、図示されたものではない。

最初、トルク指令値Ｔｓがある所定値Tｒ1であり、これに対応して現在の状態に対応するある電圧制限楕円V１から逸脱しない範囲にて電流ベクトルI1に相当するｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流指令値Ｉｑ’とが形成され、それに一致するｄ軸電流とｑ軸電流とがステータコイルに通電されているものとする。このような制御は従来周知であるため、説明は省略する。この時、電源電圧Ｖｂが急減して電圧制限楕円が上記電圧制限楕円Ｖ１より小さなV２になった場合を考える。この時には、電圧制限楕円V2の制限から実際に流れる電流ベクトルはI２となり、その結果、発生トルクは元のトルクTｒ１からそれより大幅に小さいトルクTｒ３となるはずである。

しかし、この実施形態では、電源電圧低下量ΔＶのｋ倍の第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’をｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向に加えて電流ベクトルI３とする。これにより、電圧制限楕円V２から逸脱しない範囲にてトルクはトルクＴｒ３より大きいトルクTｒ２まで増加することができるため、モータの脱調を抑止することができる。

この実施形態では更に、補正済みのｄ軸電流指令値Ｉｄ’（＝元のｄ軸電流指令値Ｉｄ’＋第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’）とｑ軸電流指令値Ｉｑ’とにより規定される電流ベクトルI３に相当するトルクをマップ演算してトルク推定値Ｔｄを求め、このトルク推定値Ｔｄとトルク指令値Ｔｓ（ここではTｒ1）との差異に相当するトルク偏差ΔＴに対応するｑ軸電流補正量ΔＩｑをマップ演算し、このｑ軸電流補正量ΔＩｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ’に加算して、電流ベクトルI４を求め、この電流ベクトルI４に相当するｄ軸電流補正量ΔＩｄ’とｑ軸電流指令値Ｉｑ’とを電流制御部１２に出力する。

これにより、更にトルクを増大することができる。このトルク増大は、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’の負方向への追加により形成された電流ベクトルI３が電圧制限楕円Ｖ２のｑ軸方向における幅広領域にシフトすることを利用して、電圧制限楕円Ｖ２を超えることなくｑ軸電流指令値Ｉｑ’を増大するものである。なお、トルク推定部２０はd軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑを用いて処理を行ってもよい。

（第３実施形態）
第３実施形態を図３に示すブロック回路図を参照して説明する。図３は、図２に示す第２実施形態において、変調率算出部２４、変調率制限部２５、第２ｄ軸電流補正部２６及び加算器２７を追加した点が異なっているため、これら変更部分だけを以下に説明する。なお、これら変調率算出部２４、変調率制限部２５、第２ｄ軸電流補正部２６は本発明で言う第２ｄ軸電流補正部を構成している。

変調率算出部２４は、電流制御部から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ’及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ’から求めた電流ベクトルの振幅（ここでは負の最大値から正の最大値までの振幅すなわち通常で言う振幅の２倍の値を言う）を電源電圧Ｖｂで割って変調率を算出する。なお、よく知られているように、電流ベクトルの振幅はｄ軸電圧指令値Ｖｄ’の二乗値とｑ軸電圧指令値Ｖｑ’の二乗値とを加算してその平方根を求める演算により求められる。

変調率制限部２５は、変調率が１以上の所定の変調率しきい値を上回った場合に１以上の値である所定の変調率制限値に制限する。第２ｄ軸電流補正部２６は、変調率が１以上の所定の変調率しきい値を上回った場合（ここでは、電圧指令値がたとえば所定の出力可能最大電圧を上回る場合）に、所定の大きさの第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を算出し、この第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を加算器２７にてｄ軸電流指令値Ｉｄ’に追加する。この実施例では、変調率と第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”との関係をマップに予め記憶しておき、このマップに変調率を代入して第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を求めればよい。

