JP4327876B2

JP4327876B2 - Apparatus and method for split feed coupled ring resonator versus elliptic function filter

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Publication number: JP4327876B2
Application number: JP2007523524A
Authority: JP
Inventors: エイルーク，ノーマン
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 2004-07-30
Filing date: 2004-07-30
Publication date: 2009-09-09
Anticipated expiration: 2024-07-30
Also published as: EP1782496B1; EP1782496A1; WO2006022672A1; ATE466387T1; DE602004026933D1; JP2008508788A

Abstract

A filter has coupled pairs of resonators positioned between and planar to split feed lines. The filters are further positioned orthogonal to the signal path. The filter has two pairs of resonators. Coupling extensions of the split feed lines are substantially parallel to each other. The resonators couple with the split feed lines at the coupling extensions. The resonators in each pair also couple to each other. The topology effectively forms an Elliptic Function response bandpass filter with high close-in frequency rejection capability. The filter can be cascaded to provide improved frequency rejection. Further, this topology may be relatively inexpensively produced using standard lithography techniques.

Description

本発明はフィルタに関し、特に結合リング共振器対帯域フィルタに関する。 The present invention relates to filters, and more particularly to coupled ring resonator-to-band filters.

一般に、電気回路内のフィルタは選択された信号を「通過」させ、同時に他の信号を遮断する。フィルタの一タイプは帯域フィルタである。一般的な帯域フィルタは、特定の周波数範囲の信号は通過させるが、他の周波数の信号は遮断する、電気素子または電気回路である。 In general, a filter in an electrical circuit “passes” a selected signal while simultaneously blocking other signals. One type of filter is a bandpass filter. A typical bandpass filter is an electrical element or circuit that passes signals in a specific frequency range but blocks signals at other frequencies.

帯域フィルタは、ラジオ、テレビ、コードレス電話または携帯電話、無線通信システム、レーダー、センサ及びあるタイプの製造測定／計装システムなどの装置の電気回路に用いられることが多い。これらの装置は電磁波を用いて信号を送受する。 Bandpass filters are often used in the electrical circuitry of devices such as radios, televisions, cordless or mobile phones, wireless communication systems, radars, sensors and certain types of manufacturing measurement / instrumentation systems. These devices transmit and receive signals using electromagnetic waves.

送信器における帯域フィルタの第一義的な機能は出力スペクトルの帯域幅を制限することである。受信器において、帯域フィルタは受信器に選択された範囲の周波数を受信させ、不要な周波数の信号は除去する。帯域フィルタは受信器の信号対雑音（感度）の最適化も行う。送信用途及び受信用途のいずれにおいても、用いられる通信モード及び通信速度に対して最適な帯域幅を有する、上手に設計された帯域フィルタは、システムに伝達され得る信号の数を最大化し、信号間の干渉または競合を最小限に抑える。 The primary function of the bandpass filter at the transmitter is to limit the bandwidth of the output spectrum. At the receiver, the bandpass filter causes the receiver to receive a selected range of frequencies and removes signals of unwanted frequencies. The bandpass filter also optimizes the signal-to-noise (sensitivity) of the receiver. A well-designed bandpass filter that has the optimal bandwidth for the communication mode and speed used, in both transmission and reception applications, maximizes the number of signals that can be transmitted to the system. Minimize interference or contention.

エレクトロニクスにおけるフィルタの用途の一例はマイクロ波通信、すなわち、電磁スペクトルのマイクロ波領域における信号を用いる無線通信である。高周波における動作を目的とした従来のフィルタ構成には、端結合フィルタ、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電体共振器フィルタ及び導波路フィルタがある。マイクロ波通信に用いられる別のタイプの従来型フィルタは、２つの正方形ループ共振器を有し、正方形ループ共振器がコア材料の両面に、ループの中心が互いにオフセットされて、配置されている、フィルタである。このタイプのフィルタは、例えば、プリント配線基板の２つの層で実現することができる。動作において、正方形ループ共振器は互いに交差結合し、よって、それぞれが他方の電気応答に影響して、マイクロ波通信に有用な信号をつくる。このフィルタの応答は、共振器の相対位置におけるオフセット量を変えることによって制御される。 One example of the use of filters in electronics is microwave communication, i.e. wireless communication using signals in the microwave region of the electromagnetic spectrum. Conventional filter configurations intended for operation at high frequencies include end-coupled filters, surface acoustic wave (SAW) filters, dielectric resonator filters, and waveguide filters. Another type of conventional filter used for microwave communications has two square loop resonators, which are arranged on both sides of the core material, with the loop centers offset from each other. It is a filter. This type of filter can be realized, for example, in two layers of a printed wiring board. In operation, the square loop resonators cross-couple with each other, thus each affecting the electrical response of the other, creating a signal useful for microwave communications. The response of this filter is controlled by changing the amount of offset at the relative position of the resonator.

