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Description
本発明は、LC低域通過フィルタの直列枝電流と並列枝電圧の関係を複数の積分回路を用いて模擬する低域通過特性の能動フィルタ、及びそれと相補な特性を持つ高域通過特性の能動フィルタ、並びに、これら両フィルタを組み合わせて構成した帯域通過特性または帯域除去特性の出力をする能動フィルタに関する。 The present invention relates to an active filter having a low-pass characteristic that simulates a relationship between a series branch current and a parallel branch voltage of an LC low-pass filter using a plurality of integration circuits, and an active high-pass characteristic having a complementary characteristic thereto. The present invention relates to a filter and an active filter that outputs a band pass characteristic or a band elimination characteristic constituted by combining both filters.
能動フィルタの一般的構成方法及び設計法としては、例えば非特許文献1が知られており、また能動フィルタの遮断周波数あるいは通過帯域を可変するための可変抵抗回路として、例えば特許文献1が知られている。
As a general configuration method and design method of an active filter, for example, Non-Patent
図2は、一般的なLC低域通過フィルタの一例で、フィルタ次数が4次の場合を示している。例示したような抵抗とリアクタンスだけで作った受動フィルタ(パッシブフィルタ)は、増幅器と組み合わせた、より優れた特性を持つ能動フィルタ(アクティブフィルタ)に模擬できることが知られている。図3は、図2に示すLC低域通過フィルタの直列枝を流れる電流(I1、 I3)及び並列枝の電圧(V2、 Vout)を模擬した能動低域通過フィルタの機能ブロック図である。図中の積分回路についた符号は入力端子の正負を表している。また、矢印は各ブロック出力端子からの信号の流れを表している。図3の4つの積分回路(積分回路1〜積分回路4)は、それぞれ図2のリアクタンスL1, C2, L3, C4に対応している。
FIG. 2 is an example of a general LC low-pass filter, and shows a case where the filter order is fourth order. It is known that a passive filter (passive filter) made only by resistance and reactance as illustrated can be simulated as an active filter (active filter) having superior characteristics combined with an amplifier. FIG. 3 is a functional block diagram of an active low-pass filter that simulates the currents (I 1 , I 3 ) flowing through the series branches of the LC low-pass filter shown in FIG. 2 and the voltages (V 2 , Vout) of the parallel branches. is there. The sign attached to the integrating circuit in the figure represents the positive / negative of the input terminal. Moreover, the arrow represents the signal flow from each block output terminal. The four integration circuits (
図2に示すLC 低域通過フィルタにおいて、入力電圧Vin 及び直列枝電流I1、I3 及び並列枝電圧V2、Vout との間には In the LC low-pass filter shown in FIG. 2, there is an input voltage Vin and series branch currents I 1 and I 3 and parallel branch voltages V 2 and Vout.
の関係がある。そこで、 There is a relationship. Therefore,
という伝達関数を有する差動入力の回路ブロックを用いれば、上式の関係を模擬することができる。この回路ブロックは差動入力の積分回路を用いて構成することができ、関数T1 及びT4 の分母に現れる定数項RS及び1/RLは積分回路の自己ループで実現できる。これをブロック図で表すと図3のようになる。 If the differential input circuit block having the transfer function is used, the relationship of the above equation can be simulated. This circuit block can be constructed using a differential input integrating circuit, and the constant terms R S and 1 / R L appearing in the denominators of the functions T 1 and T 4 can be realized by the self-loop of the integrating circuit. This is represented by a block diagram as shown in FIG.
