JP4580146B2 - Application example of general-purpose frequency translation - Google Patents

Description

【０００６】
７．結論
１．汎用周波数トランスレーション
本発明は、周波数トランスレーション、およびその応用例に関する。このような応用例には、周波数下方変換、周波数上方変換、拡張信号受信、統一下方変換およびフィルタリング、および、それらの組み合わせおよび応用例が含まれるが、それだけに限定されるものではない。
【０００７】
図１Ａは、本発明の実施形態による汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュール１０２を示す。（ＵＦＴモジュールは、汎用周波数トランスレータ、または汎用トランスレータと呼ばれることもある。）
図１Ａの例が示すように、ＵＦＴモジュール１０２のいくつかの実施形態は、３つのポート（ノード）を含む。図１Ａでは、ポート１、ポート２、ポート３である。他のＵＦＴ実施形態は、３つのポート以外のものを含む。
【０００８】
一般に、ＵＦＴモジュール１０２は（おそらく他の構成要素との組み合わせにおいて）入力信号から出力信号を生成するように動作し、出力信号の周波数は入力信号の周波数とは異なる。すなわち、ＵＦＴモジュール１０２（およびおそらく他の構成要素）は、入力信号の周波数（およびおそらく他の特性）を出力信号の周波数（およびおそらく他の特性）に変換することによって、入力信号から出力信号を生成するように動作する。
【０００９】
ＵＦＴモジュール１０３の実施形態の例は、一般に図１Ｂに示す通りである。
一般に、ＵＦＴモジュール１０３は、制御信号１０８によって制御されたスイッチ１０６を含む。スイッチ１０６は、制御付きスイッチと言われる。
【００１０】
上述のように、いくつかのＵＦＴ実施形態は３つのポート以外のものを含む。
たとえば、これに限定されるものではないが、図２はＵＦＴモジュール２０２の例を示す。この例のＵＦＴモジュール２０２は、図ではポート１およびポート２／３である２つのポートを有するダイオード２０４を含む。この実施形態は第３のポートを含まず、図では「ポート３」ラベルの周囲が点線となっている。
【００１１】
ＵＦＴモジュールは大変強力で柔軟性のある装置である。この柔軟性は、このモジュールを使用することができる幅広い範囲の応用例によって、部分的に示される。このモジュールの力は、このような応用例の有用性および性能によって、部分的に示される。
【００１２】
たとえば、ＵＦＴモジュール１１５を汎用周波数下方変換（ＵＦＤ）モジュール１１４で使用することができ、この例を図１Ｃに示す。この能力においては、ＵＦＴモジュール１１５が入力信号を出力信号に周波数下方変換する。
【００１３】
別の例として、図１Ｄに示すように、ＵＦＴモジュール１１７を汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュール１１６で使用することができる。この能力においては、ＵＦＴモジュール１１７が入力信号を出力信号に周波数上方変換する。
【００１４】
ＵＦＴモジュールのこれらの応用例および他の応用例について、以下に記載する。ＵＦＴモジュールの追加の応用例は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。いくつかの応用例においては、ＵＦＴモジュールは必要な構成要素である。他の応用例においては、ＵＦＴモジュールは任意選択の構成要素である。
【００１５】
２．周波数下方変換
本発明は、汎用周波数下方変換のシステムおよび方法、およびその応用例を対象とする。詳細には、以下の考察で、汎用周波数トランスレーションモジュールを使用した下方変換について記載する。
【００１６】
図２０Ａは、ＥＭ入力信号２００４を下方変換する汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュール２００２を使用した下方変換のためのエイリアシングモジュール２０００を示す。特定の実施形態においては、エイリアシングモジュール２０００はスイッチ２００８およびキャパシタ２０１０を含む。回路構成要素の電子配列には柔軟性がある。つまり、ある実施においては、スイッチ２００８は入力信号２００４と直列であり、キャパシタ２０１０が接地に分流される（差動モードなどの構成においては、これが接地以外のものである場合がある）。
第２の実施（図２０Ａ−１を参照）においては、キャパシタ２０１０は入力信号２００４と直列であり、スイッチ２００８は接地に分流される（差動モードなどの構成においては、これが接地以外のものである場合がある）。ＵＦＴモジュール２００２を備えたエイリアシングモジュール２０００は、ＥＭ入力信号２００４の周波数を十分に下回るエイリアシング周波数を使用して幅広い種類の電磁信号を下方変換するように、容易に調整することができる。
【００１７】
ある実施においては、エイリアシングモジュール２０００は、入力信号２００４を中間周波数（ＩＦ）信号に下方変換する。別の実施においては、エイリアシングモジュール２０００は、入力信号２００４を、復調されたベースバンド信号に下方変換する。もう１つの実施においては、入力信号２００４は周波数変調（ＦＭ）信号であり、エイリアシングモジュール２０００は、このＦＭ信号を、位相変調（ＰＭ）信号または振幅変調（ＡＭ）信号などの非ＦＭ信号に下方変換する。上記の各実施については以下に記載する。
【００１８】
一実施形態においては、制御信号２００６は、入力信号２００４の周波数の２倍以下であるエイリアシングレート（ａｌｉａｓｉｎｇ ｒａｔｅ）で繰り返すパルス列を含む。この実施形態においては、制御信号２００６が入力信号２００４の周波数についてのＮｙｑｕｉｓｔレートを下回るので、本明細書では制御信号２００６をエイリアシング信号と呼ぶ。制御信号２００６の周波数は、入力信号２００４よりも大幅に小さいことが好ましい。
【００１９】
図２０Ｄに示すパルス列２０１８はスイッチ２００８を制御して、制御信号２００６で入力信号２００４をエイリアシングし、下方変換された出力信号２０１２を生成する。具体的には、一実施形態においては、スイッチ２００８は、図２０Ｄの各パルス２０２０の最初のエッジで閉じ、各パルスの第２のエッジで開く。スイッチ２００８が閉じると、入力信号２００４はキャパシタ２０１０に結合され、電荷は入力信号からキャパシタ２０１０に移動される。連続パルス中に格納された電荷は、下方変換された出力信号２０１２を形成する。
【００２０】
例示的波形を図２０Ｂから図２０Ｆに示す。
【００２１】
図２０Ｂは、入力信号２００４の例であるアナログの振幅変調（ＡＭ）搬送信号２０１４を示す。例示のために、図２０Ｃでは、アナログＡＭ搬送信号部２０１６は、拡張時間スケールでのアナログＡＭ搬送信号２０１４の一部を示す。アナログＡＭ搬送信号部２０１６は、時間ｔ₀から時間ｔ₁のアナログＡＭ搬送信号２０１４を示す。
【００２２】
図２０Ｄは、制御信号２００６の例である例示的エイリアシング信号２０１８を示す。エイリアシング信号２０１８は、アナログＡＭ搬送信号部２０１６とほぼ同じ時間スケール上にある。図２０Ｄに示す例では、エイリアシング信号２０１８は、ゼロに向かう無視できないアパーチャを有するパルス列２０２０を含む（本発明は、以下に論ずるようにこの実施形態に限定されるものではない）。当業者には理解されるように、パルスアパーチャはパルス幅とも言われることがある。パルス２０２０は、エイリアシングレート、またはエイリアシング信号２０１８のパルス繰り返し数で繰り返す。エイリアシングレートは、以下に述べるように決定される。
【００２３】
上記のように、パルス列２０２０（すなわち、制御信号２００６）は、スイッチ２００８を制御して、エイリアシング信号２０１８のエイリアシングレートでアナログＡＭ搬送信号２０１６（すなわち、入力信号２００４）をエイリアシングする。特に、この実施形態においては、スイッチ２００８は各パルスの最初のエッジで閉じ、各パルスの第２のエッジで開く。スイッチ２００８が閉じると、入力信号２００４はキャパシタ２０１０へ結合され、電荷は入力信号２００４からキャパシタ２０１０に移動される。パルス中に移動された電荷を、本明細書では被サンプルと呼ぶ。例示的被サンプル２０２２は、アナログＡＭ搬送信号部２０１６（図２０Ｃ）およびパルス列２０２０（図２０Ｄ）に対応する、下方変換された信号部２０２４（図２０Ｅ）を形成する。ＡＭ搬送信号２０１４の連続被サンプル中に格納された電荷は、下方変換された出力信号２０１２（図２０Ａ）の例である、下方変換された信号２０２４（図２０Ｅ）を形成する。図２０Ｆでは、復調されたベースバンド信号２０２６は、圧縮時間スケールでのフィルタリング後の復調されたベースバンド信号２０２４を表す。図示のように、下方変換された信号２０２６は、ＡＭ搬送信号２０１４と実質的に同じ「振幅エンベロープ」を有する。したがって、図２０Ｂから図２０Ｆは、ＡＭ搬送信号２０１４の下方変換を示す。
【００２４】
図２０Ｂから図２０Ｆに示した波形については、本明細書では例示のために論ずるのであり、これらに限定されるものではない。
【００２５】
制御信号２００６のエイリアシングレートは、入力信号２００４がＩＦ信号へ下方変換されるか、復調されたベースバンド信号へ下方変換されるか、またはＦＭ信号からＰＭ信号またはＡＭ信号へ下方変換されるかについて判定する。一般に、入力信号２００４、制御信号２００６のエイリアシングレート、および下方変換された出力信号２０１２の関係については、以下に示す。
【００２６】

本明細書に含まれている例については、「＋」の状態のみを論ずる。ｎの値は、入力信号２００４の調波または副調波（ｓｕｂ−ｈａｒｍｏｎｉｃ）を表す（たとえば、ｎ＝０．５，１，２，３，．．．）。
【００２７】
制御信号２００６のエイリアシングレートが入力信号２００４の周波数から相殺されるか、またはその調波または副調波から相殺されるとき、入力信号２００４はＩＦ信号に下方変換される。これは、入力信号２００４の後続サイクルの異なる位相で、被サンプリングパルスが発生するためである。結果として、被サンプルはより低い周波数の発振パターンを形成する。入力信号２００４が、振幅、周波数、位相など、またはそれらのいかなる組み合わせのより低い周波数変化を含む場合、関連する被サンプル中に格納された電荷はより低い周波数変化を反映し、その結果、下方変換されたＩＦ信号で類似の変化が生じる。たとえば、９０１ＭＨｚの入力信号を１ＭＨｚのＩＦ信号に下方変換するには、制御信号２００６の周波数が以下のように計算される。
【００２８】

ｎ＝０．５，１，２，３，４などについて、制御信号２００６の周波数は１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚなどと実質的に等しくなる。
【００２９】
あるいは、制御信号２００６のエイリアシングレートが入力信号２００４の周波数と実質的に等しいか、またはその調波または副調波と実質的に等しいとき、入力信号２００４は、復調されたベースバンド信号に直接下方変換される。これは、変調なしに、入力信号２００４の後続サイクルの同じポイントで、被サンプリングパルスが発生するためである。結果として、被サンプルは一定の出力ベースバンド信号を形成する。入力信号２００４が、振幅、周波数、位相など、またはそれらのいかなる組み合わせのより低い周波数変化を含む場合、関連する被サンプル中に格納された電荷はより低い周波数変化を反映し、その結果、復調されたベースバンド信号で類似の変化が生じる。たとえば、９００ＭＨｚの入力信号を復調されたベースバンド信号（すなわち、ゼロＩＦ）に直接下方変換するには、制御信号２００６の周波数が以下のように計算される。
【００３０】

ｎ＝０．５，１，２，３，４などについて、制御信号２００６の周波数は１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚなどと実質的に等しくなるべきである。
【００３１】
あるいは、入力ＦＭ信号を非ＦＭ信号に下方変換するには、ＦＭバンド幅内の周波数がベースバンド（すなわち、ゼロＩＦ）に下方変換されなければならない。例として、周波数偏移変調（ＦＳＫ）信号（ＦＭのサブセット）を位相偏移変調（ＰＳＫ）信号（ＰＭのサブセット）に下方変換するには、ＦＳＫ信号のより低い周波数Ｆ₁およびより高い周波数Ｆ₂の間の中間点（すなわち、［（Ｆ₁＋Ｆ₂）÷２］）が、ゼロＩＦに下方変換される。たとえば、８９９ＭＨｚに等しいＦ₁および９０１ＭＨｚに等しいＦ₂を有するＦＳＫ信号をＰＳＫ信号に下方変換するには、制御信号２００６のエイリアシングレートが以下のように計算される。
【００３２】

ｎ＝０．５，１，２，３などについて、制御信号２００６の周波数は１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚなどと実質的に等しくなるべきである。下方変換されたＰＳＫ信号の周波数は、より低い周波数Ｆ₁およびより高い周波数Ｆ₂の間の差の半分の周波数と実質的に等しい。
【００３３】
別の例として、ＦＳＫ信号を振幅偏移変調（ＡＳＫ）信号（ＡＭのサブセット）に下方変換するには、ＦＳＫ信号のより低い周波数Ｆ₁またはより高い周波数Ｆ₂のいずれかがゼロＩＦに下方変換される。たとえば、９００ＭＨｚに等しいＦ₁および９０１ＭＨｚに等しいＦ₂を有するＦＳＫ信号をＡＳＫ信号に下方変換するには、制御信号２００６のエイリアシングレートが、以下と実質的に等しくなるべきである。
【００３４】
（９００ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９００ＭＨｚ／ｎ、または
（９０１ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９０１ＭＨｚ／ｎ
前の９００ＭＨｚ／ｎの場合について、およびｎ＝０．５，１，２，３，４などについて、制御信号２００６の周波数は、１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚなどと実質的に等しくなるべきである。
後の９０１ＭＨｚ／ｎの場合、およびｎ＝０．５，１，２，３，４などについて、制御信号２００６の周波数は、１．８０２ＧＨｚ、９０１ＭＨｚ、４５０．５ＭＨｚ、３００．３３３ＭＨｚ、２２５．２５ＭＨｚなどと実質的に等しくなるべきである。下方変換されたＡＭ信号の周波数は、より低い周波数Ｆ₁およびより高い周波数Ｆ₂の間の差（すなわち、１ＭＨｚ）と実質的に等しい。
【００３５】
一実施形態において、制御信号２００６のパルスは、ゼロに向かう無視できないアパーチャを有する。これにより、ＵＦＴモジュール２００２は高入力インピーダンス装置となる。この構成は、入力信号の最小妨害が望まれる可能性がある状態に有効である。
【００３６】
別の実施形態において、制御信号２００６のパルスは、ゼロから離れる傾向のある無視できないアパーチャを有する。これにより、ＵＦＴモジュール２００２は低入力インピーダンス装置となる。これにより、ＵＦＴモジュール２００２のより低い入力インピーダンスが、入力信号２００４のソースインピーダンスと実質的に整合されることが可能になる。これにより、入力信号２００４から下方変換された出力信号２０１２へのエネルギー伝達も改善されるので、ＵＦＴモジュール２００２の効率および信号対雑音（ｓ／ｎ）比も改善される。
【００３７】
制御信号２００６のパルスが、無視できないアパーチャを有するとき、エイリアシングモジュール２０００は、本明細書において相互交換可能的にエネルギー伝達モジュールまたはゲート制御付き伝達モジュールと呼ばれ、制御信号２００６はエネルギー伝達信号と呼ばれる。制御信号２００６を生成および最適化し、そうでない場合はエネルギー伝達モジュールにおけるエネルギー伝達および／または信号対雑音比を改善するための、例示的システムおよび方法について、以下に記載する。
【００３８】
２．１ 任意選択のエネルギー伝達信号モジュール
図４７は、任意選択のエネルギー伝達信号モジュール４７０２を含むエネルギー伝達システム４７０１を示す。これは、エネルギー伝達信号４５０６の生成を含む、いかなる様々な機能または機能の組み合わせも実行することができるが、それだけに限定されるものではない。
【００３９】
一実施形態において、任意選択のエネルギー伝達信号モジュール４７０２はアパーチャジェネレータを含み、その例を図４６Ｃのアパーチャジェネレータ４６２０として示す。アパーチャジェネレータ４６２０は、入力信号４６２４から無視できないアパーチャパルス４６２６を生成する。入力信号４６２４は、正弦波、方形波、のこぎり波などいかなるタイプの周期信号にすることもできるが、それだけに限定されるものではない。入力信号４６２４を生成するシステムについては、以下に記載する。
【００４０】
パルス４６２６の幅またはアパーチャは、アパーチャジェネレータ４６２０の分岐４６２２を通じた遅延によって決定される。一般に、所望のパルス幅が増加するにつれて、アパーチャジェネレータ４６２０の要件を満たす際の困難が減る。すなわち、所与のＥＭ入力周波数についての無視できないアパーチャパルスを生成するには、この例のアパーチャジェネレータ４６２０で利用される構成要素に、同じＥＭ入力周波数で動作する被サンプリングシステムで必要となる高速な反応時間と同じほど高速な反応時間は必要ない。
【００４１】
アパーチャジェネレータ４６２０に示すロジックおよび実施の例は、例示のためのものにすぎず、これだけに限定されるものではない。使用する実際のロジックは、多数の形式を取ることができる。この例のアパーチャジェネレータ４６２０は、任意選択のインバータ４６２８を含む。これは、本明細書で提供する他の例との極性一貫性（ｐｏｌａｒｉｔｙ ｃｏｎｓｉｓｔｅｎｃｙ）のために示すものである。
【００４２】
アパーチャジェネレータ４６２０の一実施例を図４６Ｄに示す。アパーチャ生成ロジックの追加の例を、図４６Ａおよび図４６Ｂにおいて提供する。図４６Ａは、立上りエッジパルスジェネレータ４６４０を示す。このジェネレータは、入力信号４６２４の立上りエッジでパルス４６２６を生成する。図４６Ｂは、立下りエッジパルスジェネレータ４６５０を示す。このジェネレータは、入力信号４６２４の立下りエッジでパルス４６２６を生成する。
【００４３】
一実施形態において、図４７に示すように、入力信号４６２４はエネルギー伝達信号モジュール４７０２の外部で生成される。あるいは、入力信号４７２４は、エネルギー伝達信号モジュール４７０２によって内部的に生成される。入力信号４６２４は、図４６Ｅで示すように発振器４６３０によって、発振器によって生成することができる。発振器４６３０は、エネルギー伝達信号モジュール４７０２に対して内部に置くか、またはエネルギー伝達信号モジュール４７０２に対して外部に置くことができる。発振器４６３０は、エネルギー伝達システム４７０１に対して外部に置くことができる。発振器４６３０の出力は、いかなる周期波形にすることもできる。
【００４４】
エネルギー伝達システム４７０１によって実行される下方変換のタイプは、エネルギー伝達信号４５０６のエイリアシングレートに応じて異なり、パルス４６２６の周波数によって決定される。パルス４６２６の周波数は、入力信号４６２４の周波数によって決定される。たとえば、入力信号４６２４の周波数がＥＭ信号４５０４の調波または副調波と実質的に等しいとき、ＥＭ信号４５０４はベースバンドに直接下方変換される（たとえば、ＥＭ信号がＡＭ信号またはＰＭ信号であるとき）か、またはＦＭから非ＦＭ信号へ変換される。入力信号４６２４の周波数が、差周波数の調波または副調波と実質的に等しいとき、ＥＭ信号４５０４は中間信号に下方変換される。
【００４５】
任意選択のエネルギー伝達信号モジュール４７０２は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらのいかなる組み合わせにおいても実施することができる。
【００４６】
２．２ 下方変換された信号の平滑化
再度図２０Ａを参照すると、下方変換された出力信号２０１２は、所望のようにフィルタリングすることによって平滑化することができる。
【００４７】
２．３ インピーダンス整合
エネルギー伝達モジュール２０００は、任意の周波数で（たとえば、ＥＭ入力、および中間／ベースバンド周波数にて）、（１）スイッチモジュール（すなわち、ＵＦＴ２００２）のデューティサイクル、および（２）格納モジュール（すなわち、キャパシタ２０１０）のインピーダンスによって一般に定義される、入出力インピーダンスを有する。
【００４８】
好ましい実施形態として下方変換中のＥＭ信号の周期のほぼ１／２のアパーチャ幅で開始すると、このアパーチャ幅（たとえば、「閉時間」）を減少させることができる。アパーチャ幅が減少されるにつれて、エネルギー伝達モジュールの入出力での特性インピーダンスが増加する。あるいは、アパーチャ幅が、下方変換中のＥＭ信号の周期の１／２から増加するにつれて、エネルギー伝達モジュールのインピーダンスが減少する。
【００４９】
エネルギー伝達モジュールの特性入力インピーダンスを決定するステップの１つを、その値の測定にすることができる。一実施形態においては、エネルギー伝達モジュールの特性入力インピーダンスは３００オームである。インピーダンス整合回路を利用して、たとえば５０オームのソースインピーダンスを有する入力ＥＭ信号を、たとえば３００オームのエネルギー伝達モジュールのインピーダンスに効率的に結合することができる。これらのインピーダンスの整合は、必要なインピーダンスを直接与えることや、以下に記載するようなインピーダンス整合回路を使用することを含めて、様々な方法で実施することができる。
【００５０】
図４８を参照すると、ＲＦ信号を入力として使用する特定の実施形態において、インピーダンス４８１２が相対的に低いインピーダンス、たとえばほぼ５０オームであり、かつ入力インピーダンス４８１６がほぼ３００オームであると仮定すると、入力インピーダンス整合モジュール４８０６のための初期構成はインダクタ５００６およびキャパシタ５００８を含むことができ、図５０に示すように構成される。インダクタ５００６およびキャパシタ５００８の構成は、低いインピーダンスから高いインピーダンスへ移動するときに可能な構成である。インダクタ５００６およびキャパシタ５００８はＬ整合を構成し、その値の計算は当業者には周知のものである。
【００５１】
所望の出力周波数を考慮するために、出力特性インピーダンスをインピーダンス整合することができる。エネルギー伝達モジュールの特性出力インピーダンスを決定するステップの１つを、その値の測定にすることができる。入力ＥＭ周波数での格納モジュールの非常に低いインピーダンスのバランスを取るので、格納モジュールは、駆動されるように意図される負荷以上であることが好ましい、所望の出力周波数でのインピーダンスを有するべきである（たとえば、一実施形態において、所望の１ＭＨｚ出力周波数での格納モジュールインピーダンスは２Ｋオームであり、駆動される所望の負荷は５０オームである）。インピーダンス整合の追加の利点は、不要な信号のフィルタリングも同じ構成要素で実施できることである。
【００５２】
一実施形態においては、エネルギー伝達モジュールの特性出力インピーダンスは２Ｋ オームである。インピーダンス整合回路を利用して、たとえば２Ｋ オームの出力インピーダンスを有する下方変換された信号を、たとえば５０オームの負荷に、効率的に結合することができる。これらのインピーダンスの整合は、必要な負荷インピーダンスを直接与えることや、以下に記載するようなインピーダンス整合回路を使用することを含めて、様々な方法で実施することができる。
【００５３】
高いインピーダンスから低いインピーダンスへ整合するとき、キャパシタ５０１４およびインダクタ５０１６を、図５０に示すように構成することができる。
キャパシタ５０１４およびインダクタ５０１６はＬ整合を構成し、その構成要素の値の計算は当業者には周知のものである。
【００５４】
入力インピーダンス整合モジュール４８０６および出力インピーダンス整合モジュール４８０８の構成は、本発明によれば、インピーダンス整合のための初期開始ポイントとみなされる。いくつかの状況においては、初期設計をさらに最適化することなく、そのままで適する可能性がある。別の状況においては、他の様々な設計基準および考慮事項に従って、初期設計を最適化することができる。
【００５５】
他の任意選択の最適化構造および／または構成要素が利用されるので、整合においてはエネルギー伝達モジュールの特性インピーダンスに対するそれらの効果を、それら自体の元の基準と共に考慮すべきである。
【００５６】
２．４ タンクおよび共振構造
共振タンクおよび他の共振構造を使用して、本発明のエネルギー伝達特性をさらに最適化することができる。たとえば、共振構造、入力周波数についての共振を使用して、スイッチが開くときの入力信号からエネルギーを格納することができる。これは、そうでない場合はアーキテクチャがその最大可能効率に限定されると推断することができる周期である。共振タンクおよび他の共振構造は、表面音波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電共振器、ダイプレクサ、キャパシタ、インダクタなどを含むことができるが、それだけに限定されるものではない。
【００５７】
実施形態の例を図６０Ａに示す。２つの追加の実施形態を図５５および図６３に示す。代替実施は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。代替実施は、本発明の範囲および精神内に含まれる。これらの実施は、直列および並列（タンク）共振回路の特性を利用する。
【００５８】
図６０Ａは、異なる実施における並列タンク回路を示す。第１の並列共振またはタンク回路は、キャパシタ６０３８およびインダクタ６０２０（タンク１）からなる。第２のタンク回路は、キャパシタ６０３４およびインダクタ６０３６（タンク２）からなる。
【００５９】
当業者には明らかであるように、並列タンク回路は以下のものを提供する。
【００６０】
共振より低い周波数に対する低インピーダンス、
共振より高い周波数に対する低インピーダンス、および
共振およびその付近の周波数に対する高インピーダンス。
【００６１】
図６０Ａに示した例においては、第１および第２のタンク回路は、ほぼ９２０ＭＨｚで共振する。共振およびその付近では、これらの回路のインピーダンスが相対的に高い。したがって、図６０Ａに示した回路構成では、両タンク回路が入力周波数９５０ＭＨｚに対して相対的に高いインピーダンスとして現れると同時に、所望の出力範囲５０ＭＨｚにおける周波数に対して相対的に低いインピーダンスとして現れる
エネルギー伝達信号６０４２はスイッチ６０１４を制御する。エネルギー伝達信号６０４２がスイッチ６０１４の開閉を制御するとき、高周波信号構成要素がタンク１またはタンク２を通過することは不可能である。しかし、このシステムによって生成されたより低い信号構成要素（この実施形態では５０ＭＨｚ）は、ほとんど減衰なくタンク１およびタンク２を通過することが可能である。タンク１およびタンク２の効果は、同じノードからの入力信号および出力信号をさらに分割することによって、より安定した入出力インピーダンスを生成することである。キャパシタ６０１８および６０４０は、エネルギー伝達パルスの間の５０ＭＨｚ出力信号エネルギーを格納するように動作する。
【００６２】
図に示すように、インダクタ６０１０を格納キャパシタ６０１２と直列に配置することによって、さらにエネルギー伝達最適化が提供される。図示の例では、この回路配列の直列共振周波数はほぼ１ＧＨｚである。この回路は、このシステムのエネルギー伝達特性を増大させる。動作中に得られるエネルギーの大部分が格納キャパシタ６０１２に伝達されるように、インダクタ６０１０のインピーダンスおよび格納キャパシタ６０１２のインピーダンスの比率が相対的に小さく保たれることが好ましい。例示的出力信号Ａを図６０Ｂに、例示的出力信号Ｂを図６０Ｃにそれぞれ図示する。
【００６３】
図６０Ａでは、回路構成要素６００４および６００６が入力インピーダンス整合を形成する。回路構成要素６０３２および６０３０が５０オーム抵抗６０２８への出力インピーダンス整合を形成する。回路構成要素６０２２および６０２４が５０オーム抵抗６０２６への第２の出力インピーダンス整合を形成する。キャパシタ６００８および６０１２は、この実施形態用の格納キャパシタとして動作する。電圧源６０４６および抵抗６００２は５０オーム出力インピーダンスで９５０ＭＨｚ信号を生成し、これらがこの回路への入力として使用される。回路要素６０１６は、１５０ＭＨｚの発振器およびパルスジェネレータを含み、これらを使用してエネルギー伝達信号６０４２を生成する。
【００６４】
図５５は、シングルエンド対シングルエンドシステム５５１２の分流タンク回路５５１０を示す。同様に、図６３はシステム６３１２の分流タンク回路６３１０を示す。タンク回路５５１０および６３１０が駆動ソースインピーダンスを下げるので、過渡応答が向上する。タンク回路５５１０および６３１０は入力信号からのエネルギーを格納し、低駆動ソースインピーダンスを提供して、閉じたスイッチのアパーチャ中にそのエネルギーを伝達することができる。スイッチアパーチャの過渡特性は、入力周波数を含むことに加えて、入力周波数より上の大きい構成要素周波数を有する応答を有しているように見えることがある（すなわち、入力周波数よりも高い周波数は、アパーチャも有効に通過可能である）。共振回路または構造、たとえば共振タンク５５１０または６３１０は、スイッチの過渡周波数応答中にエネルギーを伝達することが可能であることによって、これを利用することができる（すなわち、共振タンクのキャパシタは、アパーチャの過渡周期中の低駆動ソースインピーダンスとして現れる）。
【００６５】
上述のタンクおよび共振構造の例は、例示のためのものにすぎず、それだけに限定されるものではない。代替構成を利用することができる。このとき明らかであるように、上述の様々な共振タンクおよび構造を組み合わせることができ、または独立して利用することができる。
【００６６】
２．５ 電荷および電力伝達の概念
ここでは、図７１Ａから図７１Ｆを参照して、電荷移動の概念について記載する。図７１Ａは、スイッチＳ、およびキャパシタンスＣを有するキャパシタ７１０６を含む、回路７１０２を示す。スイッチＳは制御信号７１０８によって制御され、アパーチャＴを有するパルス１９０１０を含む。
【００６７】
図７１Ｂにおいて、式１０は、キャパシタ７１０６などのキャパシタンスＣを有するキャパシタ上の電荷ｑが、キャパシタを通る電圧Ｖに比例することを示す。ただし、以下の通りである。
【００６８】
ｑ＝クーロン単位の電荷
Ｃ＝ファラド単位のキャパシタンス
Ｖ＝ボルト単位の電圧
Ａ＝入力信号振幅
電圧Ｖが式１１によって表されるので、式１０を式１２のように書き直すことができる。経時的な電荷Δｑの変化は式１３でΔｑ（ｔ）となり、これを式１４のように書き直すことができる。式１５の和対積の三角関数同一性を使用して、式１４を式１６のように書き直すことができ、これを式１７のように書き直すことができる。
【００６９】
式１１のｓｉｎ項はアパーチャＴの関数でしかないことに留意されたい。したがって、Ｔがπの奇数の倍数（すなわち、π、３π、５π、．．．）に等しいとき、Δｑ（ｔ）が最大である。したがって、アパーチャＴがπの値または１８０度の入力シヌソイドを表す時間間隔を有するとき、キャパシタ７１０６が電荷の最大変化を受ける。逆に、Ｔが２π、４π、６π、．．．に等しいとき、最小電荷が移動される。
【００７０】
式１８、１９、および２０は、式１０を積分することによってｑ（ｔ）を求めるので、図７１Ｃのグラフに示すように、時間についてのキャパシタ７１０６上の電荷を、入力シヌソイドｓｉｎ（ｔ）と同じ軸上にグラフで表すことが可能である。アパーチャＴの値が減少するかまたはインパルスへ向かうにつれて、キャパシタＣ上の電荷すなわちｑ（ｔ）およびｓｉｎ（ｔ）の間の位相はゼロへ向かう。これを図７１Ｄのグラフに示す。この図は、最大インパルス電荷移動が入力電圧の最大量付近で発生することを示す。このグラフが示すように、Ｔの値が減少するにつれて相当より少ない電荷が移動される。
【００７１】
電力／電荷の関係を、図７１Ｅの式２１から式２６に示す。ここでは、電力が電荷に比例し、移動された電荷が挿入損失に反比例することを示す。
【００７２】
挿入損失の概念を図７１Ｆに示す。一般に、損失受動装置（ｌｏｓｓｙ ｐａｓｓｉｖｅ ｄｅｖｉｃｅ）の雑音指数は、その装置の挿入損失と数的に等しい。あるいは、いかなる装置の雑音指数も、その挿入損失よりも小さくすることはできない。挿入損失は、式２７または２８によって表すことができる。上述から、アパーチャＴが増加するにつれて、入力側からキャパシタ７１０６へより多くの電荷が移動され、それによって入力側から出力側への電力伝達が増加することが認められる。移動された電力内に、相対的に変調された振幅および位相情報が保持されるので、出力側で入力電圧を必ずしも正確に再生成するとは限らないことが認められた。
【００７３】
２．６ 無視できないアパーチャ幅／持続時間の最適化および調整
２．６．１ 入出力インピーダンスの変動
本発明の一実施形態においては、エネルギー伝達信号（すなわち、図２０Ａの制御信号２００６）を使用して、ＥＭ信号２００４によって見られる入力インピーダンスを変動させ、負荷を駆動する出力インピーダンスを変動させる。図５１Ａに示すゲート制御付き伝達モジュール５１０１を使用して、この実施形態の例を以下に記載する。以下に記載する方法は、このゲート制御付き伝達モジュール５１０１のみに限定されるものではない。
【００７４】
図５１Ａでは、スイッチ５１０６が閉じるとき、回路５１０２に臨むインピーダンスは、実質的に格納モジュールのインピーダンスであり、この図では負荷５１１２のインピーダンスと並列のストレージ（格納）キャパシタンス５１０８である。スイッチ５１０６が開くとき、ポイント５１１４でのインピーダンスは無限大に近付く。続いて、スイッチ５１０６が開く時間対スイッチ５１０６が閉じる時間の比率を変えることによって、ポイント５１１４での平均インピーダンスを、負荷５１１２と並列に示された格納モジュールのインピーダンスから、スイッチ５１０６が開くときに得られる最高インピーダンスへと変動させることができる。スイッチ５１０６は、エネルギー伝達信号５１１０によって制御される。
したがって、エイリアシングレートと共にこのエネルギー伝達信号のアパーチャ幅を制御することによって、ポイント５１１４でのインピーダンスを変動させることができる。
【００７５】
図５１Ａのエネルギー伝達信号５１０６を変更する方法の例を、図４９Ａを参照して以下に記載する。ここでは、回路４９０２が入力発振信号４９０６を受信し、この図では倍電圧出力信号４９０４であるパルス列を出力する。回路４９０２を使用して、エネルギー伝達信号５１０６を生成することができる。波形の例４９０４を図４９Ｃに示す。
【００７６】
インバータ４９０８によって伝搬された信号の遅延を変動させることによって、倍電圧出力信号４９０４のパルス幅を変動させることができることを、図示することができる。インバータ４９０８によって伝搬された信号の遅延を増加すると、パルス幅が増加する。インバータ４９０８の出力にＲ／Ｃ低域ネットワークを導入することによって、インバータ４９０８によって伝搬された信号を遅延させることができる。インバータ４９０８によって伝搬された信号の遅延を変更する他の手段は、当業者には周知となるであろう。
【００７７】
２．６．２ リアルタイムアパーチャ制御
一実施形態においては、アパーチャ幅／持続時間がリアルタイムで調整される。たとえば、図６４Ｂから図６４Ｆのタイミング図を参照すると、クロック信号６４１４（図６４Ｂ）を利用してエネルギー伝達信号６４１６（図６４Ｆ）を生成し、この信号はエネルギー伝達パルス６４１８を含み、可変アパーチャ６４２０を有する。一実施形態においては、クロック信号６４１４が、反転クロック信号６４２２（図６４Ｄ）によって図示のように反転される。クロック信号６４１４も、遅延クロック信号６４２４（図６４Ｅ）によって図示のように遅延される。次いで、反転クロック信号６４１４および遅延クロック信号６４２４は共にＡＮＤされ、遅延クロック信号６４２４および反転クロック信号６４２２が共に能動であるときに能動（エネルギー伝達パルス６４１８）であるエネルギー伝達信号６４１６を生成する。遅延クロック信号６４２４へ与えられた遅延量が、アパーチャ６４２０の幅または持続時間を実質的に決定する。この遅延をリアルタイムで変動させることによって、アパーチャがリアルタイムで調整される。
【００７８】
一代替実施では、反転クロック信号６４２２が元のクロック信号６４１４に対して相対的に遅延され、次いで元のクロック信号６４１４と共にＡＮＤされる。
あるいは、元のクロック信号６４１４が遅延され、次いで反転され、その結果が元のクロック信号６４１４と共にＡＮＤされる。
【００７９】
図６４Ａは、リアルタイムでアパーチャを調整するために利用できる、例示的リアルタイムアパーチャ制御システム６４０２を示す。この例のリアルタイムアパーチャ制御システム６４０２は、ＲＣ回路６４０４を含み、これは電圧可変キャパシタ６４１２および抵抗６４２６を含む。リアルタイムアパーチャ制御システム６４０２は、インバータ６４０６およびＡＮＤゲート６４０８も含む。ＡＮＤゲート６４０８は、ＡＮＤゲート６４０８を使用可／使用不可にするためのイネーブル入力６４１０を任意選択的に含む。ＲＣ回路６４０４。リアルタイムアパーチャ制御システム６４０２は、増幅器６４２８を任意選択的に含む。
【００８０】
リアルタイムアパーチャ制御回路の動作について、図６４Ｂから図６４Ｆのタイミング図を参照して記載する。リアルタイム制御システム６４０２は入力クロック信号６４１４を受信し、この信号はインバータ６４０６およびＲＣ回路６４０４に供給される。インバータ６４０６は、反転クロック信号６４２２を出力し、これをＡＮＤゲート６４０８へ与える。ＲＣ回路６４０４はクロック信号６４１４を遅延させ、遅延クロック信号６４２４を出力する。この遅延は、主として電圧可変キャパシタ６４１２のキャパシタンスによって決定される。一般に、キャパシタンスが減少するにつれて遅延が減少する。
【００８１】
遅延クロック信号６４２４は、ＡＮＤゲート６４０８に与えられる前に、任意選択の増幅器６４２８によって任意選択的に増幅される。たとえば、ＲＣ回路６４０４のＲＣ定数が、ＡＮＤゲート６４０８のしきい値より低い信号を減衰する場合に、増幅が望ましい。
【００８２】
ＡＮＤゲート６４０８は、遅延クロック信号６４２４、反転クロック信号６４２２、および任意選択のイネーブル信号６４１０をＡＮＤし、エネルギー伝達信号６４１６を生成する。電圧可変キャパシタ６４１２への電圧を変動させることによって、アパーチャ６４２０がリアルタイムで調整される。
【００８３】
一実施形態においては、アパーチャ６４２０を制御して、電力伝達を最適化する。たとえば、一実施形態においては、アパーチャ６４２０を制御して、電力伝達を最大にする。あるいは、アパーチャ６４２０を制御して、可変利得制御を行う（たとえば、自動利得制御−ＡＧＣ）。この実施形態においては、アパーチャ６４２０を低減することによって、電力伝達が低減される。
【００８４】
このときこの開示から容易に分かるように、与えられたアパーチャ回路の多数、および他のものを、図４６Ｈから図４６Ｋに示す回路内のように修正することができる。アパーチャの修正または選択は、回路内の固定値を残すために設計レベルで行うことができ、または代替実施形態においては、たとえば９００ＭＨｚおよび１．８ＧＨｚのＲＦ信号など、際立って異なる動作帯域におけるＲＦ信号を、向上した効率で受信するなどの様々な設計目標を補償またはそれらに対処するように、動的に調整することができる。
【００８５】
２．７ バイパスネットワークの追加
本発明の一実施形態においては、バイパスネットワークを追加して、エネルギー伝達モジュールの効率を向上させる。このようなバイパスネットワークは、総合的なアパーチャ拡大手段とみなすことができる。バイパスネットワークがスイッチモジュールの過渡電流に対して実質的により低いインピーダンス（すなわち、受信したＥＭ信号よりも大きい周波数）を現し、入力ＥＭ信号に対する高インピーダンスに対して適度なもの（たとえば、ＲＦ周波数で１００オームより大きい）として現れるように、バイパスネットワークの構成要素が選択される。
【００８６】
入力信号がこのときスイッチモジュールの反対側に接続される時間は、このネットワークによって引き起こされた整形によって長くなり、容易に理解するところにおいて、これがキャパシタまたは直列共振インダクタ−キャパシタになる可能性がある。入力周波数の上の直列共振であるネットワークは、典型的な実施となる。この整形は、入力信号の変換効率を向上させる。そうでない場合、エネルギー伝達信号のアパーチャのみを考慮すると、最適にするためにこの周波数が相対的に低くなる。
【００８７】
たとえば、図６１を参照すると、バイパスネットワーク６１０２（この例ではキャパシタ６１１２として図示する）は、スイッチモジュール６１０４をバイパスするように図示される。この実施形態においては、たとえばエネルギー伝達信号６１０６の所与の入力周波数に最適なアパーチャ幅未満が選択されたとき、バイパスネットワークがエネルギー伝達モジュールの効率を増大させる。バイパスネットワーク６１０２は、図６１に図示した構成とは異なる構成にすることができる。そのような代替を図５７に示す。同様に、図６２は、キャパシタ６２０４を含む、別の例のバイパスネットワーク６２０２を示す。
【００８８】
以下の考察では、最小化されたアパーチャの効果、およびバイパスネットワークによって得られる利点を説明する。図６５の５５０ｐｓアパーチャを有する最初の回路から開始すると、その出力は、図６９Ａの５０オーム負荷に加えられた２．８ｍＶｐｐとみなされる。このアパーチャを図６６に図示するように２７０ｐｓに変更すると、その出力は、図６９Ｂに示すような５０オーム負荷に加えられた２．５Ｖｐｐに減少する結果となる。この損失を補償するために、バイパスネットワークを追加することができ、特定の実施を図６７に示す。これを追加した結果、図７０Ａに示すように、この場合は３．２Ｖｐｐを５０オーム負荷に加えることができる。図６７のバイパスネットワークを有する回路は、バイパスネットワークおよび狭められたアパーチャによって導入されたインピーダンス変化を補償するために、周辺回路で３つの値の調整も行った。図６８は、バイパスネットワークを使用せずに回路に加えられたこれらの変化が、それら自体では、バイパスネットワークを有する図６７の実施形態によって説明された効率増大をもたらさなかったことを検証する。図７０Ｂは、図６８の回路を使用した結果を示し、ここでは１．８８Ｖｐｐのみを５０オーム負荷に加えることができた。
【００８９】
２．８ フィードバックを利用したエネルギー伝達信号の修正
図４７はシステム４７０１の一実施形態を示す。ここでは下方変換された信号４７０８Ｂをフィードバック４７０６として使用し、エネルギー伝達モジュール４７０４の様々な特性を制御して、下方変換された信号４７０８Ｂを修正する。
【００９０】
一般に、下方変換された信号４７０８Ｂの振幅は、ＥＭ信号４５０４およびエネルギー伝達信号４５０６の間の周波数および位相差の関数として変動する。一実施形態においては、下方変換された信号４７０８Ｂをフィードバック４７０６として使用し、ＥＭ信号４５０４およびエネルギー伝達信号４５０６の間の周波数および位相の関係を制御する。これは、図５２Ａのロジック例を使用して実施することができる。図５２Ａの回路例を、エネルギ伝達信号モジュール４７０２に含めることができる。代替実施は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかになるであろう。代替実施は、本発明の範囲および精神内に含まれる。この実施形態においては、例としてステートマシンを使用する。
【００９１】
図５２Ａの例では、ステートマシン５２０４が、アナログからデジタルへの変換器であるＡ／Ｄ５２０２を読み込み、デジタルからアナログへの変換器であるＤＡＣ５２０６を制御する。一実施形態においては、ステートマシン５２０４が以前および現行の２つのメモリ位置を含み、Ａ／Ｄ５２０２を読み込んだ結果の格納および再呼び出しを行う。一実施形態においては、ステートマシン５２０４は少なくとも１つのメモリフラグを利用する。
【００９２】
ＤＡＣ５２０６は、電圧制御発振器ＶＣＯ５２０８への入力を制御する。ＶＣＯ５２０８は、パルスジェネレータ５２１０の周波数入力を制御し、一実施形態においては、これは図４６Ｃに示すパルスジェネレータと実質的に類似のものである。パルスジェネレータ５２１０は、エネルギー伝達信号４５０６を生成する。
【００９３】
一実施形態においては、ステートマシン５２０４は図５２Ｂのステートマシンフローチャート５２１９に従って動作する。この動作の結果は、エネルギー伝達信号４５０６およびＥＭ信号４５０４の間の周波数および位相の関係を修正することであり、下方変換された信号４７０８Ｂの振幅をある最適レベルに実質的に維持する。
【００９４】
下方変換された信号４７０８Ｂの振幅は、エネルギー伝達信号４５０６の振幅で変動させることができる。図４５Ａに示すようにスイッチモジュール６５０２がＦＥＴである一実施形態においては、ゲート４５１８がエネルギー伝達信号４５０６を受信し、エネルギー伝達信号４５０６の振幅がＦＥＴの「ｏｎ」抵抗を判定することができるので、これが下方変換された信号４７０８Ｂの振幅に影響を及ぼす。図５２Ｃに示すように、エネルギー伝達信号モジュール４７０２を、自動利得制御機能を可能にするアナログ回路にすることができる。代替実施は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。代替実施は、本発明の範囲および精神内に含まれる。
【００９５】
２．９ 他の実施
上述の実施は、例示のために提供するものである。これらの実施は、本発明を限定する意図がないものである。本明細書に記載した実施とわずかにまたは大幅に異なる代替実施は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。このような代替実施は、本発明の範囲および精神内に含まれる。
【００９６】
２．１０ エネルギー伝達下方変換器の例
実施例を例示のために以下に記載する。本発明はこれらの例に限定されるものではない。
【００９７】
図５３は、１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する、例示的回路の回路図である。
【００９８】
図５４は、図５３の回路のシミュレーション波形の例を示す。波形５３０２はこの回路への入力であり、スイッチを閉じることによって引き起こされたひずみを示す。波形５３０４は、ストレージユニットでのフィルタリングされていない出力である。波形５３０６は、異なる時間スケールでの下方変換器のインピーダンス整合された出力である。
【００９９】
図５５は、１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する、例示的回路の回路図である。この回路は、変換効率を向上させるために追加のタンク回路を有する。
【０１００】
