JP4559153B2

JP4559153B2 - コンバータ装置とその制御方法

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Inventors: 載淳崔; 東希金; 才坤徐; 洪圭韓
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Description

本発明はコンバータ装置に関し、特に位相変異フルブリッジ方式のコンバータ装置に関する。

コンバータは、交流信号と直流信号とを変換する電源装置で、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、直流を直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、及び直流を交流に変換するインバータを含み、スイッチング電源装置ＳＭＰＳなどに使用される。

図５は一般的なコンバータの例であって、フルブリッジ方式のインバータ装置を示した図面である。図５に示したように、フルブリッジ方式のインバータ装置は、電源（Ｖｉｎ）、交流導電経路を決め、対角をなして対に構成された４つのスイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）、各々のスイッチを駆動する４つのドライバーからなるスイッチ駆動部１００、スイッチ駆動部１００を駆動するためのパルス信号を生成するＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）部２００、フィードバック部３００、保護部４００、トランスフォーマーＴＸ、及び負荷ＣＣＦＬを含む。

電源（Ｖｉｎ）は、直流電圧を回路に供給し、ＰＷＭ部２００及びスイッチ駆動部１００を通じて印加されるスイッチング信号によって４つのスイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）がオン／オフされ、これによりトランスフォーマーＴＸを通じて負荷ＣＣＦＬに電圧が供給される。

一方、このようなコンバータ装置を駆動するために、従来は、位相変異フルブリッジ方式で４つのスイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤをオン／オフした。

図６はこのような位相変異フルブリッジ方式でコンバータ装置を駆動するためのスイッチング部２００の信号を示した図面である。図６に示したように、スイッチＳＡ及びスイッチＳＢはオシレータ（発振器）の波形によって生成されるＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ信号によって交互にオン／オフされ、スイッチＳＣ及びスイッチＳＤをオン／オフする信号ＯＵＴＣ及びＯＵＴＤは基準信号ＥＡ＿ＯＵＴによってＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ信号の位相がシフトされた形態で示され、この信号によってスイッチＳＣ及びスイッチＳＤが交互にオンまたはオフされる。また、スイッチＳＡ及びスイッチＳＢとスイッチＳＣ及びスイッチＳＤとが同時にオンされれば、回路が短絡（Ｓｈｏｒｔ）するので、ＯＵＴＡ信号及びＯＵＴＢ信号とＯＵＴＣ信号及びＯＵＴＤ信号とは同時にハイ状態にならないように、これらの信号の間には所定のデッドタイムが存在する。

また、このような信号ＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ、ＯＵＴＣ、ＯＵＴＤによってスイッチＳＡ及びスイッチＳＤとスイッチＳＢ及びスイッチＳＣとが同時にオンされる時のみ、トランスフォーマーＴＸの１次側の電圧が２次側に伝達される。

一方、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）はこのような従来の位相変異フルブリッジ方式でコンバータ装置を駆動する時の、レフトレッグ（ＬｅｆｔＬｅｇ）のＡ地点及びライトレッグ（ＲｉｇｈｔＬｅｇ）のＢ地点での電圧及びＬＣ共振回路Ｃ１−Ｌ１での共振電流を示した波形で、図７（Ａ）はデューティが大きい場合、図７（Ｂ）はデューティが小さい場合を各々示す。

図７（Ａ）に示されているように、デューティが大きい場合（負荷にかかる電圧がハイレベルである区間が長い場合）にはレフトレッグに連結されたスイッチＳＡ及びスイッチＳＢでは０電圧スイッチング及び０電流スイッチングが行われ、ライトレッグに連結されたスイッチＳＣ及びスイッチＳＤでは０電圧スイッチングのみが行われる。

また、図７（Ｂ）に示されているように、デューティが小さい場合（負荷にかかる電圧がハイレベルである区間が短い場合）にはレフトレッグに連結されたスイッチＳＡ及びスイッチＳＢでは０電流スイッチングのみが行われ、ライトレッグに連結されたスイッチＳＣ及びスイッチＳＤでは０電圧スイッチングのみが行われる。

