JP4756201B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

本発明は電源回路に関し、特に、負荷に流れる電流に応じて複数の電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する電源回路に関する。

複数の電圧変換回路（定電圧源）を具備し、負荷に流れる電流（以下「負荷電流」という）に応じて（負荷の軽重に応じて）電圧変換回路を切り替える電源回路が知られている。電源回路に用いられる電圧変換回路としては、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータ等が挙げられる。

このような電源回路においては、負荷電流が所定電流以下になった場合にはシリーズレギュレータを選択して（シリーズレギュレータに切り替えて）駆動を行い、負荷電流が所定電流以上になった場合にはＤＣ−ＤＣコンバータを選択して（ＤＣ−ＤＣコンバータに切り替えて）駆動を行うよう構成することにより、効率の改善を図ることができる。

図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータの出力電流−効率特性を示すグラフである。
ここで、電流Ｉ_eqは、ＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータとの効率が等しくなるときの負荷電流の値であり、この電流Ｉ_eqにおいて電圧変換回路の切り替えを行うことが好ましい。

このような電圧変換回路の切り替えを行う電源回路は、一般的に知られており（例えば、特許文献１参照）、特許文献１に記載の電源回路においては、ＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータとの切り替えを行う電流値Ｉｘおよび電流値Ｉａが設定されている。
特開平１１−３５３０４０号公報（段落番号［００２４］〜［００４７］，図１〜４）

ところで、電流Ｉ_eqの値は電源回路の入出力電圧の条件に大きく依存する。すなわち、シリーズレギュレータの効率は、略入力電圧と出力電圧との比で決まるため、図８に示すように、例えば出力電圧が増加してシリーズレギュレータの効率が、６０％から６６％に上昇したとき、ＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータとの効率が等しくなるときの電流は、電流Ｉ_eqから電流Ｉ_eq1に増加する。

しかしながら、従来の電源回路ではＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータの切り替えを行う電流が一定値（電流Ｉ_eq）に設定されているため、図８中斜線で示す部分においては、効率の面からシリーズレギュレータでの駆動が好ましいにも関わらず、負荷に電流Ｉ_eqが流れる時点で、電圧変換回路がＤＣ−ＤＣコンバータに切り替わってしまうという問題点があった。

すなわち、シリーズレギュレータに電圧を供給する電源の電圧が大きく変動する場合や、出力電圧を切り替えて使用する場合、またはユーザ側が任意の条件で使用することができる汎用ＩＣ等においては、入出力電圧条件が大きく変化したときに、それに適した電圧変換回路の切り替えが行われないという問題点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広範囲の入出力電圧に対して、高効率を実現することができる電源回路を提供することを目的とする。

本発明では上記問題を解決するために、負荷に定電圧を出力する電源回路において、前記負荷に流れる負荷電流の大きさによって選択され、電力変換効率が異なる少なくとも２つの電圧変換回路と、複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する選択手段と、前記負荷電流に基づいて前記１つの電圧変換回路を選択するための境界電流を設定し、入力電圧と前記定電圧との関係に応じて前記境界電流を変化させる境界電流変化手段と、を有し、前記境界電流変化手段は、基準となる基準電流を生成する基準信号回路と、前記負荷電流を検出する電流検出回路とを有し、前記基準信号回路は、所定のバイアス電流を供給するバイアス回路と、前記入力電圧と前記定電圧との関係に応じて変化する電流を出力する電流供給回路とを有し、前記バイアス電流と前記電流供給回路とから出力される電流の和を前記基準電流として出力することにより前記境界電流を変化させ、前記選択手段は、前記基準電流と前記電流検出回路が検出した検出電流の大小関係に応じて、複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択することを特徴とする電源回路が提供される。

このような電源回路によれば、入力電圧と定電圧との関係に応じて境界電流を変化させることにより、例えば、入力電圧と定電圧との関係に応じて電力変換効率が変化する電圧変換回路を用いた場合、その電圧変換回路の電力変換効率を最適なものとすることができる。