図５６は、図５５の回路のシミュレーション波形の例を示す。波形５５０２はこの回路への入力であり、スイッチを閉じることによって引き起こされたひずみを示す。波形５５０４は、ストレージユニットでのフィルタリングされていない出力である。波形５５０６は、インピーダンス整合回路後の下方変換器の出力である。
【０１０１】
図５７は、１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する、例示的回路の回路図である。この回路は、変換効率を向上させるためにスイッチバイパス回路を有する。
【０１０２】
図５８は、図５７の回路のシミュレーション波形の例を示す。波形５７０２はこの回路への入力であり、スイッチを閉じることによって引き起こされたひずみを示す。波形５７０４は、ストレージユニットでのフィルタリングされていない出力である。波形５７０６は、インピーダンス整合回路後の下方変換器の出力である。
【０１０３】
図５９は、５００Ｋボーのボーレートで９１３ＭＨｚおよび９１７ＭＨｚの間で交番するＦＳＫソースに接続された、図５３の回路例の概略図である。図７２は、負荷インピーダンス整合回路の出力での元のＦＳＫ波形５９０２および下方変換された波形５９０４を示す。
【０１０４】
３．周波数上方変換
本発明は、周波数上方変換のシステムおよび方法、およびその応用例を対象とする。
【０１０５】
周波数上方変換システムの例３００を図３に示す。周波数上方変換システム３００について以下に記載する。
【０１０６】
入力信号３０２（図３では「制御信号」と示す）は、スイッチモジュール３０４によって受け入れられる。例のみの目的として、入力信号３０２をＦＭ入力信号６０６と仮定し、この例を図６Ｃに示す。ＦＭ入力信号６０６は、発振信号６０４上の情報信号６０２を変調することによって生成された可能性がある（図６Ａおよび図６Ｂ）。本発明がこの実施形態に限定されるものではないことを理解されたい。情報信号６０２は、アナログ、デジタル、またはそれらのいかなる組み合わせにすることもでき、いかなる変調方式を使用することもできる。
【０１０７】
スイッチモジュール３０４の出力は調和リッチ信号（ｈａｒｍｏｎｉｃａｌｌｙ ｒｉｃｈ ｓｉｇｎａｌ）３０６であり、たとえば図６Ｄでは調和リッチ信号６０８である。調和リッチ信号６０８は、連続的および周期的な波形を有する。
【０１０８】
図６Ｅは、調和リッチ信号６０８の２つのセクションであるセクション６１０およびセクション６１２の拡大図である。調和リッチ信号６０８は、方形波やパルスなどの方形の波にすることができる（しかし、本発明はこの実施形態に限定されるものではない）。容易に論じるため、「方形の波形」という用語を使用して、実質的に長方形である波形を指す。同様の方法で、「方形波」という用語は実質的に正方形である波形を指すが、完全な方形波が生成されるかまたは必要となることが本発明の意図するところではない。
【０１０９】
調和リッチ信号６０８は、調和リッチ信号６０８の波形の基本周波数の正の倍数である周波数を有する複数の正弦波からなる。これらの正弦波は、その下にある波形の調波と呼ばれ、基本周波数は第１の調波と呼ばれる。図６Ｆおよび図６Ｇは、セクション６１０およびセクション６１２の第１、第３、および第５の調波を作成するシヌソイド構成要素を別々に示す。（理論上、無限数の調波がある可能性があることに留意されたい。この例では、調和リッチ信号６０８が方形波として図示されるので、基数の調波のみがある）。３つの調波を図６Ｈに同時に（しかし合計せずに）示す。
【０１１０】
調波の相対振幅は、一般に調和リッチ信号３０６のパルスの相対幅および基本周波数の周期の関数であり、調和リッチ信号３０６のフーリエ解析を行うことによって決定することができる。本発明の一実施形態によれば、確実に所望の調波の振幅が意図する使用方法（たとえば、送信）に十分であるようにするため、入力信号６０６を整形することができる。
【０１１１】
フィルタ３０８は望ましくない周波数（調波）をフィルタアウトし、所望の調和周波数（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の電磁（ＥＭ）信号を出力信号３１０として出力する。これは、たとえば、図６Ｉのフィルタリングされた出力信号６１４である。
【０１１２】
図４は、汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュールの例４０１を示す。ＵＦＵモジュール４０１はスイッチモジュールの例３０４を含み、このスイッチモジュールは、バイアス信号４０２、抵抗またはインピーダンス４０４、汎用周波数トランスレータ（ＵＦＴ）４５０、および接地４０８を備える。ＵＦＴ４５０はスイッチ４０６を含む。入力信号３０２（図４では「制御信号」と示す）は、ＵＦＴ４５０内のスイッチ４０６を制御し、このスイッチの開閉を行う。調和リッチ信号３０６は、抵抗またはインピーダンス４０４およびスイッチ４０６の間に位置するノード４０５で生成される。
【０１１３】
図４でも、フィルタの例３０８は、キャパシタ４１０、および接地４１４に分流されたインダクタ４１２からなる。このフィルタは、調和リッチ信号３０６の望ましくない調波をフィルタアウトするように設計される。
【０１１４】
本発明は、図４に示すＵＦＵ実施形態に限定されるものではない。
【０１１５】
たとえば、図５に示す代替実施形態においては、非整形入力信号５０１がパルス整形モジュール５０２へ経路指定される（ｒｏｕｔｅｄ）。パルス整形モジュール５０２は、非整形入力信号５０１を修正して、（修正された）入力信号３０２（図５では「制御信号」と示す）を生成する。入力信号３０２はスイッチモジュール３０４へ経路指定され、上述の方法で動作する。図５のフィルタ３０８も上述の方法で動作する。
【０１１６】
パルス整形モジュール５０２の目的は、入力信号３０２のパルス幅を定義することである。入力信号３０２がスイッチモジュール３０４内のスイッチ４０６の開閉を制御することを想起されたい。このような動作中に、入力信号３０２のパルス幅が調和リッチ信号３０６のパルス幅を確定する。上述のように、調和リッチ信号３０６の調波の相対振幅は、少なくとも調和リッチ信号３０６のパルス幅の関数である。それとして、入力信号３０２のパルス幅は、調和リッチ信号３０６の調波の相対振幅の設定に寄与する。
【０１１７】
４．拡張信号受信
本発明は、拡張信号受信（ＥＳＲ）のシステムおよび方法、およびその応用例を対象とする。
【０１１８】
図２１を参照すると、送信機２１０４は変調ベースバンド信号２１０２を受け入れて（送信される）冗長スペクトル２１０６ａ〜ｎを生成し、これが通信媒体２１０８を介して送信される。受信機２１１２は、（受信される）冗長スペクトル２１１０ａ〜ｎから、復調されたベースバンド信号２１１４を回復させる。復調されたベースバンド信号２１１４は変調ベースバンド信号２１０２を表し、変調ベースバンド信号２１１４および変調ベースバンド信号２１０２の間の類似レベルは実施例に応じて異なる。
【０１１９】
変調ベースバンド信号２１０２は、送信および／または受信に望ましいいかなる情報信号であることも好ましい。変調ベースバンド信号の例２２０２を図２２Ａに示す。これは、図２２Ｂに示す、関連する変調ベースバンドスペクトル２２０４および画像スペクトル２２０３を有する。変調ベースバンド信号２２０２は図２２ａではアナログ信号であるが、デジタル信号またはそれらの組み合わせにすることもできる。変調ベースバンド信号２２０２は、たとえば音声信号の電圧（または電流）表現を含め、実世界に発生するいかなる数の電圧（または電流）特性にすることもできるが、それだけに限定されるものではない。
【０１２０】
送信される各冗長スペクトル２１０６ａ〜ｎは、変調ベースバンド信号２１０２を実質的に再構築するために必要な情報を含む。すなわち、各冗長スペクトル２１０６ａ〜ｎは、変調ベースバンド信号２１０２を再構築するために必要な振幅、位相、および周波数情報を含む。
【０１２１】
図２２Ｃは、送信される冗長スペクトル例２２０６ｂ〜ｄを示す。送信される冗長スペクトル２２０６ｂ〜ｄを、３つの冗長スペクトルを含むように図示するが、これは例示のためのものにすぎない。以下の考察で説明するように、いかなる数の冗長スペクトルも生成および送信することができる。
【０１２２】
送信される冗長スペクトル２２０６ｂ〜ｄは、ｆ₁を中心とし、隣接するスペクトルの間に周波数間隔ｆ₂がある。以下に示すように、周波数ｆ₁およびｆ₂はリアルタイムで動的に調整可能である。図２２Ｄは一代替実施形態を示し、ここでは冗長スペクトル２２０８ｃおよびｄが、変調されていない発振信号２２０９上のｆ₁（Ｈｚ）を中心とする。望む場合は、たとえばフェージング技術またはフィルタリング技術を使用して、発振信号２２０９を抑制することができる。送信される冗長スペクトルは、図２２Ｃおよび図２２Ｄの周波数軸の遮断２２０５によって表されるようにベースバンド周波数を上回ることが好ましい。
【０１２３】
受信される冗長スペクトル２１１０ａ〜ｎは、送信される冗長スペクトル２１０６ａ〜ｎに実質的に類似するが、通信媒体２１０８によって導入された変化は類似しない。このような変化には、信号減衰および信号干渉を含めことができるが、それだけに限定されるものではない。図２２Ｅは、受信される冗長スペクトル例２２１０ｂ〜ｄを示す。受信される冗長スペクトル２２１０ｂ〜ｄは、送信される冗長スペクトル２２０６ｂ〜ｄに実質的に類似するが、本発明のいくつかの利点を例示するために、冗長スペクトル２２１０ｃが望ましくない妨害信号スペクトル２２１１を含むことは類似しない。妨害信号スペクトル２２１１は、妨害信号に関連する周波数スペクトルである。本発明の目的のため、「妨害信号」は、起源に関わらず、所期の信号の適切な受信および再構築を干渉する可能性がある、いかなる所望されない信号をも指す。さらに、妨害信号はスペクトル２２１１で示すようなトーンに限定されず、いかなるスペクトル形状を有することもできるが、このことは当業者には理解されるであろう。
【０１２４】
上述のように、復調されたベースバンド信号２１１４は、１つまたは複数の受信される冗長スペクトル２２１０ｂ〜ｄから抽出される。図２２Ｆは、復調されたベースバンド信号例２２１２を示す。この例では、復調されたベースバンド信号例２２１２は変調ベースバンド信号２２０２（図２２Ａ）に実質的に類似するが、実際には類似の程度は応用例に応じて異なる。
【０１２５】
本発明の一利点がこのとき明らかになるであろう。変調ベースバンド信号２２０２の回復は、強力な妨害信号（たとえば、妨害信号スペクトル２２１１）が通信媒体上に存在するにも関わらず、受信機２１１２によって実施できる。多数の冗長スペクトルが送信され、ベースバンド信号を再構築するために必要な情報を各冗長スペクトルが搬送するので、所期のベースバンド信号を回復することができる。宛先では、１つまたは複数の冗長スペクトルが妨害信号によって汚染される場合でもベースバンド信号を回復できるように、冗長スペクトルが互いに分離される。
【０１２６】
ここでは、送信機２１０４をより詳細に検討する。図２３Ａは送信機２３０１を示す。これは、冗長スペクトル２２０６ｂ〜ｄに類似して構成された冗長スペクトルを生成する送信機２１０４の一実施形態である。送信機２３０１は、ジェネレータ２３０３、任意選択のスペクトル処理モジュール２３０４、および任意選択の媒体インタフェースモジュール２３２０を含む。ジェネレータ２３０３は、第１の発振器２３０２、第２の発振器２３０９、第１段変調器２３０６、および第２段変調器２３１０を含む。
【０１２７】
送信機２３０１は以下のように動作する。第１の発振器２３０２は第１の発振信号２３０５を、第２の発振器２３０９は第２の発振信号２３１２を、それぞれ生成する。第１段変調器２３０６は、変調ベースバンド信号２２０２で第１の発振信号２３０５を変調し、その結果変調された信号２３０８を生成する。第１段変調器２３０６は、振幅変調、周波数変調、位相変調、それらの組み合わせ、または他のいかなるタイプの変調をも含む、いかなるタイプの変調も実施することができるが、それだけに限定されるものではない。第２段変調器２３１０は、第２の発振信号２３１２で、変調された信号２３０８を変調し、その結果、図２３Ｂに示す多数の冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎを生成する。第２段変調器２３１０は、位相変調器または周波数変調器であることが好ましいが、振幅変調を含む他のタイプの変調を実施することができ、それだけに限定されるものではない。
各冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎは、変調ベースバンド信号２２０２を実質的に再構築するために必要な振幅、位相、および周波数情報を含む。
【０１２８】
冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎは、第１の発振信号２３０５の特性周波数であるｆ₁の周辺を実質的に中心とする。また、各冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎ（２２０６ｃを除く）は、ｆ₂（Ｈｚ）のほぼ倍数によってｆ₁から相殺される。ただし、ｆ₂は第２の発振信号２３１２の周波数である。したがって、各冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎは、ｆ₂（Ｈｚ）によって隣接する冗長スペクトルから相殺される。これにより、第２の発振器２３０９に関連したｆ₂を変更することによって、隣接する冗長スペクトルの間の間隔を調整（同調）することが可能である。隣接する冗長スペクトルの間の間隔を調整することによって、冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎに占められた帯域幅の動的なリアルタイム同調が可能になる。
【０１２９】
一実施形態においては、送信機２３０１によって生成される冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎの数は任意であり、冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎの「ａ〜ｎ」と示すように限定されない可能性がある。しかし、典型的な通信媒体は、その通信媒体を介して実際に送信できる冗長スペクトルの数を制限する、物理的および／または管理上の制限（すなわち、ＦＣＣ規則）を有する。また、送信される冗長スペクトルの数を限定する他の理由がある可能性もある。したがって、通信媒体２１０８を介して送信する前に冗長スペクトル２２０６ａ〜ｎを処理するために、送信機２３０１が任意選択のスペクトル処理モジュール２３０４を含むことが好ましい。
【０１３０】
一実施形態においては、スペクトル処理モジュール２３０４は、通過帯域２２０７を有するフィルタ（図２３Ｃ）を含み、送信する冗長スペクトル２２０６ｂ〜ｄを選択する。これにより、冗長スペクトルによって占められた周波数帯域幅を、通過帯域２２０７に実質的に限定する。一実施形態においては、スペクトル処理モジュール２３０４は、通信媒体２１０８を介して送信する前に、冗長スペクトルの上方変換および／または冗長スペクトルの増幅を行う。最後に、媒体インタフェースモジュール２３２０は、通信媒体２１０８を介して冗長スペクトルを送信する。一実施形態においては、通信媒体２１０８は無線リンクであり、媒体インタフェースモジュール２３２０はアンテナである。通信媒体２１０８および媒体インタフェースモジュール２３２０の他の実施形態は、本明細書に含まれた教示に基づいて理解されるであろう。
【０１３１】
図２３Ｄは送信機２３２１を示す。これは、冗長スペクトル２２０８ｃ〜ｄおよび変調されていないスペクトル２２０９に類似して構成された冗長スペクトルを生成する送信機２１０４の一実施形態である。送信機２３２１は、ジェネレータ２３１１、スペクトル処理モジュール２３０４、および（任意選択の）媒体インタフェースモジュール２３２０を含む。ジェネレータ２３１１は、第１の発振器２３０２、第２の発振器２３０９、第１段（ｓｔａｇｅ）変調器２３０６、および第２段変調器２３１０を含む。
【０１３２】
図２３Ｄに示すように、送信機２３２１の構成要素の多数は、送信機２３０１の構成要素に類似する。しかし、この実施形態においては、変調ベースバンド信号２２０２が第２の発振信号２３１２を変調する。送信機２３２１は以下のように動作する。第１段変調器２３０６は、変調ベースバンド信号２２０２で第２の発振信号２３１２を変調し、その結果、変調された信号２３２２を生成する。上述のように、第１段変調器２３０６は、振幅変調、周波数変調、それらの組み合わせ、または他のいかなるタイプの変調をも含む、いかなるタイプの変調も実施することができるが、それだけに限定されるものではない。第２段変調器２３１０は、変調された信号２３２２で第１の発振信号２３０４を変調し、その結果、図２３Ｅに示すような冗長スペクトル２２０８ａ〜ｎを生成する。第２段変調器２３１０は位相または周波数変調器であることが好ましいが、振幅変調器を含む他の変調器を使用することができ、それだけに限定されるものではない。
【０１３３】
冗長スペクトル２２０８ａ〜ｎは、変調されていないスペクトル２２０９上（ｆ₁Ｈｚ）を中心とし、隣接するスペクトルはｆ₂Ｈｚによって分離される。上述のスペクトル２２０６ａ〜ｎに類似して、ジェネレータ２３１１によって生成される冗長スペクトル２２０８ａ〜ｎの数は任意であり、限定されない。したがって、たとえば通信媒体２１０８を介して送信するためにスペクトル２２０８ｃおよびｄを選択するために、任意選択のスペクトル処理モジュール２３０４は通過帯域２３２５を有するフィルタを含むこともできる。加えて、変調されていないスペクトル２２０９を減衰するために、任意選択のスペクトル処理モジュール２３０４はフィルタ（バンドストップフィルタなど）も含むこともできる。あるいは、冗長スペクトル生成中にフェージング技術を使用することによって、変調されていないスペクトル２２０９を減衰することができる。最後に、（任意選択の）媒体インタフェースモジュール２３２０が、通信媒体２１０８を介して冗長スペクトル２２０８ｃ、ｄを送信する。
【０１３４】
ここでは、受信機２１１２をより詳細に検討し、受信される冗長スペクトルからの復調されたベースバンド信号の回復を例示する。図２４Ａは、受信機２１１２の一実施形態である受信機２４３０を示す。受信機２４３０は、任意選択の媒体インタフェースモジュール２４０２、下方変換器２４０４、スペクトル分離モジュール２４０８、およびデータ抽出モジュール２４１４を含む。スペクトル分離モジュール２４０８は、フィルタ２４１０ａ〜ｃを含む。データ抽出モジュール２４１４は、復調器２４１６ａ〜ｃ、エラーチェックモジュール２４２０ａ〜ｃ、および調停（ａｒｂｉｔｒａｔｉｏｎ）モジュール２４２４を含む。受信機２４３０について、図２４Ｂから図２４Ｊの信号図に関して以下に論ずる。
【０１３５】
一実施形態においては、任意選択の媒体インタフェースモジュール２４０２が冗長スペクトル２２１０ｂ〜ｄを受信する（図２２Ｅおよび図２４Ｂ）。各冗長スペクトル２２１０ｂ〜ｄは、冗長スペクトルを生成するために使用された変調ベースバンド信号を実質的に再構築するために必要な振幅、位相、および周波数情報を含む。しかし、この例では、スペクトル２２１０ｃは妨害信号２２１１も含む。この信号は、スペクトル２２１０ｃからのベースバンド信号の回復を干渉する可能性がある。下方変換器２４０４は、受信される冗長スペクトル２２１０ｂ〜ｄをより低い中間周波数に下方変換し、その結果、冗長スペクトル２４０６ａ〜ｃを生成する（図２４Ｃ）。妨害信号２２１１も、冗長スペクトル２４０６ｂ内に含まれるように、妨害信号２４０７に下方変換される。スペクトル分離モジュール２４０８は、冗長スペクトル２４０６ａ〜ｃを互いに分離するフィルタ２４１０ａ〜ｃを含む（それぞれ、図２４Ｄから図２４Ｆ）。復調器２４１６ａ〜ｃは、スペクトル２４０６ａ〜ｃを独立して復調し、その結果、復調されたベースバンド信号２４１８ａ〜ｃをそれぞれ生成する（図２４Ｇから図２４Ｉ）。
エラーチェックモジュール２４２０ａ〜ｃは、いかなるエラーも検出するように、復調されたベースバンド信号２４１８ａ〜ｃを解析する。一実施形態においては、各エラーチェックモジュール２４２０ａ〜ｃは、復調されたベースバンド信号内でエラーが検出されると、エラーフラグ２４２２ａ〜ｃを設定する。調停モジュール２４２４は、復調されたベースバンド信号および関連するエラーフラグを受け入れ、実質的にエラーなしの復調されたベースバンド信号を選択する（図２４Ｊ）。一実施形態においては、実質的にエラーなしの復調されたベースバンド信号は、受信される冗長スペクトルを生成するために使用された変調ベースバンド信号に実質的に類似する。この類似の程度は、応用例に応じて異なる。
【０１３６】
図２４Ｇから図２４Ｉを参照すると、エラーチェックモジュール２４２０ｂが、復調されたベースバンド信号２４１８ｂに関連するエラーフラグ２４２２ｂを設定するので、調停モジュール２４２４は、復調されたベースバンド信号２４１８ａまたは２４１８ｃのいずれかを選択する。
【０１３７】
エラー検出モジュールによって実施されるエラー検出方式は、デジタル信号用の巡回冗長検査（ＣＲＣ）およびパリティチェック、およびアナログ信号用の様々なエラー検出方式を含むが、それだけに限定されるものではない。
【０１３８】
５．統一下方変換およびフィルタリング
本発明は、統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）のシステムおよび方法、およびその応用例を対象とする。
【０１３９】
特に、本発明は、統一された（すなわち、統合された）方法で周波数選択および周波数トランスレーションを実行する、統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）モジュールを含む。この方法で動作することによって、本発明は周波数トランスレーション前に高周波選択を達成する（本発明はこの実施形態に限定されるものではない）。本発明は、ＲＦ（無線周波数）およびそれよりも高い周波数を含めて実質的にいかなる周波数でも高周波数選択を達成するが、それだけに限定されるものではない。本発明がＲＦおよびそれよりも高い周波数のこの例に限定されるものでないことを理解されたい。本発明は、無線周波数よりも低いものを処理することを意図し、それに適合し、それが可能である。
【０１４０】
図１７は、本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュール１７０２の概念的ブロック図である。ＵＤＦモジュール１７０２は、少なくとも周波数トランスレーションおよび周波数選択を実行する。
【０１４１】
ＵＤＦモジュール１７０２によって達成される効果は、周波数トランスレーション操作を実行する前に周波数選択操作を実行することである。したがって、ＵＤＦモジュール１７０２は効果的に入力フィルタリングを実行する。
【０１４２】
本発明の実施形態によれば、このような入力フィルタリングは相対的に狭い帯域幅を含む。たとえば、このような入力フィルタリングはチャネル選択フィルタリングに相当する可能性があり、そのフィルタ帯域幅はたとえば５０ＫＨｚから１５０ＫＨｚにすることができる。しかし、本発明がこれらの周波数に限定されないことを理解されたい。本発明は、これらの値よりも低いフィルタ帯域幅およびこれらの値よりも高いフィルタ帯域幅を達成することを意図し、それに適合し、それが可能である。
【０１４３】
本発明の実施形態においては、ＵＤＦモジュール１７０２によって受信された入力信号１７０４は、無線周波数におけるものである。ＵＤＦモジュール１７０２は、これらのＲＦ入力信号１７０４の入力フィルタリングを行うように効果的に動作する。特に、これらの実施形態においては、ＵＤＦモジュール１７０２は、ＲＦ入力信号１７０４の入力、チャネル選択フィルタリングを効果的に実行する。したがって、本発明は、高周波数での高選択性を達成する。
【０１４４】
ＵＤＦモジュール１７０２は、帯域フィルタリング、低域フィルタリング、高域フィルタリング、ノッチフィルタリング、全域フィルタリング、バンドストップフィルタリングなど、およびそれらの組み合わせを含む、様々なタイプのフィルタリングを効果的に実行するが、それだけに限定されるものではない。
【０１４５】
概念的に、ＵＤＦモジュール１７０２は、周波数トランスレータ１７０８を含む。周波数トランスレータ１７０８は、概念的に、ＵＤＦモジュール１７０２の周波数トランスレーション（下方変換）を実行する部分に相当する。
【０１４６】
ＵＤＦモジュール１７０２は、見かけの入力フィルタ１７０６（入力フィルタリングエミュレータとも呼ばれることがある）を概念的に含む。概念的には、見かけの入力フィルタ１７０６は、ＵＤＦモジュール１７０２の入力フィルタリングを実行する部分に相当する。
【０１４７】
実際には、ＵＤＦモジュール１７０２によって実行される入力フィルタリング操作は、周波数トランスレーション操作と共に統合される。この入力フィルタリング操作は、周波数トランスレーション操作と同時に実行中であるように見なすことができる。このため、本明細書では入力フィルタ１７０６を「見かけの」入力フィルタ１７０６と呼ぶ。
【０１４８】
本発明のＵＤＦモジュール１７０２は、いくつかの利点を含む。たとえば、ＵＤＦモジュール１７０２を使用して、高周波数での高い選択性が実現可能である。本発明のこの特徴は、達成可能な高いＱ係数によって明らかである。たとえば、これに限定されるものではないが、９００ＭＨｚ程度のフィルタ中心周波数ｆ_cおよび５０ＫＨｚ程度のフィルタ帯域幅で、ＵＤＦモジュール１７０２を設計することができる。この場合は、Ｑが１８，０００となる（Ｑは、中心周波数割る帯域幅に等しい）。
【０１４９】
本発明がＱ係数を有するフィルタに限定されないことを理解されたい。本発明によって企図されるフィルタは、応用例、設計、および／または実施に応じて、より小さいＱまたはより大きいＱを有する可能性がある。また、本発明の範囲は、本明細書で論ずるようなＱ係数が適用可能でないフィルタも含む。
【０１５０】
本発明は追加の利点を示す。たとえば、ＵＤＦモジュール１７０２のフィルタリング中心周波数ｆ_cを、静的または動的のいずれかで電気的に調整することができる。
【０１５１】
また、ＵＤＦモジュール１７０２が入力信号を増幅するように設計することもできる。
【０１５２】
さらに、ＵＤＦモジュール１７０２は、大きい抵抗、キャパシタ、またはインダクタなしに実施することができる。また、ＵＤＦモジュール１７０２では、その個別の構成要素、すなわち、抵抗、キャパシタ、インダクタなどの値について、厳重な公差を維持する必要がない。結果として、ＵＤＦモジュール１７０２のアーキテクチャは、集積回路設計の技術およびプロセスに役立つ。
【０１５３】
ＵＤＦモジュール１７０２によって示した特徴および利点は、少なくとも部分的には、周波数選択性および変換に関する新しい技術的パラダイムを採用することによって達成される。特に、本発明によれば、ＵＤＦモジュール１７０２は、周波数選択操作および周波数トランスレーション操作を、単一の、統一された（統合された）操作として実行する。本発明によれば、周波数トランスレーションに関する操作は周波数選択操作にも寄与し、周波数選択操作は周波数トランスレーションに関する操作にも寄与する。
【０１５４】
本発明の実施形態によれば、ＵＤＦモジュールは、入力信号のサンプル／インスタンスおよび出力信号のサンプル／インスタンスを使用して、入力信号から出力信号を生成する。
【０１５５】
より詳細には、最初に、入力信号が被サンプルされる（ｕｎｄｅｒ−ｓａｍｐｌｅｄ）。この入力サンプルは、そのサンプルが取得されたときに存在する入力信号を表す情報（振幅、位相など）を含む。
【０１５６】
以下にさらに記載するように、このステップを繰り返し実行する効果は、入力信号の周波数を、中間周波数（ＩＦ）またはベースバンドなど、より低い所望の周波数へトランスレート（つまり、下方変換）することである。
【０１５７】
次に、入力サンプルが保持される（つまり、遅延される）。
【０１５８】
次いで、１つまたは複数の遅延入力サンプル（その一部はスケーリングされた可能性がある）が、出力信号の１つまたは複数の遅延インスタンス（その一部はスケーリングされた可能性がある）と合成され、出力信号の現行インスタンスを生成する。
【０１５９】
したがって、本発明の好ましい実施形態によれば、出力信号は、入力信号および／または出力信号の先のサンプル／インスタンスから生成される。（本発明のいくつかの実施形態においては、入力信号および／または出力信号の現行サンプル／インスタンスを使用して、出力信号の現行インスタンスを生成できることに留意されたい）。この方法で動作することによって、ＵＤＦモジュールが、入力フィルタリングおよび周波数下方変換を統一された方法で実行することが好ましい。
【０１６０】
図１９は、統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）モジュール１９２２の実施例を示す。ＵＤＦモジュール１９２２は、周波数トランスレーション操作および周波数選択操作を、上述のように、かつ以下にさらに述べるように、統合され、統一された方法で実行する。
【０１６１】
図１９の例では、ＵＤＦモジュール１９２２によって実行される周波数選択操作は、以下の式１に従った帯域フィルタリング操作を含む。これは、帯域フィルタリング転送関数の一表現例である。
【０１６２】
ＶＯ＝α₁ｚ^-1ＶＩ−β₁ｚ^-1ＶＯ−β₀ｚ^-2ＶＯ 式１
【０１６３】
しかし、本発明が帯域フィルタリングに限定されるものではないことに留意されたい。そうではなく、本発明は、帯域フィルタリング、低域フィルタリング、高域フィルタリング、ノッチフィルタリング、全域フィルタリング、バンドストップフィルタリングなど、およびそれらの組み合わせを含む、様々なタイプのフィルタリングを効果的に実行するが、それだけに限定されるものではない。理解されるように、いかなる所与のタイプの多数の表現がある。本発明は、これらのフィルタ表現に適用可能である。したがって、本明細書では例示のためにのみ式１を参照し、これに限定されるものではない。
【０１６４】
ＵＤＦモジュール１９２２は、下方変換および遅延モジュール１９２４、第１および第２の遅延モジュール１９２８および１９３０、第１および第２のスケーリングモジュール１９３２および１９３４、出力サンプルおよび保持モジュール１９３６、および（任意選択の）出力平滑化モジュール１９３８を含む。ＵＤＦモジュールの他の実施形態は、これらの構成要素を異なる構成で有し、および／またはこれらの構成要素のサブセット、および／または追加の構成要素を有する。たとえば、これに限定されるものではないが、図１９に示す構成では、出力平滑化モジュール１９３８が任意選択的である。
【０１６５】
以下にさらに述べるように、図１９の例では、下方変換および遅延モジュール１９２４、および第１および第２の遅延モジュール１９２８および１９３０は、２つの位相Φ₁およびΦ₂を有するクロックによって制御されるスイッチを含む。
Φ₁およびΦ₂は同じ周波数を有し、重なり合っていない（あるいは、これらの特性を有する２つのクロック信号など複数が使用できる）ことが好ましい。本明細書で使用するように、「重なり合っていない」という用語は、いかなる所与の時点で１つの信号のみが能動である２つ以上の信号として定義される。いくつかの実施形態においては、信号が高いときに「能動」である。他の実施形態においては、信号が低いときに能動である。
【０１６６】
これらの各信号がΦ₁またはΦ₂の立上りエッジで閉じ、Φ₁またはΦ₂の次の対応する立下りエッジで開くことが好ましい。しかし、本発明はこの例に限定されるものではない。当業者には明らかとなるように、他のクロック変換を使用してこれらのスイッチを制御することができる。
【０１６７】
図１９の例では、α₁が１に等しいと仮定する。したがって、下方変換および遅延モジュール１９２４の出力はスケーリングされない。しかし、上述の実施形態から明らかであるように、本発明はこの例に限定されるものではない。
【０１６８】
この例のＵＤＦモジュール１９２２は、フィルタ中心周波数９００．２ＭＨｚおよびフィルタ帯域幅５７０ＫＨｚを有する。ＵＤＦモジュール１９２２の通過帯域は、８９９．９１５ＭＨｚから９００．４８５ＭＨｚ程度である。ＵＤＦモジュール１９２２のＱ係数は、ほぼ１８７９である（すなわち、９００．２ＭＨｚ割る５７０ＫＨｚ）。
【０１６９】
ＵＤＦモジュール１９２２の動作について、表１８０２（図１８）を参照して以下に記載する。この表は、いくつかの連続的時間増分でのＵＤＦモジュール１９２２のノードでの値の例を示す。表１８０２では、ＵＤＦモジュール１９２２が時間ｔ−１で動作を開始すると仮定する。以下に示すように、ＵＤＦモジュール１９２２は、動作開始後に数時間単位で安定状態に達する。所与のＵＤＦモジュールが安定状態に達するために必要な時間単位数は、ＵＤＦモジュールの構成に応じて異なり、本明細書に含まれた教示に基づいて当業者には明らかとなるであろう。
【０１７０】
時間ｔ−１の立上りエッジΦ₁では、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５０が閉じる。これにより、キャパシタ１９５２が、ノード１９０２がＶＩ_t-1であるように、入力信号ＶＩ_t-1の現行値に充電することが可能となる。これを図１８のセル１８０４に示す。実際には、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５０およびキャパシタ１９５２の組み合わせは、入力信号ＶＩの周波数を、ＩＦまたはベースバンドなどより低い所望の周波数に変換するように動作する。したがって、キャパシタ１９５２に格納された値は、入力信号ＶＩの下方変換されたイメージのインスタンスを表す。
【０１７１】
下方変換および遅延モジュール１９２４が周波数下方変換を実行する方法については、この応用例において、上述のセクション２を含む他の箇所でさらに記載する。
【０１７２】
また、時間ｔ−１の立上りエッジΦ₁では、第１の遅延モジュール１９２８のスイッチ１９５８が閉じ、ノード１９０６がＶＯ_t-1であるように、キャパシタ１９６０がＶＯ_t-1に充電することが可能となる。これを表１８０２のセル１８０６に示す。（実際には、このポイントではＶＯ_t-1は不確定である。しかし、理解を容易にするため、説明のためにＶＯ_t-1を使用し続けるものとする。）
また、時間ｔ−１の立上りエッジΦ₁では、第２の遅延モジュール１９３０のスイッチ１９６６が閉じ、キャパシタ１９６８が、キャパシタ１９６４に格納された値に充電することが可能となる。しかし、このとき、キャパシタ１９６４の値は不確定であるため、キャパシタ１９６８の値は不確定である。これを表１８０２のセル１８０７に示す。
【０１７３】
時間ｔ−１の立上りエッジΦ₂では、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５４が閉じ、キャパシタ１９５６が、キャパシタ１９５２のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９０４がＶＩ_t-1であるように、キャパシタ１９５６がＶＩ_t-1に充電する。これを表１８０２のセル１８１０に示す。
【０１７４】
ＵＤＦモジュール１９２２は、単一利得モジュール１９９０Ａをキャパシタ１９５２および１９５６の間で任意選択的に含むことができる。単一利得モジュール１９９０Ａは、電流源として、キャパシタ１９５２から電荷をドレインすることなくキャパシタ１９５６を充電可能にするように動作する。同様の理由のため、ＵＤＦモジュール１９２２は、他の単一利得モジュール１９９０Ｂから１９９０Ｇを含むことができる。本発明の多数の実施形態および応用例について、これらの単一利得モジュール１９９０Ａから１９９０Ｇは任意選択的であることを理解されたい。単一利得モジュール１９９０の構造および動作は、当業者には明らかとなるであろう。
【０１７５】
また、時間ｔ−１の立上りエッジΦ₂では、第１の遅延モジュール１９２８のスイッチ１９６２が閉じ、キャパシタ１９６４が、キャパシタ１９６０のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９０８がＶＯ_t-1であるように、キャパシタ１９６４がＶＯ_t-1に充電する。これを表１８０２のセル１８１４に示す。
【０１７６】
また、時間ｔ−１の立上りエッジΦ₂では、第２の遅延モジュール１９３０のスイッチ１９７０が閉じ、キャパシタ１９７２が、キャパシタ１９６８に格納された値に充電することが可能となる。しかし、このとき、キャパシタ１９６８の値は不確定であるため、キャパシタ１９７２の値は不確定である。これを表１８０２のセル１８１５に示す。
【０１７７】
時間ｔの立上りエッジΦ₁では、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５０が閉じる。これにより、ノード１９０２がＶＩ_tであるように、キャパシタ１９５２がＶＩ_tに充電することが可能となる。これを表１８０２のセル１８１６に示す。
【０１７８】
また、時間ｔの立上りエッジΦ₁では、第１の遅延モジュール１９２８のスイッチ１９５８が閉じることにより、キャパシタ１９６０がＶＯ_tに充電することが可能となる。したがって、ノード１９０６はＶＯ_tである。これを表１８０２のセル１８２０に示す。
【０１７９】
さらに、時間ｔの立上りエッジΦ₁では、第２の遅延モジュール１９３０のスイッチ１９６６が閉じ、キャパシタ１９６８が、キャパシタ１９６４のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９１０がＶＯ_t-1であるように、キャパシタ１９６８がＶＯ_t-1に充電する。これを表１８０２のセル１８２４に示す。
【０１８０】
時間ｔの立上りエッジΦ₂では、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５４が閉じ、キャパシタ１９５６が、キャパシタ１９５２のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９０４がＶＩ_tであるように、キャパシタ１９５６がＶＩ_tに充電する。これを表１８０２のセル１８２８に示す。
【０１８１】
また、時間ｔの立上りエッジΦ₂では、第１の遅延モジュール１９２８のスイッチ１９６２が閉じ、キャパシタ１９６４が、キャパシタ１９６０のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９０８がＶＯ_tであるように、キャパシタ１９６４がＶＯ_tに充電する。これを表１８０２のセル１８３２に示す。
【０１８２】
さらに、時間ｔの立上りエッジΦ₂では、第２の遅延モジュール１９３０のスイッチ１９７０が閉じ、第２の遅延モジュール１９３０のキャパシタ１９７２が、第２の遅延モジュール１９３０のキャパシタ１９６８のレベルに充電することが可能となる。したがって、ノード１９１２がＶＯ_t-1であるように、キャパシタ１９７２がＶＯ_t-1に充電する。これを図１８のセル１８３６に示す。
【０１８３】
時間ｔ＋１の立上りエッジΦ₁では、下方変換および遅延モジュール１９２４のスイッチ１９５０が閉じ、キャパシタ１９５２がＶＩ_t-1に充電することが可能となる。したがって、表１８０２のセル１８３８に示すように、ノード１９０２はＶＩ_t+1である。
【０１８４】
また、時間ｔ＋１の立上りエッジΦ₁では、第１の遅延モジュール１９２８のスイッチ１９５８が閉じ、キャパシタ１９６０がＶＯ_t+1に充電することが可能となる。したがって、表１８０２のセル１８４２に示すように、ノード１９０６はＶＯ_t+1である。
【０１８５】
さらに、時間ｔ＋１の立上りエッジΦ₁では、第２の遅延モジュール１９３０のスイッチ１９６６が閉じ、キャパシタ１９６８が、キャパシタ１９６４のレベルに充電することが可能となる。したがって、表１８０２のセル１８４６に示すように、キャパシタ１９６８がＶＯ_tに充電する。
【０１８６】
図１９の例では、第１のスケーリングモジュール１９３２が、−０．１の倍率によってノード１９０８の値（すなわち、第１の遅延モジュール１９２８の出力）をスケーリングする。したがって、時間ｔ＋１でノード１９１４にある値は−０．１＊ＶＯ_tである。類似の方法で、第２のスケーリングモジュール１９３４は、−０．８の倍率によってノード１９１２にある値（すなわち、第２の遅延モジュール１９３０の出力）をスケーリングする。したがって、時間ｔ＋１でノード１９１６にある値は−０．８＊ＶＯ_t-1である。
【０１８７】
時間ｔ＋１では、合計器１９２６の入力での値は、ノード１９０４でＶＩ_t、ノード１９１４で−０．１＊ＶＯ_t、およびノード１９１６で−０．８＊ＶＯ_t-1である（図１９の例では、ノード１９１４および１９１６の値が第２の合計器１９２５によって合計され、この合計値が合計器１９２６に与えられる）。したがって、時間ｔ＋１では、合計器はＶＩ_t−０．１＊ＶＯ_t−０．８＊ＶＯ_t-1に等しい信号を生成する。
【０１８８】
時間ｔ＋１の立上りエッジΦ₁では、出力サンプルおよび保持モジュール１９３６のスイッチ１９９１が閉じることにより、キャパシタ１９９２がＶＯ_t+1に充電することが可能となる。したがって、キャパシタ１９９２がＶＯ_t+1に充電し、これは加算器１９２６によって生成された合計に等しい。上述のように、この値はＶＩ_t−０．１＊ＶＯ_t−０．８＊ＶＯ_t-1に等しい。これを表１８０２のセル１８５０に示す。この値は、任意選択の出力平滑化モジュール１９３８に与えられ、ここでこの信号を平滑化することにより、出力信号ＶＯ_t+1のインスタンスを生成する。この値ＶＯ_t+1が式１の帯域フィルタ転送関数に適合することは、検査から明らかである。
【０１８９】
６．本発明の実施形態の応用例
上述のように、本発明のＵＦＴモジュールは大変強力であり、柔軟性のある装置である。この柔軟性は、このモジュールを使用することができる幅広い範囲の応用例によって、部分的に示される。このモジュールの力は、このような応用例の有用性および性能によって、部分的に示される。
【０１９０】
ＵＦＴモジュールの応用例は上述の通りである。特に、ＵＦＴモジュールの周波数下方変換、周波数上方変換、拡張信号受信、および統一下方変換およびフィルタリング応用例を上記に要約し、さらに以下に記載する。ＵＦＴモジュールのこれらの応用例については、例示のために、本明細書で論じる。本発明はこれらの応用例に限定されるものではない。ＵＦＴモジュールの追加の応用例は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。
【０１９１】
たとえば、本発明は、周波数下方変換を含む応用例に使用することができる。
たとえば、これは図１Ｃに示すものであり、この場合はＵＦＴモジュールの例１１５が下方変換モジュール１１４で使用される。この能力においては、ＵＦＴモジュール１１５が入力信号を出力信号に周波数下方変換する。たとえば、これは図７にも示すものであり、この場合は、ＵＦＴモジュールの例７０６が、受信機７０２の一部である下方変換モジュール７０４の一部である。
【０１９２】
本発明は、周波数上方変換を含む応用例に使用することができる。たとえば、これは図１Ｄに示すものであり、この場合はＵＦＴモジュールの例１１７が周波数上方変換モジュール１１６で使用される。この能力においては、ＵＦＴモジュール１１７が入力信号を出力信号に周波数上方変換する。たとえば、これは図８にも示すものであり、この場合は、ＵＦＴモジュールの例８０６が、送信機８０２の一部である上方変換モジュール８０４の一部である。
【０１９３】
本発明は、図９に示すように、１つまたは複数の送信機９０２および１つまたは複数の受信機９０６を有する環境で使用することができる。このような環境では、図８で例として示すように、ＵＦＴモジュールを使用して送信機９０２の１つまたは複数を実施することができる。また、図７で例として示すように、ＵＦＴモジュールを使用して受信機９０６の１つまたは複数を実施することができる。
【０１９４】
本発明を使用して、トランシーバを実施することができる。トランシーバの例１００２を図１０に示す。トランシーバ１００２は、送信機１００４および受信機１００８を含む。ＵＦＴモジュールを使用して、送信機１００４または受信機１００８のいずれかを実施することができる。あるいは、ＵＦＴモジュール１００６を使用して送信機１００４を実施することができ、ＵＦＴモジュール１０１０を使用して受信機１００８を実施することができる。この実施形態を図１０に示す。
【０１９５】
本発明による別のトランシーバの実施形態を図１１に示す。このトランシーバ１１０２では、単一のＵＦＴモジュール１１０６を使用して、送信機１１０４および受信機１１０８を実施する。すなわち、送信機１１０４および受信機１１０８はＵＦＴモジュール１１０６を共有する。
【０１９６】
この応用例の他の箇所で述べたように、本発明は拡張信号受信（ＥＳＲ）のための方法およびシステムを対象とする。様々なＥＳＲ実施形態には、送信機１２０２内のＥＳＲモジュール（送信）、および受信機１２１０内のＥＳＲモジュール（受信）が含まれる。このように構成されたＥＳＲ実施形態の例を、図１２に示す。
【０１９７】
ＥＳＲモジュール（送信）１２０４は、周波数上方変換モジュール１２０６を含む。図１Ｄに示すように、ＵＦＴモジュールを使用して、この周波数上方変換モジュール１２０６のいくつかの実施形態を実施することができる。
【０１９８】
ＥＳＲモジュール（受信）１２１２は、周波数下方変換モジュール１２１４を含む。図１Ｃに示すように、ＵＦＴモジュールを使用して、この周波数下方変換モジュール１２１４のいくつかの実施形態を実施することができる。
【０１９９】
この応用例の他の箇所で述べたように、本発明は統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）のための方法およびシステムを対象とする。統一下方変換およびフィルタリングモジュールの例１３０２を、図１３に示す。統一下方変換およびフィルタリングモジュール１３０２は、周波数下方変換モジュール１３０４およびフィルタリングモジュール１３０６を含む。本発明によれば、図１３に示すように、ＵＦＴモジュール１３０８を使用して、周波数下方変換モジュール１３０４およびフィルタリングモジュール１３０６が実施される。
【０２００】
本発明による統一下方変換およびフィルタリングは、フィルタリングおよび／または周波数下方変換を含む応用例に有効である。たとえば、これを図１５Ａから図１５Ｆに示す。図１５Ａから図１５Ｃは、本発明による統一下方変換およびフィルタリングが、フィルタリングが周波数下方変換に先行するか、周波数下方変換に後続するか、または周波数下方変換に先行および後続する応用例において、有効であることを示す。図１５Ｄは、本発明による統一下方変換およびフィルタリングモジュール１５２４をフィルタ１５２２として利用できる（すなわち、統一下方変換およびフィルタリングモジュール１５２４の下方変換器による周波数下方変換の範囲が最小化される）ことを示す。図１５Ｅは、本発明による統一下方変換およびフィルタリングモジュール１５２８を下方変換器１５２６として利用できる（すなわち、統一下方変換およびフィルタリングモジュール１５２８のフィルタが、実質的にすべての周波数を通す）ことを示す。図１５Ｆは、統一下方変換およびフィルタリングモジュール１５３２を増幅器として使用できることを示す。フィルタリング、周波数トランスレーション、および増幅の少なくとも１つまたは複数を含む応用例において、１つまたは複数のＵＤＦモジュールを使用できることに留意されたい。