図4に示す反転積分回路は、非反転入力端子を接地した演算増幅器と、その反転入力端子に接続される入力抵抗Rと、帰還容量Cとによって構成される。演算増幅器は、+端子(非反転入力端子)と−端子(反転入力端子)にかかる電圧の差を、高利得に増幅して出力する差動増幅器である。差動入力の積分回路は、反転積分回路のみで構成することはできないので、一般的には図4に示すような反転積分回路を、図3の積分回路1 及び積分回路3 として、図5に示すような非反転積分回路を図3の積分回路2 及び積分回路4 として交互に用いて、加算入力で処理できるように全体の回路を構成している。
The inverting integration circuit shown in FIG. 4 includes an operational amplifier having a non-inverting input terminal grounded, an input resistor R connected to the inverting input terminal, and a feedback capacitor C. An operational amplifier is a differential amplifier that amplifies a difference between voltages applied to a + terminal (non-inverting input terminal) and a − terminal (inverting input terminal) to a high gain and outputs the amplified voltage. Since an integrating circuit with a differential input cannot be composed of only an inverting integrating circuit, in general, an inverting integrating circuit as shown in FIG. 4 is used as integrating
このように構成された積分回路の積分時定数はT=CRであるため、遮断周波数を可聴周波数より遙かに低い例えば0.1Hzにするためには、R及びCの値は2.9MΩ及び1μFという大きなものが必要となる。しかし、遮断周波数の設定精度を1%程度とした場合、これらの値を1%の精度で実現することは非常に困難であるばかりでなく、抵抗値が大きいため基板の漏れ電流による誤差を生じるため、遮断周波数を正確に設定することができない。
能動フィルタにおいてその遮断周波数あるいは通過帯域を可聴周波数以下の極低周波領域に設定しようとする場合、従来の能動フィルタ構成法での設計計算から得られた抵抗またはトランジスタの伝達コンダクタンスの逆数及びコンデンサの値は極めて大きくなり、精度良くこれを実現すること及びそのような能動フィルタを集積化することは極めて困難である。 When trying to set the cutoff frequency or passband in the active filter to an extremely low frequency region below the audible frequency, the resistance obtained from the design calculation in the conventional active filter configuration method or the inverse of the transfer conductance of the transistor and the capacitor The value becomes very large and it is very difficult to achieve this with high accuracy and to integrate such active filters.
また能動フィルタの遮断周波数あるいは通過帯域または阻止帯域を可変する従来技術では、並列接続される回路素子のうち一つの抵抗器は常に入出力端子間に接続されており、実現可能な可変抵抗範囲が限定されるため、能動フィルタの遮断周波数あるいは通過帯域または阻止帯域を広い範囲にわたって可変することができない。 In the prior art that varies the cut-off frequency or pass band or stop band of the active filter, one resistor of the circuit elements connected in parallel is always connected between the input and output terminals, and there is a realizable variable resistance range. Due to the limitations, the cutoff frequency or passband or stopband of the active filter cannot be varied over a wide range.
そこで本発明では上記の課題を解決することのできる能動フィルタを提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide an active filter that can solve the above-described problems.
本発明は積分回路に係数回路を前置することで前記の課題を解決する。係数回路を前置することにより、全体の積分時定数を拡大あるいは縮小することができる。 The present invention solves the above-mentioned problem by placing a coefficient circuit in front of the integrating circuit. By placing the coefficient circuit in front, the overall integration time constant can be enlarged or reduced.
本発明では、LC低域通過フィルタの直列枝電流と並列枝電圧の関係を模擬する能動フィルタであって、係数回路を前置した積分回路と、抵抗値を外部から与えるディジタル信号により可変できるようにした可変抵抗回路を備えた、遮断周波数あるいは通過帯域または阻止帯域を可変できる能動フィルタを提供する。 The present invention is an active filter that simulates the relationship between the series branch current and the parallel branch voltage of an LC low-pass filter, and can be varied by an integration circuit preceded by a coefficient circuit and a digital signal that provides an external resistance value. Provided is an active filter having a variable resistance circuit that can vary the cut-off frequency or pass band or stop band.
本発明の低域通過特性の能動フィルタは、複数の積分回路のそれぞれの前段に、等価積分時定数を拡大あるいは縮小する係数回路を前置することで、フィルタの遮断周波数を広範囲に設定可能にしたものである。この係数回路は、演算増幅器を信号減衰回路として用いて等価積分時定数を拡大し、あるいは信号増幅回路として用いて等価積分時定数を縮小する。 The active filter having a low-pass characteristic according to the present invention has a coefficient circuit that expands or reduces the equivalent integration time constant in front of each of a plurality of integration circuits, so that the cut-off frequency of the filter can be set in a wide range. It is a thing. This coefficient circuit uses an operational amplifier as a signal attenuation circuit to expand the equivalent integration time constant, or uses it as a signal amplification circuit to reduce the equivalent integration time constant.