本発明では、複数の電圧変換回路を備える電源回路に関し、入力電圧と定電圧との関係に応じて境界電流を変化させることにより、例えば、入力電圧と定電圧との関係に応じて電力変換効率が変化する電圧変換回路を用いた場合、前記電源回路の電力変換効率を最適なものとすることができる。よって、広範囲の入出力電圧に対して、高効率を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図１は、第１の実施の形態の電源回路を示す原理図である。
図１に示すように電源回路１は、電圧変換回路（定電圧源）を構成するＤＣ−ＤＣコンバータ２およびシリーズレギュレータ３と、基準信号回路４と、比較部５と、電流検出回路６とを有している。

電源回路１は、基準信号回路４から出力される基準電流Ｉ_REFと、負荷１０に応じて出力される出力電流（負荷電流）Ｉ_OUTに基づいて電流検出回路６から出力される検出電流Ｉ_Sとを比較部５で比較し、それらの電流値の大小に応じて比較部５から出力される電圧Ｖ_Aを、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とシリーズレギュレータ３とに設けられたｅｎ端子に入力することにより、適用するＤＣ−ＤＣコンバータ２とシリーズレギュレータ３とを切り替えている（選択している）。電圧Ｖ_Aが所定値以上のときはシリーズレギュレータ３が選択され、電圧Ｖ_Aが所定値未満のときはＤＣ−ＤＣコンバータ２が選択される。

このとき入力電圧Ｖ_INおよび出力電圧Ｖ_OUTに応じて基準信号回路４から出力される基準電流Ｉ_REFを変化させることにより、電圧Ｖ_Aの値を変化させている。
以下、具体例を用いて説明を行う。

図２は、第１の実施の形態の電源回路を示す回路図である。
なお、図２においては、図１と共通の部分については、共通の符号を用いてその説明を省略する。

電源回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２およびシリーズレギュレータ３の出力側に設けられた節点Ｘと負荷１０との間に設けられた抵抗Ｒ_Sと、抵抗Ｒ_Sに並列に設けられた抵抗Ｒ_Mとを有している。抵抗Ｒ_Mには、その抵抗値に応じて、抵抗Ｒ_Sに流れる出力電流Ｉ_OUTに比例する電流が流れる。

基準信号回路４は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１、デバイスのサイズが互いに等しいＰＭＯＳトランジスタＭ２とＰＭＯＳトランジスタＭ３およびデバイスのサイズが互いに等しいＰＭＯＳトランジスタＭ４とＰＭＯＳトランジスタＭ５を有している（以下、単にトランジスタＭ１〜Ｍ５という）。

このトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４およびＭ５は、各ソースに、それぞれ入力電圧Ｖ_INが供給されている。
トランジスタＭ１のゲートには、出力電圧Ｖ_OUTが供給されている。

また、トランジスタＭ１およびトランジスタＭ２のドレインは、定電流Ｉ１を供給する定電流源に接続されている。
トランジスタＭ２，Ｍ３は、それぞれ各ゲート同士およびトランジスタＭ２のゲート・ドレイン間が接続されており、カレントミラー回路１１を構成している。カレントミラー回路１１は、トランジスタＭ２に流れる電流を折り返してトランジスタＭ３のドレインから出力する。

トランジスタＭ４，Ｍ５も同様に、それぞれ各ゲート同士およびトランジスタＭ４のゲート・ドレイン間が接続されており、カレントミラー回路１２を構成している。
トランジスタＭ４のドレインは、定電流Ｉ２を供給する電流源に接続されている。

また、トランジスタＭ５のドレインは、トランジスタＭ３のドレインに接続されている。
カレントミラー回路１２は、トランジスタＭ４に流れる定電流Ｉ２を折り返してトランジスタＭ５のドレインから出力する。すなわち、カレントミラー回路１２は、トランジスタＭ３から出力される電流に定電流Ｉ２をバイアス電流として加えるバイアス回路として機能する。

トランジスタＭ３から出力される電流と定電流Ｉ２との和が基準電流Ｉ_REFとなる。なお、以下の説明では、定電流Ｉ２をバイアス電流Ｉ２という。
電流検出回路６は、演算増幅器６１と、ＮＭＯＳトランジスタＭ６，Ｍ７とを有している。