【０２０１】
たとえば、受信機は、典型的にはフィルタリング、下方変換、およびフィルタリング操作を実行するものであり、１つまたは複数の統一下方変換およびフィルタリングモジュールを使用して実施することができる。たとえば、これは図１４に示すものである。
【０２０２】
本発明の統一下方変換およびフィルタリングの方法およびシステムには、他の多数の応用例がある。たとえば、本明細書で論じたように、拡張信号受信（ＥＳＲ）モジュール（受信）は複数のスペクトルを含む信号を下方変換するように動作する。ＥＳＲモジュール（受信）は、下方変換した信号のスペクトルを分離するようにも動作し、実施形態によってはフィルタリングを介してこのような分離を実施する。本発明の実施形態によれば、１つまたは複数の統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）モジュールを使用して、ＥＳＲモジュール（受信）を実施する。たとえば、これは図１６に示すものである。図１６の例では、ＵＤＦモジュール１６１０、１６１２、１６１４の１つまたは複数が、受信した信号を下方変換するように動作する。ＵＤＦモジュール１６１０、１６１２、１６１４は、下方変換された信号に含まれるスペクトルを分離するように、この下方変換された信号をフィルタリングするようにも動作する。上述のように、本発明の汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュールを使用して、ＵＤＦモジュール１６１０、１６１２、１６１４を実施する。
【０２０３】
本発明は、上述のＵＦＴモジュールの応用例に限定されるものではない。たとえば、本明細書に記載した応用例（方法および／または構造）のサブセット（および、本明細書の教示に基づいて当業者に明らかとなるであろう他の応用例）を関連付けて有効な組み合わせを形成することができるが、それだけに限定されるものではない。
【０２０４】
たとえば、送信機および受信機は、ＵＦＴモジュールの２つの応用例である。
図１０は、ＵＦＴモジュールのこれらの２つの応用例を組み合わせることによって、すなわち、送信機１００４を受信機１００８と組み合わせることによって、形成されるトランシーバ１００２を示す。
【０２０５】
また、ＥＳＲ（拡張信号受信）および統一下方変換およびフィルタリングは、ＵＦＴモジュールの他の２つの応用例である。図１６はその例を示し、ＥＳＲ、および統一下方変換およびフィルタリングを組み合わせて、修正された拡張信号受信システムを形成する。
【０２０６】
本発明は、本明細書で論じたＵＦＴモジュールの応用例に限定されるものではない。また、本発明は、本明細書で論じたＵＦＴモジュールの応用例の組み合わせの例に限定されるものではない。これらの例は例示のためにのみ提供したものであり、それだけに限定されるものではない。他の応用例およびそのような応用例の組み合わせについては、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。このような応用例および組み合わせには、たとえば、（１）周波数トランスレーション、（２）周波数下方変換、（３）周波数上方変換、（４）受信、（５）送信、（６）フィルタリング、および／または（７）潜在的に妨害信号を含む環境における信号の送受信のうち、１つまたは複数を備え、かつ／または使用する応用例／組み合わせが含まれるが、それだけに限定されるものではない。
【０２０７】
追加の応用例を以下に記載する。
【０２０８】
６．１ 電話
本発明は、下方変換および／または上方変換操作を実行するためにＵＦＴモジュールを使用する電話を対象とする。本発明の実施形態によれば、電話は、周波数下方変換のためにＵＦＴモジュールを使用する受信機（たとえば、図７を参照）、および／または周波数上方変換のためにＵＦＴモジュールを使用する送信機（たとえば、図８を参照）を含む。あるいは、本発明の電話の実施形態は、たとえば図１０および図１１に示すように、周波数下方変換および／または上方変換操作を実行するために１つまたは複数のＵＦＴモジュールを利用する、トランシーバを使用する。
【０２０９】
コードレス電話（親機（ｂａｓｅ ｕｎｉｔ）および子機（ｈａｎｄｓｅｔ）の相互間の通信を行い、親機では電話会社と有線または無線サービスを介して通信するために、親機および子機の両方がＵＦＴモジュールを使用することができる）、携帯電話、衛星電話などを含む、いかなるタイプの電話も本発明の範囲および精神内に含まれるが、それだけに限定されるものではない。
【０２１０】
図２５は、本発明の実施形態による携帯電話および衛星電話を示す環境の例２５０２を示す。携帯電話２５０４、２５０８、２５１２、および２５１６はそれぞれトランシーバ２５０６、２５１０、２５１４、および２５１８を含む。トランシーバ２５０６、２５１０、２５１４、および２５１８は、それぞれの携帯電話が無線通信媒体を介して基地局２５２０、２５２４と通信できるようにする。
本発明によれば、１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ２５０６、２５１０、２５１４、および２５１８を実施する。図１０および図１１は、本発明の携帯電話で使用するために動作可能な例のトランシーバ１００２および１１０２を示す。あるいは、携帯電話２５０４、２５０８、２５１２、および２５１６の１つまたは複数は、送信側モジュールおよび受信側モジュールを使用することができる。たとえば図７および図８に示すように、ＵＦＴモジュールを使用して、このような送信側モジュールおよび受信側モジュールのいずれかまたは両方を実施することができる。
【０２１１】
また、図２５は、衛星２５２６などの衛星を介して通信する衛星電話２５９０も示す。衛星電話２５９０はトランシーバ２５９２を含み、たとえば図１０および図１１に示すように、１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して実施することが好ましい。あるいは、衛星電話２５９０は受信側モジュールおよび送信側モジュールを含むことができ、たとえば図７および図８に示すように、ＵＦＴモジュールを使用して、受信側モジュールおよび送信側モジュールのいずれかまたは両方を実施する。
【０２１２】
また、図２５は、子機２５９２および基地局２５９６を有するコードレス電話２５９０を示す。子機２５９２および基地局２５９６は、好ましくは無線リンクを介して相互に通信するためにトランシーバ２５９４、２５９８を含む。たとえば図１０および図１１に示すように、１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用してトランシーバ２５９４、２５９８を実施することが好ましい。あるいは、トランシーバ２５９４、２５９８はそれぞれ受信側モジュールおよび送信側モジュールで置換することができ、たとえば図７および図８に示すように、ＵＦＴモジュールを使用して、受信側モジュールおよび送信側モジュールのいずれかまたは両方を実施する。実施形態においては、コードレス電話２５９０の基地局２５９６は、トランシーバ２５９８、２５２１を介して、または他の通信モジュールを使用して、基地局２５２０と通信することができる。
【０２１３】
６．２ 基地局
本発明は、一般に電話および電話ネットワークの間のインタフェースに相当する通信基地局を対象とする。本発明による例の基地局２５２０、２５２４を図２５に示す。本発明は、コードレス電話の基地局（たとえば、図２５のコードレス電話２５９０の基地局２５９６を参照）など、他のタイプの基地局を対象とするが、それだけに限定されるものではない。基地局２５２０、２５２４、２５９６はそれぞれトランシーバ２５２１、２５２５、２５９８を含む。本発明の実施形態によれば、１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ２５２１、２５２５、２５９８をそれぞれ実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、受信側モジュールおよび送信側モジュールを使用して基地局２５２０、２５２４、２５９６を実施することができ、ＵＦＴモジュールを使用して受信側モジュールおよび送信側モジュールのいずれかまたは両方を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２１４】
図２５に示すように、基地局２５２０、２５２４、２５９６は、電話ネットワーク２５２２、衛星２５２６、またはデータネットワーク（インターネットなど）などを含むがそれだけに限定されない他の通信媒体を介して、電話を共に接続するように動作する。また、基地局２５２０、２５２４は、ネットワークまたは他の中間通信媒体を通じてではなく、基地局２５２０を介して電話（携帯電話２５０８、２５１２など）が互いに通信できるようにする。たとえば、これをデータフロー点線２５２８で示す。
【０２１５】
本発明は、マクロ基地局（相対的に大規模のネットワークで動作する）、マイクロ基地局（相対的に小規模のネットワークで動作する）、衛星基地局（衛星で動作する）、携帯基地局（携帯電話ネットワークで動作する）、データ通信基地局（コンピュータネットワークへのゲートウェイとして動作する）など、すべてのタイプの基地局を対象とする。
【０２１６】
６．３ 位置決め
本発明は、目標の位置の決定を可能にする位置決め装置を対象とする。
【０２１７】
図２６は、本発明の一実施形態による位置決めユニットの例２６０８を示す。
位置決めユニット２６０８は、衛星２６０４、２６０６などの衛星から位置決め情報を受信するための受信機２６１０を含む。このような位置決め情報が、位置決めモジュール２６１４によって周知の方法で処理され、位置決めユニット２６０８の位置を決定する。周波数下方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機２６１０を実施することが好ましい（たとえば、図７を参照）。
【０２１８】
位置決めユニット２６０８は、コマンドおよび／または他の情報を衛星２６０４、２６０６、または他の宛先に送信するための任意選択の送信機２６１２を含むことができる。一実施形態においては、周波数上方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機２６１２を実施する（たとえば、図８を参照）。
【０２１９】
一実施形態においては、位置決めユニット２６０８内で、受信機２６１０および任意選択の送信機２６１２を、１つまたは複数のＵＦＴモジュールを含むトランシーバで置換する（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２２０】
本発明は、広域測位システム（ＧＰＳ）、差動ＧＰＳ、ローカルＧＰＳなど、すべてのタイプの測位システムを対象とするが、それだけに限定されるものではない。
【０２２１】
６．４ データ通信
本発明は、データ処理装置間のデータ通信を対象とする。たとえば、本発明は、コンピュータネットワーク（たとえば、ローカルエリアネットワークおよびワイドエリアネットワークなど）、モデムなどを対象とするが、それだけに制限されるものではない。
【０２２２】
図２７は、環境の例２７０２を示す。ここでは、コンピュータ２７０４、２７１２、および２７２６が、コンピュータネットワーク２７３４を介して互いに通信中である。図２７の例では、コンピュータ２７０４が有線リンクを介してネットワーク２７３４と通信中であるのに対し、コンピュータ２７１２および２７２６は無線リンクを介してネットワーク２７３４と通信中である。
【０２２３】
本明細書に含まれた教示においては、例示のために、リンクを有線リンクまたは無線リンクであるとして示すことができる。このような指定は例示のためのものにすぎず、それだけに限定されるものではない。無線として示されたリンクは、あるいは有線にすることができる。同様に、有線として示されたリンクは、あるいは無線にすることができる。これは、応用例全体を通じて適用可能である。
【０２２４】
コンピュータ２７０４、２７１２、および２７２６は、ネットワーク２７３４と通信するために、インタフェース２７０６、２７１４、および２７２８をそれぞれ含む。インタフェース２７０６、２７１４、および２７２８は、送信機２７０８、２７１６、および２７３０をそれぞれ含む。また、インタフェース２７０６、２７１４、および２７２８は、受信機２７１０、２７１８、および２７３２をそれぞれ含む。本発明の実施形態においては、周波数上方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機２７０８、２７１６、および２７３０を実施する（たとえば、図８を参照）。実施形態においては、周波数下方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機２７１０、２７１８、および２７３２を実施する（たとえば、図７を参照）。
【０２２５】
上述のように、コンピュータ２７１２および２７２６は無線リンクを介してネットワーク２７３４と対話する。本発明の実施形態においては、コンピュータ２７１２、２７２６のインタフェース２７１４、２７２８はモデムに相当する。
【０２２６】
実施形態においては、ネットワーク２７３４は、コンピュータ２７１２、２７２６のモデム２７１４、２７２８と通信するためのインタフェースまたはモデム２７２０を含む。実施形態においては、インタフェース２７２０は送信機２７２２および受信機２７２４を含む。周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機２７２２および受信機２７２４のいずれかまたは両方を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２２７】
代替実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用するトランシーバを使用して、インタフェース２７０６、２７１４、２７２０、および２７２８の１つまたは複数を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２２８】
図２８は、別の例のデータ通信実施形態２８０２を示す。複数の各コンピュータ２８０４、２８１２、２８１４、および２８１６が、図ではコンピュータ２８０４のインタフェース２８０６などのインタフェースを含む。他のコンピュータ２８１２、２８１４、２８１６も、インタフェース２８０６などのインタフェースを含むことを理解されたい。コンピュータ２８０４、２８１２、２８１４および２８１６が、インタフェース２８０６および無線または有線リンクを介して互いに通信することにより、集合的にデータ通信ネットワークを構成する。
【０２２９】
インタフェース２８０６は、高速内部インタフェース、無線シリアルポート、無線ＰＳ２ポート、無線ＵＳＢポートなどを含むいかなるコンピュータインタフェースまたはポートにも相当することが可能であるが、それだけに限定されるものではない。
【０２３０】
インタフェース２８０６は、送信機２８０８および受信機２８１０を含む。本発明の実施形態においては、周波数上方変換および下方変換のためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機２８０８および受信機２８１０のいずれかまたは両方を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。あるいは、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを有するトランシーバを使用して、インタフェース２８０６を実施することができる（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２３１】
６．５ ページャ
本発明は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用するページャを対象とする。
【０２３２】
図２９は、本発明の一実施形態によるページャの例２９０２を示す。ページャ２９０２は、ページングメッセージを受信するための受信機２９０６を含む。本発明の実施形態においては、周波数下方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機２９０６を実施する（たとえば、図７を参照）。
【０２３３】
ページャ２９０２は、ページ、ページに対する応答、または他のメッセージを送信するための送信機２９０８も含む。本発明の実施形態においては、送信機２９０８が、上方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用する（たとえば、図８を参照）。
【０２３４】
本発明の代替実施形態においては、受信機２９０６および送信機２９０８を、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用するトランシーバで置換する（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２３５】
ページャ２９０２は、ページングメッセージを表示するためのディスプレイ２９０４も含む。あるいは、または追加的に、ページャ２９０２は、ページの受信を可聴的に示す音声機構、またはページの受信時にページャ２９０２を振動させる振動機構など、ページの受信を示すための他の機構を含む。
【０２３６】
本発明は、単方向ページャ、双方向ページャなど、すべてのタイプのページャを対象とするが、それだけに限定されるものではない。図３０は、受信機３００６を含む単方向ページャ３００４を示す。単方向ページャ３００４は、ページの受信のみが可能である。図３０のシナリオでは、単方向ページャ３００４は、ページを発行するエンティティ３００８からページ３００５を受信する。単方向ページャ３００４は、周波数下方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して実施される受信機３００６を含む（たとえば、図７を参照）。
【０２３７】
図３０は、双方向ページャ３０１０も示す。双方向ページャ３０１０は、ページングメッセージの受信、およびページ、ページングメッセージに対する応答、および／または他のメッセージの送信が可能である。双方向ページャ３０１０は、メッセージを受信するための受信機３０１２、およびメッセージを送信するための送信機３０１４を含む。周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機３０１２および送信機３０１４の一方または両方を実施することができる（たとえば、図７および図８を参照）。あるいは、受信機３０１０および送信機３０１４を、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用するトランシーバで置換することができる（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２３８】
６．６ セキュリティ
本発明は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して実施される構成要素を有する、セキュリティシステムを対象とする。
図３１はセキュリティシステムの例３１０２であり、本発明のこの態様を記載するために使用するものである。
【０２３９】
セキュリティシステム３１０２は、窓を開く、ドアを開く、ガラスを割る、動作、床に圧力をかける、レーザービームによる破壊、火、煙、一酸化炭素など、潜在的な侵入／危険事象（ｉｎｔｒｕｓｉｏｎ／ｈａｚａｒｄ ｅｖｅｎｔ）を検知するセンサを含む。侵入／危険事象を検出すると、センサが侵入／危険事象メッセージを、モニタおよびアラームモジュール３１２０を含むモニタパネル３１１６に送信する。モニタおよびアラームモジュール３１２０は、侵入／危険事象メッセージを周知の方法で処理する。このような処理には、たとえば、有線リンク３１３４または無線リンク３１３６を介してメッセージをモニタリングセンタ３１３０に送信することが含まれることがあり、このセンタは適切な機関３１３２（警察、消防署、救急施設など）へ警報することができる。
【０２４０】
図３１は、たとえば、ドア３１０６が開くことを検出するために配置される、単方向センサ３１０９を示す。当業者には明らかとなるように、単方向センサ３１０９はこの応用例に限定されるものではない。単方向センサ３１０９は、ドア３１０６、およびドア３１０６の枠３１０４に配置される、接点３１０８および３１１０を含む。接点３１０８および３１１０が互いに置換され、ドア３１０６が開くことを示すとき、接点３１１０に含まれた送信機３１１２が、侵入／危険事象メッセージ３１１４をモニタパネル３１１６に送信する。
【０２４１】
一実施形態においては、単方向センサ３１０９はステータスメッセージもモニタパネル３１１６に送信する。単方向センサ３１０９に割り当てられる時間周期中に、これらのステータスメッセージが送信されることが好ましい。ステータスメッセージは、センサ３１０９が通常のパラメータ内で動作中である場合、または、センサ３１０９が何らかの方法で損なわれる場合など、単方向センサ３１０９の状況を示す情報を含む。モニタパネル３１１６は、ステータスメッセージを受信すると、適切なアクションを取る。たとえば、ステータスメッセージが、センサ３１０９が損なわれることを示す場合、次いでモニタパネル３１１６はこの影響に対するメッセージを表示することができ、かつ／またはサービス呼び出しを送信することができる。単方向センサ３１０９に割り当てられた時間周期中に、モニタパネル３１１６が単方向センサ３１０９からステータスメッセージを受信しない場合、次いでモニタパネル３１１６は、周辺のセキュリティにおける潜在的な侵入または他の侵害を示す警報を発行することもできる。
【０２４２】
周波数上方変換操作を実行するために、ＵＦＴモジュールを使用して送信機３１１２を実施することが好ましい（たとえば、図８を参照）。
【０２４３】
単方向センサ３１０９は、送信のみが可能である。本発明は双方向センサも対象とし、図ではその例が３１２５である。図３１では、双方向センサ３１２５は、ドア３１３８が開くことを検出するために配置されている。当業者には明らかとなるように、双方向センサ３１２５はこの応用例に限定されるものではない。
【０２４４】
双方向センサ３１２５は、ドア３１３８が開くことを検出するための接点３１２４および３１２６を含む。ドア３１３８が開くことを検出すると、接点３１２６のトランシーバ３１２８が、侵入／危険事象メッセージをモニタパネル３１１６に送信する。周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３１２８を実施することが好ましい（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、双方向センサ３１２５は受信機および送信機を使用することができ、受信機および送信機の一方または両方が、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを含む（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２４５】
双方向センサ３１２５は、メッセージの送信および受信が可能である。特に、上述のように、双方向センサ３１２５のトランシーバ３１２８が、侵入／危険事象メッセージをモニタパネル３１１６に送信する。追加として、双方向センサ３１２５は、トランシーバ３１２８を介してモニタパネル３１１６からコマンドまたは他のメッセージ（ポーリングなど）を受信することができる。
【０２４６】
一実施形態においては、双方向センサ３１２５は、モニタパネル３１１６へステータスメッセージも送信する。一実施形態においては、双方向センサ３１２５に割り当てられる時間周期中にこれらのステータスメッセージが送信される。これらのステータスメッセージの特性は、上述の通りである。
【０２４７】
代替実施形態においては、モニタパネル３１１６はステータスメッセージをポーリングする。双方向センサ３１２５が適切なポーリングメッセージを受信すると、そのステータスメッセージをモニタパネル３１１６へ送信する。モニタパネル３１１６がポーリングメッセージに応答してステータスメッセージを受信しない場合、次いで、周辺のセキュリティにおける潜在的な侵入または他の侵害を示す警報を発行することができる。
【０２４８】
モニタパネル３１１６は、センサ３１０９および３１２５などのセンサと通信するため、およびモニタリングセンタ３１３０、適切な機関３１３２などの外部エンティティとも通信するためのトランシーバ３１１８を含む。周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３１１８を実施することが好ましい（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ３１１８を、受信機および送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および送信機の一方または両方を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２４９】
一実施形態においては、モニタパネル３１１６が有線電話回線３１３４を介してモニタリングセンタ３１３０と通信する。しかし、電話回線３１３４を介した通信は、必ずしも可能ではないことがある。たとえば、時として、自然事象、障害、保守、破壊などによって、電話回線３１３４が無効となる可能性がある。したがって、本発明の実施形態は、バックアップ通信機構を含む。たとえば、図３１では、モニタパネル３１１６は、モニタリングセンタ３１３０と通信するための携帯電話バックアップシステムを含む。モニタパネル３１１６およびモニタリングセンタ３１３０の間のこの無線リンクを、点線３１３６で表す。トランシーバ３１１８（または、場合によってはモニタリングパネル３１１６に含まれた別のトランシーバまたはそれに近接して位置する他のトランシーバ）は、無線リンク３１３６を介してモニタセンタ３１３０と通信する。上述のように、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３１１８を実施することが好ましい（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２５０】
６．７ リピータ
本発明は通信リピータを対象とし、一般に、信号を受信し、任意選択的に信号を増幅し、次いで増幅した信号を同じまたは異なる周波数で送信するものである。リピータは、第１のポイントから第２のポイントへ信号を送信するために、１つまたは複数の他のリピータと組み合わせて使用されることが多く、第１のポイントおよび第２のポイントの互いの間隔は大きくかつ／または互いに視野方向にない。
【０２５１】
これを、たとえば図３２に示す。この場合、信号はある局３２０４から別の局３２１８へ送信中であり、局３２０４、３２１８は山によって分離される。局３２０４からの信号は、リピータ３２０６、３２０８、および３２１０を介して局３２１８に送信される。類似の方法で、局３２１８からの信号は、リピータ３２０６、３２０８、および３２１０を介して局３２０４に送信される。
【０２５２】
各リピータ３２０６、３２０８、および３２１０は、トランシーバ３２１２、３２１４、３２１６をそれぞれ含む。本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３２１２、３２１４、３２１６を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ３２１２、３２１４、３２１６を受信機および送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、この受信機および送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２５３】
本発明はすべてのタイプのリピータを含む。たとえば、上述のリピータシナリオは、長距離または長い範囲でリピータを使用することに相当する（たとえば、マクロ使用）。本発明は、短い距離でのリピータ使用にも適用可能である（たとえば、マイクロ使用）。この例を図３２に示す。この場合は、トランシーバ３２５４を有するリピータ３２５２が、ビルまたは住居３２５０に配置される。リピータ３２５２は、携帯電話３２５６または他の通信装置（モデム付きコンピュータ、プログラミング用入力付きテレビ、セキュリティシステム、住宅制御システムなど）からの信号を、基地局３２１８および／または別のリピータ３２１０へリレーする。図３２のシナリオ例では、携帯電話３２５６およびリピータ３２５２の組み合わせは、一般にコードレス電話に類似する。本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３２５４、３２５８を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ３２５４、３２５８を受信機および送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、この受信機および送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２５４】
６．８ 移動無線
本発明は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用する、移動無線を対象とする。本発明は、ウォーキートーキー、シチズンバンド、ビジネス、ＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｍｅｄｉｃａｌ）、アマチュア無線、気象帯域（ｗｅａｔｈｅｒ ｂａｎｄ）など、あらゆるサービスのためにあらゆる帯域で動作するすべてのタイプの移動無線に適用可能であるが、それだけに限定されるものではない。本発明で動作可能な周波数帯域の例については、図４２Ａから図４２Ｄを参照されたい（本発明はこれらの帯域に限定されるものではない）。
【０２５５】
図３３は、シナリオの例３３０２を示す。この場合、第１の移動無線機３３０４が第２の移動無線機３３０６と通信中である。各移動無線機３３０４、３３０６は、送信機３３０８、３３１２および受信機３３１０、３３１４をそれぞれ含む。周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機３３０８、３３１２、および／または受信機３３１０、３３１４を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。あるいは、送信機３３０８、３３１２、および受信機３３１０、３３１４を、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを利用するトランシーバで置換することができる（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２５６】
本発明は、図４４に示す無線機４４０２など、受信専用無線機も対象とする。
無線機４４０２は、放送を受信する受信機４４０４を含む。無線機４４０２は、スピーカ４４０６および他の周知の無線モジュール４４０８も含む。無線４４０２は、ＡＭ、ＦＭ、気象帯域など、いかなる帯域でも動作することができるが、それだけに限定されるものではない。帯域の例については、図４２Ａから図４２Ｄを参照されたい。ＵＦＴモジュールを使用して、受信機４４０４を実施することが好ましい（たとえば、図７を参照）。
【０２５７】
６．９ 衛星アップ／ダウンリンク
本発明は、衛星を介した通信のためのシステムおよび方法を対象とする。これには、たとえば、直接衛星システム（ＤＳＳ）、直接放送衛星（ＤＢＳ）、超広帯域公衆／専用サービスなどが含まれる。
【０２５８】
図３４は、環境の例３４０２を示す。この場合、コンテンツプロバイダ３４２０から送信されたコンテンツが、衛星３４１６を介して個々の住宅３４０４によって受信される。衛星ユニット３４０８が住宅３４０４に位置する。衛星ユニット３８０８は、衛星３４１６からの信号を受信するための受信機３４１０、および衛星３４１６へ信号を送信するための送信機３４１２を含む。
【０２５９】
動作においては、コンテンツプロバイダ３４２０がコンテンツを衛星３４１６へ送信し、次いで衛星３４１６がコンテンツを放送する。このコンテンツはアンテナまたは衛星放送受信アンテナ３４１４によって住宅３４０４で受信される。
受信された信号は、衛星ユニット３４０８の受信機３４１０へ供給され、次いで、受信機３４１０が必要に応じてこの信号を下方変換および復調する。次いで、データがモニタ３４０６へ供給され、ユーザに提示される。モニタ３４０６は、テレビ、コンピュータのモニタなど、コンテンツプロバイダ３４２０からのコンテンツを受信および表示可能ないかなる装置にすることもできる。本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機３４１０および／または送信機３４１２を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。他の実施形態においては、受信機３４１０および送信機３４１２を、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを使用するトランシーバで置換する（たとえば、図１０および図１１を参照）。
【０２６０】
衛星ユニット３４０８を使用して、超広帯域衛星チャネルを介して大量のデータを送受信することができる。たとえば、コンテンツプロバイダからコンテンツを受信することに加えて、衛星ユニット３４０８を使用して、衛星（衛星３４１６など）によって提供された衛星リンクを介して他の位置３４１８とデータを交換することが可能である。
【０２６１】
６．１０ コマンドおよび制御
本発明は、コマンドおよび制御の応用例を対象とする。コマンドおよび制御の応用例について、例示のために以下に記載する。本発明はこれらの例に限定されるものではない。
【０２６２】
６．１０．１ ＰＣ周辺装置
本発明は、無線通信媒体を介してコンピュータと通信するコンピュータ周辺装置を対象とする。図３５はコンピュータの例３５０２を示し、モニタ３５０６、キーボード３５１０、マウス３５１４、記憶装置３５１８、およびインタフェース／ポート３５２２など、いくつかの周辺装置を含むが、それだけに限定されるものではない。図３５に示す周辺装置を例示のためにのみ提示するが、それだけに限定されるものではないことを理解されたい。本発明は、コンピュータと対話することができるすべての装置を対象とする。
【０２６３】
図３５に示す周辺装置は、無線通信媒体を介してコンピュータ３５０２と対話する。コンピュータ３５０２は、周辺装置と通信するための１つまたは複数のトランシーバ３５０４を含む。周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３５０４を実施することが好ましい（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、コンピュータ３５０２のトランシーバ３５０４を送信機および受信機で置換することができ、いかなる受信機および送信機も、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用することによって実施される（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２６４】
各周辺装置は、コンピュータ３５０２と通信するためのトランシーバを含む。
本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバを実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。他の実施形態においては、トランシーバを受信機および送信機で置換し、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールによってこの受信機および送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２６５】
コンピュータ３５０２は、周辺装置からの信号を受信中であることを示す信号を、周辺装置に送信することができる。次いで、周辺装置は、コンピュータ３５０２とのリンクが確立されることを示すことができる（たとえば、青信号をオンにするなど）。
【０２６６】
実施形態によっては、いくつかの周辺装置を送信専用にすることができ、この場合はトランシーバではなく送信機を含む。送信専用にすることができるいくつかの周辺装置は、たとえば、キーボード３５１０、マウス３５１４、および／またはモニタ３５０６のみを含む。周波数上方変換操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、送信機を実施することが好ましい（たとえば、図８を参照）。
【０２６７】
６．１０．２ ビル／住宅の機能
本発明は、住宅の機能を制御するための装置を対象とする。たとえば、本発明は、ＣバスおよびＸー１０、車庫扉開き、インターコム、ビデオラビット（ｖｉｄｅｏ ｒａｂｂｉｔｓ）、オーディオラビット（ａｕｄｉｏ ｒａｂｂｉｔｓ）などを含む、サーモスタット、メータの示度、高性能制御装置の制御を対象とするが、それだけに限定されるものではない。これらの例を例示のために提供するが、それだけに限定されるものではない。本明細書に含まれた教示に基づいて当業者には明らかとなるように、本発明は他の住宅の機能、器具、および装置を含む。
【０２６８】
図３６は、住宅制御ユニットの例３６０４を示す。住宅制御ユニット３６０４は、リモート装置と対話するための１つまたは複数のトランシーバ３６０６を含む。本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３６０６を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。他の実施形態においては、トランシーバ３６０６を、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用する受信機および送信機で置換する（たとえば、図７および図８を参照）。実施形態によっては、住宅制御ユニット３６０４を送信専用にすることができ、この場合はトランシーバ３６０６を送信機で置換し、ＵＦＴモジュールを使用してこの送信機を実施することが好ましい。
【０２６９】
住宅制御ユニット３６０４は、リモートアクセス、制御、およびそうでない場合は住宅機能装置との対話を行うためのリモート装置と対話する。たとえば、住宅制御ユニット３６０４を使用して、ランプ、テレビ、コンピュータ、ビデオレコーダ、オーディオレコーダ、留守番電話などの器具３６０８を制御することができるが、それだけに限定されるものではない。器具３６０８は、１つまたは複数のインタフェース３６１０に結合される。インタフェース３６１０は、住宅制御３６０４と通信するためのトランシーバ３６１２をそれぞれ含む。トランシーバ３６１２は、周波数トランスレーション操作を実行するための１つまたは複数のＵＦＴモジュールを含む（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、インタフェース３６１０は受信機および送信機をそれぞれ含み、それらのいずれかまたは両方が、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを含む（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７０】
住宅制御ユニット３６０４は、サーモスタット３６１８および車庫扉開き３６１４など、他の住宅装置のリモートアクセスおよび制御も行うことができる。住宅制御ユニット３６０４と対話するこのような装置は、サーモスタット３６１８のトランシーバ３６２０、および車庫開き３６１４のトランシーバ３６１６などのトランシーバを含む。トランシーバ３６２０、３６１６は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを含む（たとえば、図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ３６１６、３６２０を、トランスレーション操作を実行するための受信機および送信機で置換することができる（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７１】
本発明は、テレビ、ＶＣＲ、ステレオ、ＣＤプレーヤ、アンプ、チューナ、コンピュータ、ビデオゲームなどの家電装置の制御も対象とするが、それだけに限定されるものではない。たとえば、図３６は、リモート制御３６５８から制御信号を受信するための受信機３６５２、３６５６を有するテレビ３６５０およびＶＣＲ３６５４を示し、各リモート制御３６５８は送信機３６６０を含む。ＵＦＴモジュールを使用して受信機３６５２、３６５６を実施することが好ましく（たとえば、図７を参照）、ＵＦＴモジュールを使用して送信機３６６０を実施することが好ましい（たとえば、図８を参照）。
【０２７２】
場合によっては、装置をリモート制御３６５８で動作可能にするために、アダプタ３６６６をインストールする必要がある可能性がある。赤外線制御信号を受信するために赤外線受信機３６６４を有する、ステレオ３６６２について考慮する。それらの実施に応じて、リモート制御３６５８の実施形態には、赤外線受信機３６６４によって正確に受信できる信号を送信することができないものもある。このような場合は、受信機３６６８（ＵＦＴモジュールを使用して実施することが好ましい）およびアダプタ３６６６を、ステレオ３６６２に位置付けるかまたは付けることが可能である。受信機３６６８は、リモート制御３６５８から制御信号を受信するように動作する。アダプタ３６６６は、受信した信号を、赤外線受信機３６６４によって受信できる信号に変換する。
【０２７３】
本発明を使用して、外部エンティティによって住宅制御構成要素へリモートアクセス可能にすることもできる。たとえば、図３７はシナリオ３７０２を示す。
この場合、公益企業（ｕｔｉｌｉｔｙ ｃｏｍｐａｎｙ）３７０４は、住宅３７０８で使用された公益設備の量を記録する公益設備計器（ｕｔｉｌｉｔｙ ｍｅｔｅｒ）３７１０にリモートアクセスする。公益企業３７０４は、たとえば、サービス車両または現場または事務所に相当する可能性がある。公益設備計器３７１０および公益企業３７０４は、互いに通信するためにトランシーバ３７１２、３７０６をそれぞれ含む。トランシーバ３７０６、３７１２は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを利用することが好ましい（たとえば図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ３７０６、３７１２を受信機および送信機で置換し、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７４】
本発明は、他の住宅装置も対象とする。たとえば、本発明はインターコムを対象とするが、それだけに限定されるものではない。図３８に示すように、インターコム３８０４、３８０６は、互いに通信するためにトランシーバ３８０８、３８１０をそれぞれ含む。本発明の実施形態においては、トランシーバ３８０８、３８１０は、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを含む（たとえば、図１０および図１１を参照）。別の実施形態においては、トランシーバ３８０８、３８１０を受信機および送信機でそれぞれ置換し、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７５】
本発明を使用して、ある住宅装置から別の住宅装置へ信号を送信することもできる。たとえば、本発明は、住宅中でビデオおよび／またはオーディオ信号を伝搬するために適用可能である。これを、たとえば図３８に示す。この場合、テレビ３８１２、３８１４は、互いに通信するためのトランシーバ３８１６、３８１８を含む。トランシーバ３８１６、３８１８によって、一方のテレビからもう一方のテレビへビデオ信号を送信することが可能になった。本発明の実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３８１６、３８１８を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。他の実施形態においては、トランシーバ３８１６、３８１８を受信機および送信機で置換し、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７６】
図３８は、トランシーバ３８２４、３８２６を使用して、ＣＤプレーヤ３８２０およびマルチメディア受信機３８２２の間でオーディオ信号を通信する一実施形態も示す。実施形態においては、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３８２４、３８２６を実施する（たとえば、図１０および図１１を参照）。他の実施形態においては、トランシーバ３８２４、３８２６を受信機および送信機で置換し、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７７】
上述の図では、多数の構成要素がトランシーバを含むものとして示す。しかし、実際には、いくつかの構成要素は受信専用または送信専用である。当業者には明らかとなるように、これは、この応用例中で論じた装置の一部について真である。このような場合、トランシーバを受信機または送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、この受信機または送信機を実施することが好ましい（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２７８】
６．１０．３ 自動車制御
本発明は、自動車制御、および自動車内または自動車と共に使用されることが多い他の装置を対象とする。
【０２７９】
図３９は、本発明の一実施形態による自動車の例３９０２を示す。自動車３９０２は、目標と通信するいくつかの装置を含む。
【０２８０】