つまり、デューティが大きい場合には全てのスイッチが０電圧スイッチングされるが、デューティが小さい場合にはライトレッグを構成するスイッチＳＣ及びスイッチＳＤのみが０電圧スイッチングされる。また、レフトレッグのスイッチＳＡ及びスイッチＳＢはデューティに関係なく０電流スイッチングされる反面、ライトレッグのスイッチＳＣ及びスイッチＳＤは電流が比較的大きい状態でスイッチングされる。

一方、０電圧スイッチングとは、トランジスタに連結されたダイオードが導電された後、スイッチが導通されて２次側に流れるエネルギー電流経路を提供することであり、０電流スイッチングとは、スイッチングの瞬間にスイッチ素子に流れる電流が０になるようにすることである。モストランジスタＭＯＳＦＥＴにおいてスイッチの高効率動作のために０電圧スイッチング及び０電流スイッチングが行われるべきであり、このうちのいずれか一つでも行われなければ、ＭＯＳＦＥＴの温度が大きく上昇する。

つまり、入力電圧Ｖｉｎが低い場合にはＭＯＳＦＥＴに大きな電流が流れるので０電流スイッチングが行われなければ温度が大きく上昇し、入力電圧Ｖｉｎが高い場合にはＭＯＳＦＥＴに高い電圧がかかるので０電圧スイッチングが行われなければ温度が大きく上昇する。

一方、従来の技術によるコンバータ装置は、デューティが小さい場合にレフトレッグのスイッチでは０電圧スイッチングが行われずに０電流スイッチングのみが行われ、ライトレッグのスイッチでは０電流スイッチングは行われずに０電圧スイッチングのみが行われる。したがって、入力電圧が高い場合にはレフトレッグのスイッチ効率がよくないため、レフトレッグのスイッチＳＡ及びスイッチＳＢを構成するモストランジスタＭＯＳＦＥＴの温度がライトレッグのスイッチＳＣ及びスイッチＳＤを構成するモストランジスタＭＯＳＦＥＴの温度より高くなり、入力電圧が低い場合にはライトレッグのスイッチ効率がよくないため、ライトレッグのスイッチＳＣ及びスイッチＳＤを構成するモストランジスタＭＯＳＦＥＴの温度がレフトレッグのスイッチＳＡ及びスイッチＳＢを構成するモストランジスタＭＯＳＦＥＴの温度より高くなる。したがって、オン抵抗が小さいモストランジスタを使用しなければならない。

本発明が目的とする技術的課題は、このような問題点を解決するためのものであって、フルブリッジのレフトレッグ及びライトレッグを構成するスイッチが交互に０電圧スイッチング及び０電流スイッチングを行うようにするコンバータ装置とその駆動方法を提供することにある。

このような課題を解決するための本発明の特徴によるコンバータ装置は、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第１ＳＡ及び第２ＳＢスイッチを含む第１スイッチ群；入力電源と接地電源との間に直列に連結される第３ＳＣ、第４ＳＤスイッチを含む第２スイッチ群；前記第１及び第２スイッチの接続点と前記第３及び第４スイッチの接続点との間に１次側インダクタが連結され、前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマー；前記トランスフォーマーの２次側に連結される負荷；前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路；前記フィードバック回路から出力された信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを各々駆動するためのパルス信号を出力するＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）部；及び前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを駆動するスイッチ駆動部；を含み、前記ＰＷＭ部は、前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群とが交互に０電圧スイッチング及び０電流スイッチングを行うように前記第１乃至第４スイッチのオン／オフ動作を制御するパルス信号を出力する。