演算増幅器６１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ_Mの節点Ｘと反対側に接続されており、反転入力端子は、抵抗Ｒ_Sの負荷１０側に接続されている。
この演算増幅器６１は、（演算増幅器６１の反転入力端子と非反転入力端子とを仮想短絡させて）抵抗Ｒｓおよび抵抗Ｒ_Mの両端に印加される電圧が等しくなるように、トランジスタＭ７のゲート電圧を決定する。

トランジスタＭ６，Ｍ７は、カレントミラー回路６２を構成している。
カレントミラー回路６２は、トランジスタＭ７に流れる電流、すなわちＩ_OUT×（Ｒ_S／Ｒ_M）を、トランジスタＭ６とトランジスタＭ７とのデバイスサイズの比（本実施の形態では１：１）に等しい比で折り返した検出電流Ｉ_SをトランジスタＭ６から出力する。

また、基準信号回路４の出力（トランジスタＭ３，Ｍ５のドレイン）と、電流検出回路６の出力（トランジスタＭ６のドレイン）とは、節点Ａを介してそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータ２およびシリーズレギュレータ３のｅｎ端子に電気的に接続されており、この節点Ａが比較部５を構成している。

次に、電源回路１の作用について説明する。
まず、基準信号回路４の作用について説明する。
トランジスタＭ１のゲートには、出力電圧Ｖ_OUTが供給されているため、トランジスタＭ１のしきい値電圧をＶ_thとすると、Ｖ_OUT≦Ｖ_IN−Ｖ_thの条件を満たすときにトランジスタＭ１に電流が流れる。

ところで、トランジスタＭ１に流れる電流の最大値は、定電流Ｉ１であるため、トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_M1の範囲は、０≦Ｉ_M1≦Ｉ１となる。
よって、カレントミラー回路１１を構成するトランジスタＭ２，Ｍ３には、それぞれ（Ｉ１−Ｉ_M1）に等しい電流が流れる。

図３は、基準信号回路の電圧−電流特性を示すグラフである。
出力電圧Ｖ_OUTが入力電圧Ｖ_INに比べて十分に低い場合には、電流源により与えられる定電流Ｉ１のうちのほとんどがトランジスタＭ１に流れるため、トランジスタＭ２，Ｍ３に流れる電流は略０になり、基準電流Ｉ_REF＝バイアス電流Ｉ２となる。一方、出力電圧Ｖ_OUTが入力電圧Ｖ_INに近づくにつれて、トランジスタＭ１に流れる電流は減少し、その結果トランジスタＭ２，Ｍ３のドレイン電流が増加する。そして、出力電圧Ｖ_OUT＞Ｖ_IN−Ｖ_thではトランジスタＭ２，Ｍ３に流れる電流は最大になり、基準電流Ｉ_REF＝Ｉ１＋Ｉ２となる。

節点Ａには、基準信号回路４から出力される基準電流Ｉ_REFと、電流検出回路６から出力される検出電流Ｉ_Sとが入力され、それらの電流値の大小に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ２とシリーズレギュレータ３とのｅｎ端子に電圧Ｖ_Aが印加される。

このとき、電圧Ｖ_Aが所定値未満のとき、Ｉ_S＞Ｉ_REF、すなわち、負荷１０に流れる電流が大きい（重負荷である）と判断し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が選択され、一方、電圧Ｖ_Aが所定値以上のとき、Ｉ_S＜Ｉ_REF、すなわち、負荷１０に流れる電流が小さい（軽負荷である）と判断し、シリーズレギュレータ３が選択される。