このようにすれば、更に電源電圧急減時において更に良好にトルク急減を抑止して脱調を防止することができる。すなわち、この実施形態では実施形態１、２と同じ第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’の追加と、第２実施形態と同じｑ軸電流補正量ΔＩｑの追加の他に、第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”すなわちいわゆる弱め界磁制御を行う。これにより、電源電圧急減によるトルク減少を更に良好に補償することができる。

（フローチャートの説明）
上記した第３実施形態の制御動作を図４に示すフローチャートを参照して更に具体的に説明する。

まず、電源電圧Vbとトルク指令値Ｔｓとを読み込み（Ｓ１００）、読み込んだトルク指令値Ｔｓに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ’とｑ軸電流指令値Ｉｑ’とを算出する（Ｓ１０２）。次に、変調率ｈを算出し（Ｓ１０３）、算出した変調率ｈが１以上の所定の変調率しきい値ｈｔｈを上回ったかどうかを判定し（Ｓ１０４）、上回ったらＳ１０６にてｄ軸電流指令値Ｉｄ’に第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を追加する弱め界磁制御を行った後で、以下の場合にはこの弱め界磁制御を行わずにステップＳ１０７に進む。この弱め界磁制御により、変調率はこの変調率しきい値ｈｔｈ以下となるように、更に言えば変調率しきい値ｈｔｈに収束するように制御される。したがって、変調率しきい値ｈｔｈを１より大きく設定することにより、電圧利用率を向上することも可能となる。

ステップＳ１０７では所定のサンプリング期間前後の電源電圧差である電源電圧変化量（すなわち電源電圧低下量）ΔVを算出し、次に算出したΔVが負かどうかを判定し（Ｓ１０８）、負であればｄ軸電流指令値Ｉｄ’に第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を加算し（Ｓ１１０）、その後、トルク推定値Ｔｄがトルク指令値Ｔｓに等しいかどうかを調べる（Ｓ１１２）。等しくなければトルク偏差ΔＴに対応するｑ軸電流指令値Ｉｑ’をマップから求めてｑ軸電流指令値Ｉｑ’に加算し（Ｓ１１４）、等しければこの加算を行わずにステップＳ１１６に進む。ステップＳ１１６では、上記のようにして求めた補正済みのｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’を次の電流制御部１２に出力してメインルーチンにリターンする。

なお、この実施形態では、図７に示すフローの１周期のN（Nは２以上の整数であり、かつ、ステータ電流回路の時定数より短い期間に設定される）回前にステップＳ１００にて読み込んだ電源電圧Vbの値と今回のフローのステップＳ１００にて読み込んだ電源電圧Vbの値とにより電源電圧低下量ΔＶが算出される。

（変形態様）
なお、図４では変調率をステップＳ１０２及びＳ１０４にて算出したが、算出タイミングはこれに限定されず自由である。

（第４実施形態）
第４実施形態を図５、図６に示すフローチャートを参照して以下に説明する。図５はトルク指令値Ｔｓに基づいて電圧指令値を算出する通常のモータ制御ルーチンであり、図６は電源電圧低下率及びトルク指令値Ｔｓの増加率に基づいてこのモータ制御ルーチン（図５）の演算周期を変更するモータ制御周期（電圧指令値算出周期）変更のためのルーチンである。

図５に示すモータ制御ルーチンは演算周期Ｔ１にて実行される。図５において、まずトルク指令値Ｔｓを読み込み（Ｓ２００）、読み込んだトルク指令値Ｔｓに対して最小振幅となる電流ベクトルを構成するｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’を算出する（Ｓ２０２）。ステップＳ２０２は電流指令部１１に対応する。次に、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’に基づいてｄ軸電圧指令値Vｄ’及びｑ軸電圧指令値Vｑ’を算出する（Ｓ２０４）。ステップＳ２０４は電流検出部１５、３相２相変換部１６、電流制御部１２に対応する。次に、算出したｄ軸電圧指令値Vｄ’及びｑ軸電圧指令値Vｑ’に基づいて３相電圧指令値Ｖu’、Ｖv’、Ｖw’を算出し（Ｓ２０６）、算出した３相電圧指令値Ｖu’、Ｖv’、Ｖw’に基づいて３相のＰＷＭ信号（実際には上アーム及び下アームの合計６つのＰＷＭ信号）を算出し（Ｓ２０８）、算出した３相のＰＷＭ信号を三相インバータ１７に出力する（Ｓ２１０）。ステップＳ２０６は２相３相変換部１３に、ステップＳ２０８はＰＷＭ信号発生部１４に相当する。この電圧指令値算出ルーチン（図５）は通常のモータベクトル制御ルーチンであるが、たとえば２相変調などの種々の公知の変形が可能である。