また、本発明の低域通過特性の能動フィルタと相補な特性を持つ高域通過特性の能動フィルタは、複数の積分回路のそれぞれの前段に、等価積分時定数を拡大あるいは縮小する係数回路を前置することで、フィルタの遮断周波数を広範囲に設定可能にし、かつ、入力信号と複数の積分回路の内の第1の積分回路出力を所定の割合で重みをつけて減算することにより高域通過特性の出力をする。 In addition, the high-pass characteristic active filter having a characteristic complementary to the low-pass characteristic active filter of the present invention is provided with a coefficient circuit for expanding or reducing the equivalent integration time constant in front of each of the plurality of integration circuits. The filter cut-off frequency can be set over a wide range, and the high-pass signal can be set by subtracting the input signal and the first integrator circuit output from the plurality of integrator circuits with a predetermined weight. Output characteristics.
また、本発明の帯域通過特性または帯域除去特性の出力をする能動フィルタは、高域通過特性の能動フィルタと低域通過特性の能動フィルタを組み合わせて、低域通過の遮断周波数と高域通過の遮断周波数を所定の関係に設定することにより構成したものである。 In addition, the active filter that outputs the band pass characteristic or the band elimination characteristic of the present invention is a combination of an active filter having a high pass characteristic and an active filter having a low pass characteristic, so that a low pass cutoff frequency and a high pass characteristic are combined. This is configured by setting the cutoff frequency to a predetermined relationship.
本発明によれば、能動フィルタの遮断周波数あるいは通過帯域または阻止帯域を可聴周波数以下の極低周波域から演算増幅器の性能に起因する限界周波数までの広い範囲にわたって可変させることができる。 According to the present invention, the cutoff frequency or pass band or stop band of the active filter can be varied over a wide range from the extremely low frequency range below the audible frequency to the limit frequency resulting from the performance of the operational amplifier.
また、前記能動フィルタの集積回路化を容易にすることができる。 In addition, the active filter can be easily integrated.
また、前記能動フィルタの遮断周波数あるいは通過帯域または阻止帯域をマイクロコンピュータ等を用いて外部から自由に設定することができる。 Further, the cutoff frequency or pass band or stop band of the active filter can be freely set from the outside using a microcomputer or the like.
以下、例示に基づき、本発明を説明する。図1は、本発明に基づき構成した能動低域通過フィルタを例示する機能ブロック図である。係数回路についた符号は入力端子の正負を表している。また、矢印は各ブロック出力端子からの信号の流れを表している。例示の能動低域通過フィルタを構成する積分回路は、図4に示すような反転積分回路で構成されている。この能動低域通過フィルタは、図3を参照して前述した能動低域通過フィルタのそれぞれの積分回路に、係数回路(係数回路1、2、・・・N)を前置したものに相当する。それ故、図1に示す能動低域通過フィルタは、図2に例示したようなLC低域通過フィルタを模擬するフィルタである。
Hereinafter, the present invention will be described based on examples. FIG. 1 is a functional block diagram illustrating an active low pass filter constructed in accordance with the present invention. The code | symbol attached to the coefficient circuit represents the positive / negative of an input terminal. Moreover, the arrow represents the signal flow from each block output terminal. The integrating circuit constituting the exemplary active low-pass filter is configured by an inverting integrating circuit as shown in FIG. This active low-pass filter corresponds to the integration circuit of each of the active low-pass filters described above with reference to FIG. 3 and coefficient circuits (
積分回路に前置される係数回路は、演算増幅器を用いて、例えば図6に例示したように構成することができる。図6に示す差動入力の係数回路の出力端子と図4に示す反転積分回路の入力端子が接続される。全体の積分時定数はT=CR・R1/R2となるので、 R1>R2であれば積分時定数を拡大することができる。また、R1<R2であれば積分時定数を縮小することができる。例えば遮断周波数を0.1Hzとした場合、R1及びR2をそれぞれ150kΩ、510Ωとすれば、R及びCの値はそれぞれ100kΩ、0.1μFとなり、これらの抵抗及びコンデンサの値は1%以下の精度のものが標準的に入手できる値であると同時に、基板の漏れ電流の影響を無視することができる値となる。また遮断周波数の上限は回路に使用する能動素子(演算増幅器あるいはトランジスタ)の周波数特性で決定され、係数回路を前置することによる劣化はほとんどない。 The coefficient circuit placed in front of the integrating circuit can be configured as exemplified in FIG. 6 using an operational amplifier. The output terminal of the differential input coefficient circuit shown in FIG. 6 and the input terminal of the inverting integration circuit shown in FIG. 4 are connected. Since the total integration time constant is T = CR · R 1 / R 2 , the integration time constant can be expanded if R 1 > R 2 . If R 1 <R 2 , the integration time constant can be reduced. For example, if the cut-off frequency is 0.1 Hz and R 1 and R 2 are 150 kΩ and 510 Ω, respectively, the values of R and C are 100 kΩ and 0.1 μF, respectively, and the values of these resistors and capacitors are accurate to 1% or less. Is the value that can be obtained as standard, and at the same time, the value of the leakage current of the substrate can be ignored. The upper limit of the cut-off frequency is determined by the frequency characteristics of the active element (operational amplifier or transistor) used in the circuit, and there is almost no deterioration due to the preposition of the coefficient circuit.