以上説明したように、本実施の形態の電源回路１によれば、入力電圧Ｖ_INに対して出力電圧Ｖ_OUTが変化しても、その変化に応じて基準電流Ｉ_REFがＩ２≦Ｉ_REF≦Ｉ１＋Ｉ２の間で変化する。すなわち、入力電圧Ｖ_INに対して出力電圧Ｖ_OUTが相対的に上昇することにより、シリーズレギュレータ３での駆動が好ましい電流範囲が増加した場合、シリーズレギュレータ３からＤＣ−ＤＣコンバータ２に切り替える境界となる電流を大きくすることができる。これにより、従来の回路において、出力電圧の上昇によってＤＣ−ＤＣコンバータ２に切り替わることにより効率が悪化する領域の部分（図８中斜線で示す部分）においても、引き続きシリーズレギュレータ３で動作させることが可能になる。同様に、入力電圧Ｖ_INに対して出力電圧Ｖ_OUTが相対的に下降することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２での駆動が好ましい電流範囲が増加した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からシリーズレギュレータ３に切り替える境界となる電流を小さくすることができる。これにより、従来の回路において、出力電圧の下降によってシリーズレギュレータ３に切り替わることにより効率が悪化する領域の部分においても、引き続きＤＣ−ＤＣコンバータ２で動作させることが可能になる。よって、広範囲の入出力電圧に対して高い効率で駆動を行うことができる。

また、入力電圧Ｖ_INまたは出力電圧Ｖ_OUTの変化に応じて迅速に基準電流Ｉ_REFが変化するため、さらに、高い効率で駆動を行うことができる。
なお、前述したように節点Ａには、大きさの異なる基準電流Ｉ_REFと検出電流Ｉ_Sとが流れ込むが、以下のようにして、電源回路１の平衡状態が保たれる。

１．（Ｉ_S＞Ｉ_REFの場合）
この場合、節点Ａの電圧Ｖ_Aが下降し、トランジスタＭ６のソース・ドレイン間電圧が小さくなりトランジスタＭ６の動作が非飽和領域に入るため、トランジスタＭ６のドレイン電流が基準電流Ｉ_REFに等しくなるまで減少する。これにより、電源回路１が均衡（平衡）状態となる。

２．（Ｉ_S＜Ｉ_REFの場合）
この場合、節点Ａの電圧Ｖ_Aが上昇し、トランジスタＭ３，Ｍ５のソース・ドレイン間電圧が小さくなり、トランジスタＭ３，Ｍ５の動作が非飽和領域に入るため、トランジスタＭ３，Ｍ５のドレイン電流が減少し、トランジスタＭ３，Ｍ５のドレイン電流の合計が検出電流Ｉ_Sに等しくなったところで電源回路１が均衡状態となる。

なお、電源回路１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からシリーズレギュレータ３に切り替える場合と、シリーズレギュレータ３からＤＣ−ＤＣコンバータ２に切り替える場合とにおいて切り替える境界電流にヒステリシス特性を持たせてもよい。ヒステリシス特性を設けることにより、検出電流Ｉ_Sと基準電流Ｉ_REFとが近いときにＤＣ−ＤＣコンバータ２とシリーズレギュレータ３との動作が頻繁に切り替わり、いわばハンチング状態となって動作が不安定になることを防ぐことができる。

この場合、バイアス電流Ｉ２の大きさを電圧Ｖ_Aにより切り替えるようにすればよい（例えば、バイアス電流Ｉ３を設けて、このバイアス電流Ｉ３を電圧Ｖ_AによりトランジスタＭ４のドレインに接続したり切り離したりするようにすればよい）。電圧Ｖ_AがＨ（ハイ）レベルのときはバイアス電流Ｉ２を大きく（すなわち基準電流Ｉ_REFを大きく）し、電圧Ｖ_AがＬ（ロー）レベルのときはバイアス電流Ｉ２を小さく（すなわち基準電流Ｉ_REFを小さく）するようにすれば、ヒステリシス特性を得ることができる。

次に、第２の実施の形態の電源回路について説明する。
図４は、第２の実施の形態の電源回路を示す回路図である。
以下、第２の実施の形態の電源回路１ａについて、前述した第１の実施の形態との相違点を中心に説明し、同様の事項については、その説明を省略する。

第２の実施の形態の電源回路１ａは、基準信号回路の構成が第１の実施の形態の電源回路１と異なっており、基準信号回路４ａを有している。
基準信号回路４ａは、入力電圧Ｖ_INに対応するデジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器４１ａと、出力電圧Ｖ_OUTに対応するデジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器４２ａと、Ａ／Ｄ変換器４１ａおよびＡ／Ｄ変換器４２ａの各デジタル信号が入力されるロジック回路４３ａと、それぞれ定電流Ｉ０ａ〜Ｉ３ａを出力する単位定電流回路に直列に挿入された４つのスイッチＳ０〜Ｓ３とを備えている。