本発明の他の特徴によるコンバータ装置は、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第１及び第２スイッチを含む第１スイッチ群；入力電源と接地電源との間に直列に連結される第３及び第４スイッチを含む第２スイッチ群；前記第１及び第２スイッチの接続点と前記第３及び第４スイッチとの接続点の間に１次側インダクタが連結され、前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマー；前記トランスフォーマーの２次側に連結される負荷；前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路；前記フィードバック回路から出力された信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを各々駆動するためのパルス信号を出力するＰＷＭ部；及び前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを駆動するスイッチ駆動部；を含み、前記ＰＷＭ部は、前記第１及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに第１方向の電流が流れるように第１導電経路を形成し、前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向の電流が流れるように第１放電経路を形成し、前記第２及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向と反対方向の第２方向の電流が流れるように第２導電経路を形成し、前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第２方向の電流が流れるように第２放電経路を形成するようにするパルス信号を出力する。

本発明の他の特徴によるコンバータ装置は、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第１及び第２スイッチを含む第１スイッチ群；入力電源と接地電源との間に直列に連結される第３及び第４スイッチを含む第２スイッチ群；１次側に連結される前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマー；前記トランスフォーマーの２次側に連結される負荷；前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路；前記フィードバック回路から出力された信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを各々駆動するためのパルス信号を出力するＰＷＭ部；及び前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを駆動するスイッチ駆動部；を含み、前記ＰＷＭ部は、前記第４、第１、第３、第２、第１、第４、第２、第３スイッチの順に前記スイッチをオンするが、前記第１及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重なり、前記第２及び第３スイッチがオンされる区間が互いに重なるようにするパルス信号を出力する。

本発明の他の特徴によるコンバータ装置は、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第１及び第２スイッチを含む第１スイッチ群；入力電源と接地電源との間に直列に連結される第３及び第４スイッチを含む第２スイッチ群；１次側に連結される前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマー；前記トランスフォーマーの２次側に連結される負荷；前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路；前記フィードバック回路から出力された信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを各々駆動するためのパルス信号を出力するＰＷＭ部；及び前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを駆動するスイッチ駆動部；を含み、前記ＰＷＭ部は、前記フィードバック回路から出力された信号と所定の基準信号とを比較してその差異値に対応する信号を出力する第１比較器、及び前記第１比較器の出力と所定の周波数を有するのこぎり波とを比較してその差異値に対応する信号を出力する第２比較器を含む比較部；前記のこぎり波と同一な周波数を有するパルス信号をクロック信号として使用して、前記クロック信号の１／２の周波数を有する第１パルス信号を生成する第１フリップフロップ、前記第１フリップフロップの１／２の周波数を有するパルス信号を生成する第２フリップフロップ、前記第２比較器の出力信号に基づいて前記第１パルス信号が所定の時間だけシフトされた第２パルス信号を出力する論理ゲートを含むパルス信号生成部；及び前記第２フリップフロップの出力信号、前記第１パルス信号、及び前記第２パルス信号を論理演算して、前記第１パルス信号と前記第２パルス信号とを交互に前記第１スイッチ及び第４スイッチを駆動するためのパルス信号として出力する論理演算部；を含む。

本発明の特徴によるコンバータ装置の制御方法は、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第１ＳＡ及び第２ＳＢスイッチを含む第１スイッチ群、入力電源と接地電源との間に直列に連結される第３ＳＣ、第４ＳＤスイッチを含む第２スイッチ群、及び前記第１及び第２スイッチの接続点と前記第３及び第４スイッチの接続点との間に１次側インダクタが連結され、前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマーを含むコンバータ装置の制御方法において、ａ）入力電源が供給されれば、前記第１及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに第１方向の電流が流れるように第１導電経路を形成する段階；ｂ）前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向の電流が流れるように第１放電経路を形成する段階；ｃ）前記第２及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向と反対方向の第２方向の電流が流れるように第２導電経路を形成する段階；及びｄ）前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第２方向の電流が流れるように第２放電経路を形成する段階；を含む。