本発明では演算増幅器と抵抗及びキャパシタで構成される積分回路を有する能動フィルタを対象としており、このような積分回路の積分時定数を拡大或いは縮小するために備えられる本発明の係数回路は、図6(a)(b)に例示したように、非反転入力端子を抵抗R3を介して接地した演算増幅器と、その反転入力端子及び非反転入力端子に接続される入力抵抗R1と、帰還抵抗R2とによって差動入力の係数回路として構成することができる。2入力の反転入力端子を有する図6(b)の回路は、図1の係数回路1に用いられ、それ以外の係数回路2〜Nには、1入力の反転入力端子を有する図6(a)の回路が用いられる。非反転入力端子に接続される接地抵抗R3の値は、係数値をR1/R2の値に設定するために、図6(a)の回路の場合、帰還抵抗R2の値に等しく、また図6(b)の回路の場合は入力抵抗R1と帰還抵抗R2の並列合成抵抗値に等しく選ばれる。この演算増幅器は、信号を減衰する回路として用いて等価積分時定数を拡大する場合もあれば、増幅回路として用いて、等価積分時定数を縮小する場合もある。
The present invention is intended for an active filter having an integration circuit composed of an operational amplifier, a resistor, and a capacitor. The coefficient circuit of the present invention provided for expanding or reducing the integration time constant of such an integration circuit is shown in FIG. 6 (a) and 6 (b), an operational amplifier having a non-inverting input terminal grounded via a resistor R 3 , an input resistor R 1 connected to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal, and feedback The resistor R 2 can be configured as a differential input coefficient circuit. The circuit shown in FIG. 6B having two-input inverting input terminals is used in the
遮断周波数を可変する可変抵抗回路は図7に示すように、2つの端子A、Bを有し、これらの端子の間に抵抗(R0〜RN-1)とスイッチ(S0〜SN-1)の直列回路を複数個並列に接続した回路により構成される。スイッチS0〜SN-1はそれぞれ独立に開閉を制御するための制御信号入力端子 b0〜bN-1を有し、アナログスイッチ、単体のMOSトランジスタあるいは機械接点を利用するリレーのいずれを用いても良い。 As shown in FIG. 7, the variable resistance circuit that varies the cutoff frequency has two terminals A and B, and a resistor (R 0 to R N-1 ) and a switch (S 0 to S N ) between these terminals. -1 ) is composed of a plurality of parallel circuits connected in parallel. Each of the switches S 0 to S N-1 has control signal input terminals b 0 to b N-1 for independently controlling opening and closing, and is either an analog switch, a single MOS transistor, or a relay using a mechanical contact. It may be used.
この可変抵抗回路は、制御信号を与えることにより、その制御信号に応じた抵抗だけが端子A〜B間に接続され、所望の抵抗値を端子A〜B間に得ることができる。一例として、抵抗素子数を8素子とし、制御信号がb0をLSBとする8ビット2進数で与えられる場合を考えると、R0をフィルタの最低遮断周波数により決められる値とし、R1=R0/2 、R2=R0/4、R3=R0/8、…、R7=R0/128とすれば、制御信号入力により遮断周波数を最低周波数からその255倍まで任意の整数倍に設定することができる。 In this variable resistance circuit, by supplying a control signal, only a resistor corresponding to the control signal is connected between the terminals A and B, and a desired resistance value can be obtained between the terminals A and B. As an example, considering the case where the number of resistance elements is 8 and the control signal is given as an 8-bit binary number where b 0 is LSB, R 0 is a value determined by the minimum cutoff frequency of the filter, and R 1 = R 0/2, R 2 = R 0/4, R 3 = R 0/8, ..., if R 7 = R 0/128, any integer a cutoff frequency to its 255-fold from the lowest frequency by a control signal input Can be set to double.