次に、この実施例の特徴をなすモータ制御周期変更ルーチンを図６を参照して説明する。このモータ制御周期変更ルーチンは演算周期Ｔ２にて実行される。演算周期Ｔ２は演算周期Ｔ１の約２０％に設定されるが、後述の電源電圧低下率又はトルク指令値増加率が大きい場合に演算周期Ｔ２を更に短縮し、電源電圧低下率又はトルク指令値増加率が小さい場合に演算周期Ｔ２を更に延長することも可能である。

図６では、まず電源電圧Ｖｂ及びトルク指令値Ｔｓを読み込み（Ｓ３００）、直前の所定期間における電源電圧低下率及びトルク指令値増加率とを算出する（Ｓ３０２）。次にこれら電源電圧低下率及びルク指令値増加率が所定しきい値以上であるかどうかを判定し（Ｓ３０４）、イエスであればモータ制御ルーチン（図５）の実行周期Ｔ１をその後の所定期間だけ短縮し（Ｓ３０６）、ノーであればモータ制御ルーチン（図５）の実行周期Ｔ１をその後の所定期間だけ元の状態に延長する（Ｓ３０８）。

このようにすれば、直前の所定期間における電源電圧の低下又はトルク指令値Ｔｓの増加が顕著であることを認識した場合に、インバータの電流指令値変更をそれ以外の期間より頻繁に行うため、これら電源電圧低下やトルク指令値増加に対する制御追従性を向上することができ、脱調を抑止することができる。また、これらの変化が小さい安定状態では制御装置の演算負担やインバータのスイッチング損失を低減することができるため、制御負担や電力損失を低減することができる。

（変形態様）
なお、ステップＳ３０４〜Ｓ３０８の代わりに、算出した電源電圧低下率及びトルク指令値増加率のうち大きな方に負相関を有して演算周期Ｔ１を変更してもよい。すなわち、直前の所定期間における電源電圧Ｖｂの低下率、及び、直前の所定期間におけるトルク指令値Ｔｓの増加率に応じて上記演算周期Ｔ１の長さを設定してもよい。

（第５実施形態）
第５実施形態を図５、図７に示すフローチャートを参照して以下に説明する。図５については既述したので説明を省略する。図７はたとえば第１実施形態で説明したｄ軸電流指令値Ｉｄ’などの電流指令値の補正ルーチンであり、この実施形態では図５のモータ制御ルーチンに定期的に割り込んで実行される割り込みルーチンとされる。なお、この実施形態では、図７に示す電流指令値補正ルーチンの実行周期Ｔ２は演算周期Ｔ２にて実行される。演算周期Ｔ２は演算周期Ｔ１の約２０％に設定されるが、後述の電源電圧低下率又はトルク指令値増加率が大きい場合に演算周期Ｔ２を更に短縮し、電源電圧低下率又はトルク指令値増加率が小さい場合に演算周期Ｔ２を更に延長することも可能である。