本発明の他の特徴によるコンバータ装置の制御方法は、ａ）入力電源が供給されれば、第１導電経路を決める第１及び第４スイッチと、第２導電経路を決める第２及び第３スイッチとをオンするためのパルス信号を生成する段階；ｂ）前記パルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを選択的にオンして前記第１または第２導電経路を通じて前記入力電源をトランスフォーマーの１次側から２次側に伝達する段階；ｃ）前記トランスフォーマーの２次側に連結された負荷でフィードバック信号を生成する段階；ｄ）前記フィードバック信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチをオンするためのパルス信号を制御する段階；を含み、前記ａ）段階は、前記第４、第１、第３、第２、第１、第４、第２、第３スイッチの順に前記スイッチをオンするが、前記第１及び第２スイッチがオンされる区間が互いに重なり、前記第３及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重なるようにするパルス信号を出力する。

本発明によるコンバータ装置は、スイッチＳＡ及びスイッチＳＤのドライバーに従来のスイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形を一周期ずつ交互に印加し、スイッチＳＢ及びスイッチＳＣのドライバーには各々スイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形が反転された波形を印加して、デューティが小さい場合にレフトレッグ及びライトレッグのスイッチが各々０電圧スイッチング及び０電流スイッチングを交互に行うことによって、一側レッグのスイッチの温度だけが上昇する問題を解決することができる。したがって、従来よりオン抵抗の大きなスイッチを使用することができる。

以下、添付した図面を参照して、本発明の実施例について、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施することができるように詳細に説明する。しかし、本発明は多様な相異した形態で実現することができ、ここで説明する実施例に限定されない。図面では、本発明を明確に説明するために、説明と関係のない部分は省略した。明細書全体に亘り類似した部分については同一な図面符号を付けた。

まず、本発明の実施例によるコンバータ装置について、図１を参照して詳細に説明する。本発明の実施例によるコンバータ装置は、図５に示された従来のコンバータ装置のＰＷＭ部２００の構成が変更されており、図１はこのような本発明の実施例によるコンバータ装置のＰＷＭ部２００の構成を示した回路図である。

図１に示したように、本発明の実施例によるコンバータ装置のＰＷＭ部２００は、従来のＰＷＭ部２００の構成に、トグルフリップフロップＦＦＢ、４つのオア（ＯＲ）ゲート、及び２つのアンド（ＡＮＤ）ゲートが追加された。これは、従来のスイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形が一周期ずつ交互にスイッチＳＡ及びスイッチＳＤのドライバーに印加されるようにするためである。

つまり、フリップフロップＦＦＡの出力ＴがフリップフロップＦＦＢのクロック端子に入力され、このようなフリップフロップＦＦＡの出力Ｔ１、従来のスイッチＳＡの駆動波形、及びスイッチＳＤの駆動波形をオア演算及びアンド演算することで、スイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形が一周期ずつ交互にスイッチＳＡ及びスイッチＳＤのドライバーに印加されるようにする。各出力端のノア（ＮＯＲ）ゲートの入力端に連結されたタイムディレイ（ＴｉｍｅＤｅｌａｙＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）は、スイッチＳＡ及びスイッチＳＢとスイッチＳＣ及びスイッチＳＤとが同時にオンされないように各々の出力信号にデッドタイムを与えるためのものである。なお、前記４つのオア（ＯＲ）ゲート、及び２つのアンド（ＡＮＤ）ゲートとタイムディレイ（ＴｉｍｅＤｅｌａｙＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とは論理演算部を構成する。

このような本発明の実施例によるコンバータ装置のスイッチの駆動波形を、図２を参照して詳細に説明する。

図２は本発明の実施例によるコンバータ装置のＰＷＭ部２００の各部から出力される波形を示した図面である。図２に示されているように、フリップフロップＦＦＡの出力Ｔは従来のスイッチＳＡの駆動波形を決めるもので、オシレータ（発振器）のシンク信号ＳＹＮＣによってトグルし、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１はフリップフロップＦＦＡの出力Ｔによってトグルする。したがって、フリップフロップＦＦＢ（第２フリップフロップ）の出力Ｔ１の周期は、フリップフロップＦＦＡ（第１フリップフロップ）の出力Ｔの周期の２倍となる。なお、オシレータ（発振器）の所定の周波数を有するのこぎり波は比較器１の反転入力端子に出力される。