たとえば、自動車３９０２は、ガソリンポンプ３９１２および料金所３９１６などの外部装置と通信するためのインタフェース３９０４（または多数のインタフェース）を含むが、それだけに限定されるものではない。動作においては、たとえば、自動車３９０２が料金所３９１６に近付くと、インタフェース３９０４が適切な周知の方法で料金所３９１６と通信し、自動車３９０２が料金所３９１６を通過できるようにする。また、自動車３９０２がガソリンポンプ３９１２に最も近いとき、インタフェース３９０４が適切な周知の方法でガソリンポンプと対話し、自動車３９０２の運転者がガソリンポンプ３９１２を利用して自動車３９０２の燃料を満たすことができるようにする。
【０２８１】
自動車は、制御可能なドアロック３９０８も含む。キーレスエントリ装置３９１４から適切な信号を受信すると、制御可能なドアロック３９０８が（受信した信号に基づいて）ロックまたはロック解除する。
【０２８２】
自動車はさらに、自動車３９０２のシステム、計器、および他の装置を制御し、これらと対話するコントローラ３９１０を含む。コントローラ３９１０は、制御ユニット３９１８と通信する。制御ユニット３９１８を使用して、自動車３９０２を制御することが可能である。制御ユニット３９１８は、コントローラ３９１０にコマンドを送信する。コントローラ３９１０は、制御ユニット３９１８からのコマンドで指定された機能を実行する。また、制御ユニット３９１８は、コントローラ３９１０に照会（クエリー）を送信する。コントローラ３９１０は、制御ユニット３９１８に、照会で指定された自動車関連の情報を送信する。したがって、コントローラ３９１０の制御下にあるいかなる自動車の機能も、制御ユニット３９１８を介して制御することができる。
【０２８３】
上述および図３９に示した特徴および機能は例示のためにのみ提供するものであり、それだけに限定されるものでないことに留意されたい。本発明は、セキュリティシステム、ＧＰＳシステム、電話など、他の自動車関連装置に適用可能であるが、それだけに限定されるものではない。
【０２８４】
インタフェース３９０４、ドアロック３９０８、コントローラ３９１０、および他のいかなる任意の自動車装置も、外部装置と通信するための１つまたは複数のトランシーバ３９０６Ａ、３９０６Ｂ、３９０６Ｃを含む。また、ガソリンポンプ３９１２、キーレスエントリ装置３９１４、料金所３９１６、制御ユニット３９１８、および他のいかなる適切な装置も、自動車３９０２と通信するためのトランシーバ３９０６Ｄ、３９０６Ｅ、３９０６Ｆ、３９０６Ｇを含む。
【０２８５】
周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ３９０６を実施することが好ましい（図１０および図１１を参照）。あるいは、１つまたは複数のトランシーバ３９０６を受信機および／または送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２８６】
６．１０．４ 航空機制御
本発明は、航空機制御、および航空機内または航空機と共に使用されることが多い他の装置を対象とする。
【０２８７】
図４０Ａは、本発明の一実施形態による航空機の例４００２を示す。航空機４００２は、たとえば、位置決め情報を受信するためのＧＰＳユニット４０１２を含む。ＧＰＳユニット４０１２は、位置決め情報を受信するためのトランシーバ４００４Ｄに結合される。
【０２８８】
航空機４００２は、外部エンティティと通信するための１つまたは複数の無線４０１０も含む。無線４０１０は、このような通信を使用可能にするための１つまたは複数のトランシーバ４００４Ｃを含む。
【０２８９】
航空機４００２は、たとえばビデオプログラミングを表示するためのモニタ４００８、および通信ネットワークを介して情報の送受信を行うコンピュータ４００９も含む。モニタ４００８およびコンピュータ４００９は、ビデオプログラミングソースおよび／またはデータ通信ネットワークなどの外部装置と通信するための１つまたは複数のトランシーバ４００４Ｂを含む。
【０２９０】
航空機４００２は、航空機４００２のシステム、計器、および他の装置を制御するためのコントローラ４００６を含む。コントローラ４００６は、トランシーバ４００４Ａを介して外部装置と通信することができる。外部装置は、適切なコマンド、照会、および他のメッセージをコントローラ４００６に送信することによって、航空機４００２を制御することができる。
【０２９１】
上述および図４０Ａに示した特徴および機能は例示のためにのみ提供するものであり、それだけに限定されるものでないことに留意されたい。本発明は、セキュリティシステム、電話など、他の航空機関連装置に適用可能であるが、それだけに限定されるものではない。
【０２９２】
周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ４００４を実施することが好ましい（図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ４００４の１つまたは複数を受信機および／または送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、この受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２９３】
６．１０．５ 海上制御
本発明は、海上制御および他の海上関連装置を対象とする。
【０２９４】
図４０Ｂは、本発明の一実施形態によるボートの例４０５０を示す。図４０Ｂの例のボート４０５０の装置は、図４０Ａの例の航空機４００２の装置に類似のものである。したがって、図４０Ａに関する上記の記載が、図４０Ｂに適用される。
【０２９５】
６．１１ 無線制御
本発明は、無線制御の自動車、飛行機、およびボートなどの無線制御装置を対象とするが、それだけに限定されるものではない。
【０２９６】
図４１は、本発明の一実施形態による無線制御装置を示す。コントローラ４１０４は、飛行機４１１０、自動車４１１６、およびボート４１２２など、様々な装置を制御するコマンドを生成するための制御ロジック４１０６を含む。コントローラ４１０４は、飛行機４１１０、自動車４１１６、およびボート４１２２と通信するためのトランシーバ４１０８を含む。
【０２９７】
飛行機４１１０、自動車４１１６、およびボート４１２２は、コントローラ４１０４から受信したコマンドを処理するための制御モジュール４１１２、４１１８および４１２４を含む。また、制御モジュール４１１２、４１１８、および４１２４は、コントローラ４１０４へ逆に通信することができるステータス情報を保守する。飛行機４１１０、自動車４１１６およびボート４１２２は、コントローラ４１０４と通信するためのトランシーバ４１１４、４１２０、および４１２６をそれぞれ含む。
【０２９８】
周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、トランシーバ４１０８、４１１４、４１２０、および４１２６を実施することが好ましい（図１０および図１１を参照）。あるいは、トランシーバ４１０８、４１１４、４１２０、および４１２６を受信機および送信機で置換することができ、周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、この受信機および／または送信機を実施する（たとえば、図７および図８を参照）。
【０２９９】
６．１２ 無線同期時計（Ｒａｄｉｏ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｗａｔｃｈ）
本発明は、無線同期時間装置を対象とする。無線同期時間装置は、現在時間を表す信号を受信する計時器である。このような時間信号のソースの例は、コロラド州ボールダーの無線局ＷＷＶである。無線同期時間装置は、それらの内部時計を、信号に含まれた現在時間情報で更新する。
【０３００】
本発明は、目覚まし時計、コンピュータの時計などの計器および電子機器の時計、テレビの時計、ＶＣＲの時計、腕時計、住宅および事務所用時計、オーブンおよび他の器具の時計など、すべてのタイプの無線同期時間装置を対象とする。
【０３０１】
図４３は、無線同期計時器の例４３０２を示し、その例を図４３に示す。無線同期計時器４３０２は、現在時間および時間帯（および場合によっては計時器４３０２の位置）を表示するディスプレイ４３０４、受信機４３０６、時間モジュール４３１０、ＧＰＳモジュール４３０８、およびバッテリ４３１２を含む。
【０３０２】
受信機４３０６は、時間情報ソース４３１４から時間信号を受信する。この時間信号に基づいて、時間モジュール４３１０が周知の方法で現在時間を決定する。受信した時間信号の特性に応じて、現在時間がＧＭＴになる可能性もある。現在時間はディスプレイ４３０４に表示される。
【０３０３】
受信機４３０６は、継続的に、周期的に、ユーザのコマンドによって、または散発的に（たとえば、時間情報ソース４３１４の信号強度に応じて）、時間信号を受信することができる。受信機４３０６が時間信号を受信中でないときは、時間モジュール４３１０が、最後に受信した時間信号の時間の指示を使用して、周知の方法で現在時間を決定する（すなわち、時間モジュール４３１０が時計として動作する）。実施形態によっては、計時器４３０２は、時間情報ソース４３１４から時間信号を受信中であるときにいくつかの指示を提供することができる。
たとえば、計時器４３０２は、視覚的または可聴指示（時間信号を受信中であるときにＬＥＤを点灯させるかまたはビープ音を出すなど）を提供することができる。ユーザは、この機能を使用不可に選択することができる。
【０３０４】
受信機４３０６は、広域測位衛星４３１６からの位置決め情報も受信する。ＧＰＳモジュール４３０８は、受信した位置決め情報を使用して計時器４３０２の位置を決定する。時間モジュール４３１０は、位置決め情報を使用して時間帯および／または現地時間を決定する。時間帯、現地時間、および／または計時器４３０２の位置を、ディスプレイ４３０４に表示することができる。
【０３０５】
周波数トランスレーション操作を実行するためのＵＦＴモジュールを使用して、受信機４３０６を実施することが好ましい（たとえば、図７を参照）。
【０３０６】
本発明は、特に、ＵＦＴモジュールの低電力要件が与えられた計時器としての実施に、十分適する。ＵＦＴモジュールを使用して実施した計時器は、バッテリ４３１２の有効寿命を増大させる。
【０３０７】
６．１３ 他の応用例
上述の応用例の実施形態は、例示のために提供するものである。これらの応用例および実施形態は、本発明を限定することを意図したものではない。本明細書で述べた応用例および実施形態とわずかにまたは大幅に異なる代替および追加の応用例および実施形態は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。たとえば、このような代替および追加の応用例および実施形態には、上述の応用例および実施形態の組み合わせが含まれる。このような組み合わせは、本明細書内の教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。
【０３０８】
追加の応用例および実施形態を、以下に記載する。
【０３０９】
６．１３．１ 拡張信号受信を含む応用例
上記で論じたように、本発明は、拡張信号受信（ＥＳＲ）のための方法およびシステムを対象とする。上記で論じたいかなる応用例も、ＥＳＲを組み込むことによって、送信機および受信機の間の通信を向上させるように修正することができる。したがって、本発明は、上述のいかなる応用例も、上述のいかなるＥＳＲ実施形態との組み合わせにおいて、対象とする。
【０３１０】
６．１３．２ 統一下方変換およびフィルタリングを含む応用例
上述のように、本発明は統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）を対象とする。本発明によるＵＤＦを使用して、フィルタリングおよび／または下方変換操作を実行することができる。
【０３１１】
本明細書に記載した応用例のすべてではない場合はその多数が、周波数トランスレーション操作を含む。したがって、上述の応用例は、本明細書に記載したいかなるＵＤＦ実施形態を用いることによっても向上させることができる。
【０３１２】
上述の応用例のすべてではない場合はその多数が、フィルタリング操作を含む。したがって、上述のいかなる応用例も、本明細書に記載したいかなるＵＤＦ実施形態を用いることによっても向上させることができる。
【０３１３】
したがって、本発明は、本明細書に記載したいかなるＵＤＦ実施形態との組み合わせにおける、本明細書に記載したいかなる応用例も対象とする。
【０３１４】
７．結論
本発明のシステムおよび構成要素の実施例を、本明細書に記載した。他の箇所で述べたように、これらの実施例は例示のためにのみ記載したものであり、それらに限定するものではない。本発明のシステムおよび構成要素のソフトウェアおよびソフトウェア／ハードウェア実施などの他の実施の実施形態は、本発明によって可能であり、本発明が包含するものであるが、それだけに限定されるものではない。このような実施の実施形態は、本明細書に含まれた教示に基づいて、当業者には明らかとなるであろう。
【０３１５】
本発明の様々な応用例の実施形態を上述したが、これらは例としてのみ提示したものであり、それだけに限定されるものではないことを理解されたい。したがって、本発明の幅および範囲は、いかなる上述の例示的実施形態によっても限定されるべきでなく、以下の特許請求の範囲およびそれらの均等物によってのみ定義されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】本発明の一実施形態による汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュールのブロック図である。
【図１Ｂ】本発明の一実施形態による汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュールのより詳細な図である。
【図１Ｃ】本発明の一実施形態による汎用周波数下方変換（ＵＦＤ）モジュールで使用されるＵＦＴモジュールを示す図である。
【図１Ｄ】本発明の一実施形態による汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュールで使用されるＵＦＴモジュールを示す図である。
【図２】本発明の代替実施形態による汎用周波数トランスレーション（ＵＦＴ）モジュールのブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態による汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュールのブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態による汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュールのより詳細な図である。
【図５】本発明の代替実施形態による汎用周波数上方変換（ＵＦＵ）モジュールのブロック図である。
【図６Ａ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｂ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｃ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｄ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｅ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｆ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｇ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｈ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図６Ｉ】ＵＦＵモジュールの動作を記載するために使用する波形の例を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態による受信機で使用されるＵＦＴモジュールを示す図である。
【図８】本発明の一実施形態による送信機で使用されるＵＦＴモジュールを示す図である。
【図９】本発明のＵＦＴモジュールを使用してそれぞれ実施することができる、送信機および受信機を備える環境を示す図である。
【図１０】本発明の一実施形態によるトランシーバを示す図である。
【図１１】本発明の代替実施形態によるトランシーバを示す図である。
【図１２】本発明の拡張信号受信（ＥＳＲ）構成要素を使用してそれぞれ実施することができる、送信機および受信機を備える環境を示す図である。
【図１３】本発明の一実施形態による、統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）モジュールで使用されるＵＦＴモジュールを示す図である。
【図１４】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールを使用して実施される受信機の例を示す図である。
【図１５Ａ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１５Ｂ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１５Ｃ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１５Ｄ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１５Ｅ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１５Ｆ】本発明の一実施形態によるＵＤＦモジュールの応用例を示す図である。
【図１６】本発明の拡張信号受信（ＥＳＲ）構成要素を使用してそれぞれ実施することができる、送信機および受信機を備える環境を示す図であり、本発明の１つまたは複数のＵＦＤモジュールを使用して、この受信機をさらに実施することができる。
【図１７】本発明の一実施形態による統一下方変換およびフィルタリング（ＵＤＦ）モジュールを示す図である。
【図１８】図１７のＵＤＦモジュール内のノードでの値の例の表である。
【図１９】本発明の一実施形態による、ＵＤＦモジュールの例の詳細な図である。
【図２０Ａ】本発明の実施形態による、エイリアシングモジュールの例の図である。
【図２０Ａ−１】本発明の実施形態による、エイリアシングモジュールの例の図である。
【図２０Ｂ】図２０Ａおよび図２０Ａ−１のエイリアシングモジュールの動作を記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２０Ｃ】図２０Ａおよび図２０Ａ−１のエイリアシングモジュールの動作を記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２０Ｄ】図２０Ａおよび図２０Ａ−１のエイリアシングモジュールの動作を記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２０Ｅ】図２０Ａおよび図２０Ａ−１のエイリアシングモジュールの動作を記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２０Ｆ】図２０Ａおよび図２０Ａ−１のエイリアシングモジュールの動作を記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２１】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムを示す図である。
【図２２Ａ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２２Ｂ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２２Ｃ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２２Ｄ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２２Ｅ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２２Ｆ】図２１のシステムを記載するために使用する波形の例の図である。
【図２３Ａ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムにおける送信機の例を示す図である。
【図２３Ｂ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２３Ｃ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２３Ｄ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムにおける送信機の別の例を示す図である。
【図２３Ｅ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２３Ｆ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ａ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムにおける受信機の例を示す図である。
【図２４Ｂ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｃ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｄ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｅ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｆ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｇ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｈ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｉ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２４Ｊ】本発明の一実施形態による拡張信号受信システムをさらに記載するために使用する、波形の例の図である。
【図２５】本発明の一実施形態による電話および基地局を備える環境を示す図である。
【図２６】本発明の一実施形態による位置決めユニットを示す図である。
【図２７】本発明の実施形態による通信ネットワークを示す図である。
【図２８】本発明の実施形態による通信ネットワークを示す図である。
【図２９】本発明の実施形態によるページャを示す図である。
【図３０】本発明の実施形態によるページャを示す図である。
【図３１】本発明の一実施形態によるセキュリティシステムを示す図である。
【図３２】本発明の一実施形態によるリピータを示す図である。
【図３３】本発明の一実施形態による移動無線を示す図である。
【図３４】本発明の一実施形態による衛星通信を含む環境を示す図である。
【図３５】本発明の一実施形態によるコンピュータおよびその周辺装置を示す図である。
【図３６】本発明の実施形態による住宅制御装置を示す図である。
【図３７】本発明の実施形態による住宅制御装置を示す図である。
【図３８】本発明の実施形態による住宅制御装置を示す図である。
【図３９】本発明の一実施形態による自動車の例を示す図である。
【図４０Ａ】本発明の一実施形態による航空機の例を示す図である。
【図４０Ｂ】本発明の一実施形態によるボートの例を示す図である。
【図４１】本発明の一実施形態による無線制御装置を示す図である。
【図４２Ａ】本発明の実施形態で操作可能な周波数帯域の例を示す図である。
【図４２Ｂ】本発明の実施形態で操作可能な周波数帯域の例を示す図である。
【図４２Ｃ】本発明の実施形態で操作可能な周波数帯域の例を示す図である。
【図４２Ｄ】本発明の実施形態で操作可能な周波数帯域の例を示す図であって、図４２Ａから図４２Ｃの向きを示す図である（図４２Ａから図４２Ｃでは、例示のために一部重複して示す）。
【図４３】本発明の一実施形態による無線同期時計の例を示す図である。
【図４４】本発明の一実施形態による無線の例を示す図である。
【図４５Ａ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの実施例を示す図である。
【図４５Ｂ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの実施例を示す図である。
【図４５Ｃ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの実施例を示す図である。
【図４５Ｄ】本発明の実施形態によるスイッチモジュールの実施例を示す図である。
【図４６Ａ】アパーチャジェネレータの例を示す図である。
【図４６Ｂ】アパーチャジェネレータの例を示す図である。
【図４６Ｃ】アパーチャジェネレータの例を示す図である。
【図４６Ｄ】アパーチャジェネレータの例を示す図である。
【図４６Ｅ】本発明の一実施形態による発振器を示す図である。
【図４７】本発明の一実施形態による、任意選択のエネルギー伝達信号モジュールを備えたエネルギー伝達システムを示す図である。
【図４８】本発明の一実施形態による、入出力インピーダンス整合を備えたエイリアシングモジュールを示す図である。
【図４９Ａ】パルスジェネレータの例を示す図である。
【図４９Ｂ】図４９Ａのパルスジェネレータに関する波形の例を示す図である。
【図４９Ｃ】図４９Ａのパルスジェネレータに関する波形の例を示す図である。
【図５０】本発明の一実施形態による、スイッチモジュールおよび反応格納モジュールを備えたエネルギー伝達モジュールの例を示す図である。
【図５１Ａ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例を示す図である。
【図５１Ｂ】本発明の実施形態によるエネルギー伝達システムの例を示す図である。
【図５２Ａ】本発明の一実施形態によるエネルギー伝達信号モジュールの例を示す図である。
【図５２Ｂ】本発明の一実施形態によるステートマシンの動作のフローチャートを示す図である。
【図５２Ｃ】エネルギー伝達信号モジュールの例を示す図である。
【図５３】本発明の一実施形態による、１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する回路の回路図である。
【図５４】本発明の実施形態による、図５３の回路のシミュレーション波形を示す図である。
【図５５】本発明の一実施形態による、１０１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する回路の回路図である。
【図５６】本発明の実施形態による、図５５の回路のシミュレーション波形を示す図である。
【図５７】本発明の一実施形態による、１０１．１ＭＨｚクロックを使用して９１５ＭＨｚ信号を５ＭＨｚ信号へ下方変換する回路の回路図である。
【図５８】本発明の一実施形態による、図５７の回路のシミュレーション波形を示す図である。
【図５９】本発明の一実施形態による、５００Ｋボーのボーレートで９１３ＭＨｚおよび９１７ＭＨｚの間で交番するＦＳＫソースに接続された、図５３の回路の概略図である。
【図６０Ａ】本発明の一実施形態によるエネルギー伝達システムの例を示す図である。
【図６０Ｂ】図６０Ａのシステムの例のタイミング図の例を示す図である。
【図６０Ｃ】図６０Ａのシステムの例のタイミング図の例を示す図である。
【図６１】本発明の一実施形態によるバイパスネットワークの例を示す図である。
【図６２】本発明の一実施形態によるバイパスネットワークの例を示す図である。
【図６３】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図６４Ａ】本発明の一実施形態によるリアルタイムアパーチャ制御回路の例を示す図である。
【図６４Ｂ】本発明の一実施形態による、リアルタイムアパーチャ制御のためのクロック信号の例のタイミング図を示す図である。
【図６４Ｃ】本発明の一実施形態による、リアルタイムアパーチャ制御のための任意選択のイネーブル信号の例のタイミング図を示す図である。
【図６４Ｄ】本発明の一実施形態による、リアルタイムアパーチャ制御のための反転クロック信号のタイミング図を示す図である。
【図６４Ｅ】本発明の一実施形態による、リアルタイムアパーチャ制御のための遅延クロック信号の例のタイミング図を示す図である。
【図６４Ｆ】本発明の一実施形態による、リアルタイムで制御されるアパーチャを有するパルスを含む、エネルギー伝達の例のタイミング図を示す図である。
【図６５】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図６６】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図６７】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図６８】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図６９Ａ】図６５の実施形態の例のタイミング図である。
【図６９Ｂ】図６６の実施形態の例のタイミング図である。
【図７０Ａ】図６７の実施形態の例のタイミング図である。
【図７０Ｂ】図６８の実施形態の例のタイミング図である。
【図７１Ａ】本発明の一実施形態の例を示す図である。
【図７１Ｂ】本発明による、電荷移動を判別するための式を示す図である。
【図７１Ｃ】本発明による、キャパシタ充電およびアパーチャの間の関係を示す図である。
【図７１Ｄ】本発明による、キャパシタ充電およびアパーチャの間の関係を示す図である。
【図７１Ｅ】本発明による、電力−電荷の関係式を示す図である。
【図７１Ｆ】本発明による、挿入損失式を示す図である。
【図７２】元のＦＳＫ波形５９０２および下方変換された波形５９０４を示す図である。[0001]
(Background of the Invention)
(Field of Invention)
The present invention generally relates to frequency translation and its applications.
[0002]
(Related technology)
There are various communication components for performing frequency down-conversion, frequency up-conversion, and filtering. There is also a method for receiving signals despite potential interference signals.
[0003]
(Summary of Invention)
The present invention relates to frequency translation and its applications. Examples of such applications include frequency down-conversion, frequency up-conversion, enhanced signal reception, unified down-conversion and filtering, and combinations and applications thereof. However, it is not limited to that.
[0004]
Further features and advantages of the present invention, as well as the structure and operation of various embodiments of the present invention, are described in detail below with reference to the accompanying drawings. The drawing in which an element first appears is usually indicated by the leftmost letter and / or number in the corresponding reference number.
[0005]

[0006]
7). Conclusion
1. General purpose frequency translation
The present invention relates to frequency translation and its applications. Such applications include, but are not limited to, frequency down conversion, frequency up conversion, extended signal reception, unified down conversion and filtering, and combinations and applications thereof.
[0007]
FIG. 1A shows a universal frequency translation (UFT) module 102 according to an embodiment of the invention. (The UFT module is sometimes called a general-purpose frequency translator or a general-purpose translator.)
As the example of FIG. 1A shows, some embodiments of UFT module 102 include three ports (nodes). In FIG. 1A, they are port 1, port 2, and port 3. Other UFT embodiments include other than three ports.
[0008]
In general, UFT module 102 operates to generate an output signal from an input signal (possibly in combination with other components), and the frequency of the output signal is different from the frequency of the input signal. That is, the UFT module 102 (and possibly other components) converts the output signal from the input signal by converting the frequency (and possibly other characteristics) of the input signal to the frequency (and possibly other characteristics) of the output signal. Works to generate.
[0009]
An example embodiment of the UFT module 103 is generally as shown in FIG. 1B.
In general, UFT module 103 includes a switch 106 controlled by a control signal 108. Switch 106 is said to be a controlled switch.
[0010]
As mentioned above, some UFT embodiments include other than three ports.
For example, without limitation, FIG. 2 shows an example of the UFT module 202. The UFT module 202 in this example includes a diode 204 having two ports, port 1 and port 2/3 in the figure. This embodiment does not include a third port, and the periphery of the “Port 3” label is a dotted line in the figure.
[0011]
The UFT module is a very powerful and flexible device. This flexibility is shown in part by the wide range of applications in which this module can be used. The power of this module is shown in part by the usefulness and performance of such applications.
[0012]
For example, UFT module 115 may be used with universal frequency down conversion (UFD) module 114, an example of which is shown in FIG. 1C. In this capability, the UFT module 115 down-converts the input signal to an output signal.
[0013]
As another example, UFT module 117 may be used with universal frequency up-conversion (UFU) module 116, as shown in FIG. 1D. In this capability, the UFT module 117 frequency up converts the input signal to an output signal.
[0014]
These and other applications of UFT modules are described below. Additional applications of UFT modules will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. In some applications, the UFT module is a necessary component. In other applications, the UFT module is an optional component.
[0015]
2. Frequency down conversion
The present invention is directed to a universal frequency down-conversion system and method, and its applications. In detail, the following discussion describes down conversion using a universal frequency translation module.
[0016]
FIG. 20A shows an aliasing module 2000 for down conversion using a universal frequency translation (UFT) module 2002 that down converts the EM input signal 2004. In certain embodiments, aliasing module 2000 includes a switch 2008 and a capacitor 2010. The electronic arrangement of circuit components is flexible. That is, in some implementations, the switch 2008 is in series with the input signal 2004 and the capacitor 2010 is shunted to ground (in some configurations, such as in differential mode, this may be other than ground).
In the second implementation (see FIG. 20A-1), the capacitor 2010 is in series with the input signal 2004 and the switch 2008 is shunted to ground (in configurations such as differential mode, this is something other than ground. May be). The aliasing module 2000 with the UFT module 2002 can be easily adjusted to downconvert a wide variety of electromagnetic signals using an aliasing frequency well below the frequency of the EM input signal 2004.
[0017]
In some implementations, the aliasing module 2000 down converts the input signal 2004 to an intermediate frequency (IF) signal. In another implementation, aliasing module 2000 down converts input signal 2004 to a demodulated baseband signal. In another implementation, the input signal 2004 is a frequency modulated (FM) signal and the aliasing module 2000 reduces this FM signal to a non-FM signal, such as a phase modulated (PM) signal or an amplitude modulated (AM) signal. Convert. Each of the above implementations is described below.
[0018]
In one embodiment, the control signal 2006 includes a pulse train that repeats at an aliasing rate that is less than or equal to twice the frequency of the input signal 2004. In this embodiment, because the control signal 2006 is below the Nyquist rate for the frequency of the input signal 2004, the control signal 2006 is referred to herein as an aliasing signal. The frequency of the control signal 2006 is preferably significantly smaller than the input signal 2004.
[0019]
A pulse train 2018 shown in FIG. 20D controls the switch 2008 and aliases the input signal 2004 with the control signal 2006 to generate a down-converted output signal 2012. Specifically, in one embodiment, switch 2008 closes at the first edge of each pulse 2020 in FIG. 20D and opens at the second edge of each pulse. When switch 2008 is closed, input signal 2004 is coupled to capacitor 2010 and charge is transferred from the input signal to capacitor 2010. The charge stored during successive pulses forms a down converted output signal 2012.
[0020]
Exemplary waveforms are shown in FIGS. 20B-20F.
[0021]
FIG. 20B shows an analog amplitude modulation (AM) carrier signal 2014 that is an example of the input signal 2004. For illustration, in FIG. 20C, the analog AM carrier signal portion 2016 shows a portion of the analog AM carrier signal 2014 on an extended time scale. The analog AM carrier signal unit 2016 is time t ₀ To time t ₁ The analog AM carrier signal 2014 of FIG.
[0022]