この実施例の特徴をなす電流指令値補正ルーチンを図７を参照して説明する。図７では、まず電源電圧Ｖb及びトルク指令値Ｔｓを読み込み（Ｓ４００）、直前の所定期間における電源電圧低下率及びトルク指令値増加率とを算出する（Ｓ４０２）。次にこれら電源電圧低下率及びトルク指令値増加率が所定しきい値以上であるかどうかを判定し（Ｓ４０４）、イエスであればこれら電源電圧低下率及びトルク指令値増加率のうち大きい方に正相関を有してｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出する（Ｓ４０６）。なお、この実施形態では、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’は第１実施形態と同じく、電源電圧低下率又はトルク指令値増加率の所定係数倍とされるが、これら電源電圧低下率及びトルク指令値増加率とｄ軸電流補正量ΔＩｄ’との関数関係を既述するマップを用いて更に複雑な関数関係を利用しても良い。次に、算出したｄ軸電流補正量ΔＩｄ’をｄ軸電流補正量ΔＩｄ’に追加して新たな補正済みｄ軸電流指令値Ｉｄ’とする（Ｓ４０８）。なお、ステップＳ４０４にて電源電圧低下率及びトルク指令値増加率が所定しきい値未満であれば、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を０とする補正を行って（Ｓ４１０）、メインルーチンにリターンする。

このようにすれば、直前の所定期間における電源電圧の低下又はトルク指令値Ｔｓの増加に対応してｄ軸電流指令値Ｉｄ’やｑ軸電流指令値Ｉｑ’を補正してトルクを増大する処理を、トルク指令値Ｔｓに対応する電流指令値を演算する処理よりも多数回行うため、これら電源電圧低下やトルク指令値増加に対する制御追従性を向上することができ、脱調を抑止することができる。

（変形態様）
上記実施形態では、ステップＳ４０６〜Ｓ４０８にて第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’だけを補正したが、これらのステップにて第２実施形態又は第３実施形態にて説明した第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”の加算や、ｑ軸電流指令値Ｉｑ’へのｑ軸電流補正量ΔＩｑの加算を行ってもよい。

第１実施形態のモータ制御装置を示すブロック回路図である。 第２実施形態のモータ制御装置を示すブロック回路図である。 第３実施形態のモータ制御装置を示すブロック回路図である。 第３実施形態の電流指令値補正処理を示すフローチャートである。 第４、第５実施形態におけるモータ制御ルーチンを示すフローチャートである。 第４実施形態における電源電圧低下率及びトルク指令値Ｔｓの増加率に基づくモータ制御ルーチンの演算周期を変更するためのルーチンを示すフローチャートである。 第５実施形態における電源電圧低下率及びトルク指令値Ｔｓの増加率に基づくｄ軸電流指令値Ｉｄ’の補正ルーチンを示すフローチャートである。

符号の説明

１ 同期モータ制御装置
２ 三相同期モータ
３ モータ回転位置検出装置
４ 直流電源
５ 相電流センサ
６ 相電流センサ
１１ 電流指令部
１２ 電流制御部
１３ 相変換部
１４ 信号発生部
１５ 電流検出部
１６ 相変換部
１７ 三相インバータ
１８ 第１ｄ軸電流補正部
１９ 加算器
２０ トルク推定部
２１ ｑ軸電流補正部
２２ 減算器
２３ 加算器
２３’ 加算器
２４ 変調率算出部
２５ 変調率制限部
２６ 第２ｄ軸電流補正部
２７ 加算器

Claims (12)