また、エキスクルシブノア（排他的論理和の反転結果を有する：ＸＮＯＲ）ゲートの出力ＸＮＯＲは、従来のスイッチＳＤの駆動波形を決めるもので、フリップフロップＦＦＡの出力ＴとＰＷＭラッチの出力Ｑとが同一である場合のみハイレベルになる。

また、スイッチＳＡの駆動波形ＯＵＴＡは、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１、フリップフロップＦＦＡの出力Ｔ、及びＸＮＯＲゲートの出力ＸＮＯＲの演算によって決められるもので、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１がローレベルである場合には従来のスイッチＳＡの駆動波形がそのまま出力され、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１がハイレベルである場合には従来のスイッチＳＤの駆動波形が出力される。

同様に、スイッチＳＤの駆動波形ＯＵＴＤも、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１、フリップフロップＦＦＡの出力Ｔ、及びＸＮＯＲゲートの出力ＸＮＯＲの演算によって決められ、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１がローレベルである場合にはスイッチＳＤの駆動波形ＯＵＴＤとして従来のスイッチＳＤの駆動波形がそのまま出力され、フリップフロップＦＦＢの出力Ｔ１がハイレベルである場合には従来のスイッチＳＡの駆動波形がスイッチＳＤの駆動波形ＯＵＴＤとして出力される。

また、スイッチＳＢの駆動波形ＯＵＴＢ及びスイッチＳＣの駆動波形ＯＵＴＣは、各々スイッチＳＡの駆動波形ＯＵＴＡ及びスイッチＳＤの駆動波形ＯＵＴＤを反転させたものである。

このような波形によって本発明の実施例によるコンバータ装置が動作する過程を詳細に説明する。

図２のＯＵＴＡ〜ＯＵＴＤの波形によって、スイッチＳＤが導通された状態でスイッチＳＡが導通され（第１導電経路形成）、スイッチＳＤが遮断された後、スイッチＳＣが導通された状態でスイッチＳＡが遮断され（第１放電経路形成）、スイッチＳＢは導通する（第２導電経路形成）。また、スイッチＳＢが遮断されればスイッチＳＡが導通され（第２放電経路形成）、スイッチＳＣが遮断された後、スイッチＳＤは導通する（第１導電経路形成）。また、スイッチＳＤが導通された状態でスイッチＳＡが遮断された後スイッチＳＢが導通され（第３放電経路形成）、スイッチＳＤが遮断された後、スイッチＳＣが導通され（第２導電経路形成）、スイッチＳＣが遮断された後、スイッチＳＤは導通する（第４放電経路形成）。

このようにスイッチＳＡ及びスイッチＳＤとスイッチＳＢ及びスイッチＳＣとが同時に導通されると、キャパシタＣ１、インダクタＬ１、及びトランスフォーマーＴＸにエネルギーが供給されて電圧及び電流が共振する。

この時、スイッチＳＣが遮断されれば電流がダイオードＤ４を通じて流れ、ダイオードＤ４が導電された後、スイッチＳＤが導通される。また、スイッチＳＢが遮断され、スイッチＳＡが導通される前に、電流はスイッチＳＡと連結されたダイオードＤ１によって転換される。同様に、スイッチＳＤが遮断され、電流はスイッチＳＡからＣ１を通じてトランスフォーマーＴＸの１次側及びダイオードＤ３に流れ、ダイオードＤ３が導電された後、スイッチＳＣが導通される。スイッチＳＢは、導通する前にダイオードＤ２を導電するようにするスイッチＳＡが遮断された後に導通する。この時、対角するスイッチＳＢ及びＳＣとスイッチＳＡ及びＳＤとが同時に導通される時間がトランスフォーマーＴＸに供給されるエネルギーを決め、スイッチＳＡ及びスイッチＳＤとスイッチＳＢ及びスイッチＳＣとが同時に導通される時間はエラー増幅器の出力（Ｅｒｒｏｒａｍｐ．）レベルによって決められる。