例示の可変抵抗回路は、積分回路の入力抵抗R(図4参照)に代えて挿入する。可変抵抗回路の端子Aを、図4に示す反転積分回路の演算増幅器の反転入力端子に、また、可変抵抗回路の端子Bを図6の係数回路の出力端子に接続すれば、スイッチ端子が基準電位面との間に有する寄生容量の影響は無視することができる。また、スイッチS0〜SN-1がオン抵抗を有する場合は、各抵抗R0〜RN-1は上記計算式で求められた値からオン抵抗を差し引いた値とすればよい。 The illustrated variable resistance circuit is inserted in place of the input resistance R (see FIG. 4) of the integration circuit. If the terminal A of the variable resistance circuit is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier of the inverting integration circuit shown in FIG. 4, and the terminal B of the variable resistance circuit is connected to the output terminal of the coefficient circuit shown in FIG. The influence of the parasitic capacitance between the potential plane and the potential plane can be ignored. Further, when the switches S 0 to S N-1 have on-resistances, the resistances R 0 to R N-1 may be values obtained by subtracting the on-resistance from the values obtained by the above formula.
図1に示した能動低域通過フィルタからそれと相補な高域通過出力を得るための回路構成は、図8に示すように入力信号Vinを1/2減衰器により減衰した信号と第1の積分回路(積分回路1)出力とを減算する。これにより、図8の能動フィルタは低域通過出力(LPF出力)及びそれと相補な高域通過出力(HPF出力)とを同時に出力することができる。 The circuit configuration for obtaining a complementary high-pass output from the active low-pass filter shown in FIG. 1 includes a signal obtained by attenuating an input signal Vin by a ½ attenuator and a first integration as shown in FIG. Subtract the output from the circuit (integration circuit 1). Accordingly, the active filter of FIG. 8 can simultaneously output a low-pass output (LPF output) and a complementary high-pass output (HPF output).
以下、図8に示す能動フィルタの作用について、図9を参照して、さらに説明する。図9は、LC低域通過フィルタの場合の無損失2ポート回路を例示する図である。図示の回路において、端子1−1’ は入力ポート、2−2’ は出力ポートを示す。L1 を流れる電流I1 は Hereinafter, the operation of the active filter shown in FIG. 8 will be further described with reference to FIG. FIG. 9 is a diagram illustrating a lossless 2-port circuit in the case of an LC low-pass filter. In the illustrated circuit, a terminal 1-1 'indicates an input port, and 2-2' indicates an output port. The current I 1 flowing through L 1 is
で与えられる。ただし、Zin は入力ポートから右側の全回路を見た入力インピーダンスである。これより Given in. However, Zin is the input impedance of the entire circuit on the right side from the input port. Than this
を求めると Asking for
となる。ここでS11 は入力ポートにおける反射係数である。
LC のみで構成された無損失2 ポート回路の散乱行列を
It becomes. Here, S 11 is a reflection coefficient at the input port.
The scattering matrix of a lossless 2-port circuit consisting of only LC
とおけば、図9において各ポートの反射電力|b1|2 及び|b2|2 は、ポート1 の入射電力を|a1|2として
|b1|2 =|S11|2|a1|2
|b2|2 =|S21|2|a1|2 (3)
となる。
If put a reflected power of each port in Fig. 9 | b 1 | 2 and | b 2 | 2 is the
| b 1 | 2 = | S 11 | 2 | a 1 | 2
| b 2 | 2 = | S 21 | 2 | a 1 | 2 (3)
It becomes.
一方、無損失2 ポートの消費電力P は
P=|a1|2 −(|b1|2+|b2|2)=0 (4)
であるから、これより
|b1|2=|a1|2−|b2|2 (5)
を得る。
On the other hand, the power consumption P of the lossless 2-port is P = | a 1 | 2 − (| b 1 | 2 + | b 2 | 2 ) = 0 (4)
So, from this
| b 1 | 2 = | a 1 | 2 − | b 2 | 2 (5)
Get.