Ａ／Ｄ変換器４１ａおよびＡ／Ｄ変換器４２ａは、例えばコンパレータ等で構成され、その分解能は、それぞれ２ｂｉｔに設定されている。
Ａ／Ｄ変換器４１ａは、入力電圧Ｖ_INの値に応じて４段階のデジタル信号Ｖ_IN0〜Ｖ_IN3を出力する。Ａ／Ｄ変換器４２ａも同様に、出力電圧Ｖ_OUTの値に応じて４段階のデジタル信号Ｖ_OUT0〜Ｖ_OUT3を出力する。

スイッチＳ０〜Ｓ３は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等で構成され、それぞれロジック回路４３ａから信号を受けてＯＮ／ＯＦＦする。
スイッチＳ０〜Ｓ３の各定電流源と反対側の端子と、電流検出回路６の出力部とは、節点Ａ１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２およびシリーズレギュレータ３のｅｎ端子に電気的に接続されており、この節点Ａ１が比較部５を構成している。

ロジック回路４３ａは、入出力電圧と基準電流との関係に応じて節点Ａ１に基準電流Ｉ_REF1を出力するようスイッチＳ０〜スイッチＳ３を制御する。
図５は、入出力電圧と基準電流との関係を示す図である。

ロジック回路４３ａには、デジタル信号Ｖ_OUT0〜Ｖ_OUT3とデジタル信号Ｖ_IN0〜Ｖ_IN3の組み合わせ（この例では、４×４＝１６通り）に応じて、理論計算または実測により、予め見積もられた基準電流値Ｉｒｅｆ００〜Ｉｒｅｆ３３が、例えばテーブル化されて予め格納されている。

次に、基準信号回路４ａの動作について説明する。
まず、Ａ／Ｄ変換器４１ａおよびＡ／Ｄ変換器４２ａは、それぞれ入力電圧Ｖ_INおよび出力電圧Ｖ_OUTのＡ／Ｄ変換を行う。

ロジック回路４３ａは、Ａ／Ｄ変換器４１ａおよびＡ／Ｄ変換器４２ａから得られる２値出力値と、前記テーブルとに基づいて、選択される基準電流値Ｉｒｅｆ００〜Ｉｒｅｆ３３が基準電流Ｉ_REF1として出力されるようスイッチＳ０〜スイッチＳ３を制御する。

この第２の実施の形態の電源回路１ａによれば、第１の実施の形態の電源回路１と同様の効果が得られる。
なお、本実施の形態ではスイッチは４つとしたが、スイッチの個数はこれに限定されない。

また、本実施の形態では基準電流値Ｉｒｅｆ００〜Ｉｒｅｆ３３は、ロジック回路４３ａにテーブル化して予め格納したが、これに限らず、ロジック回路４３ａが、入力されるデジタル信号Ｖ_OUT0〜Ｖ_OUT3とデジタル信号Ｖ_IN0〜Ｖ_IN3とから演算を行って求めてもよい。

次に、第３の実施の形態の電源回路について説明する。
図６は、第３の実施の形態の電源回路を示す原理図である。
なお、図６においては、図１と共通の部分については、共通の符号を用いてその説明を省略する。

第１の実施の形態の電源回路１および第２の実施の形態の電源回路１ａでは、入力電圧Ｖ_INと出力電圧Ｖ_OUTとの関係に応じて基準電流Ｉ_REFおよびＩ_REF1を変化させたが、第３の実施の形態の電源回路１ｂは、基準電流Ｉ_REF2を固定し、電流検出回路６ａから出力される電流Ｉ_S2を変化させることにより、電圧Ｖ_Aの値を変化させている。

以下、具体例を用いて説明を行う。
図７は、第３の実施の形態の電源回路を示す回路図である。
以下、第３の実施の形態の電源回路１ｂについて、前述した第１の実施の形態および第２の実施の形態との相違点を中心に説明し、同様の事項については、その説明を省略する。