1. 電流ベクトル指令値を構成するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’をトルク指令値Ｔｓに基づいて算出する電流指令値算出部と、
   前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’に基づいて車両用の同期モータへ印加すべき電圧としての電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   直流の電源電圧が印加されるとともに前記電圧指令値に相当する相電圧を形成して前記同期モータに印加するインバータと、
   を備える同期モータ制御装置において、
   所定のサンプリング期間内における前記電源電圧の低下量に正相関を有する大きさの第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出するとともに、前記第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ実質的に加算する補正を行う第１ｄ軸電流補正部を有し、
   前記電圧指令値算出部は、前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’と、前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’とに基づいて前記電圧指令値を算出することを特徴とする同期モータ制御装置。
2. 請求項１記載の同期モータ制御装置において、
   前記第１ｄ軸電流補正部は、
   前記電源電圧の低下量ΔVに所定定数ｋを掛けた大きさの前記第１ｄ軸電流補正量ΔＩｄ’を算出して前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に加算することにより、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’を補正する同期モータ制御装置。
3. 請求項１記載の同期モータ制御装置において、
   前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’とに基づいて前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’及び前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’に対応するトルクであるトルク推定値Ｔｄを算出するトルク推定部と、
   前記トルク指令値Ｔｓと前記トルク推定値Ｔｄとの間の偏差に基づいて前記偏差を低減する向きへ前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’を補正するｑ軸電流補正部を有する同期モータ制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか記載の同期モータ制御装置において、
   前記電圧指令値が前記インバータの出力可能最大電圧を上回ったかどうかを判定するとともに、上回った場合に前記電圧指令値及び前記電源電圧に基づいて第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を算出し、前記第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に負方向へ実質的に加算する補正を行う第２ｄ軸電流補正部を有する同期モータ制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか記載の同期モータ制御装置において、
   前記電流指令値算出部は、
   前記トルク指令値Ｔｓを実現する最小振幅の前記電流ベクトル指令値を構成する前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ’及び前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’を算出する同期モータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか記載の同期モータ制御装置において、
   前記ｑ軸電流補正部は、
   前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流検出値Ｉｑとトルクとの間の予め記憶する関係に前記補正されたｄ軸電流指令値Ｉｄ’と前記ｑ軸電流検出値Ｉｑとを代入して前記トルク推定値Ｔｄを求める同期モータ制御装置。
7. 請求項４記載の同期モータ制御装置において、
   前記第２ｄ軸電流補正部は、
   変調率を計算するとともに、予め１より大きく設定された所定の変調率しきい値を前記変調率が上回る場合に、前記第２ｄ軸電流補正量ΔＩｄ”を前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’に追加する同期モータ制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載の同期モータ制御装置において、
   前記所定のサンプリング期間は、前記電圧指令値の算出周期よりも長く、かつ、前記ｄ軸電流が流れる回路の時定数よりも短く設定される同期モータ制御装置。
9. 請求項８記載の同期モータ制御装置において、
   前記所定のサンプリング期間内における電源電圧の低下量は、前記所定のサンプリング期間内における変調率の変化量とされる同期モータ制御装置。
10. 請求項８又は９記載の同期モータ制御装置において、
    前記所定のサンプリング期間は、前記電圧指令値の算出周期のｎ（ｎは１以上２０以下の整数）倍に設定される同期モータ制御装置。
11. 電流ベクトル指令値を構成するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’をトルク指令値Ｔｓに基づいて算出する電流指令値算出部と、
    前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’に基づいて車両用の同期モータへ印加すべき電圧としての電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
    直流の電源電圧が印加されるとともに前記電圧指令値に相当する相電圧を形成して前記同期モータに印加するインバータと、
    を備える同期モータ制御装置において、
    直前の所定期間における前記電源電圧の低下率又は前記トルク指令値Ｔｓの増加率を実質的に算出するとともに、算出したこれらの率の少なくとも一方が大きい場合にそれが小さい場合よりも前記電流指令値算出部及び電圧指令値算出部の算出周期を短縮する算出周期変更部を有することを特徴とする同期モータ制御装置。
12. 電流ベクトル指令値を構成するｑ軸電流指令値Ｉｑ’及びｄ軸電流指令値Ｉｄ’をトルク指令値Ｔｓに基づいて算出する電流指令値算出部と、
    前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ’及びｑ軸電流指令値Ｉｑ’に基づいて車両用の同期モータへ印加すべき電圧としての電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
    直流の電源電圧が印加されるとともに前記電圧指令値に相当する相電圧を形成して前記同期モータに印加するインバータと、
    を備える同期モータ制御装置において、
    直前の所定期間における前記電源電圧の低下率又は前記トルク指令値Ｔｓの増加率を実質的に算出するとともに、算出したこれら率の少なくとも一方に正相関を有してトルク増大方向に電流ベクトルを補正する電流指令値補正部を有し、
    前記電流指令値補正部の演算周期は、前記電流指令値算出部及び電圧指令値算出部の算出周期よりも短く設定されていることを特徴とする同期モータ制御装置。

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