すなわち、ポート1 での反射電力は入射電力とポート2 の反射電力(この場合、負荷抵抗RL の消費電力)の差に等しい。従って、回路が低域通過フィルタであれば、ポート1 の反射電力はその低域通過フィルタと相補な高域通過特性となる。
That is, the reflected power at
式(2) は電力に換算するとポート1 の反射電力、すなわち式(5) に他ならないから、直列枝電流と並列枝電圧の関係を模擬する能動フィルタにおいて
Equation (2) is the reflected power at
を得れば、その低域通過能動フィルタと相補な特性を有する高域通過特性のフィルタを同時に実現することができる。 Thus, a high-pass filter having characteristics complementary to that of the low-pass active filter can be realized at the same time.
図8の構成において、積分回路1 の出力はI1RS となっているので、入力電圧Vin を1/2 倍してこれらを減算回路に入力してやれば、低域通過フィルタと相補な特性を持つ高域通過フィルタを同時に構成することができる。
In the configuration of FIG. 8, since the output of the integrating
図10は、帯域通過あるいは帯域除去フィルタの構成を説明する図である。帯域通過あるいは帯域除去フィルタは、低域通過出力の能動フィルタと、高域通過出力の能動フィルタを直列に組み合わせることにより構成できる。低域通過出力の能動フィルタとしては、図1(或いは図8)に例示したようなフィルタを用いることができ、また、高域通過出力の能動フィルタとしては、図8に例示したような低域通過出力と相補な高域通過出力をする能動フィルタを用いることができる。これらフィルタを、例えば図10に示すように組み合わせて、帯域通過あるいは帯域除去フィルタを構成することができる。低域通過フィルタの遮断周波数fLと高域通過フィルタの遮断周波数fHの関係が、fL>fHであるときが帯域通過、fL<fHであるときが帯域除去となる。これらフィルタの遮断周波数は、固定値あるいはディジタル信号で可変できるよう個別に設定することにより通過帯域または阻止帯域を決定できる。 FIG. 10 is a diagram illustrating the configuration of the band pass or band elimination filter. The band-pass or band-reject filter can be configured by combining a low-pass output active filter and a high-pass output active filter in series. A filter as illustrated in FIG. 1 (or FIG. 8) can be used as the low-pass output active filter, and a low-pass filter as illustrated in FIG. 8 can be used as the high-pass output active filter. An active filter having a high pass output complementary to the pass output can be used. These filters can be combined as shown in FIG. 10, for example, to form a band pass or band elimination filter. When the relationship between the cut-off frequency f L of the low-pass filter and the cut-off frequency f H of the high-pass filter is f L > f H , band pass is performed, and when f L <f H , band removal is performed. The passband or stopband can be determined by individually setting the cut-off frequencies of these filters so that they can be varied with fixed values or digital signals.
Claims (2)
前記複数の積分回路のそれぞれの前段に、等価積分時定数を大きくあるいは小さくする係数回路を前置して、前記複数の積分回路の内の最終段の積分回路出力を低域通過特性の出力とし、
前記係数回路は、演算増幅器を信号減衰回路として用いて等価積分時定数を大きくし、あるいは信号増幅回路として用いて等価積分時定数を小さくすることで、フィルタの遮断周波数を可変し、かつ、
入力信号と前記複数の積分回路の内の第1の積分回路出力を所定の割合で重みをつけて減算することにより高域通過特性の出力をする能動フィルタ。 Using an integrating circuit using a multiple of an operational amplifier, in the active filter for outputting a low-pass characteristic and a high-pass characteristic complementary to that at the same time,
A coefficient circuit for increasing or decreasing the equivalent integration time constant is placed in front of each of the plurality of integration circuits, and the output of the integration circuit at the final stage of the plurality of integration circuits is used as an output of low-pass characteristics. ,
The coefficient circuit uses the operational amplifier as a signal attenuation circuit to increase the equivalent integration time constant, or the signal amplification circuit to reduce the equivalent integration time constant, thereby changing the cutoff frequency of the filter, and
Capacity dynamic filter you the output of the high-pass characteristic by subtracting the first integration circuit output of the input signal and of said plurality of integrating circuits with a weight at a predetermined rate.
By combining the output of the high-pass characteristic with the output of the low-pass characteristic and setting the low-pass cutoff frequency and the high-pass cutoff frequency in a predetermined relationship, the band-pass characteristic or the band elimination characteristic is obtained. The active filter according to claim 1 .
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