FIG. 20D shows an exemplary aliasing signal 2018 that is an example of the control signal 2006. The aliasing signal 2018 is on substantially the same time scale as the analog AM carrier signal unit 2016. In the example shown in FIG. 20D, the aliasing signal 2018 includes a pulse train 2020 having a non-negligible aperture towards zero (the present invention is not limited to this embodiment as discussed below). As will be appreciated by those skilled in the art, a pulse aperture may also be referred to as a pulse width. The pulse 2020 is repeated at the aliasing rate or the number of pulse repetitions of the aliasing signal 2018. The aliasing rate is determined as described below.
[0023]
As described above, pulse train 2020 (ie, control signal 2006) controls switch 2008 to alias analog AM carrier signal 2016 (ie, input signal 2004) at the aliasing rate of aliasing signal 2018. In particular, in this embodiment, switch 2008 closes at the first edge of each pulse and opens at the second edge of each pulse. When switch 2008 is closed, input signal 2004 is coupled to capacitor 2010 and charge is transferred from input signal 2004 to capacitor 2010. The charge transferred during the pulse is referred to herein as the sample. The exemplary sampled 2022 forms a downconverted signal portion 2024 (FIG. 20E) corresponding to the analog AM carrier signal portion 2016 (FIG. 20C) and the pulse train 2020 (FIG. 20D). The charge stored in the continuous sample of the AM carrier signal 2014 forms a down-converted signal 2024 (FIG. 20E), which is an example of a down-converted output signal 2012 (FIG. 20A). In FIG. 20F, demodulated baseband signal 2026 represents demodulated baseband signal 2024 after filtering on a compressed time scale. As shown, the down converted signal 2026 has substantially the same “amplitude envelope” as the AM carrier signal 2014. Accordingly, FIGS. 20B to 20F illustrate the down conversion of the AM carrier signal 2014. FIG.
[0024]
The waveforms shown in FIGS. 20B to 20F are discussed herein for illustrative purposes and are not limited thereto.
[0025]
The aliasing rate of the control signal 2006 is whether the input signal 2004 is down converted to an IF signal, down converted to a demodulated baseband signal, or down converted from an FM signal to a PM signal or AM signal. judge. In general, the relationship between the input signal 2004, the aliasing rate of the control signal 2006, and the down-converted output signal 2012 is shown below.
[0026]

For the examples included herein, only the “+” state is discussed. The value of n represents the harmonic or sub-harmonic of the input signal 2004 (eg, n = 0.5, 1, 2, 3,...).
[0027]
When the aliasing rate of the control signal 2006 cancels out of the frequency of the input signal 2004 or cancels out of its harmonics or sub-harmonics, the input signal 2004 is down converted to an IF signal. This is because a sampled pulse is generated at a different phase in the subsequent cycle of the input signal 2004. As a result, the sample to be formed forms a lower frequency oscillation pattern. If the input signal 2004 includes a lower frequency change of amplitude, frequency, phase, etc., or any combination thereof, the charge stored in the associated sampled sample will reflect the lower frequency change, resulting in down conversion. A similar change occurs in the IF signal. For example, to downconvert a 901 MHz input signal to a 1 MHz IF signal, the frequency of the control signal 2006 is calculated as follows:
[0028]

For n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., the frequency of the control signal 2006 is substantially equal to 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, and the like.
[0029]
Alternatively, when the aliasing rate of the control signal 2006 is substantially equal to the frequency of the input signal 2004 or substantially equal to its harmonics or sub-harmonics, the input signal 2004 is directly below the demodulated baseband signal. Converted. This is because a sampled pulse occurs at the same point in the subsequent cycle of the input signal 2004 without modulation. As a result, the sampled forms a constant output baseband signal. If the input signal 2004 includes a lower frequency change of amplitude, frequency, phase, etc., or any combination thereof, the charge stored in the associated sampled sample reflects the lower frequency change and is therefore demodulated. Similar changes occur with different baseband signals. For example, to down-convert a 900 MHz input signal directly to a demodulated baseband signal (ie, zero IF), the frequency of the control signal 2006 is calculated as follows:
[0030]

For n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., the frequency of the control signal 2006 should be substantially equal to 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc.
[0031]
Alternatively, to downconvert an input FM signal to a non-FM signal, the frequency within the FM bandwidth must be downconverted to baseband (ie, zero IF). As an example, to downconvert a frequency shift keying (FSK) signal (a subset of FM) to a phase shift keying (PSK) signal (a subset of PM), the lower frequency F of the FSK signal ₁ And higher frequency F ₂ In between (ie, [(F ₁ + F ₂ ) ÷ 2]) is converted down to zero IF. For example, F equal to 899 MHz ₁ And F equal to 901 MHz ₂ In order to down-convert an FSK signal having a PSK signal, the aliasing rate of the control signal 2006 is calculated as follows.
[0032]

For n = 0.5, 1, 2, 3, etc., the frequency of the control signal 2006 should be substantially equal to 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. The frequency of the down-converted PSK signal is the lower frequency F ₁ And higher frequency F ₂ Is substantially equal to half the frequency of the difference between
[0033]
As another example, to downconvert an FSK signal to an amplitude shift keying (ASK) signal (a subset of AM), the lower frequency F of the FSK signal ₁ Or higher frequency F ₂ Is converted down to zero IF. For example, F equal to 900 MHz ₁ And F equal to 901 MHz ₂ To downconvert an FSK signal having ASK signal to an ASK signal, the aliasing rate of the control signal 2006 should be substantially equal to:
[0034]
(900 MHz-0 MHz) / n = 900 MHz / n, or
(901MHz-0MHz) / n = 901MHz / n
For the previous 900 MHz / n case, and for n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., the frequency of the control signal 2006 is substantially equal to 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. Should be.
For the later 901 MHz / n and for n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., the frequency of the control signal 2006 is 1.802 GHz, 901 MHz, 450.5 MHz, 300.333 MHz, 225.25 MHz, etc. Should be substantially equal. The frequency of the down-converted AM signal is the lower frequency F ₁ And higher frequency F ₂ Is substantially equal to the difference between (ie, 1 MHz).
[0035]
In one embodiment, the pulse of control signal 2006 has a non-negligible aperture towards zero. Thereby, the UFT module 2002 becomes a high input impedance device. This configuration is useful in situations where minimal disturbance of the input signal may be desired.
[0036]
In another embodiment, the pulses of the control signal 2006 have non-negligible apertures that tend to move away from zero. Thereby, the UFT module 2002 becomes a low input impedance device. This allows the lower input impedance of the UFT module 2002 to be substantially matched to the source impedance of the input signal 2004. This also improves energy transfer from the input signal 2004 to the downconverted output signal 2012, thus improving the efficiency and signal-to-noise (s / n) ratio of the UFT module 2002.
[0037]
When the pulses of the control signal 2006 have non-negligible apertures, the aliasing module 2000 is interchangeably referred to herein as an energy transfer module or a gated transfer module, and the control signal 2006 is referred to as an energy transfer signal. . Exemplary systems and methods for generating and optimizing the control signal 2006, otherwise improving the energy transfer and / or signal to noise ratio in the energy transfer module are described below.
[0038]
2.1 Optional energy transfer signal module
FIG. 47 shows an energy transfer system 4701 including an optional energy transfer signal module 4702. This can perform any of a variety of functions or combinations of functions, including, but not limited to, generation of energy transfer signal 4506.
[0039]
In one embodiment, optional energy transfer signal module 4702 includes an aperture generator, an example of which is shown as aperture generator 4620 in FIG. 46C. Aperture generator 4620 generates a non-negligible aperture pulse 4626 from input signal 4624. The input signal 4624 can be any type of periodic signal such as, but not limited to, a sine wave, a square wave, or a sawtooth wave. A system for generating the input signal 4624 is described below.
[0040]
The width or aperture of pulse 4626 is determined by the delay through branch 4622 of aperture generator 4620. In general, as the desired pulse width increases, the difficulty in meeting the requirements of the aperture generator 4620 decreases. That is, to generate a non-negligible aperture pulse for a given EM input frequency, the components utilized in the aperture generator 4620 in this example include the high speed required for a sampled system operating at the same EM input frequency. A reaction time as fast as the reaction time is not necessary.
[0041]
The example logic and implementation shown in aperture generator 4620 is for illustration only and is not limiting. The actual logic used can take many forms. The aperture generator 4620 in this example includes an optional inverter 4628. This is shown for polarity consistency with other examples provided herein.
[0042]
One embodiment of aperture generator 4620 is shown in FIG. 46D. Additional examples of aperture generation logic are provided in FIGS. 46A and 46B. FIG. 46A shows a rising edge pulse generator 4640. This generator generates a pulse 4626 on the rising edge of the input signal 4624. FIG. 46B shows a falling edge pulse generator 4650. This generator generates a pulse 4626 on the falling edge of the input signal 4624.
[0043]
In one embodiment, the input signal 4624 is generated outside the energy transfer signal module 4702, as shown in FIG. Alternatively, the input signal 4724 is generated internally by the energy transfer signal module 4702. The input signal 4624 can be generated by an oscillator by an oscillator 4630 as shown in FIG. 46E. The oscillator 4630 can be internal to the energy transfer signal module 4702 or external to the energy transfer signal module 4702. The oscillator 4630 can be external to the energy transfer system 4701. The output of the oscillator 4630 can be any periodic waveform.
[0044]
The type of down conversion performed by energy transfer system 4701 depends on the aliasing rate of energy transfer signal 4506 and is determined by the frequency of pulse 4626. The frequency of pulse 4626 is determined by the frequency of input signal 4624. For example, when the frequency of the input signal 4624 is substantially equal to the harmonic or subharmonic of the EM signal 4504, the EM signal 4504 is directly downconverted to baseband (eg, the EM signal is an AM or PM signal). Or from FM to non-FM signal. When the frequency of the input signal 4624 is substantially equal to the difference frequency harmonic or sub-harmonic, the EM signal 4504 is downconverted to an intermediate signal.
[0045]
The optional energy transfer signal module 4702 can be implemented in hardware, software, firmware, or any combination thereof.
[0046]
2.2 Smoothing the down-converted signal
Referring again to FIG. 20A, the down-converted output signal 2012 can be smoothed by filtering as desired.
[0047]
2.3 Impedance matching
The energy transfer module 2000 can be at any frequency (eg, at the EM input and mid / baseband frequencies), (1) the duty cycle of the switch module (ie, UFT2002), and (2) the storage module (ie, capacitor). 2010) having an input / output impedance generally defined by the impedance.
[0048]
Starting with an aperture width approximately half the period of the EM signal being downconverted as a preferred embodiment, this aperture width (eg, “close time”) can be reduced. As the aperture width is reduced, the characteristic impedance at the input and output of the energy transfer module increases. Alternatively, as the aperture width increases from 1/2 of the period of the EM signal being down converted, the impedance of the energy transfer module decreases.
[0049]
One of the steps of determining the characteristic input impedance of the energy transfer module can be measuring its value. In one embodiment, the characteristic input impedance of the energy transfer module is 300 ohms. An impedance matching circuit can be utilized to efficiently couple an input EM signal having a source impedance of, for example, 50 ohms to the impedance of an energy transfer module of, for example, 300 ohms. These impedance matchings can be implemented in a variety of ways, including providing the required impedance directly or using an impedance matching circuit as described below.
[0050]
Referring to FIG. 48, in a particular embodiment using an RF signal as input, assuming that impedance 4812 is a relatively low impedance, eg, approximately 50 ohms, and input impedance 4816 is approximately 300 ohms, the input The initial configuration for the impedance matching module 4806 can include an inductor 5006 and a capacitor 5008, configured as shown in FIG. The configurations of the inductor 5006 and the capacitor 5008 are possible when moving from a low impedance to a high impedance. Inductor 5006 and capacitor 5008 constitute an L match, and the calculation of its value is well known to those skilled in the art.
[0051]
The output characteristic impedance can be impedance matched to take into account the desired output frequency. One of the steps in determining the characteristic output impedance of the energy transfer module can be measuring its value. Since the very low impedance of the storage module at the input EM frequency is balanced, the storage module should have an impedance at the desired output frequency, preferably above the load intended to be driven. (For example, in one embodiment, the storage module impedance at the desired 1 MHz output frequency is 2K ohms and the desired load driven is 50 ohms). An additional advantage of impedance matching is that unwanted signal filtering can also be performed with the same components.
[0052]
In one embodiment, the characteristic output impedance of the energy transfer module is 2K ohms. An impedance matching circuit can be utilized to efficiently couple a downconverted signal having an output impedance of, for example, 2K ohms to a load of, for example, 50 ohms. These impedance matchings can be implemented in a variety of ways, including providing the required load impedance directly or using an impedance matching circuit as described below.
[0053]
When matching from high impedance to low impedance, the capacitor 5014 and the inductor 5016 can be configured as shown in FIG.
Capacitor 5014 and inductor 5016 constitute an L match and the calculation of the component values is well known to those skilled in the art.
[0054]
The configuration of the input impedance matching module 4806 and the output impedance matching module 4808 is considered as an initial starting point for impedance matching according to the present invention. In some situations, the initial design may be suitable as it is without further optimization. In other situations, the initial design can be optimized according to various other design criteria and considerations.
[0055]
As other optional optimization structures and / or components are utilized, matching should consider their effects on the characteristic impedance of the energy transfer module along with their own original criteria.
[0056]
2.4 Tank and resonant structure
Resonant tanks and other resonant structures can be used to further optimize the energy transfer characteristics of the present invention. For example, the resonance structure, resonance about the input frequency can be used to store energy from the input signal when the switch opens. This is the period at which it can be assumed that the architecture is otherwise limited to its maximum possible efficiency. Resonant tanks and other resonant structures can include, but are not limited to, surface acoustic wave (SAW) filters, dielectric resonators, diplexers, capacitors, inductors, and the like.
[0057]
An example embodiment is shown in FIG. 60A. Two additional embodiments are shown in FIGS. 55 and 63. Alternative implementations will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Alternative implementations are within the scope and spirit of the invention. These implementations take advantage of the characteristics of series and parallel (tank) resonant circuits.
[0058]
FIG. 60A shows a parallel tank circuit in a different implementation. The first parallel resonance or tank circuit includes a capacitor 6038 and an inductor 6020 (tank 1). The second tank circuit includes a capacitor 6034 and an inductor 6036 (tank 2).
[0059]
As will be apparent to those skilled in the art, the parallel tank circuit provides:
[0060]
Low impedance for frequencies below resonance,
Low impedance for frequencies above resonance, and
High impedance to resonance and nearby frequencies.
[0061]
In the example shown in FIG. 60A, the first and second tank circuits resonate at approximately 920 MHz. At and near resonance, the impedance of these circuits is relatively high. Therefore, in the circuit configuration shown in FIG. 60A, both tank circuits appear as relatively high impedance with respect to the input frequency of 950 MHz, and at the same time appear as relatively low impedance with respect to the frequency in the desired output range of 50 MHz.
Energy transfer signal 6042 controls switch 6014. When the energy transfer signal 6042 controls the opening and closing of the switch 6014, it is impossible for the high frequency signal component to pass through the tank 1 or tank 2. However, the lower signal components generated by this system (50 MHz in this embodiment) can pass through tank 1 and tank 2 with little attenuation. The effect of tank 1 and tank 2 is to generate a more stable input / output impedance by further dividing the input and output signals from the same node. Capacitors 6018 and 6040 operate to store 50 MHz output signal energy during the energy transfer pulse.
[0062]
As shown, further energy transfer optimization is provided by placing the inductor 6010 in series with the storage capacitor 6012. In the illustrated example, the series resonance frequency of this circuit arrangement is approximately 1 GHz. This circuit increases the energy transfer characteristics of the system. Preferably, the ratio of the impedance of the inductor 6010 and the impedance of the storage capacitor 6012 is kept relatively small so that most of the energy obtained during operation is transferred to the storage capacitor 6012. An exemplary output signal A is illustrated in FIG. 60B and an exemplary output signal B is illustrated in FIG. 60C.
[0063]
In FIG. 60A, circuit components 6004 and 6006 form an input impedance match. Circuit components 6032 and 6030 form an output impedance match to 50 ohm resistor 6028. Circuit components 6022 and 6024 form a second output impedance match to 50 ohm resistor 6026. Capacitors 6008 and 6012 operate as storage capacitors for this embodiment. Voltage source 6046 and resistor 6002 generate a 950 MHz signal with a 50 ohm output impedance, which are used as inputs to this circuit. Circuit element 6016 includes a 150 MHz oscillator and pulse generator, which are used to generate energy transfer signal 6042.
[0064]
FIG. 55 shows the shunt tank circuit 5510 of the single-ended versus single-ended system 5512. Similarly, FIG. 63 shows the shunt tank circuit 6310 of the system 6312. Since tank circuits 5510 and 6310 lower the drive source impedance, the transient response is improved. Tank circuits 5510 and 6310 can store energy from the input signal and provide a low drive source impedance to transfer the energy into the closed switch aperture. In addition to including the input frequency, the transient characteristics of the switch aperture may appear to have a response with a component frequency above the input frequency (i.e., a frequency higher than the input frequency is Aperture can also pass through effectively). A resonant circuit or structure, such as a resonant tank 5510 or 6310, can take advantage of this by being able to transfer energy during the transient frequency response of the switch (ie, the capacitor of the resonant tank is Appears as low drive source impedance during transient period).