従来型フィルタの構成及び動作には様々な難点から生じる問題がある。例えば、従来の信号フィルタリング技術では一般に、不要周波数が選択された通過周波数に近い場合には、十分なフィルタリングが行われない。このため、不要信号の遮断に困難が生じることが多い。このような状況において、フィルタは一般に、熱雑音を帯域制限するため並びに影像周波数及びその他の近接スプリアス信号を除去するために用いられる。高周波数帯域フィルタに対する要請には一般に、小型の構造形態、狭く厳密な通過帯域、高い近接周波数除去及び低い総製造／同調調整費用がある。上述した従来の、端結合フィルタ、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電体共振器フィルタ及び導波路フィルタでは、共振器構造形態が、比較的高い費用がかかり、かさばり、同調調整が困難である。所望の周波数を通過させるための感度が高く、同時に近接する望ましくない周波数は除去する、帯域フィルタのための方法及び装置を有することが未だに望まれている。 The configuration and operation of conventional filters have problems arising from various difficulties. For example, in the conventional signal filtering technique, generally, sufficient filtering is not performed when the unnecessary frequency is close to the selected pass frequency. For this reason, it is often difficult to block unnecessary signals. In such situations, filters are commonly used to band limit thermal noise and to remove image frequencies and other nearby spurious signals. The requirements for high frequency band filters generally include a small structural form, a narrow and strict passband, high proximity frequency rejection and low total manufacturing / tuning adjustment costs. In the conventional end-coupled filter, surface acoustic wave (SAW) filter, dielectric resonator filter, and waveguide filter described above, the resonator structure is relatively expensive, bulky, and difficult to tune. It still remains desirable to have a method and apparatus for a bandpass filter that is sensitive to pass the desired frequency and at the same time rejects nearby unwanted frequencies.

本発明の実施形態は、結合リング共振器構造形態を有する新規なフィルタリング構造を用いる、フィルタリングのための技法を提供することにより上記の欠点をかなり克服する。そのような構造は、高近接周波数除去楕円応答を提供することから、帯域フィルタリングに良く適している。そのような構造により、小さく、挟帯域のフィルタが得られる。さらに、この構造形態は、比較的低費用の標準的なリソグラフィ技術を用いて実現できる点で有利である。 Embodiments of the present invention significantly overcome the above disadvantages by providing a technique for filtering using a novel filtering structure having a coupled ring resonator structure configuration. Such a structure is well suited for bandpass filtering because it provides a high close frequency rejection elliptic response. Such a structure provides a small, narrowband filter. Furthermore, this configuration is advantageous in that it can be implemented using standard lithography techniques that are relatively inexpensive.

さらに詳しくは、本発明の実施形態はフィルタ回路において給電線路に直交して配置されたリング共振器対を用いる方法及び装置を提供する。給電線路は２つの共振器対との結合のために分割される。それぞれの共振器対の共振器は互いに結合し、給電線路とも結合する。フィルタ回路を同調調整して選択された周波数を通過させるために、別の共振器に対する共振器の配置及び共振器結合長が用いられる。給電線路に対する共振器配置及び共振器幅もフィルタ回路を同調調整するために用いられる。一実施形態において、この構造形態は高近接周波数除去能力をもつ楕円関数応答帯域フィルタを有効に形成する。さらに、本発明の実施形態のそのような構造形態は、プリント配線基板製造または薄膜製造において用いられる技術などの、標準的なリソグラフィ技術によって比較的低費用で作成することができる。 More particularly, embodiments of the present invention provide a method and apparatus that uses a pair of ring resonators disposed orthogonal to a feed line in a filter circuit. The feed line is split for coupling with two resonator pairs. The resonators of each resonator pair are coupled to each other and to the feed line. In order to tune the filter circuit to pass a selected frequency, the resonator placement and resonator coupling length relative to another resonator is used. The resonator arrangement and the resonator width for the feed line are also used to tune the filter circuit. In one embodiment, this structural form effectively forms an elliptic function response bandpass filter with high near frequency rejection capability. Furthermore, such structural forms of embodiments of the present invention can be created at a relatively low cost by standard lithographic techniques, such as those used in printed wiring board manufacturing or thin film manufacturing.