このために、エラー増幅器は、フィードバック信号ＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較する。フィードバック信号ＦＢはセンス抵抗Ｒ２を通過する電流の大きさであって、負荷ＣＣＦＬを通過する全電流を示す。基準電圧ＶＲＥＦは負荷を通じて流れる基準電流に対応する電圧を示す。正常に動作する時、ＶＲＥＦはＦＢの平均値と同一であり、ＦＢの値は負荷状態によって可変し、これによりエラー増幅器の出力も可変する。

図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、このような本発明の実施例によるコンバータ装置を駆動する時の、レフトレッグのＡ地点及びライトレッグのＢ地点での電圧及びＬＣ共振回路Ｃ１−Ｌ１での共振電流を示した波形であって、図３（Ａ）はデューティが大きい場合、図３（Ｂ）はデューティが小さい場合を各々示す。

図３（Ａ）に示されているように、デューティが大きい場合には全てのスイッチで０電圧スイッチングが行われる。また、図３（Ｂ）に示されているように、デューティが小さい場合にはレフトレッグに連結されたスイッチＳＡ及びスイッチＳＢとライトレッグに連結されたスイッチＳＣ及びスイッチＳＤとでは０電圧スイッチング及び０電流スイッチングが交互に行われる。

一方、本発明の実施例では、コンバータ装置として、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置について説明したが、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ装置にも本発明を適用することができる。

図４はこのような本発明の他の実施例によるコンバータ装置を示した図面である。図４に示されているように、本発明の他の実施例によるコンバータ装置は、２次側回路としてトランスフォーマーＴＸから伝達された交流電圧を整流して直流電圧を得るためのブリッジダイオードＤ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８を含む。その他、１次側回路及びＰＷＭ部２００の構成及び動作は本発明の実施例によるコンバータ装置と同一であるので、その説明は省略する。

以上、本発明の好ましい実施例について詳細に説明したが、本発明はこれに限定されず、その他の様々な変更や変形が可能である。つまり、本発明の実施例によるコンバータ装置では負荷としてランプＣＣＦＬが使用されたが、この他にも抵抗性負荷、容量性負荷など様々な負荷を使用することができる。

本発明によるコンバータ装置は、スイッチＳＡ及びスイッチＳＤのドライバーに従来のスイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形を一周期ずつ交互に印加し、スイッチＳＢ及びスイッチＳＣのドライバーには各々スイッチＳＡ及びスイッチＳＤの駆動波形が反転された波形を印加して、デューティが小さい場合にレフトレッグ及びライトレッグのスイッチが各々０電圧スイッチン及びと０電流スイッチングを交互に行うことによって、一側レッグのスイッチの温度だけが上昇する問題を解決することができる。したがって、従来よりオン抵抗の大きなスイッチを使用することができる。

本発明の実施例によるコンバータ装置のＰＷＭ部の構成を示した回路図である。本発明の実施例によるコンバータ装置のＰＷＭ部の各部から出力される波形を示した図面である。本発明の実施例によるコンバータ装置を駆動する時の、レフトレッグのＡ地点及びライトレッグのＢ地点での電圧及びＬＣ共振回路Ｃ１−Ｌ１）での共振電流の波形を示した図面である。本発明の他の実施例によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示した図面である。一般的なフルブリッジ方式のインバータ装置を示した図面である。従来の技術によって図５の位相変異フルブリッジ方式でコンバータ装置を駆動するためのスイッチング部の波形を示した図面である。従来の位相変異フルブリッジ方式でコンバータ装置を駆動する時の、レフトレッグのＡ地点及びライトレッグのＢ地点での電圧及びＬＣ共振回路Ｃ１−Ｌ１）での共振電流の波形を示した図面である。

符号の説明

２００ＰＷＭ部
Ｃ１キャパシタ
ＣＣＦＬランプ
Ｄ２、Ｄ３ダイオード
Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８ブリッジダイオード
ＦＢフィードバック信号
ＦＦＡフリップフロップ
ＦＦＢトグルフリップフロップ
Ｌ１インダクター
ＳＡ、ＳＢＳＣ、ＳＤスイッチ
ＳＹＮＣシンク信号
Ｔ、Ｔ１出力
ＴＸトランスフォーマー
ＶＲＥＦ基準電圧
ＸＮＯＲエキスクルシブノア