[0065]
The examples of tanks and resonant structures described above are for illustration only and are not limited thereto. Alternative configurations can be utilized. As will be apparent at this time, the various resonant tanks and structures described above can be combined or utilized independently.
[0066]
2.5 Concept of charge and power transfer
Here, the concept of charge transfer will be described with reference to FIGS. 71A to 71F. FIG. 71A shows a circuit 7102 that includes a switch S and a capacitor 7106 having a capacitance C. FIG. Switch S is controlled by control signal 7108 and includes a pulse 19010 having an aperture T.
[0067]
In FIG. 71B, Equation 10 shows that the charge q on a capacitor having a capacitance C, such as capacitor 7106, is proportional to the voltage V across the capacitor. However, it is as follows.
[0068]
q = charge in Coulomb units
C = capacitance in farads
V = Voltage in volts
A = Input signal amplitude
Since voltage V is represented by Equation 11, Equation 10 can be rewritten as Equation 12. The change in charge Δq over time is Δq (t) in Equation 13, which can be rewritten as Equation 14. Using the trigonometric identity of the sum-product of Equation 15, Equation 14 can be rewritten as Equation 16, which can be rewritten as Equation 17.
[0069]
Note that the sin term in Equation 11 is only a function of the aperture T. Thus, when T is equal to an odd multiple of π (ie, π, 3π, 5π,...), Δq (t) is maximal. Thus, when aperture T has a time interval representing a value of π or an input sinusoid of 180 degrees, capacitor 7106 undergoes a maximum change in charge. Conversely, T is 2π, 4π, 6π,. . . The minimum charge is moved.
[0070]
Since Equations 18, 19, and 20 determine q (t) by integrating Equation 10, as shown in the graph of FIG. 71C, the charge on capacitor 7106 over time is expressed as input sinusoid sin (t) and It can be represented graphically on the same axis. As the value of aperture T decreases or goes to impulse, the charge on capacitor C, ie the phase between q (t) and sin (t), goes to zero. This is shown in the graph of FIG. 71D. This figure shows that maximum impulse charge transfer occurs near the maximum amount of input voltage. As this graph shows, much less charge is transferred as the value of T decreases.
[0071]
The power / charge relationship is shown in Equation 21 to Equation 26 in FIG. 71E. Here, the power is proportional to the charge, and the transferred charge is inversely proportional to the insertion loss.
[0072]
The concept of insertion loss is shown in FIG. 71F. In general, the noise figure of a lossy passive device is numerically equal to the insertion loss of that device. Alternatively, the noise figure of any device cannot be less than its insertion loss. The insertion loss can be expressed by Equation 27 or 28. From the above, it can be seen that as the aperture T increases, more charge is transferred from the input side to the capacitor 7106, thereby increasing power transfer from the input side to the output side. It has been observed that the relatively modulated amplitude and phase information is retained in the transferred power, so that the input voltage may not always be accurately regenerated on the output side.
[0073]
2.6 Non-negligible aperture width / duration optimization and adjustment
2.6.1 I / O impedance fluctuation
In one embodiment of the invention, an energy transfer signal (ie, control signal 2006 in FIG. 20A) is used to vary the input impedance seen by EM signal 2004 and vary the output impedance driving the load. An example of this embodiment is described below using the gated transfer module 5101 shown in FIG. 51A. The method described below is not limited to the transmission module 5101 with gate control.
[0074]
In FIG. 51A, when switch 5106 is closed, the impedance facing circuit 5102 is substantially the impedance of the storage module, which in this figure is the storage (storage) capacitance 5108 in parallel with the impedance of load 5112. When switch 5106 opens, the impedance at point 5114 approaches infinity. Subsequently, by changing the ratio of the time that switch 5106 opens to the time that switch 5106 closes, the average impedance at point 5114 is obtained from the impedance of the storage module shown in parallel with load 5112 when switch 5106 opens. To the highest impedance possible. Switch 5106 is controlled by energy transfer signal 5110.
Therefore, by controlling the aperture width of this energy transfer signal along with the aliasing rate, the impedance at point 5114 can be varied.
[0075]
An example method for changing the energy transfer signal 5106 of FIG. 51A is described below with reference to FIG. 49A. Here, the circuit 4902 receives the input oscillation signal 4906 and outputs a pulse train which is a double voltage output signal 4904 in this figure. Circuit 4902 can be used to generate energy transfer signal 5106. An example waveform 4904 is shown in FIG. 49C.
[0076]
It can be illustrated that the pulse width of the double voltage output signal 4904 can be varied by varying the delay of the signal propagated by the inverter 4908. Increasing the delay of the signal propagated by inverter 4908 increases the pulse width. By introducing an R / C low band network at the output of the inverter 4908, the signal propagated by the inverter 4908 can be delayed. Other means of changing the delay of the signal propagated by inverter 4908 will be well known to those skilled in the art.
[0077]
2.6.2 Real-time aperture control
In one embodiment, the aperture width / duration is adjusted in real time. For example, referring to the timing diagrams of FIGS. 64B-64F, a clock signal 6414 (FIG. 64B) is utilized to generate an energy transfer signal 6416 (FIG. 64F), which includes an energy transfer pulse 6418 and a variable aperture 6420. Have In one embodiment, clock signal 6414 is inverted as shown by inverted clock signal 6422 (FIG. 64D). Clock signal 6414 is also delayed as shown by delayed clock signal 6424 (FIG. 64E). The inverted clock signal 6414 and delayed clock signal 6424 are then ANDed together to produce an energy transfer signal 6416 that is active (energy transfer pulse 6418) when both the delayed clock signal 6424 and the inverted clock signal 6422 are active. The amount of delay applied to delayed clock signal 6424 substantially determines the width or duration of aperture 6420. By varying this delay in real time, the aperture is adjusted in real time.
[0078]
In one alternative implementation, the inverted clock signal 6422 is delayed relative to the original clock signal 6414 and then ANDed with the original clock signal 6414.
Alternatively, the original clock signal 6414 is delayed and then inverted, and the result is ANDed with the original clock signal 6414.
[0079]
FIG. 64A shows an exemplary real-time aperture control system 6402 that can be used to adjust the aperture in real-time. The real-time aperture control system 6402 in this example includes an RC circuit 6404 that includes a voltage variable capacitor 6412 and a resistor 6426. Real-time aperture control system 6402 also includes an inverter 6406 and an AND gate 6408. AND gate 6408 optionally includes an enable input 6410 for enabling / disabling AND gate 6408. RC circuit 6404. Real-time aperture control system 6402 optionally includes amplifier 6428.
[0080]
The operation of the real-time aperture control circuit will be described with reference to the timing diagrams of FIGS. 64B to 64F. Real-time control system 6402 receives an input clock signal 6414 that is provided to inverter 6406 and RC circuit 6404. Inverter 6406 outputs inverted clock signal 6422 and provides it to AND gate 6408. The RC circuit 6404 delays the clock signal 6414 and outputs a delayed clock signal 6424. This delay is mainly determined by the capacitance of the voltage variable capacitor 6412. In general, the delay decreases as the capacitance decreases.
[0081]
Delayed clock signal 6424 is optionally amplified by optional amplifier 6428 before being applied to AND gate 6408. For example, amplification is desirable when the RC constant of RC circuit 6404 attenuates a signal that is lower than the threshold of AND gate 6408.
[0082]
AND gate 6408 ANDs delayed clock signal 6424, inverted clock signal 6422, and optional enable signal 6410 to generate energy transfer signal 6416. Aperture 6420 is adjusted in real time by varying the voltage to voltage variable capacitor 6412.
[0083]
In one embodiment, the aperture 6420 is controlled to optimize power transfer. For example, in one embodiment, the aperture 6420 is controlled to maximize power transfer. Alternatively, the aperture 6420 is controlled to perform variable gain control (for example, automatic gain control-AGC). In this embodiment, power transfer is reduced by reducing the aperture 6420.
[0084]
At this time, as will be readily appreciated from this disclosure, many of the given aperture circuits, and others, can be modified as in the circuits shown in FIGS. 46H-46K. Aperture modifications or selections can be made at the design level to leave a fixed value in the circuit, or in alternative embodiments, RF signals in significantly different operating bands, such as 900 MHz and 1.8 GHz RF signals, for example. Can be dynamically adjusted to compensate for or address various design goals, such as receiving with improved efficiency.
[0085]
2.7 Addition of bypass network
In one embodiment of the present invention, a bypass network is added to improve the efficiency of the energy transfer module. Such a bypass network can be regarded as a comprehensive aperture expansion means. The bypass network presents a substantially lower impedance (ie, a frequency greater than the received EM signal) for switch module transients and is moderate for high impedance to the input EM signal (eg, 100 at RF frequency). The components of the bypass network are selected to appear as greater than ohms).
[0086]
The time that the input signal is now connected to the opposite side of the switch module is lengthened by the shaping caused by this network, which can easily be understood as a capacitor or a series resonant inductor-capacitor. A network that is in series resonance above the input frequency is a typical implementation. This shaping improves the conversion efficiency of the input signal. Otherwise, considering only the aperture of the energy transfer signal, this frequency is relatively low for optimization.
[0087]
For example, referring to FIG. 61, a bypass network 6102 (shown as a capacitor 6112 in this example) is shown to bypass the switch module 6104. In this embodiment, the bypass network increases the efficiency of the energy transfer module when, for example, less than the optimum aperture width for a given input frequency of the energy transfer signal 6106 is selected. The bypass network 6102 can have a configuration different from the configuration illustrated in FIG. Such an alternative is shown in FIG. Similarly, FIG. 62 shows another example bypass network 6202 that includes a capacitor 6204.
[0088]
The following discussion describes the effect of minimized aperture and the benefits gained by the bypass network. Starting with the first circuit with the 550 ps aperture in FIG. 65, its output is considered 2.8 mVpp applied to the 50 ohm load in FIG. 69A. Changing this aperture to 270 ps as shown in FIG. 66 results in the output decreasing to 2.5 Vpp applied to a 50 ohm load as shown in FIG. 69B. To compensate for this loss, a bypass network can be added and a specific implementation is shown in FIG. As a result of adding this, as shown in FIG. 70A, in this case, 3.2 Vpp can be applied to the 50 ohm load. The circuit having the bypass network of FIG. 67 also adjusted the three values in the peripheral circuit to compensate for impedance changes introduced by the bypass network and the narrowed aperture. FIG. 68 verifies that these changes made to the circuit without using the bypass network did not themselves result in the increased efficiency described by the embodiment of FIG. 67 with the bypass network. FIG. 70B shows the results using the circuit of FIG. 68, where only 1.88 Vpp could be applied to the 50 ohm load.
[0089]
2.8 Modification of energy transfer signal using feedback
FIG. 47 illustrates one embodiment of a system 4701. Here, downconverted signal 4708B is used as feedback 4706 to control various characteristics of energy transfer module 4704 to modify downconverted signal 4708B.
[0090]
In general, the amplitude of the downconverted signal 4708B varies as a function of the frequency and phase difference between the EM signal 4504 and the energy transfer signal 4506. In one embodiment, the down-converted signal 4708B is used as feedback 4706 to control the frequency and phase relationship between the EM signal 4504 and the energy transfer signal 4506. This can be implemented using the example logic of FIG. 52A. The example circuit of FIG. 52A can be included in the energy transfer signal module 4702. Alternative implementations will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Alternative implementations are within the scope and spirit of the invention. In this embodiment, a state machine is used as an example.
[0091]
In the example of FIG. 52A, the state machine 5204 reads the A / D 5202, which is an analog to digital converter, and controls the DAC 5206, which is a digital to analog converter. In one embodiment, state machine 5204 includes two previous and current memory locations to store and recall the results of reading A / D 5202. In one embodiment, state machine 5204 utilizes at least one memory flag.
[0092]
The DAC 5206 controls the input to the voltage controlled oscillator VCO 5208. VCO 5208 controls the frequency input of pulse generator 5210, which in one embodiment is substantially similar to the pulse generator shown in FIG. 46C. Pulse generator 5210 generates energy transfer signal 4506.
[0093]
In one embodiment, state machine 5204 operates according to state machine flowchart 5219 of FIG. 52B. The result of this operation is to modify the frequency and phase relationship between the energy transfer signal 4506 and the EM signal 4504, substantially maintaining the amplitude of the downconverted signal 4708B at some optimal level.
[0094]
The amplitude of the down-converted signal 4708B can be varied with the amplitude of the energy transfer signal 4506. In one embodiment where the switch module 6502 is a FET as shown in FIG. 45A, the gate 4518 receives the energy transfer signal 4506, and the amplitude of the energy transfer signal 4506 can determine the “on” resistance of the FET. This affects the amplitude of the down converted signal 4708B. As shown in FIG. 52C, the energy transfer signal module 4702 can be an analog circuit that enables an automatic gain control function. Alternative implementations will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Alternative implementations are within the scope and spirit of the invention.
[0095]
2.9 Other implementations
The above implementation is provided for purposes of illustration. These implementations are not intended to limit the invention. Alternative implementations that are slightly or significantly different from the implementations described herein will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Such alternative implementations are within the scope and spirit of the present invention.
[0096]
2.10 Examples of energy transfer down converters
Examples are described below for purposes of illustration. The present invention is not limited to these examples.
[0097]
FIG. 53 is a circuit diagram of an exemplary circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101.1 MHz clock.
[0098]
FIG. 54 shows an example of a simulation waveform of the circuit of FIG. Waveform 5302 is an input to this circuit and shows the distortion caused by closing the switch. Waveform 5304 is the unfiltered output at the storage unit. Waveform 5306 is the impedance-matched output of the downconverter at different time scales.
[0099]
FIG. 55 is a circuit diagram of an exemplary circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101.1 MHz clock. This circuit has an additional tank circuit to improve the conversion efficiency.
[0100]
FIG. 56 shows an example of a simulation waveform of the circuit of FIG. Waveform 5502 is an input to this circuit and shows the distortion caused by closing the switch. Waveform 5504 is the unfiltered output at the storage unit. Waveform 5506 is the output of the down converter after the impedance matching circuit.
[0101]
FIG. 57 is a circuit diagram of an exemplary circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101.1 MHz clock. This circuit has a switch bypass circuit to improve the conversion efficiency.
[0102]
FIG. 58 shows an example of a simulation waveform of the circuit of FIG. Waveform 5702 is an input to this circuit and shows the distortion caused by closing the switch. Waveform 5704 is the unfiltered output at the storage unit. Waveform 5706 is the output of the down converter after the impedance matching circuit.
[0103]
FIG. 59 is a schematic diagram of the example circuit of FIG. 53 connected to an FSK source alternating between 913 MHz and 917 MHz at a baud rate of 500 Kbaud. FIG. 72 shows the original FSK waveform 5902 and the down-converted waveform 5904 at the output of the load impedance matching circuit.
[0104]
3. Frequency up conversion
The present invention is directed to a frequency up-conversion system and method and its applications.
[0105]
An example frequency up-conversion system 300 is shown in FIG. The frequency up-conversion system 300 is described below.
[0106]
An input signal 302 (shown as “control signal” in FIG. 3) is accepted by the switch module 304. For purposes of example only, assume input signal 302 is FM input signal 606, an example of which is shown in FIG. 6C. The FM input signal 606 may have been generated by modulating the information signal 602 on the oscillating signal 604 (FIGS. 6A and 6B). It should be understood that the present invention is not limited to this embodiment. The information signal 602 can be analog, digital, or any combination thereof, and any modulation scheme can be used.
[0107]
The output of the switch module 304 is a harmonic rich signal 306, for example, the harmonic rich signal 608 in FIG. 6D. The harmonic rich signal 608 has a continuous and periodic waveform.
[0108]
FIG. 6E is an expanded view of two sections of the harmonic rich signal 608, section 610 and section 612. FIG. The harmonic rich signal 608 can be a square wave, such as a square wave or a pulse (however, the invention is not limited to this embodiment). For ease of discussion, the term “square waveform” is used to refer to a waveform that is substantially rectangular. In a similar manner, the term “square wave” refers to a waveform that is substantially square, but it is not the intent of the present invention to produce or require a complete square wave.
[0109]
The harmonic rich signal 608 includes a plurality of sine waves having a frequency that is a positive multiple of the fundamental frequency of the waveform of the harmonic rich signal 608. These sine waves are called harmonics of the underlying waveform, and the fundamental frequency is called the first harmonic. 6F and 6G separately show the sinusoid components that create the first, third, and fifth harmonics of section 610 and section 612. FIG. (Note that there may theoretically be an infinite number of harmonics. In this example, the harmonic rich signal 608 is illustrated as a square wave, so there is only a radix harmonic). Three harmonics are shown simultaneously (but not summed) in FIG. 6H.
[0110]
The relative amplitude of the harmonics is generally a function of the relative width of the pulses of the harmonic rich signal 306 and the period of the fundamental frequency, and can be determined by performing a Fourier analysis of the harmonic rich signal 306. According to one embodiment of the present invention, the input signal 606 can be shaped to ensure that the desired harmonic amplitude is sufficient for the intended use (eg, transmission).
[0111]
Filter 308 filters out unwanted frequencies (harmonics) and outputs an electromagnetic (EM) signal at the desired harmonic frequency as output signal 310. This is, for example, the filtered output signal 614 of FIG. 6I.
[0112]
FIG. 4 shows an example 401 of a universal frequency up-conversion (UFU) module. The UFU module 401 includes an example switch module 304 that includes a bias signal 402, a resistor or impedance 404, a universal frequency translator (UFT) 450, and a ground 408. UFT 450 includes a switch 406. An input signal 302 (shown as “control signal” in FIG. 4) controls the switch 406 in the UFT 450 and opens and closes this switch. The harmonic rich signal 306 is generated at a node 405 located between the resistor or impedance 404 and the switch 406.
[0113]
Also in FIG. 4, filter example 308 consists of capacitor 410 and inductor 412 shunted to ground 414. This filter is designed to filter out unwanted harmonics of the harmonic rich signal 306.
[0114]
The present invention is not limited to the UFU embodiment shown in FIG.
[0115]
For example, in the alternative embodiment shown in FIG. 5, the unshaped input signal 501 is routed to the pulse shaping module 502. The pulse shaping module 502 modifies the unshaped input signal 501 to generate a (modified) input signal 302 (shown as “control signal” in FIG. 5). Input signal 302 is routed to switch module 304 and operates in the manner described above. The filter 308 of FIG. 5 also operates in the manner described above.
[0116]
The purpose of the pulse shaping module 502 is to define the pulse width of the input signal 302. Recall that the input signal 302 controls the opening and closing of the switch 406 in the switch module 304. During such operation, the pulse width of the input signal 302 determines the pulse width of the harmonic rich signal 306. As described above, the relative harmonic amplitude of the harmonic rich signal 306 is at least a function of the pulse width of the harmonic rich signal 306. As a result, the pulse width of the input signal 302 contributes to the setting of the relative amplitude of the harmonics of the harmonic rich signal 306.
[0117]
4). Extended signal reception
The present invention is directed to enhanced signal reception (ESR) systems and methods, and applications thereof.
[0118]
Referring to FIG. 21, transmitter 2104 accepts modulated baseband signal 2102 and generates (transmits) redundant spectrum 2106a-n, which is transmitted via communication medium 2108. Receiver 2112 recovers demodulated baseband signal 2114 from (received) redundant spectra 2110a-n. Demodulated baseband signal 2114 represents modulated baseband signal 2102, and the level of similarity between modulated baseband signal 2114 and modulated baseband signal 2102 varies depending on the embodiment.
[0119]
Modulated baseband signal 2102 is preferably any information signal desired for transmission and / or reception. An example of a modulated baseband signal 2202 is shown in FIG. 22A. This has an associated modulated baseband spectrum 2204 and image spectrum 2203 shown in FIG. 22B. The modulated baseband signal 2202 is an analog signal in FIG. 22a, but can also be a digital signal or a combination thereof. The modulated baseband signal 2202 can be any number of voltage (or current) characteristics occurring in the real world, including but not limited to, a voltage (or current) representation of an audio signal, for example.
[0120]
Each redundant spectrum 2106a-n that is transmitted contains the information necessary to substantially reconstruct the modulated baseband signal 2102. That is, each redundant spectrum 2106a-n includes amplitude, phase, and frequency information necessary to reconstruct the modulated baseband signal 2102.
[0121]
FIG. 22C shows example redundant spectra 2206b-d being transmitted. Although the transmitted redundant spectra 2206b-d are illustrated as including three redundant spectra, this is for illustration only. Any number of redundant spectra can be generated and transmitted, as described in the discussion below.
[0122]
The transmitted redundant spectrum 2206b-d is f ₁ And the frequency interval f between adjacent spectra ₂ There is. As shown below, the frequency f ₁ And f ₂ Can be dynamically adjusted in real time. FIG. 22D shows an alternative embodiment, in which redundant spectra 2208c and d are converted to f on the unmodulated oscillating signal 2209. ₁ Centered at (Hz). If desired, the oscillating signal 2209 can be suppressed using, for example, fading or filtering techniques. The transmitted redundant spectrum is preferably above the baseband frequency as represented by the frequency axis cutoff 2205 in FIGS. 22C and 22D.
[0123]
The received redundant spectrum 2110a-n is substantially similar to the transmitted redundant spectrum 2106a-n, but the changes introduced by the communication medium 2108 are not similar. Such changes can include, but are not limited to, signal attenuation and signal interference. FIG. 22E shows received redundant spectrum examples 2210b-d. The received redundant spectrum 2210b-d is substantially similar to the transmitted redundant spectrum 2206b-d, but to illustrate some of the advantages of the present invention, the redundant spectrum 2210c reduces the unwanted interference signal spectrum 2211 to Inclusion is not similar. The jamming signal spectrum 2211 is a frequency spectrum related to the jamming signal. For the purposes of the present invention, “jamming signal” refers to any undesired signal that may interfere with proper reception and reconstruction of the intended signal, regardless of origin. Further, the interfering signal is not limited to a tone as shown by spectrum 2211 and can have any spectral shape, as will be understood by those skilled in the art.
[0124]
As described above, demodulated baseband signal 2114 is extracted from one or more received redundant spectra 2210b-d. FIG. 22F shows a demodulated baseband signal example 2212. In this example, demodulated baseband signal example 2212 is substantially similar to modulated baseband signal 2202 (FIG. 22A), but in practice the degree of similarity varies depending on the application.
[0125]
One advantage of the present invention will now become apparent. Recovery of the modulated baseband signal 2202 can be performed by the receiver 2112 even though a strong jamming signal (eg, jamming signal spectrum 2211) is present on the communication medium. Multiple redundant spectra are transmitted and each redundant spectrum carries the information necessary to reconstruct the baseband signal so that the intended baseband signal can be recovered. At the destination, the redundant spectra are separated from each other so that the baseband signal can be recovered even if one or more redundant spectra are contaminated by jamming signals.
[0126]
Here, the transmitter 2104 is considered in more detail. FIG. 23A shows a transmitter 2301. This is one embodiment of a transmitter 2104 that generates a redundant spectrum configured similar to the redundant spectrum 2206b-d. The transmitter 2301 includes a generator 2303, an optional spectrum processing module 2304, and an optional media interface module 2320. Generator 2303 includes a first oscillator 2302, a second oscillator 2309, a first stage modulator 2306, and a second stage modulator 2310.
[0127]
The transmitter 2301 operates as follows. The first oscillator 2302 generates a first oscillation signal 2305, and the second oscillator 2309 generates a second oscillation signal 2312. The first stage modulator 2306 modulates the first oscillating signal 2305 with the modulated baseband signal 2202 and generates a modulated signal 2308 as a result. The first stage modulator 2306 may perform any type of modulation, including but not limited to amplitude modulation, frequency modulation, phase modulation, combinations thereof, or any other type of modulation. Absent. Second stage modulator 2310 modulates modulated signal 2308 with second oscillating signal 2312, resulting in a number of redundant spectra 2206a-n shown in FIG. 23B. Second stage modulator 2310 is preferably a phase modulator or a frequency modulator, although other types of modulation can be implemented, including but not limited to amplitude modulation.
Each redundant spectrum 2206a-n includes the amplitude, phase, and frequency information necessary to substantially reconstruct the modulated baseband signal 2202.
[0128]
Redundant spectrums 2206a to 2206n are characteristic frequencies of the first oscillation signal 2305, f. ₁ The periphery of the center is substantially the center. Each redundant spectrum 2206a-n (except 2206c) is f ₂ F by almost a multiple of (Hz) ₁ Is offset by Where f ₂ Is the frequency of the second oscillation signal 2312. Thus, each redundant spectrum 2206a-n is ₂ (Hz) cancels out the adjacent redundant spectrum. This causes f associated with the second oscillator 2309. ₂ It is possible to adjust (tune) the spacing between adjacent redundant spectra. By adjusting the spacing between adjacent redundant spectra, dynamic real-time tuning of the bandwidth occupied by redundant spectra 2206a-n is possible.
[0129]
In one embodiment, the number of redundant spectra 2206a-n generated by transmitter 2301 is arbitrary and may not be limited as indicated by “a-n” in redundant spectra 2206a-n. However, typical communication media have physical and / or administrative restrictions (ie, FCC rules) that limit the number of redundant spectra that can actually be transmitted over the communication medium. There may also be other reasons for limiting the number of redundant spectra transmitted. Accordingly, it is preferred that transmitter 2301 includes an optional spectrum processing module 2304 to process redundant spectrum 2206a-n prior to transmission over communication medium 2108.
[0130]
In one embodiment, the spectrum processing module 2304 includes a filter having a passband 2207 (FIG. 23C) and selects redundant spectra 2206b-d to transmit. This substantially limits the frequency bandwidth occupied by the redundant spectrum to the passband 2207. In one embodiment, the spectrum processing module 2304 performs redundant spectrum up-conversion and / or redundant spectrum amplification prior to transmission via the communication medium 2108. Finally, the media interface module 2320 transmits the redundant spectrum via the communication medium 2108. In one embodiment, the communication medium 2108 is a wireless link and the medium interface module 2320 is an antenna. Other embodiments of the communication media 2108 and media interface module 2320 will be understood based on the teachings contained herein.
[0131]
FIG. 23D shows the transmitter 2321. This is one embodiment of a transmitter 2104 that generates a redundant spectrum configured similar to redundant spectrum 2208c-d and unmodulated spectrum 2209. The transmitter 2321 includes a generator 2311, a spectrum processing module 2304, and an (optional) media interface module 2320. Generator 2311 includes a first oscillator 2302, a second oscillator 2309, a first stage modulator 2306, and a second stage modulator 2310.
[0132]
As shown in FIG. 23D, many of the components of transmitter 2321 are similar to the components of transmitter 2301. However, in this embodiment, the modulated baseband signal 2202 modulates the second oscillating signal 2312. The transmitter 2321 operates as follows. First stage modulator 2306 modulates second oscillating signal 2312 with modulated baseband signal 2202, resulting in a modulated signal 2322. As mentioned above, the first stage modulator 2306 can perform any type of modulation, including but not limited to amplitude modulation, frequency modulation, combinations thereof, or any other type of modulation. It is not a thing. Second stage modulator 2310 modulates first oscillating signal 2304 with modulated signal 2322, resulting in redundant spectra 2208a-n as shown in FIG. 23E. The second stage modulator 2310 is preferably a phase or frequency modulator, but other modulators including an amplitude modulator can be used and are not so limited.
[0133]
Redundant spectra 2208a-n are on unmodulated spectrum 2209 (f ₁ Hz) and the adjacent spectrum is f ₂ Separated by Hz. Similar to the spectra 2206a-n described above, the number of redundant spectra 2208a-n generated by the generator 2311 is arbitrary and not limited. Thus, the optional spectrum processing module 2304 can also include a filter having a passband 2325, for example, to select the spectra 2208c and d for transmission over the communication medium 2108. In addition, the optional spectral processing module 2304 can also include a filter (such as a band stop filter) to attenuate the unmodulated spectrum 2209. Alternatively, unmodulated spectrum 2209 can be attenuated by using a fading technique during redundant spectrum generation. Finally, (optional) media interface module 2320 transmits redundant spectrum 2208c, d via communication media 2108.
[0134]
Here, the receiver 2112 is considered in more detail and the recovery of the demodulated baseband signal from the received redundant spectrum is illustrated. FIG. 24A shows a receiver 2430 that is one embodiment of receiver 2112. Receiver 2430 includes an optional media interface module 2402, a down converter 2404, a spectral separation module 2408, and a data extraction module 2414. The spectral separation module 2408 includes filters 2410a-c. Data extraction module 2414 includes demodulators 2416a-c, error check modules 2420a-c, and arbitration module 2424. The receiver 2430 will be discussed below with respect to the signal diagrams of FIGS. 24B-24J.
[0135]
In one embodiment, optional media interface module 2402 receives redundant spectra 2210b-d (FIGS. 22E and 24B). Each redundant spectrum 2210b-d includes the amplitude, phase, and frequency information necessary to substantially reconstruct the modulated baseband signal used to generate the redundant spectrum. However, in this example, spectrum 2210c also includes jamming signal 2211. This signal can interfere with the recovery of the baseband signal from spectrum 2210c. Downconverter 2404 downconverts received redundant spectra 2210b-d to lower intermediate frequencies, resulting in redundant spectra 2406a-c (FIG. 24C). The jamming signal 2211 is also down-converted to a jamming signal 2407 so that it is included in the redundant spectrum 2406b. Spectral separation module 2408 includes filters 2410a-c that separate redundant spectra 2406a-c from each other (FIGS. 24D through 24F, respectively). Demodulators 2416a-c independently demodulate spectra 2406a-c, resulting in demodulated baseband signals 2418a-c, respectively (FIGS. 24G-24I).
Error check modules 2420a-c analyze demodulated baseband signals 2418a-c to detect any errors. In one embodiment, each error checking module 2420a-c sets an error flag 2422a-c when an error is detected in the demodulated baseband signal. Arbitration module 2424 accepts the demodulated baseband signal and associated error flag and selects the demodulated baseband signal substantially free of errors (FIG. 24J). In one embodiment, the substantially error-free demodulated baseband signal is substantially similar to the modulated baseband signal used to generate the received redundant spectrum. The degree of similarity varies depending on the application.
[0136]
Referring to FIGS. 24G-24I, the error checking module 2420b sets an error flag 2422b associated with the demodulated baseband signal 2418b, so that the arbitration module 2424 can determine which of the demodulated baseband signals 2418a or 2418c. Select.
[0137]
Error detection schemes implemented by the error detection module include, but are not limited to, cyclic redundancy check (CRC) and parity check for digital signals, and various error detection schemes for analog signals.
[0138]
5). Unified down conversion and filtering
The present invention is directed to a unified down-conversion and filtering (UDF) system and method and its applications.
[0139]
In particular, the present invention includes a unified down-conversion and filtering (UDF) module that performs frequency selection and frequency translation in a unified (ie, unified) manner. By operating in this manner, the present invention achieves high frequency selection prior to frequency translation (the present invention is not limited to this embodiment). The present invention achieves high frequency selection at virtually any frequency, including but not limited to RF (radio frequency) and higher frequencies. It should be understood that the present invention is not limited to this example of RF and higher frequencies. The present invention contemplates, adapts to, and is capable of processing anything below the radio frequency.
[0140]
FIG. 17 is a conceptual block diagram of a UDF module 1702 according to one embodiment of the invention. The UDF module 1702 performs at least frequency translation and frequency selection.
[0141]
The effect achieved by the UDF module 1702 is to perform a frequency selection operation before performing a frequency translation operation. Thus, the UDF module 1702 effectively performs input filtering.
[0142]
According to an embodiment of the present invention, such input filtering includes a relatively narrow bandwidth. For example, such input filtering can correspond to channel selection filtering, and the filter bandwidth can be, for example, 50 KHz to 150 KHz. However, it should be understood that the invention is not limited to these frequencies. The present invention contemplates, adapts to, and is capable of achieving a filter bandwidth lower than these values and a filter bandwidth higher than these values.
[0143]
In an embodiment of the present invention, the input signal 1704 received by the UDF module 1702 is at radio frequency. UDF module 1702 operates effectively to perform input filtering of these RF input signals 1704. In particular, in these embodiments, UDF module 1702 effectively performs input of RF input signal 1704, channel selection filtering. Thus, the present invention achieves high selectivity at high frequencies.
[0144]
The UDF module 1702 effectively performs various types of filtering, including but not limited to, band filtering, low pass filtering, high pass filtering, notch filtering, global filtering, band stop filtering, and the like. It is not something.
[0145]
Conceptually, UDF module 1702 includes a frequency translator 1708. The frequency translator 1708 conceptually corresponds to a portion that performs frequency translation (down conversion) of the UDF module 1702.
[0146]
UDF module 1702 conceptually includes an apparent input filter 1706 (sometimes referred to as an input filtering emulator). Conceptually, the apparent input filter 1706 corresponds to the portion of the UDF module 1702 that performs input filtering.
[0147]
In practice, the input filtering operation performed by the UDF module 1702 is integrated with the frequency translation operation. This input filtering operation can be viewed as being performed concurrently with the frequency translation operation. For this reason, the input filter 1706 is referred to herein as an “apparent” input filter 1706.
[0148]
The UDF module 1702 of the present invention includes several advantages. For example, high selectivity at high frequencies can be achieved using the UDF module 1702. This feature of the present invention is evident by the high Q factor that can be achieved. For example, but not limited to this, the filter center frequency f of about 900 MHz _c The UDF module 1702 can be designed with a filter bandwidth of about 50 KHz. In this case, Q is 18,000 (Q is equal to the bandwidth divided by the center frequency).
[0149]
It should be understood that the present invention is not limited to filters having a Q factor. Filters contemplated by the present invention may have a lower Q or higher Q depending on the application, design, and / or implementation. The scope of the present invention also includes filters where the Q factor is not applicable as discussed herein.
[0150]
The present invention exhibits additional advantages. For example, the filtering center frequency f of the UDF module 1702 _c Can be electrically adjusted either statically or dynamically.
[0151]
The UDF module 1702 can also be designed to amplify the input signal.
[0152]
Further, the UDF module 1702 can be implemented without large resistors, capacitors, or inductors. Also, in the UDF module 1702, it is not necessary to maintain strict tolerances on the values of its individual components, i.e. resistors, capacitors, inductors, etc. As a result, the architecture of the UDF module 1702 is useful for integrated circuit design techniques and processes.