フィルタのそのような実施形態の１つは、第１の結合支線路及び第２の結合支線路に接続された第１の幹線路を有する第１の給電線路並びに第３の結合支線路及び第４の結合支線路に接続された第２の幹線路を有する第２の給電線路を有し、第１の結合支線路は第３の結合支線路に実質的に平行であり、第２の結合支線路は第４の結合支線路に実質的に平行である。本実施形態はさらに、第１及び第２の給電線路と同じ平面上に配置された４つのリング共振器を有し、４つのリング共振器が給電線路に接続されて第１の共振回路を形成するように、リング共振器の内の２つは第１の結合支線路と第３の結合支線路の間に配置され、リング共振器の内の別の２つは第２の結合支線路と第４の結合支線路の間に配置される。この構造形態の共振回路は、選択された周波数の信号は通過させるが近接周波数は遮断できる、明確な通過帯域を提供する。 One such embodiment of the filter includes a first feeder line having a first trunk line connected to a first coupled branch line and a second coupled branch line, and a third coupled branch line and a first coupled line. A second feed line having a second trunk line connected to the four coupled branch lines, the first coupled branch line being substantially parallel to the third coupled branch line and the second coupled line The branch line is substantially parallel to the fourth coupled branch line. The present embodiment further includes four ring resonators arranged on the same plane as the first and second feed lines, and the four ring resonators are connected to the feed line to form a first resonance circuit. Two of the ring resonators are disposed between the first coupled branch line and the third coupled branch line, and another two of the ring resonators are coupled to the second coupled branch line. It arrange | positions between 4th coupling branch lines. A resonant circuit of this configuration provides a well-defined passband that allows signals of selected frequencies to pass but blocks nearby frequencies.

本発明の別の実施形態において、それぞれのリング共振器は、それぞれの辺の長さが実質的に４分の１波長（λ/４）であり、選択された周波数を実質的に中心とする通過帯域を与える。したがって、共振器長を波長に比例して拡縮することによって、フィルタの通過帯域中心を特定の周波数におくことができる。 In another embodiment of the invention, each ring resonator is substantially quarter wavelength (λ / 4) in length on each side and substantially centered at a selected frequency. Give the passband. Therefore, the center of the pass band of the filter can be set at a specific frequency by expanding or reducing the resonator length in proportion to the wavelength.

本発明の別の実施形態において、それぞれのリング共振器は正方形リング共振器である。正方形リング共振器は給電線路と、また相互に、円形リング共振器よりも有効に結合する。本発明の別の実施形態において、正方形リング共振器のそれぞれの辺の長さは実質的に、選択された中心周波数の４分の１波長（λ/４）である。さらに、それぞれの結合支線路のそれぞれの正方形リング共振器の辺に隣接する部分が結合点を形成し、それぞれの結合点は４分の１波長結合器である。これにより、共振回路全体にわたる平衡共振が得られる。 In another embodiment of the invention, each ring resonator is a square ring resonator. Square ring resonators couple more effectively to feed lines and to each other than circular ring resonators. In another embodiment of the invention, the length of each side of the square ring resonator is substantially a quarter wavelength (λ / 4) of the selected center frequency. Further, a portion of each coupled branch line adjacent to the side of each square ring resonator forms a coupling point, and each coupling point is a quarter wavelength coupler. Thereby, the balanced resonance over the whole resonance circuit is obtained.

本発明の別の実施形態において、給電線路、結合支線路及びリング共振器は基板上の導電性信号層構造体である。本発明のそのような実施形態において、開示される本発明の特徴を用いて形成される帯域フィルタは回路の一部である。 In another embodiment of the present invention, the feed line, the coupled branch line, and the ring resonator are conductive signal layer structures on a substrate. In such embodiments of the invention, the bandpass filter formed using the disclosed inventive features is part of the circuit.

本発明の別の実施形態において、帯域フィルタはさらに、第１の結合支線路と第３の結合支線路の間に第５のリング共振器を有し、第２の結合支線路と第４の結合支線路の間に第６のリング共振器を有する。帯域通過フィルタの追加の共振器により、通過帯域の境界限定が向上する。 In another embodiment of the present invention, the bandpass filter further includes a fifth ring resonator between the first coupled branch line and the third coupled branch line, and the second coupled branch line and the fourth coupled line. A sixth ring resonator is provided between the coupled branch lines. The additional resonator of the bandpass filter improves the passband boundary limitation.

本発明の別の実施形態において、リング共振器は、それぞれのリング共振器が隣接する共振器の共振に影響し、よって帯域フィルタの通過帯域が定められるように、互いに対して配置される。リング共振器の相互配置により帯域フィルタが有効に同調調整される。 In another embodiment of the invention, the ring resonators are arranged relative to each other such that each ring resonator affects the resonance of an adjacent resonator, thus defining the passband of the bandpass filter. The band filter is effectively tuned by the mutual arrangement of the ring resonators.