電源回路１ｂは、基準電流Ｉ_REF2を出力する定電流源で構成される基準信号回路４ｂと、電流検出回路６ａとを有している。
基準信号回路４ｂは、基準電流Ｉ_REF2および電流Ｉ_S2が入力される節点Ａ２に接続されている。節点Ａ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２およびシリーズレギュレータ３のｅｎ端子に電気的に接続されている。

電流検出回路６ａは、Ａ／Ｄ変換器４１ａと、Ａ／Ｄ変換器４２ａと、ロジック回路４３ｂと、一端がそれぞれ節点Ａ２に接続され、他端がそれぞれＮＭＯＳトランジスタＭ１２１，Ｍ１２２，Ｍ１２３，Ｍ１２４（以下、単にトランジスタＭ１２１〜Ｍ１２４という）に接続された４つのスイッチＳ１０〜Ｓ１３と、演算増幅器６１と、トランジスタＭ７とを有している。

スイッチＳ１０〜Ｓ１３は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等で構成され、それぞれロジック回路４３ｂから信号を受けてＯＮ／ＯＦＦする。
トランジスタＭ７，Ｍ１２１，Ｍ１２２，Ｍ１２３，Ｍ１２４は、カレントミラー回路を構成している。すなわち、トランジスタＭ１２１は、トランジスタＭ７に流れる電流（検出電流）を折り返して、そのドレインからデバイスサイズの比に等しい電流を出力し得るよう構成されている（トランジスタＭ１２２，Ｍ１２３，Ｍ１２４についても同様）。

本実施の形態では、スイッチＳ１０〜Ｓ１３のＯＮ／ＯＦＦを、それぞれ切り替えることにより、トランジスタＭ７に流れる電流とトランジスタＭ１２１，Ｍ１２２，Ｍ１２３，Ｍ１２４から出力される電流との比、すなわちミラー比を調節することができ、このミラー比を調節することにより、スイッチＳ１０〜Ｓ１３から節点Ａ２に出力される電流の和、すなわち電流Ｉ_S2を変化させる。また、ミラー比を小さくすることで境界電流（ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作とシリーズレギュレータ３との動作が切り替わる出力電流Ｉ_OUT）は相対的に大きくなり、ミラー比を大きくすることで境界電流は相対的に小さくなる。

ロジック回路４３ｂは、入出力電圧の関係とトランジスタＭ７に流れる電流に応じて節点Ａ２に電流Ｉ_S2を出力するようスイッチＳ１０〜Ｓ１３を制御する。
この第３の実施の形態の電源回路１ｂによれば、第１の実施の形態の電源回路１および第２の実施の形態の電源回路１ａと同様の効果が得られる。

以上、本発明の電源回路を、図示の実施の形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置換することができる。また、本発明に、他の任意の構成物が付加されていてもよい。

また、本発明は、前述した各実施の形態のうちの、任意の２以上の構成（特徴）を組み合わせたものであってもよい。
また、前述した各実施の形態では、電圧変換回路としてＤＣ−ＤＣコンバータを用いたが、直流チョッパ等他のスイッチングレギュレータを用いてもよい。

また、前述した各実施の形態では、電源回路１，１ａ，１ｂが、それぞれ２つの電圧変換回路を有する構成としたが、これに限らず、互いに電圧変換効率が異なる３つ以上の電圧変換回路を有する構成としてもよい。

また、前述した各実施の形態では、出力電圧Ｖ_OUTが変化した場合について説明したが、入力電圧Ｖ_INが変化した場合においても前述した効果が得られる。

第１の実施の形態の電源回路を示す原理図である。 第１の実施の形態の電源回路を示す回路図である。 基準信号回路の電圧−電流特性を示すグラフである。 第２の実施の形態の電源回路を示す回路図である。 入出力電圧と基準電流との関係を示す図である。 第３の実施の形態の電源回路を示す原理図である。 第３の実施の形態の電源回路を示す回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータの出力電流−効率特性を示すグラフである。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ 電源回路
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ シリーズレギュレータ
４，４ａ，４ｂ 基準信号回路
５ 比較部
６，６ａ 電流検出回路
１０ 負荷
１１ カレントミラー回路
１２ カレントミラー回路
４１ａ，４２ａ Ａ／Ｄ変換器
４３ａ，４３ｂ ロジック回路
Ｉ_REF，Ｉ_REF1，Ｉ_REF2 基準電流
Ｉ_S 検出電流
Ｉ_S2 電流