[0153]
The features and advantages demonstrated by the UDF module 1702 are achieved, at least in part, by adopting a new technical paradigm regarding frequency selectivity and transformation. In particular, according to the present invention, the UDF module 1702 performs frequency selection operations and frequency translation operations as a single, unified (integrated) operation. According to the present invention, operations related to frequency translation also contribute to frequency selection operations, and frequency selection operations also contribute to operations related to frequency translation.
[0154]
According to an embodiment of the present invention, the UDF module uses an input signal sample / instance and an output signal sample / instance to generate an output signal from the input signal.
[0155]
More specifically, first, the input signal is under-sampled. This input sample includes information (amplitude, phase, etc.) representing the input signal present when the sample is acquired.
[0156]
As described further below, the effect of repeatedly performing this step is to translate (ie downconvert) the frequency of the input signal to a lower desired frequency, such as intermediate frequency (IF) or baseband. is there.
[0157]
Next, the input samples are retained (ie delayed).
[0158]
One or more delayed input samples (some of which may be scaled) are then combined with one or more delayed instances of the output signal (some of which may be scaled). To generate a current instance of the output signal.
[0159]
Thus, according to a preferred embodiment of the present invention, the output signal is generated from previous samples / instances of the input signal and / or output signal. (Note that in some embodiments of the present invention, the current sample / instance of the input signal and / or the output signal can be used to generate a current instance of the output signal). By operating in this manner, the UDF module preferably performs input filtering and frequency down-conversion in a unified manner.
[0160]
FIG. 19 shows an example of a unified down-conversion and filtering (UDF) module 1922. UDF module 1922 performs frequency translation operations and frequency selection operations in an integrated and unified manner as described above and as further described below.
[0161]
In the example of FIG. 19, the frequency selection operation performed by the UDF module 1922 includes a band filtering operation according to Equation 1 below. This is an example of expression of the band filtering transfer function.
[0162]
VO = α ₁ z ^-1 VI-β ₁ z ^-1 VO-β ₀ z ^-2 VO Formula 1
[0163]
However, it should be noted that the present invention is not limited to band filtering. Rather, the present invention effectively performs various types of filtering, including band filtering, low pass filtering, high pass filtering, notch filtering, global filtering, band stop filtering, etc., and combinations thereof, It is not limited to that. As will be appreciated, there are numerous representations of any given type. The present invention is applicable to these filter expressions. Accordingly, this specification refers to Equation 1 for illustrative purposes only and is not limited thereto.
[0164]
UDF module 1922 includes down conversion and delay module 1924, first and second delay modules 1928 and 1930, first and second scaling modules 1932 and 1934, output sample and hold module 1936, and (optional) output. A smoothing module 1938 is included. Other embodiments of the UDF module have these components in different configurations and / or have a subset of these components and / or additional components. For example, but not limited to this, in the configuration shown in FIG. 19, the output smoothing module 1938 is optional.
[0165]
As described further below, in the example of FIG. 19, the down-conversion and delay module 1924 and the first and second delay modules 1928 and 1930 have two phases Φ ₁ And Φ ₂ A switch controlled by a clock having
Φ ₁ And Φ ₂ Preferably have the same frequency and do not overlap (or multiple such as two clock signals having these characteristics can be used). As used herein, the term “non-overlapping” is defined as two or more signals in which only one signal is active at any given time. In some embodiments, it is “active” when the signal is high. In other embodiments, it is active when the signal is low.
[0166]
Each of these signals is Φ ₁ Or Φ ₂ Closed at the rising edge of Φ ₁ Or Φ ₂ It is preferable to open at the next corresponding falling edge. However, the present invention is not limited to this example. Other clock conversions can be used to control these switches, as will be apparent to those skilled in the art.
[0167]
In the example of FIG. ₁ Is equal to 1. Thus, the output of the down conversion and delay module 1924 is not scaled. However, as is apparent from the above-described embodiment, the present invention is not limited to this example.
[0168]
The UDF module 1922 in this example has a filter center frequency of 900.2 MHz and a filter bandwidth of 570 KHz. The pass band of the UDF module 1922 is about 899.915 MHz to 900.485 MHz. The Q factor of UDF module 1922 is approximately 1879 (ie, 900.2 MHz divided by 570 KHz).
[0169]
The operation of the UDF module 1922 is described below with reference to table 1802 (FIG. 18). This table shows examples of values at the node of the UDF module 1922 at several consecutive time increments. Table 1802 assumes that the UDF module 1922 starts operation at time t-1. As shown below, the UDF module 1922 reaches a stable state in units of several hours after the start of operation. The number of time units required for a given UDF module to reach a steady state will vary depending on the configuration of the UDF module and will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein.
[0170]
Rising edge Φ at time t-1 ₁ Now the switch 1950 of the down conversion and delay module 1924 is closed. Thus, the capacitor 1952 and the node 1902 are connected to VI. _t-1 The input signal VI as _t-1 It becomes possible to charge to the current value. This is shown in cell 1804 of FIG. In practice, the combination of switch 1950 and capacitor 1952 of down conversion and delay module 1924 operates to convert the frequency of input signal VI to a lower desired frequency, such as IF or baseband. Thus, the value stored in capacitor 1952 represents an instance of the downconverted image of input signal VI.
[0171]
The manner in which the down conversion and delay module 1924 performs frequency down conversion is further described elsewhere in this application, including Section 2 above.
[0172]
Also, the rising edge Φ at time t−1 ₁ The switch 1958 of the first delay module 1928 is closed and the node 1906 is VO _t-1 The capacitor 1960 is VO _t-1 Can be charged. This is shown in cell 1806 of table 1802. (In fact, at this point VO _t-1 Is indeterminate. However, for ease of understanding, VO for explanation _t-1 Shall continue to be used. )
Also, the rising edge Φ at time t−1 ₁ Then, the switch 1966 of the second delay module 1930 closes, allowing the capacitor 1968 to charge to the value stored in the capacitor 1964. However, at this time, since the value of the capacitor 1964 is uncertain, the value of the capacitor 1968 is uncertain. This is shown in cell 1807 of table 1802.
[0173]
Rising edge Φ at time t-1 ₂ , The switch 1954 of the down conversion and delay module 1924 closes, allowing the capacitor 1956 to charge to the level of the capacitor 1952. Therefore, node 1904 is VI _t-1 The capacitor 1956 is VI _t-1 To charge. This is shown in cell 1810 of table 1802.
[0174]
UDF module 1922 can optionally include a unity gain module 1990A between capacitors 1952 and 1956. Single gain module 1990A operates as a current source to allow capacitor 1956 to be charged without draining charge from capacitor 1952. For similar reasons, the UDF module 1922 can include other single gain modules 1990B through 1990G. It should be understood that for many embodiments and applications of the present invention, these unity gain modules 1990A through 1990G are optional. The structure and operation of unity gain module 1990 will be apparent to those skilled in the art.
[0175]
Also, the rising edge Φ at time t−1 ₂ Now the switch 1962 of the first delay module 1928 closes, allowing the capacitor 1964 to charge to the level of the capacitor 1960. Therefore, node 1908 is VO _t-1 The capacitor 1964 is VO _t-1 To charge. This is shown in cell 1814 of table 1802.
[0176]
Also, the rising edge Φ at time t−1 ₂ Then, the switch 1970 of the second delay module 1930 is closed, and the capacitor 1972 can be charged to the value stored in the capacitor 1968. However, at this time, since the value of the capacitor 1968 is uncertain, the value of the capacitor 1972 is uncertain. This is shown in cell 1815 of table 1802.
[0177]
Rising edge Φ at time t ₁ Now the switch 1950 of the down conversion and delay module 1924 is closed. As a result, the node 1902 becomes VI _t The capacitor 1952 is VI _t Can be charged. This is shown in cell 1816 of table 1802.
[0178]
Also, rising edge Φ at time t ₁ Then, the switch 1958 of the first delay module 1928 is closed, so that the capacitor 1960 becomes VO. _t Can be charged. Therefore, node 1906 is VO _t It is. This is shown in cell 1820 of table 1802.
[0179]
Furthermore, the rising edge Φ at time t ₁ Now, the switch 1966 of the second delay module 1930 is closed, allowing the capacitor 1968 to charge to the level of the capacitor 1964. Therefore, node 1910 is VO _t-1 The capacitor 1968 is VO _t-1 To charge. This is shown in cell 1824 of table 1802.
[0180]
Rising edge Φ at time t ₂ , The switch 1954 of the down conversion and delay module 1924 closes, allowing the capacitor 1956 to charge to the level of the capacitor 1952. Therefore, node 1904 is VI _t The capacitor 1956 is VI _t To charge. This is shown in cell 1828 of table 1802.
[0181]
Also, rising edge Φ at time t ₂ Now the switch 1962 of the first delay module 1928 closes, allowing the capacitor 1964 to charge to the level of the capacitor 1960. Therefore, node 1908 is VO _t The capacitor 1964 is VO _t To charge. This is shown in cell 1832 of table 1802.
[0182]
Furthermore, the rising edge Φ at time t ₂ Then, the switch 1970 of the second delay module 1930 is closed, and the capacitor 1972 of the second delay module 1930 can be charged to the level of the capacitor 1968 of the second delay module 1930. Therefore, node 1912 is VO _t-1 The capacitor 1972 is VO _t-1 To charge. This is shown in cell 1836 of FIG.
[0183]
Rising edge Φ at time t + 1 ₁ , Switch 1950 of down conversion and delay module 1924 is closed and capacitor 1952 is _t-1 Can be charged. Thus, as shown in cell 1838 of table 1802, node 1902 is VI _{t + 1} It is.
[0184]
Also, rising edge Φ at time t + 1 ₁ The switch 1958 of the first delay module 1928 is closed and the capacitor 1960 is VO _{t + 1} Can be charged. Therefore, as shown in cell 1842 of table 1802, node 1906 is VO. _{t + 1} It is.
[0185]
Furthermore, rising edge Φ at time t + 1 ₁ Now, the switch 1966 of the second delay module 1930 is closed, allowing the capacitor 1968 to charge to the level of the capacitor 1964. Therefore, as shown in cell 1846 of table 1802, capacitor 1968 is VO. _t To charge.
[0186]
In the example of FIG. 19, the first scaling module 1932 scales the value of node 1908 (ie, the output of the first delay module 1928) by a factor of -0.1. Thus, the value at node 1914 at time t + 1 is −0.1 * VO _t It is. In a similar manner, the second scaling module 1934 scales the value at node 1912 (ie, the output of the second delay module 1930) by a factor of -0.8. Therefore, the value at node 1916 at time t + 1 is −0.8 * VO. _t-1 It is.
[0187]
At time t + 1, the value at the input of summer 1926 is VI at node 1904. _t -0.1 * VO at node 1914 _t And -0.8 * VO at node 1916 _t-1 (In the example of FIG. 19, the values of nodes 1914 and 1916 are summed by a second summer 1925 and this sum is provided to summer 1926). Therefore, at time t + 1, the summer is VI _t -0.1 * VO _t -0.8 * VO _t-1 Produces a signal equal to.
[0188]
Rising edge Φ at time t + 1 ₁ Then, the switch 1991 of the output sample and holding module 1936 is closed, so that the capacitor 1992 becomes VO. _{t + 1} Can be charged. Therefore, the capacitor 1992 becomes VO _{t + 1} , Which is equal to the sum generated by adder 1926. As mentioned above, this value is VI _t -0.1 * VO _t -0.8 * VO _t-1 be equivalent to. This is shown in cell 1850 of table 1802. This value is provided to an optional output smoothing module 1938 where it is smoothed to produce an output signal VO. _{t + 1} Create an instance of. This value VO _{t + 1} It is clear from inspection that is compatible with the bandpass filter transfer function of Equation 1.
[0189]
6). Application examples of embodiments of the present invention
As mentioned above, the UFT module of the present invention is a very powerful and flexible device. This flexibility is shown in part by the wide range of applications in which this module can be used. The power of this module is shown in part by the usefulness and performance of such applications.
[0190]
The application example of the UFT module is as described above. In particular, frequency down-conversion, frequency up-conversion, extended signal reception, and unified down-conversion and filtering application examples of UFT modules are summarized above and further described below. These applications of UFT modules are discussed herein for purposes of illustration. The present invention is not limited to these applications. Additional applications of UFT modules will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein.
[0191]
For example, the present invention can be used in applications involving frequency down conversion.
For example, this is shown in FIG. 1C, in which case UFT module example 115 is used in down conversion module 114. In this capability, the UFT module 115 down-converts the input signal to an output signal. For example, this is also shown in FIG. 7, in which case the UFT module example 706 is part of the down conversion module 704 that is part of the receiver 702.
[0192]
The present invention can be used in applications involving frequency up-conversion. For example, this is shown in FIG. 1D, in which case UFT module example 117 is used in frequency up-conversion module 116. In this capability, the UFT module 117 frequency up converts the input signal to an output signal. For example, this is also shown in FIG. 8, where the example UFT module 806 is part of the up-conversion module 804 that is part of the transmitter 802.
[0193]
The present invention may be used in an environment having one or more transmitters 902 and one or more receivers 906, as shown in FIG. In such an environment, one or more of the transmitters 902 can be implemented using a UFT module, as shown by way of example in FIG. Also, as shown by way of example in FIG. 7, one or more of the receivers 906 can be implemented using a UFT module.
[0194]
The present invention can be used to implement a transceiver. An example transceiver 1002 is shown in FIG. The transceiver 1002 includes a transmitter 1004 and a receiver 1008. A UFT module can be used to implement either a transmitter 1004 or a receiver 1008. Alternatively, UFT module 1006 can be used to implement transmitter 1004 and UFT module 1010 can be used to implement receiver 1008. This embodiment is shown in FIG.
[0195]
Another transceiver embodiment according to the present invention is shown in FIG. The transceiver 1102 implements a transmitter 1104 and a receiver 1108 using a single UFT module 1106. That is, the transmitter 1104 and the receiver 1108 share the UFT module 1106.
[0196]
As stated elsewhere in this application, the present invention is directed to a method and system for enhanced signal reception (ESR). Various ESR embodiments include an ESR module (transmit) in transmitter 1202 and an ESR module (receive) in receiver 1210. An example of the ESR embodiment configured as described above is shown in FIG.
[0197]
The ESR module (transmission) 1204 includes a frequency up-conversion module 1206. As shown in FIG. 1D, some embodiments of this frequency up-conversion module 1206 can be implemented using a UFT module.
[0198]
The ESR module (receive) 1212 includes a frequency down conversion module 1214. As shown in FIG. 1C, some embodiments of this frequency down conversion module 1214 may be implemented using a UFT module.
[0199]
As stated elsewhere in this application, the present invention is directed to a method and system for unified down-conversion and filtering (UDF). An example unified down-conversion and filtering module 1302 is shown in FIG. Unified down conversion and filtering module 1302 includes a frequency down conversion module 1304 and a filtering module 1306. In accordance with the present invention, a frequency down-conversion module 1304 and a filtering module 1306 are implemented using a UFT module 1308 as shown in FIG.
[0200]
Unified down conversion and filtering according to the present invention is useful for applications that include filtering and / or frequency down conversion. For example, this is illustrated in FIGS. 15A-15F. 15A-15C are useful in applications where unified down-conversion and filtering according to the present invention is applied where filtering precedes frequency down-conversion, follows frequency down-conversion, or precedes and follows frequency down-conversion. Indicates that there is. FIG. 15D shows that the unified down-conversion and filtering module 1524 according to the present invention can be utilized as the filter 1522 (ie, the range of frequency down-conversion by the down-converter of the unified down-conversion and filtering module 1524 is minimized). FIG. 15E shows that the unified down-conversion and filtering module 1528 according to the present invention can be utilized as the down-converter 1526 (ie, the filters of the unified down-conversion and filtering module 1528 pass substantially all frequencies). FIG. 15F shows that the unified down-conversion and filtering module 1532 can be used as an amplifier. It should be noted that one or more UDF modules can be used in applications that include at least one or more of filtering, frequency translation, and amplification.
[0201]
For example, a receiver typically performs filtering, down-conversion, and filtering operations and can be implemented using one or more unified down-conversion and filtering modules. For example, this is shown in FIG.
[0202]
The unified down-conversion and filtering method and system of the present invention has many other applications. For example, as discussed herein, an enhanced signal reception (ESR) module (reception) operates to downconvert signals that include multiple spectra. The ESR module (receive) also operates to separate the spectrum of the down-converted signal, and in some embodiments performs such separation via filtering. In accordance with an embodiment of the present invention, one or more unified down-conversion and filtering (UDF) modules are used to implement the ESR module (receive). For example, this is shown in FIG. In the example of FIG. 16, one or more of the UDF modules 1610, 1612, 1614 operates to downconvert the received signal. The UDF modules 1610, 1612, 1614 also operate to filter this down-converted signal so as to separate the spectrum contained in the down-converted signal. As described above, UDF modules 1610, 1612, 1614 are implemented using the universal frequency translation (UFT) module of the present invention.
[0203]
The present invention is not limited to the above-described application example of the UFT module. For example, valid combinations in association with a subset of the applications (methods and / or structures) described herein (and other applications that will be apparent to those skilled in the art based on the teachings herein) However, the present invention is not limited to this.
[0204]
For example, transmitters and receivers are two applications of UFT modules.
FIG. 10 shows a transceiver 1002 formed by combining these two applications of a UFT module, ie, by combining a transmitter 1004 with a receiver 1008.
[0205]
ESR (extended signal reception) and unified down-conversion and filtering are two other applications of the UFT module. FIG. 16 shows an example where ESR and unified down-conversion and filtering are combined to form a modified extended signal receiving system.
[0206]
The present invention is not limited to the UFT module applications discussed herein. Also, the present invention is not limited to the examples of combinations of UFT module applications discussed herein. These examples are provided for purposes of illustration only and are not so limited. Other applications and combinations of such applications will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Such applications and combinations include, for example, (1) frequency translation, (2) frequency down conversion, (3) frequency up conversion, (4) reception, (5) transmission, (6) filtering, and / or Or (7) Applications / combinations that include and / or use one or more of the transmission and reception of signals in an environment that potentially includes jamming signals, but are not so limited.
[0207]
Additional application examples are described below.
[0208]
6.1 Telephone
The present invention is directed to a telephone that uses a UFT module to perform down conversion and / or up conversion operations. According to embodiments of the present invention, a telephone uses a UFT module for frequency down conversion (eg, see FIG. 7) and / or a transmitter that uses a UFT module for frequency up conversion. (See, for example, FIG. 8). Alternatively, the telephone embodiment of the present invention uses a transceiver that utilizes one or more UFT modules to perform frequency down-conversion and / or up-conversion operations, eg, as shown in FIGS. To do.
[0209]
Cordless phones (base unit and handset communicate with each other, and since the base unit communicates with a telephone company via a wired or wireless service, both the base unit and the handset have UFT Any type of telephone is included within the scope and spirit of the present invention, including but not limited to, cellular telephones, satellite telephones, and the like.
[0210]
FIG. 25 shows an example environment 2502 illustrating a mobile phone and a satellite phone according to an embodiment of the present invention. Cell phones 2504, 2508, 2512, and 2516 include transceivers 2506, 2510, 2514, and 2518, respectively. Transceivers 2506, 2510, 2514, and 2518 allow each mobile phone to communicate with base stations 2520, 2524 via a wireless communication medium.
In accordance with the present invention, one or more UFT modules are used to implement transceivers 2506, 2510, 2514, and 2518. FIGS. 10 and 11 show example transceivers 1002 and 1102 operable for use with the mobile phone of the present invention. Alternatively, one or more of the mobile phones 2504, 2508, 2512, and 2516 can use a sending module and a receiving module. For example, as shown in FIGS. 7 and 8, a UFT module can be used to implement either or both of such a sending module and a receiving module.
[0211]
FIG. 25 also shows a satellite telephone 2590 that communicates via a satellite, such as satellite 2526. Satellite phone 2590 includes transceiver 2592 and is preferably implemented using one or more UFT modules, for example as shown in FIGS. Alternatively, the satellite phone 2590 can include a receiver module and a transmitter module, eg, using a UFT module to connect either or both of the receiver module and the transmitter module, as shown in FIGS. carry out.
[0212]
FIG. 25 shows a cordless telephone 2590 having a handset 2592 and a base station 2596. Slave unit 2592 and base station 2596 preferably include transceivers 2594, 2598 for communicating with each other via a wireless link. For example, as shown in FIGS. 10 and 11, it is preferred to implement transceivers 2594, 2598 using one or more UFT modules. Alternatively, the transceivers 2594, 2598 can be replaced with a receiving module and a transmitting module, respectively, for example using a UFT module, as shown in FIGS. 7 and 8, to either the receiving module or the transmitting module. Or do both. In an embodiment, the base station 2596 of the cordless telephone 2590 can communicate with the base station 2520 via the transceivers 2598, 2521 or using other communication modules.
[0213]
6.2 Base station
The present invention is generally directed to a communication base station that represents an interface between a telephone and a telephone network. Exemplary base stations 2520, 2524 according to the present invention are shown in FIG. The present invention is directed to other types of base stations such as, but not limited to, cordless telephone base stations (see, for example, base station 2596 of cordless telephone 2590 in FIG. 25). Base stations 2520, 2524, 2596 include transceivers 2521, 2525, 2598, respectively. According to embodiments of the present invention, one or more UFT modules are used to implement transceivers 2521, 2525, 2598, respectively (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, base stations 2520, 2524, 2596 can be implemented using receiver modules and transmitter modules, and either or both of receiver modules and transmitter modules can be implemented using UFT modules (eg, FIG. 7 and FIG. 8).
[0214]
As shown in FIG. 25, base stations 2520, 2524, 2596 connect telephones together via other communication media including, but not limited to, telephone network 2522, satellite 2526, or data network (such as the Internet). To work. The base stations 2520, 2524 also allow telephones (such as mobile phones 2508, 2512) to communicate with each other through the base station 2520 rather than through a network or other intermediate communication medium. For example, this is shown by the data flow dotted line 2528.
[0215]
The present invention includes a macro base station (operating on a relatively large network), a micro base station (operating on a relatively small network), a satellite base station (operating on a satellite), a mobile base station ( Covers all types of base stations, including mobile phone networks) and data communication base stations (acting as gateways to computer networks).
[0216]
6.3 Positioning
The present invention is directed to a positioning device that enables determination of a target position.
[0217]
FIG. 26 illustrates an example positioning unit 2608 according to one embodiment of the invention.
Positioning unit 2608 includes a receiver 2610 for receiving positioning information from satellites such as satellites 2604, 2606. Such positioning information is processed in a known manner by positioning module 2614 to determine the position of positioning unit 2608. Preferably, receiver 2610 is implemented using a UFT module for performing frequency down conversion operations (see, eg, FIG. 7).
[0218]
The positioning unit 2608 may include an optional transmitter 2612 for transmitting commands and / or other information to the satellites 2604, 2606, or other destination. In one embodiment, transmitter 2612 is implemented using a UFT module for performing frequency up-conversion operations (see, eg, FIG. 8).
[0219]
In one embodiment, within positioning unit 2608, receiver 2610 and optional transmitter 2612 are replaced with a transceiver that includes one or more UFT modules (see, eg, FIGS. 10 and 11).
[0220]
The present invention is intended for all types of positioning systems such as, but not limited to, wide area positioning system (GPS), differential GPS, and local GPS.
[0221]
6.4 Data communication
The present invention is directed to data communication between data processing devices. For example, the invention is directed to computer networks (eg, local area networks and wide area networks), modems, and the like, but is not so limited.
[0222]
FIG. 27 shows an example environment 2702. Here, computers 2704, 2712, and 2726 are communicating with each other via computer network 2734. In the example of FIG. 27, computer 2704 is communicating with network 2734 via a wired link, while computers 2712 and 2726 are communicating with network 2734 via a wireless link.
[0223]
In the teachings contained herein, for illustrative purposes, the link may be shown as being a wired link or a wireless link. Such designations are for illustration only and are not limiting. The link shown as wireless can alternatively be wired. Similarly, a link shown as wired can alternatively be wireless. This is applicable throughout the application.
[0224]
Computers 2704, 2712, and 2726 include interfaces 2706, 2714, and 2728, respectively, for communicating with network 2734. Interfaces 2706, 2714, and 2728 include transmitters 2708, 2716, and 2730, respectively. Interfaces 2706, 2714, and 2728 also include receivers 2710, 2718, and 2732, respectively. In embodiments of the present invention, transmitters 2708, 2716, and 2730 are implemented using a UFT module for performing frequency up-conversion operations (see, eg, FIG. 8). In an embodiment, receivers 2710, 2718, and 2732 are implemented using a UFT module for performing frequency down conversion operations (see, eg, FIG. 7).
[0225]
As described above, computers 2712 and 2726 interact with network 2734 via wireless links. In the embodiment of the present invention, the interfaces 2714 and 2728 of the computers 2712 and 2726 correspond to modems.
[0226]
In an embodiment, network 2734 includes an interface or modem 2720 for communicating with modems 2714, 2728 of computers 2712, 2726. In an embodiment, interface 2720 includes a transmitter 2722 and a receiver 2724. A UFT module for performing frequency translation operations is used to implement either or both of transmitter 2722 and receiver 2724 (see, eg, FIGS. 7 and 8).
[0227]
In an alternative embodiment, one or more of the interfaces 2706, 2714, 2720, and 2728 are implemented using a transceiver that uses one or more UFT modules to perform frequency translation operations (eg, FIG. 10 and FIG. 11).
[0228]
FIG. 28 shows another example data communication embodiment 2802. Each of the plurality of computers 2804, 2812, 2814, and 2816 includes an interface, such as interface 2806 of computer 2804 in the figure. It should be understood that other computers 2812, 2814, 2816 also include an interface, such as interface 2806. Computers 2804, 2812, 2814 and 2816 collectively form a data communications network by communicating with each other via interface 2806 and a wireless or wired link.
[0229]
Interface 2806 can correspond to any computer interface or port including, but not limited to, a high speed internal interface, a wireless serial port, a wireless PS2 port, a wireless USB port, and the like.
[0230]
Interface 2806 includes a transmitter 2808 and a receiver 2810. In embodiments of the present invention, UFT modules for frequency up-conversion and down-conversion are used to implement either or both transmitter 2808 and receiver 2810 (see, eg, FIGS. 7 and 8). . Alternatively, the interface 2806 can be implemented using a transceiver having one or more UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11).
[0231]
6.5 Pager
The present invention is directed to a pager that uses a UFT module to perform frequency translation operations.
[0232]
FIG. 29 illustrates an example pager 2902 according to one embodiment of the invention. Pager 2902 includes a receiver 2906 for receiving paging messages. In an embodiment of the invention, the receiver 2906 is implemented using a UFT module for performing frequency down conversion operations (see, eg, FIG. 7).
[0233]
The pager 2902 also includes a transmitter 2908 for sending pages, responses to pages, or other messages. In an embodiment of the invention, transmitter 2908 uses a UFT module to perform an up-conversion operation (see, eg, FIG. 8).
[0234]
In an alternative embodiment of the present invention, receiver 2906 and transmitter 2908 are replaced with transceivers that use one or more UFT modules to perform frequency translation operations (eg, FIG. 10 and FIG. 11). reference).
[0235]
The pager 2902 also includes a display 2904 for displaying paging messages. Alternatively or additionally, the pager 2902 includes other mechanisms for indicating receipt of the page, such as an audio mechanism that audibly indicates receipt of the page, or a vibrating mechanism that vibrates the pager 2902 upon receipt of the page.
[0236]
The present invention is directed to all types of pagers, such as, but not limited to, unidirectional pagers and bidirectional pagers. FIG. 30 shows a unidirectional pager 3004 that includes a receiver 3006. Unidirectional pager 3004 can only receive pages. In the scenario of FIG. 30, unidirectional pager 3004 receives page 3005 from entity 3008 that issues the page. Unidirectional pager 3004 includes a receiver 3006 implemented using a UFT module for performing frequency down conversion operations (see, eg, FIG. 7).
[0237]
FIG. 30 also shows a bidirectional pager 3010. The bi-directional pager 3010 can receive paging messages and send pages, responses to paging messages, and / or other messages. Interactive pager 3010 includes a receiver 3012 for receiving a message and a transmitter 3014 for transmitting a message. A UFT module for performing frequency translation operations can be used to implement one or both of receiver 3012 and transmitter 3014 (see, eg, FIGS. 7 and 8). Alternatively, receiver 3010 and transmitter 3014 may be replaced with a transceiver that uses one or more UFT modules to perform frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11).
[0238]
6.6 Security
The present invention is directed to a security system having components implemented using a UFT module for performing frequency translation operations.
FIG. 31 is an example security system 3102 that is used to describe this aspect of the invention.
[0239]
The security system 3102 opens potential windows, doors, breaks glass, acts, applies pressure to the floor, laser beam destruction, fire, smoke, carbon monoxide, and other potential intrusion / hazard events. event). Upon detecting an intrusion / hazardous event, the sensor sends an intrusion / hazardous event message to a monitor panel 3116 that includes a monitor and alarm module 3120. The monitor and alarm module 3120 processes intrusion / hazardous event messages in a known manner. Such processing may include, for example, sending a message to the monitoring center 3130 via a wired link 3134 or a wireless link 3136, which may include an appropriate agency 3132 (police, fire department, emergency facility, etc.). Alarm).
[0240]
FIG. 31 shows a unidirectional sensor 3109 arranged, for example, to detect that the door 3106 is open. As will be apparent to those skilled in the art, the unidirectional sensor 3109 is not limited to this application. Unidirectional sensor 3109 includes door 3106 and contacts 3108 and 3110 disposed on frame 3104 of door 3106. When contacts 3108 and 3110 are replaced with each other, indicating that door 3106 is open, transmitter 3112 included in contact 3110 sends an intrusion / hazardous event message 3114 to monitor panel 3116.
[0241]
In one embodiment, the unidirectional sensor 3109 also sends a status message to the monitor panel 3116. These status messages are preferably sent during the time period assigned to the unidirectional sensor 3109. The status message includes information indicating the status of the unidirectional sensor 3109, such as when the sensor 3109 is operating within normal parameters, or if the sensor 3109 is compromised in some way. When the monitor panel 3116 receives the status message, it takes appropriate action. For example, if the status message indicates that sensor 3109 is compromised, then monitor panel 3116 can display a message for this effect and / or send a service call. If the monitor panel 3116 does not receive a status message from the unidirectional sensor 3109 during the time period assigned to the unidirectional sensor 3109, then the monitor panel 3116 will then alert that it indicates a potential intrusion or other breach in the surrounding security. Can also be issued.
[0242]
It is preferred to implement transmitter 3112 using a UFT module to perform frequency up-conversion operations (see, eg, FIG. 8).
[0243]
The unidirectional sensor 3109 can only transmit. The present invention is also directed to bidirectional sensors, an example of which is 3125 in the figure. In FIG. 31, the bidirectional sensor 3125 is arranged to detect that the door 3138 is opened. As will be apparent to those skilled in the art, the bidirectional sensor 3125 is not limited to this application.
[0244]
Bi-directional sensor 3125 includes contacts 3124 and 3126 for detecting opening of door 3138. Upon detecting that the door 3138 is open, the transceiver 3128 at the contact 3126 sends an intrusion / hazardous event message to the monitor panel 3116. Transceiver 3128 is preferably implemented using one or more UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the bi-directional sensor 3125 can use a receiver and transmitter, where one or both of the receiver and transmitter includes a UFT module for performing frequency translation operations (eg, FIG. 7 and FIG. 7). 8).
[0245]
The bidirectional sensor 3125 can transmit and receive messages. In particular, as described above, the transceiver 3128 of the bidirectional sensor 3125 sends an intrusion / hazardous event message to the monitor panel 3116. Additionally, the bi-directional sensor 3125 can receive commands or other messages (such as polling) from the monitor panel 3116 via the transceiver 3128.
[0246]
In one embodiment, the bidirectional sensor 3125 also sends a status message to the monitor panel 3116. In one embodiment, these status messages are transmitted during the time period assigned to bidirectional sensor 3125. The characteristics of these status messages are as described above.
[0247]
In an alternative embodiment, monitor panel 3116 polls for status messages. When the bidirectional sensor 3125 receives an appropriate polling message, it transmits the status message to the monitor panel 3116. If the monitor panel 3116 does not receive a status message in response to the polling message, then an alert may be issued indicating a potential intrusion or other breach in the surrounding security.
[0248]
The monitor panel 3116 includes a transceiver 3118 for communicating with sensors such as sensors 3109 and 3125 and for communicating with external entities such as a monitoring center 3130 and an appropriate agency 3132. Transceiver 3118 is preferably implemented using one or more UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the transceiver 3118 can be replaced with a receiver and transmitter, which implements one or both of the receiver and transmitter using a UFT module for performing frequency translation operations (eg, FIG. 7 and FIG. 8).
[0249]
In one embodiment, the monitor panel 3116 communicates with the monitoring center 3130 via a wired telephone line 3134. However, communication via telephone line 3134 may not always be possible. For example, sometimes the telephone line 3134 can become invalid due to natural events, failures, maintenance, destruction, and the like. Accordingly, embodiments of the present invention include a backup communication mechanism. For example, in FIG. 31, monitor panel 3116 includes a mobile phone backup system for communicating with monitoring center 3130. This wireless link between the monitor panel 3116 and the monitoring center 3130 is represented by a dotted line 3136. The transceiver 3118 (or possibly another transceiver included in the monitoring panel 3116 or other transceiver located in close proximity thereto) communicates with the monitor center 3130 via the wireless link 3136. As described above, it is preferred to implement transceiver 3118 using one or more UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11).
[0250]
6.7 Repeater
The present invention is directed to communication repeaters, generally receiving a signal, optionally amplifying the signal, and then transmitting the amplified signal at the same or different frequencies. Repeaters are often used in combination with one or more other repeaters to transmit a signal from a first point to a second point, where the first point and the second point The spacing is large and / or not in the viewing direction of each other.
[0251]
This is shown, for example, in FIG. In this case, the signal is being transmitted from one station 3204 to another station 3218, with the stations 3204, 3218 being separated by a mountain. The signal from station 3204 is transmitted to station 3218 via repeaters 3206, 3208, and 3210. In a similar manner, the signal from station 3218 is transmitted to station 3204 via repeaters 3206, 3208, and 3210.
[0252]
Each repeater 3206, 3208, and 3210 includes a transceiver 3212, 3214, 3216, respectively. In an embodiment of the invention, transceivers 3212, 3214, 3216 are implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the transceivers 3212, 3214, 3216 can be replaced with receivers and transmitters that implement the receivers and transmitters using a UFT module for performing frequency translation operations (eg, FIG. 7 and FIG. 8).