Claims

入力電源と接地電源との間に直列に接続される第１及び第２スイッチを含む第１スイッチ群と、
入力電源と接地電源との間に直列に接続される第３及び第４スイッチを含む第２スイッチ群と、
前記第１及び第２スイッチの接続点と前記第３及び第４スイッチの接続点との間に１次側インダクタが接続され、前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマーと、
前記トランスフォーマーの２次側に接続される負荷と、
前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路と、
前記フィードバック回路から伝達された信号と所定の基準信号との差異値に対応する信号と、所定の周波数を有するのこぎり波とを比較した結果に応じて第１信号を生成し、前記第１信号が反転した第２信号を生成するＰＷＭラッチと、
前記のこぎり波と同一な周波数を有するパルス信号の１／２の周波数を有する第１パルス信号を生成する第１フリップフロップと、
前記第１パルス信号の１／２の周波数を有する第２パルス信号及び前記第２パルス信号が反転した第３パルス信号を生成する第２フリップフロップと、
前記第２信号及び前記第１パルス信号をＸＮＯＲの演算を行って第３信号を生成する論理演算器を含むＰＷＭ部と、
前記第１乃至第３パルス信号、及び前記第３信号を用いて前記１次側インダクタに流れる共振電流の２周期中、前記第１乃至第４スイッチのそれぞれを一回ずつゼロ電圧スイッチング動作させるスイッチ駆動部とを含むことを特徴とするコンバータ装置。
前記負荷はランプＣＣＦＬまたは抵抗性負荷または容量性負荷であることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記第１及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに第１方向の電流が流れるように第１導電経路を形成し、前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向の電流が流れるように第１放電経路を形成し、前記第２及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向と反対方向の第２方向の電流が流れるように第２導電経路を形成し、前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第２方向の電流が流れるように第２放電経路を形成するようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記第１及び第４スイッチを導通して前記第１導電経路を形成し、前記第２及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向の電流が流れるように第３放電経路を形成し、前記第２及び第３スイッチを導通して前記第２導電経路を形成し、前記第２及び第４スイッチを導通して前記第２方向の電流が流れるように第４放電経路を形成するようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項３に記載のコンバータ装置。
前記負荷はランプＣＣＦＬまたは抵抗性負荷または容量性負荷であることを特徴とする請求項３に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記第４、第１、第３、第２、第１、第４、第２、第３スイッチの順に前記スイッチをオンするが、前記第１及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重なり、前記第２及び第３スイッチがオンされる区間が互いに重なるようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記第１及び第２スイッチがオンされる区間が互いに重ならず、前記第３及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重ならないようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項６に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第１及び第４スイッチを導通して形成される第１導電経路を通じて前記入力電源の電力が前記トランスフォーマーの２次側に伝達されるようにし、
前記ＰＷＭ部から出力されるパルス信号に基づいて前記第２及び第３スイッチを導通して形成される第２導電経路を通じて前記入力電源の電力が前記トランスフォーマーの２次側に伝達されるようにすることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
前記負荷はランプＣＣＦＬまたは抵抗性負荷または容量性負荷であることを特徴とする請求項６に記載のコンバータ装置。
前記スイッチ駆動部は、
前記１次側インダクタに流れる共振電流の２周期の間、
前記共振電流の一番目のピークで前記第３スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、
前記共振電流の一番目の最低で前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、
前記共振電流の二番目のピークで前記第２スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、
前記共振電流の二番目の最低で前記第４スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