Claims (7)

1. 負荷に定電圧を出力する電源回路において、
   前記負荷に流れる負荷電流の大きさによって選択され、電力変換効率が異なる少なくとも２つの電圧変換回路と、
   複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する選択手段と、
   前記負荷電流に基づいて前記１つの電圧変換回路を選択するための境界電流を設定し、入力電圧と前記定電圧との関係に応じて前記境界電流を変化させる境界電流変化手段と、
   を有し、
   前記境界電流変化手段は、基準となる基準電流を生成する基準信号回路と、前記負荷電流を検出する電流検出回路とを有し、
   前記基準信号回路は、所定のバイアス電流を供給するバイアス回路と、前記入力電圧と前記定電圧との関係に応じて変化する電流を出力する電流供給回路とを有し、前記バイアス電流と前記電流供給回路とから出力される電流の和を前記基準電流として出力することにより前記境界電流を変化させ、
   前記選択手段は、前記基準電流と前記電流検出回路が検出した検出電流の大小関係に応じて、複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択することを特徴とする電源回路。
2. 負荷に定電圧を出力する電源回路において、
   前記負荷に流れる負荷電流の大きさによって選択され、電力変換効率が異なる少なくとも２つの電圧変換回路と、
   複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する選択手段と、
   前記負荷電流に基づいて前記１つの電圧変換回路を選択するための境界電流を設定し、入力電圧と前記定電圧との関係に応じて前記境界電流を変化させる境界電流変化手段と、
   を有し、
   前記境界電流変化手段は、基準となる基準電流を生成する基準信号回路と、前記負荷電流を検出する電流検出回路とを有し、
   前記基準信号回路は、前記入力電圧と前記定電圧とをそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号に基づいて前記基準電流を制御するロジック回路とを有し、前記基準電流を変化させることにより前記境界電流を変化させ、
   前記選択手段は、前記基準電流と前記電流検出回路が検出した検出電流の大小関係に応じて、複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択することを特徴とする電源回路。
3. 負荷に定電圧を出力する電源回路において、
   前記負荷に流れる負荷電流の大きさによって選択され、電力変換効率が異なる少なくとも２つの電圧変換回路と、
   複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する選択手段と、
   前記負荷電流に基づいて前記１つの電圧変換回路を選択するための境界電流を設定し、入力電圧と前記定電圧との関係に応じて前記境界電流を変化させる境界電流変化手段と、
   を有し、
   前記境界電流変化手段は、基準となる基準電流を生成する基準信号回路と、前記負荷電流を検出する電流検出回路とを有し、
   前記電流検出回路は、前記入力電圧と前記定電圧とをそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号に基づいて前記電流検出回路が検出した検出電流を制御するロジック回路とを有し、前記検出電流を変化させることにより前記境界電流を変化させ、
   前記選択手段は、前記基準電流と前記検出電流の大小関係に応じて、複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択することを特徴とする電源回路。
4. 複数の前記電圧変換回路は、スイッチングレギュレータおよびシリーズレギュレータを含むことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源回路。
5. 前記境界電流変化手段は、前記境界電流を、前記入力電圧に対する定電圧の増加に対して増加させ、前記入力電圧に対する定電圧の減少に対して減少させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源回路。
6. 前記負荷電流に対する前記検出電流の比を、前記入力電圧に対する定電圧の増加に対して減少させ、前記入力電圧に対する定電圧の減少に対して増大させることにより、前記境界電流を変化させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源回路。
7. 複数の前記電圧変換回路から１つの電圧変換回路を選択する際の前記境界電流にヒステリシス特性が設けられていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源回路。

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