[0253]
The present invention includes all types of repeaters. For example, the repeater scenario described above corresponds to using a repeater over a long distance or long range (eg, macro use). The present invention is also applicable to the use of repeaters at short distances (eg, micro use). This example is shown in FIG. In this case, a repeater 3252 having a transceiver 3254 is placed in the building or residence 3250. Repeater 3252 relays signals from mobile phone 3256 or other communication devices (computer with modem, television with programming inputs, security system, home control system, etc.) to base station 3218 and / or another repeater 3210. In the example scenario of FIG. 32, the combination of mobile phone 3256 and repeater 3252 is generally similar to a cordless phone. In an embodiment of the present invention, transceivers 3254, 3258 are implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the transceivers 3254, 3258 can be replaced with receivers and transmitters that implement the receivers and transmitters using UFT modules for performing frequency translation operations (eg, FIG. 7 and (See FIG. 8).
[0254]
6.8 Mobile radio
The present invention is directed to mobile radio using a UFT module for performing frequency translation operations. The present invention is applicable to all types of mobile radios operating in any band for any service such as Walkie Talkie, Citizen Band, Business, ISM (Industrial Scientific Medical), Amateur Radio, Weather Band, etc. Yes, but not limited to that. See FIGS. 42A to 42D for examples of frequency bands that can be operated with the present invention (the present invention is not limited to these bands).
[0255]
FIG. 33 shows an example scenario 3302. In this case, the first mobile radio 3304 is communicating with the second mobile radio 3306. Each mobile radio 3304, 3306 includes a transmitter 3308, 3312 and a receiver 3310, 3314, respectively. Transmitters 3308, 3312 and / or receivers 3310, 3314 are implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8). Alternatively, transmitters 3308, 3312, and receivers 3310, 3314 can be replaced with transceivers that utilize one or more UFT modules to perform frequency translation operations (eg, FIGS. 10 and 11). See).
[0256]
The present invention is also directed to a reception-only radio such as the radio 4402 shown in FIG.
The wireless device 4402 includes a receiver 4404 that receives a broadcast. The radio 4402 also includes a speaker 4406 and other well-known radio modules 4408. The radio 4402 can operate in any band such as AM, FM, and weather band, but is not limited thereto. See FIGS. 42A-42D for band examples. Preferably, the receiver 4404 is implemented using a UFT module (see, eg, FIG. 7).
[0257]
6.9 Satellite Up / Downlink
The present invention is directed to a system and method for communication via satellite. This includes, for example, direct satellite systems (DSS), direct broadcast satellites (DBS), ultra-wideband public / private services, and the like.
[0258]
FIG. 34 shows an example environment 3402. In this case, content transmitted from the content provider 3420 is received by the individual residence 3404 via the satellite 3416. A satellite unit 3408 is located in the house 3404. Satellite unit 3808 includes a receiver 3410 for receiving signals from satellite 3416 and a transmitter 3412 for transmitting signals to satellite 3416.
[0259]
In operation, content provider 3420 transmits content to satellite 3416, which then broadcasts the content. This content is received at home 3404 by antenna or satellite dish 3414.
The received signal is supplied to the receiver 3410 of the satellite unit 3408, which then downconverts and demodulates this signal as needed. Data is then provided to monitor 3406 and presented to the user. Monitor 3406 can be any device capable of receiving and displaying content from content provider 3420, such as a television, computer monitor, and the like. In an embodiment of the present invention, a receiver 3410 and / or transmitter 3412 is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8). In other embodiments, receiver 3410 and transmitter 3412 are replaced with transceivers that use one or more UFT modules to perform frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). .
[0260]
A satellite unit 3408 can be used to send and receive large amounts of data over an ultra wideband satellite channel. For example, in addition to receiving content from content providers, the satellite unit 3408 can be used to exchange data with other locations 3418 via satellite links provided by satellites (such as satellite 3416). is there.
[0261]
6.10 Command and control
The present invention is directed to command and control applications. Command and control applications are described below for illustrative purposes. The present invention is not limited to these examples.
[0262]
6.11 PC peripheral device
The present invention is directed to a computer peripheral device that communicates with a computer via a wireless communication medium. FIG. 35 shows an example computer 3502, which includes, but is not limited to, several peripheral devices such as a monitor 3506, a keyboard 3510, a mouse 3514, a storage device 3518, and an interface / port 3522. It should be understood that the peripheral device shown in FIG. 35 is presented for illustrative purposes only and is not so limited. The present invention is directed to any device that can interact with a computer.
[0263]
The peripheral device shown in FIG. 35 interacts with computer 3502 via a wireless communication medium. Computer 3502 includes one or more transceivers 3504 for communicating with peripheral devices. Preferably, transceiver 3504 is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the transceiver 3504 of the computer 3502 can be replaced with a transmitter and receiver, and any receiver and transmitter can be implemented by using a UFT module to perform frequency translation operations (eg, (See FIGS. 7 and 8).
[0264]
Each peripheral device includes a transceiver for communicating with computer 3502.
In an embodiment of the present invention, the transceiver is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). In other embodiments, the transceiver is replaced with a receiver and transmitter, and the receiver and transmitter are implemented by a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8). .
[0265]
The computer 3502 can transmit a signal indicating that a signal from the peripheral device is being received to the peripheral device. The peripheral device can then indicate that a link with the computer 3502 is established (eg, turn on the green light).
[0266]
In some embodiments, some peripheral devices can be dedicated to transmission, in this case including a transmitter rather than a transceiver. Some peripheral devices that can be dedicated to transmission include, for example, only a keyboard 3510, a mouse 3514, and / or a monitor 3506. Preferably, the transmitter is implemented using a UFT module for performing frequency up-conversion operations (see, eg, FIG. 8).
[0267]
6.10.2 Function of building / house
The present invention is directed to an apparatus for controlling the function of a house. For example, the invention includes thermostats, meter readings, control of high performance controllers, including C-bus and X-10, garage door opening, intercom, video rabbits, audio rabbits, etc. But is not limited to that. These examples are provided for illustration, but are not limited thereto. As will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein, the present invention includes other residential functions, appliances, and apparatus.
[0268]
FIG. 36 shows an example house control unit 3604. Residential control unit 3604 includes one or more transceivers 3606 for interacting with remote devices. In an embodiment of the present invention, transceiver 3606 is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). In other embodiments, transceiver 3606 is replaced with a receiver and transmitter that use a UFT module to perform frequency translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8). In some embodiments, the residential control unit 3604 can be dedicated to transmission, in which case it is preferable to replace the transceiver 3606 with a transmitter and implement this transmitter using a UFT module.
[0269]
The home control unit 3604 interacts with a remote device for remote access, control, and otherwise with the home function device. For example, the home control unit 3604 can be used to control appliances 3608 such as, but not limited to, lamps, televisions, computers, video recorders, audio recorders, answering machines, and the like. The instrument 3608 is coupled to one or more interfaces 3610. The interface 3610 includes a transceiver 3612 for communicating with the home control 3604, respectively. The transceiver 3612 includes one or more UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, interface 3610 includes a receiver and a transmitter, respectively, either or both of which include a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8).
[0270]
Residential control unit 3604 can also remotely access and control other residential devices such as thermostat 3618 and garage door opening 3614. Such devices that interact with the home control unit 3604 include transceivers such as a thermostat 3618 transceiver 3620 and a garage opening 3614 transceiver 3616. The transceivers 3620, 3616 include UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, the transceivers 3616, 3620 can be replaced with receivers and transmitters for performing translation operations (see, eg, FIGS. 7 and 8).
[0271]
The present invention is also intended to control home appliances such as televisions, VCRs, stereos, CD players, amplifiers, tuners, computers, video games, but is not limited thereto. For example, FIG. 36 shows a television 3650 and VCR 3654 having receivers 3652, 3656 for receiving control signals from a remote control 3658, each remote control 3658 including a transmitter 3660. Preferably, receivers 3652, 3656 are implemented using UFT modules (see, eg, FIG. 7), and transmitters 3660 are preferably implemented using UFT modules (see, eg, FIG. 8).
[0272]
In some cases, adapter 3666 may need to be installed to enable the device to operate with remote control 3658. Consider a stereo 3661 that has an infrared receiver 3664 to receive infrared control signals. Depending on their implementation, some embodiments of the remote control 3658 may not be able to transmit a signal that can be accurately received by the infrared receiver 3664. In such cases, the receiver 3668 (preferably implemented using a UFT module) and the adapter 3666 can be positioned or attached to the stereo 3661. Receiver 3668 operates to receive control signals from remote control 3658. Adapter 3666 converts the received signal into a signal that can be received by infrared receiver 3664.
[0273]
The present invention can also be used to allow remote access to home control components by external entities. For example, FIG. 37 shows a scenario 3702.
In this case, utility company 3704 remotely accesses a utility meter 3710 that records the amount of utility equipment used in home 3708. The utility 3704 may correspond to, for example, a service vehicle or site or office. Utility equipment instrument 3710 and utility company 3704 include transceivers 3712 and 3706, respectively, to communicate with each other. The transceivers 3706, 3712 preferably utilize a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). Alternatively, transceivers 3706, 3712 are replaced with receivers and transmitters, and the receivers and / or transmitters are implemented using UFT modules for performing frequency translation operations (eg, FIGS. 7 and 8). See).
[0274]
The present invention is also directed to other residential devices. For example, although the present invention is directed to intercom, it is not so limited. As shown in FIG. 38, intercoms 3804, 3806 include transceivers 3808, 3810, respectively, for communicating with each other. In an embodiment of the present invention, transceivers 3808, 3810 include UFT modules for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). In another embodiment, transceiver 3808, 3810 is replaced with a receiver and transmitter, respectively, and the receiver and / or transmitter is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (eg, FIG. 7 and FIG. 8).
[0275]
The present invention can also be used to send a signal from one home device to another home device. For example, the present invention is applicable for propagating video and / or audio signals in a home. This is shown, for example, in FIG. In this case, televisions 3812 and 3814 include transceivers 3816 and 3818 for communicating with each other. Transceivers 3816, 3818 allowed video signals to be transmitted from one television to the other. In an embodiment of the invention, transceivers 3816, 3818 are implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). In other embodiments, transceivers 3816, 3818 are replaced with receivers and transmitters, and UFT modules for performing frequency translation operations are used to implement the receivers and / or transmitters (eg, (See FIGS. 7 and 8).
[0276]
FIG. 38 also illustrates one embodiment of using transceivers 3824, 3826 to communicate audio signals between CD player 3820 and multimedia receiver 3822. In an embodiment, transceivers 3824, 3826 are implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIGS. 10 and 11). In other embodiments, transceivers 3824, 3826 are replaced with receivers and transmitters, and the receiver and / or transmitter is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (eg, (See FIGS. 7 and 8).
[0277]
In the above figures, a number of components are shown as including a transceiver. In practice, however, some components are receive-only or transmit-only. As will be apparent to those skilled in the art, this is true for some of the devices discussed in this application. In such cases, the transceiver can be replaced with a receiver or transmitter, and it is preferable to implement the receiver or transmitter using a UFT module for performing frequency translation operations (eg, (See FIGS. 7 and 8).
[0278]
6.10.3 Car control
The present invention is directed to vehicle control and other devices often used in or with a vehicle.
[0279]
FIG. 39 shows an example car 3902 according to one embodiment of the invention. The motor vehicle 3902 includes a number of devices that communicate with the target.
[0280]
For example, automobile 3902 includes, but is not limited to, interface 3904 (or multiple interfaces) for communicating with external devices such as gasoline pump 3912 and toll gate 3916. In operation, for example, when the car 3902 approaches the toll booth 3916, the interface 3904 communicates with the toll booth 3916 in an appropriate well-known manner to allow the car 3902 to pass through the toll booth 3916. Also, when the vehicle 3902 is closest to the gasoline pump 3912, the interface 3904 can interact with the gasoline pump in an appropriate known manner so that the driver of the vehicle 3902 can use the gasoline pump 3912 to fill the fuel of the vehicle 3902. Like that.
[0281]
The automobile also includes a controllable door lock 3908. Upon receiving an appropriate signal from keyless entry device 3914, controllable door lock 3908 locks or unlocks (based on the received signal).
[0282]
The automobile further includes a controller 3910 that controls and interacts with the systems, instruments, and other devices of the automobile 3902. Controller 3910 communicates with control unit 3918. A control unit 3918 can be used to control the automobile 3902. The control unit 3918 sends a command to the controller 3910. The controller 3910 executes a function specified by a command from the control unit 3918. In addition, the control unit 3918 sends an inquiry (query) to the controller 3910. The controller 3910 sends the vehicle-related information specified in the query to the control unit 3918. Thus, any vehicle function under the control of the controller 3910 can be controlled via the control unit 3918.
[0283]
It should be noted that the features and functions described above and illustrated in FIG. 39 are provided for illustrative purposes only and are not so limited. The present invention can be applied to other automobile-related devices such as a security system, a GPS system, and a telephone, but is not limited thereto.
[0284]
Interface 3904, door lock 3908, controller 3910, and any other automotive device include one or more transceivers 3906A, 3906B, 3906C for communicating with external devices. Gasoline pump 3912, keyless entry device 3914, toll gate 3916, control unit 3918, and any other suitable device also include transceivers 3906D, 3906E, 3906F, 3906G for communicating with automobile 3902.
[0285]
Transceiver 3906 is preferably implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see FIGS. 10 and 11). Alternatively, one or more transceivers 3906 can be replaced with a receiver and / or transmitter, and the receiver and / or transmitter is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations. (See, for example, FIGS. 7 and 8).
[0286]
6.10.4 Aircraft control
The present invention is directed to aircraft control and other devices often used in or with aircraft.
[0287]
FIG. 40A shows an example aircraft 4002 according to one embodiment of the invention. Aircraft 4002 includes, for example, a GPS unit 4012 for receiving positioning information. The GPS unit 4012 is coupled to a transceiver 4004D for receiving positioning information.
[0288]
Aircraft 4002 also includes one or more radios 4010 for communicating with external entities. The radio 4010 includes one or more transceivers 4004C to enable such communication.
[0289]
Aircraft 4002 also includes a monitor 4008 for displaying video programming, for example, and a computer 4009 that transmits and receives information over a communications network. Monitor 4008 and computer 4009 include one or more transceivers 4004B for communicating with external devices such as video programming sources and / or data communication networks.
[0290]
Aircraft 4002 includes a controller 4006 for controlling aircraft 4002 systems, instruments, and other devices. Controller 4006 can communicate with external devices via transceiver 4004A. The external device can control the aircraft 4002 by sending appropriate commands, queries, and other messages to the controller 4006.
[0291]
It should be noted that the features and functions described above and illustrated in FIG. 40A are provided for illustrative purposes only and are not so limited. The present invention is applicable to other aircraft-related devices such as security systems and telephones, but is not limited thereto.
[0292]
Preferably, transceiver 4004 is implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see FIGS. 10 and 11). Alternatively, one or more of the transceivers 4004 can be replaced with a receiver and / or transmitter that implements the receiver and / or transmitter using a UFT module for performing frequency translation operations. (See, for example, FIGS. 7 and 8).
[0293]
6.10.5 Maritime control
The present invention is directed to maritime control and other maritime related equipment.
[0294]
FIG. 40B shows an example boat 4050 according to one embodiment of the invention. The example boat 4050 device of FIG. 40B is similar to the example aircraft 4002 device of FIG. 40A. Therefore, the above description regarding FIG. 40A applies to FIG. 40B.
[0295]
6.11 Wireless control
The present invention is directed to wireless control devices such as wirelessly controlled automobiles, airplanes, and boats, but is not limited thereto.
[0296]
FIG. 41 shows a radio control apparatus according to an embodiment of the present invention. The controller 4104 includes control logic 4106 for generating commands that control various devices, such as an airplane 4110, an automobile 4116, and a boat 4122. Controller 4104 includes a transceiver 4108 for communicating with airplane 4110, automobile 4116, and boat 4122.
[0297]
Airplane 4110, car 4116, and boat 4122 include control modules 4112, 4118 and 4124 for processing commands received from controller 4104. The control modules 4112, 4118, and 4124 also maintain status information that can be communicated back to the controller 4104. Airplane 4110, automobile 4116, and boat 4122 include transceivers 4114, 4120, and 4126, respectively, for communicating with controller 4104.
[0298]
Transceivers 4108, 4114, 4120, and 4126 are preferably implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see FIGS. 10 and 11). Alternatively, transceivers 4108, 4114, 4120, and 4126 can be replaced with a receiver and transmitter that implements the receiver and / or transmitter using a UFT module to perform frequency translation operations. (See, for example, FIGS. 7 and 8).
[0299]
6.12 Radio Synchronous Watch
The present invention is directed to a wireless synchronization time device. The radio synchronous time device is a timer that receives a signal representing the current time. An example of such a source of time signal is the radio station WWV in Boulder, Colorado. The radio synchronization time device updates the internal clock with the current time information included in the signal.
[0300]
The present invention relates to all types of radio, such as alarm clocks, instrument clocks such as computer clocks and electronic equipment clocks, television clocks, VCR clocks, watches, home and office clocks, ovens and other appliance clocks. Intended for synchronous time devices.
[0301]
FIG. 43 shows an example 4302 of the wireless synchronous timer, and an example thereof is shown in FIG. The wireless synchronous timer 4302 includes a display 4304 that displays the current time and time zone (and possibly the location of the timer 4302), a receiver 4306, a time module 4310, a GPS module 4308, and a battery 4312.
[0302]
Receiver 4306 receives a time signal from time information source 4314. Based on this time signal, the time module 4310 determines the current time in a known manner. Depending on the characteristics of the received time signal, the current time may become GMT. The current time is displayed on the display 4304.
[0303]
The receiver 4306 can receive the time signal continuously, periodically, by user command, or sporadically (eg, depending on the signal strength of the time information source 4314). When the receiver 4306 is not receiving a time signal, the time module 4310 uses the time indication of the last received time signal to determine the current time in a known manner (ie, the time module 4310 Act as). In some embodiments, the timer 4302 can provide some indications when receiving a time signal from the time information source 4314.
For example, the timer 4302 can provide a visual or audible indication (such as turning on an LED or making a beep when a time signal is being received). The user can choose to disable this function.
[0304]
The receiver 4306 also receives positioning information from the wide-range positioning satellite 4316. The GPS module 4308 determines the position of the timer 4302 using the received positioning information. The time module 4310 uses the positioning information to determine a time zone and / or local time. The time zone, local time, and / or the location of the timer 4302 can be displayed on the display 4304.
[0305]
The receiver 4306 is preferably implemented using a UFT module for performing frequency translation operations (see, eg, FIG. 7).
[0306]
The present invention is particularly well suited for implementation as a timer, given the low power requirements of the UFT module. A timer implemented using the UFT module increases the useful life of the battery 4312.
[0307]
6.13 Other applications
The above-described application embodiments are provided for illustration. These applications and embodiments are not intended to limit the present invention. Alternative and additional applications and embodiments that differ slightly or significantly from the applications and embodiments described herein will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein. Let's go. For example, such alternative and additional applications and embodiments include combinations of the applications and embodiments described above. Such combinations will be apparent to those skilled in the art based on the teachings herein.
[0308]
Additional applications and embodiments are described below.
[0309]
6.13.1 Application examples including extended signal reception
As discussed above, the present invention is directed to a method and system for enhanced signal reception (ESR). Any of the applications discussed above can be modified to improve communication between the transmitter and receiver by incorporating ESR. Thus, the present invention is directed to any application described above in combination with any ESR embodiment described above.
[0310]
6.13.2 Application examples including unified down conversion and filtering
As mentioned above, the present invention is directed to unified down-conversion and filtering (UDF). The UDF according to the present invention can be used to perform filtering and / or down conversion operations.
[0311]
Many if not all of the applications described herein involve frequency translation operations. Thus, the applications described above can be improved by using any UDF embodiment described herein.
[0312]
Many if not all of the above applications involve filtering operations. Thus, any of the applications described above can be improved by using any of the UDF embodiments described herein.
[0313]
Thus, the present invention is directed to any application described herein in combination with any UDF embodiment described herein.
[0314]
7). Conclusion
Examples of the systems and components of the present invention have been described herein. As noted elsewhere, these examples are described for illustrative purposes only and are not intended to be limiting. Other embodiments, such as software and software / hardware implementations of the systems and components of the present invention are possible and encompassed by the present invention, but are not so limited. Such implementations will be apparent to those skilled in the art based on the teachings contained herein.
[0315]
While various application embodiments of the present invention have been described above, it should be understood that these have been presented by way of example only and are not so limited. Accordingly, the breadth and scope of the present invention should not be limited by any of the above-described exemplary embodiments, but should be defined only in accordance with the following claims and their equivalents.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a block diagram of a universal frequency translation (UFT) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 1B is a more detailed diagram of a universal frequency translation (UFT) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 1C illustrates a UFT module used in a universal frequency down conversion (UFD) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 1D illustrates a UFT module used in a universal frequency up-conversion (UFU) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 2 is a block diagram of a universal frequency translation (UFT) module according to an alternative embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of a universal frequency up-conversion (UFU) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 4 is a more detailed diagram of a universal frequency up-conversion (UFU) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 5 is a block diagram of a universal frequency up-conversion (UFU) module according to an alternative embodiment of the present invention.
FIG. 6A shows an example of a waveform used to describe the operation of a UFU module.
FIG. 6B shows an example of a waveform used to describe the operation of the UFU module.
6A-6C are diagrams illustrating examples of waveforms used to describe the operation of the UFU module.
6A-6D are diagrams illustrating examples of waveforms used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 6E shows an example of a waveform used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 6F shows an example of waveforms used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 6G shows an example of a waveform used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 6H is a diagram showing examples of waveforms used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 6I is a diagram showing examples of waveforms used to describe the operation of the UFU module.
FIG. 7 shows a UFT module used in a receiver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 shows a UFT module used in a transmitter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 illustrates an environment with a transmitter and a receiver that can each be implemented using the UFT module of the present invention.
FIG. 10 illustrates a transceiver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 11 illustrates a transceiver according to an alternative embodiment of the present invention.
FIG. 12 illustrates an environment with a transmitter and a receiver that can each be implemented using the enhanced signal reception (ESR) component of the present invention.
FIG. 13 illustrates a UFT module used in a unified down-conversion and filtering (UDF) module according to one embodiment of the present invention.
FIG. 14 illustrates an example of a receiver implemented using a UDF module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 15A is a diagram illustrating an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention;
FIG. 15B is a diagram showing an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 15C is a diagram illustrating an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 15D is a diagram showing an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention;
FIG. 15E is a diagram showing an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention;
FIG. 15F is a diagram illustrating an application example of a UDF module according to an embodiment of the present invention;
FIG. 16 illustrates an environment comprising a transmitter and a receiver, each of which can be implemented using the enhanced signal reception (ESR) component of the present invention, and one or more UFD modules of the present invention. Can be used to further implement this receiver.
FIG. 17 illustrates a unified down conversion and filtering (UDF) module according to one embodiment of the invention.
FIG. 18 is a table of examples of values at nodes in the UDF module of FIG. 17;
FIG. 19 is a detailed diagram of an example UDF module, according to one embodiment of the invention.
FIG. 20A is a diagram of an example aliasing module, according to an embodiment of the present invention.
FIG. 20A-1 is a diagram of an example aliasing module, according to an embodiment of the present invention.
FIG. 20B is a diagram of an example waveform used to describe the operation of the aliasing module of FIGS. 20A and 20A-1.
FIG. 20C is a diagram of an example waveform used to describe the operation of the aliasing module of FIGS. 20A and 20A-1.
20D is a diagram of example waveforms used to describe the operation of the aliasing module of FIGS. 20A and 20A-1.
FIG. 20E is a diagram of an example waveform used to describe the operation of the aliasing module of FIGS. 20A and 20A-1.
FIG. 20F is a diagram of example waveforms used to describe the operation of the aliasing module of FIGS. 20A and 20A-1.
FIG. 21 is a diagram illustrating an extended signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
22A is a diagram of an example waveform used to describe the system of FIG. 21. FIG.
FIG. 22B is a diagram of an example waveform used to describe the system of FIG.
22C is an illustration of example waveforms used to describe the system of FIG. 21. FIG.
22D is an illustration of example waveforms used to describe the system of FIG.
22E is a diagram of an example waveform used to describe the system of FIG. 21. FIG.
22F is a diagram of examples of waveforms used to describe the system of FIG.
FIG. 23A is a diagram illustrating an example of a transmitter in an extended signal receiving system according to an embodiment of the present invention;
FIG. 23B is a diagram of an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 23C is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 23D is a diagram showing another example of a transmitter in the extended signal receiving system according to an embodiment of the present invention;
FIG. 23E is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 23F is a diagram of an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 24A is a diagram illustrating an example of a receiver in an extended signal receiving system according to an embodiment of the present invention;
FIG. 24B is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24C is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24D is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24E is a diagram of an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24F is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 24G is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24H is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 24I is a diagram of an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to one embodiment of the invention.
FIG. 24J is an example waveform used to further describe an enhanced signal receiving system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 25 illustrates an environment with a telephone and a base station according to one embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a diagram showing a positioning unit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 27 shows a communication network according to an embodiment of the present invention.
FIG. 28 shows a communication network according to an embodiment of the present invention.
FIG. 29 shows a pager according to an embodiment of the present invention.
FIG. 30 illustrates a pager according to an embodiment of the present invention.
FIG. 31 is a diagram showing a security system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 32 shows a repeater according to an embodiment of the present invention.
FIG. 33 is a diagram illustrating mobile radio according to an embodiment of the present invention.
FIG. 34 illustrates an environment including satellite communications according to one embodiment of the present invention.
FIG. 35 is a diagram showing a computer and its peripheral devices according to an embodiment of the present invention.
FIG. 36 is a diagram illustrating a house control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 37 is a diagram illustrating a house control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 38 is a diagram illustrating a house control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 39 is a diagram showing an example of an automobile according to an embodiment of the present invention.
FIG. 40A shows an example of an aircraft according to one embodiment of the invention.
FIG. 40B shows an example of a boat according to one embodiment of the present invention.
FIG. 41 is a diagram illustrating a wireless control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 42A is a diagram showing an example of a frequency band that can be operated in the embodiment of the present invention.
FIG. 42B is a diagram showing an example of frequency bands that can be operated in the embodiment of the present invention.
FIG. 42C is a diagram showing an example of frequency bands that can be operated in the embodiment of the present invention.
FIG. 42D is a diagram illustrating an example of a frequency band that can be operated in the embodiment of the present invention, and illustrating the orientations of FIGS. 42A to 42C (FIGS. 42A to 42C are partly for illustrative purposes); Duplicated).
FIG. 43 is a diagram showing an example of a wireless synchronous clock according to an embodiment of the present invention.
FIG. 44 is a diagram illustrating an example of radio according to an embodiment of the present invention.
FIG. 45A shows an example of a switch module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 45B is a diagram illustrating an example of a switch module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 45C is a diagram illustrating an example of a switch module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 45D is a diagram illustrating an example of a switch module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 46A is a diagram showing an example of an aperture generator.
FIG. 46B is a diagram showing an example of an aperture generator.
FIG. 46C is a diagram showing an example of an aperture generator.
FIG. 46D is a diagram showing an example of an aperture generator.
FIG. 46E shows an oscillator according to one embodiment of the invention.
FIG. 47 illustrates an energy transfer system with an optional energy transfer signal module, according to one embodiment of the invention.
FIG. 48 illustrates an aliasing module with input / output impedance matching according to one embodiment of the present invention.
FIG. 49A is a diagram showing an example of a pulse generator.
49B is a diagram showing an example of a waveform related to the pulse generator of FIG. 49A.
49C is a diagram showing an example of a waveform related to the pulse generator of FIG. 49A.
FIG. 50 is a diagram illustrating an example of an energy transfer module with a switch module and a reaction containment module according to one embodiment of the invention.
FIG. 51A shows an example of an energy transfer system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 51B shows an example of an energy transfer system according to an embodiment of the present invention.
52A shows an example of an energy transfer signal module according to one embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 52B is a diagram showing a flowchart of the operation of the state machine according to the embodiment of the present invention.
FIG. 52C shows an example of an energy transfer signal module.
FIG. 53 is a circuit diagram of a circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101.1 MHz clock according to one embodiment of the present invention.
54 is a diagram showing simulation waveforms of the circuit of FIG. 53 according to an embodiment of the present invention.
FIG. 55 is a circuit diagram of a circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101 MHz clock, in accordance with one embodiment of the present invention.
56 is a diagram showing simulation waveforms of the circuit of FIG. 55 according to an embodiment of the present invention.
FIG. 57 is a circuit diagram of a circuit that downconverts a 915 MHz signal to a 5 MHz signal using a 101.1 MHz clock according to one embodiment of the present invention.
58 shows simulation waveforms for the circuit of FIG. 57, according to one embodiment of the present invention.
FIG. 59 is a schematic diagram of the circuit of FIG. 53 connected to an FSK source alternating between 913 MHz and 917 MHz at a baud rate of 500 K baud according to one embodiment of the present invention.
FIG. 60A is a diagram illustrating an example of an energy transfer system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 60B shows an example timing diagram for the example system of FIG. 60A.
60C shows an example timing diagram for the example system of FIG. 60A.
FIG. 61 is a diagram illustrating an example of a bypass network according to an embodiment of the present invention.
FIG. 62 is a diagram illustrating an example of a bypass network according to an embodiment of the present invention.
FIG. 63 is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 64A is a diagram showing an example of a real-time aperture control circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 64B shows a timing diagram of an example clock signal for real-time aperture control, in accordance with one embodiment of the present invention.
FIG. 64C shows a timing diagram of an example of an optional enable signal for real-time aperture control, in accordance with one embodiment of the present invention.
FIG. 64D shows a timing diagram of an inverted clock signal for real-time aperture control, according to one embodiment of the present invention.
FIG. 64E shows a timing diagram of an example delayed clock signal for real-time aperture control, according to one embodiment of the invention.
FIG. 64F shows a timing diagram of an example energy transfer including pulses having apertures controlled in real time according to one embodiment of the invention.
FIG. 65 is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 66 is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 67 is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 68 is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 69A is a timing diagram of the example of the embodiment of FIG.
FIG. 69B is a timing diagram of the example of the embodiment of FIG.
FIG. 70A is a timing diagram of the example of the embodiment of FIG. 67.
FIG. 70B is a timing diagram of the example of the embodiment of FIG.
FIG. 71A is a diagram showing an example of an embodiment of the present invention.
FIG. 71B shows an equation for determining charge transfer according to the present invention.
FIG. 71C shows the relationship between capacitor charging and aperture according to the present invention.
FIG. 71D shows the relationship between capacitor charging and aperture according to the present invention.
FIG. 71E is a diagram showing a power-charge relational expression according to the present invention;
FIG. 71F shows an insertion loss equation according to the present invention.
72 is a diagram showing an original FSK waveform 5902 and a down-converted waveform 5904. FIG.

Claims (29)

A communication method in an application example,
(1) receiving a first communication signal;
(2) Downconverting the first communication signal into a second communication signal having a frequency lower than that of the first communication signal, each step comprising:
The step (2)
(A) receiving a control signal including a pulse having a pulse width;
(B) closing the switch during the pulse width of the control signal, thereby connecting the first communication signal to the capacitor;
(C) transferring and storing energy from the first communication signal in the pulse width period to the capacitor while the switch is closed;
(D) discharging the energy from the capacitor while the switch is open, and generating the second communication signal from the discharged energy,
During the pulse width period of the control signal, energy transfer and storage from the first communication signal to the capacitor prevents accurate voltage regeneration of the first communication signal during the pulse width period. A method characterized by. further,
And (3) generating a fourth communication signal by using the switch coupled to the bias signal and the second control signal to up-convert the frequency of the third communication signal. The method described in 1. For telephone applications, said step (1) comprises
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the telephone.   4. The method of claim 3, wherein the telephone is a cordless telephone and the step (1) (A) includes receiving the first communication signal at the cordless telephone.   The method according to claim 3, wherein the telephone is a mobile telephone, and the step (1) (A) includes receiving the first communication signal by the mobile telephone.   4. The method of claim 3, wherein the telephone is a satellite telephone, and the step (1) (A) includes receiving the first communication signal at the satellite telephone. For data communication network applications, said step (1) comprises
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at a data communication network interface. The data communication network is a local area network (LAN), and the steps (1) and (A) are:
8. The method of claim 7, comprising the step of: (i) receiving the first communication signal at a LAN interface.   9. The method of claim 8, wherein for wireless link application, step (i) comprises receiving the first communication signal at a wireless local area network (WLAN) interface. The data communication network is a wide area network (WAN), and steps (1) and (A) include:
The method of claim 7, comprising the step of: (i) receiving the first communication signal at a WAN interface.   11. For wireless link applications where the data communication network is a wireless wide area network (WWAN), step (i) includes receiving the first communication signal at a WWAN interface. The method described in 1. For computer applications in the data communication network, step (1) comprises:
8. The method of claim 7, comprising: (A) receiving the first communication signal at the computer. With respect to the positioning unit application for receiving positioning information from at least one satellite and determining a target position, step (1) comprises:
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the positioning unit. For pager applications, step (1) is
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the pager. For security system applications, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the security system. For repeater applications, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the repeater. For mobile radio applications, step (1)
The method according to claim 1, further comprising the step of: (A) receiving the first communication signal by the mobile radio. For satellite unit applications, step (1) is
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the satellite unit. For computer peripheral device applications, step (1) includes
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the computer peripheral device. For home control device applications, step (1)
The method according to claim 1, further comprising: (A) receiving the first communication signal at the home control device. For remote control unit applications, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the remote control unit. For wireless interface applications for home appliance devices, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the consumer electronics device. For utility equipment applications communicating with public utilities, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the utility equipment instrument. For intercom applications in intercom communication systems, step (1) is:
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the intercom. For gasoline pump applications, step (1) is
The method of claim 1, further comprising: (A) receiving the first communication signal at the gasoline pump. Regarding toll gate use, step (1)
The method of claim 1, comprising: (A) receiving the first communication signal at the toll gate. For a controllable door lock device application that communicates wirelessly with a keyless entry device, step (1) includes:
The method of claim 1 including the step of: (A) receiving the first communication signal at the controllable door lock device. For the device application for radio control, step (1)
The method according to claim 1, further comprising the step of: (A) receiving the first communication signal at the radio control device. For wireless synchronous time device applications, step (1)
The method according to claim 1, further comprising the step of: (A) receiving the first communication signal at the wireless synchronization time device.

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