入力電源と接地電源との間に直列に接続される第１及び第２スイッチを含む第１スイッチ群、入力電源と接地電源との間に直列に接続される第３及び第４スイッチを含む第２スイッチ群、及び前記第１及び第２スイッチの接続点と前記第３及び第４スイッチの接続点との間に１次側インダクタが接続され、前記第１乃至第４スイッチによって決められる導電経路によって２次側に電力を伝達するトランスフォーマー、前記トランスフォーマーの２次側に接続される負荷、前記負荷に伝達される電力に対応する信号を出力するフィードバック回路、及び、前記フィードバック回路から伝達された信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを各々駆動するためのパルス信号を出力するＰＷＭ部を含むコンバータ装置の制御方法において、
ａ）前記フィードバック回路から伝達された信号と所定の基準信号との差異値に対応する信号と、所定の周波数を有するのこぎり波とを比較した結果に応じて第１信号を生成する段階と、
ｂ）前記第１信号が反転した第２信号を生成する段階と、
ｃ）前記のこぎり波と同一な周波数を有するパルス信号の１／２の周波数を有する第１パルス信号を生成する段階と、
ｄ）前記第１パルス信号の１／２の周波数を有する第２パルス信号及び前記第２パルス信号が反転した第３パルス信号を生成する段階と、
ｅ）前記第２信号及び前記第１パルス信号をＸＮＯＲの演算を行って第３信号を生成する段階と、
ｆ）前記第１乃至第３パルス信号、及び前記第３信号を用いて前記１次側インダクタに流れる共振電流の２周期中、前記第１乃至第４スイッチのそれぞれを一回ずつゼロ電圧スイッチング動作させる段階と
を有することを特徴とするコンバータ装置の制御方法。
前記１次側インダクタに流れる共振電流の２周期の間、
ｇ）前記共振電流の一番目のピークで前記第３スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる段階と、
ｈ）前記共振電流の一番目の最低で前記第１スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる段階と、
ｉ）前記共振電流の二番目のピークで前記第２スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる段階と、
ｊ）前記共振電流の二番目の最低で前記第４スイッチをゼロ電圧スイッチングさせる段階と
をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載のコンバータ装置の制御方法。
ｋ）入力電源が供給されると、前記第１及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに第１方向の電流が流れるように第１導電経路を形成する段階と、
ｌ）前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向の電流が流れるように第１放電経路を形成する段階と、
ｍ）前記第２及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第１方向と反対方向の第２方向の電流が流れるように第２導電経路を形成する段階と、
ｎ）前記第１及び第３スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第２方向の電流が流れるように第２放電経路を形成する段階と、
をさらに有することを特徴とする請求項１２に記載のコンバータ装置の制御方法。
ｏ）前記第１及び第４スイッチを導通して前記第１導電経路を形成する段階と、
ｐ）前記第２及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに第１方向の電流が流れるように第３導電経路を形成する段階と、
ｑ）前記第２及び第３スイッチを導通して前記第２導電経路を形成する段階と、
ｒ）前記第２及び第４スイッチを導通して前記１次側インダクタに前記第２方向の電流が流れるように第４放電経路を形成する段階と、
をさらに有することを特徴とする請求項１３に記載のコンバータ装置の制御方法。
ａ）入力電源が供給されれば、第１導電経路を決める第１及び第４スイッチと、第２導電経路を決める第２及び第３スイッチとをオンするためのパルス信号を生成する段階と、
ｂ）前記パルス信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチを選択的にオンして前記第１または第２導電経路を通じて前記入力電源をトランスフォーマーの１次側から２次側に伝達する段階と、
ｃ）前記トランスフォーマーの２次側に接続された負荷でフィードバック信号を生成する段階と、
ｄ）前記フィードバック信号に基づいて前記第１乃至第４スイッチをオンするためのパルス信号を制御する段階とを含み、
前記ａ）段階は、
前記第４、第１、第３、第２、第１、第４、第２、第３スイッチの順に前記スイッチをオンするが、前記第１及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重なり、前記第２及び第３スイッチがオンされる区間が互いに重なるようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項１１に記載のコンバータ装置の制御方法。
前記ａ）段階は、前記第１及び第２スイッチがオンされる区間が互いに重ならず、前記第３及び第４スイッチがオンされる区間が互いに重ならないようにするパルス信号を出力することを特徴とする請求項１５に記載のコンバータ装置の制御方法。