本発明の実施形態において、帯域フィルタは電磁スペクトルの比較的低い無線周波数領域で動作するように構成される。このようにしておけば、選ばれる周波数にしたがって、帯域フィルタの構造の寸法が比較的低い無線周波数の範囲から変えられる。 In an embodiment of the invention, the bandpass filter is configured to operate in a relatively low radio frequency region of the electromagnetic spectrum. In this way, the size of the bandpass filter structure can be varied from a relatively low radio frequency range according to the frequency chosen.

本発明の別の実施形態において、上述したようなリング共振器を有する第１の共振回路及び上述したようなリング共振器を有する第２の共振回路が直列に接続される。これはフィルタの「縦続」とも称される。直列接続されたフィルタは１つのフィルタだけの場合よりもさらに急峻な通過帯域を与える。 In another embodiment of the present invention, a first resonant circuit having a ring resonator as described above and a second resonant circuit having a ring resonator as described above are connected in series. This is also called “cascading” of filters. A series connected filter provides a steeper passband than a single filter alone.

本発明の方法実施形態は、第１の給電線路及び第２の給電線路を提供する工程、給電線路に対して直交配置された一対のリング共振器を提供する工程及び、給電線路が一対のリング共振器に結合して第１の共振回路を形成するように、それぞれの給電線路に連なる結合支線路を設ける工程を含む、フィルタリングの方法を含む。 The method embodiment of the present invention includes a step of providing a first feed line and a second feed line, a step of providing a pair of ring resonators arranged orthogonal to the feed line, and a pair of rings of the feed line. A filtering method is included, including the step of providing a coupling branch line connected to each feed line so as to be coupled to the resonator to form a first resonance circuit.

本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、少なくとも２つのリング共振器を、それぞれのリング共振器が隣接する共振器に影響し、よって帯域フィルタの通過帯域が定められて、帯域フィルタが同調調整されるように、互いに対して配置する工程を含む。 In another embodiment of the present invention, the method further includes affecting at least two ring resonators, each ring resonator affecting an adjacent resonator, such that the passband of the bandpass filter is defined, Placing relative to each other so as to be tuned.

本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、少なくとも二対のリング共振器及び結合支線路を比較的低い無線周波数で動作するように構成する工程を含む。 In another embodiment of the present invention, the method further configures the first feed line, the second feed line, at least two pairs of ring resonators and the coupled branch line to operate at a relatively low radio frequency. Process.

本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、少なくとも二対のリング共振器及び結合支線路を、プリント配線基板技術を用いて基板の同じ面上の構造体として形成する工程を含む。本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、リング共振器及び結合支線路を、薄膜技術を用いて基板の同じ面上の構造体として形成する工程を含む。このようにすれば、比較的低費用の標準的な製造技術を用いて帯域フィルタを構成することができ、よって、帯域フィルタを比較的安価にし、実施を容易にすることができる。 In another embodiment of the present invention, the method further includes combining a first feed line, a second feed line, at least two pairs of ring resonators and coupled branch lines on the same side of the substrate using printed wiring board technology. Forming the upper structure. In another embodiment of the present invention, the method further forms the first feed line, the second feed line, the ring resonator and the coupled branch line as a structure on the same surface of the substrate using thin film technology. The process of carrying out is included. In this way, the bandpass filter can be constructed using standard manufacturing techniques that are relatively inexpensive, thus making the bandpass filter relatively inexpensive and easy to implement.

本発明の上記及びその他の目的、特徴及び利点は、様々な図面を通して同様の参照符号が同じ要素を指す、添付図面に示されるような、本発明の特定の実施形態の以下の説明から明らかになるであろう。 The above and other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following description of specific embodiments of the invention, as illustrated in the accompanying drawings, wherein like reference numerals refer to like elements throughout the various views. It will be.

無線通信では、小型で、挟帯域であり、高近接信号除去を提供する、フィルタが得られるフィルタ構造形態が必要とされる。本発明の実施形態はそのようなフィルタを与える結合リング共振器構造形態についての機構及び手法を提供する。さらに、本発明の実施形態は、プリント配線基板製造または半導体製造に用いられる技術などの、比較的低費用の標準的なリソグラフィ技術を用いて実現できる点で有利である。本発明の実施形態は二対のリング共振器を有する。一構成において、リング共振器は、互いに横並びに、また入力線路及び出力線路に対して直交して、配置される。一構成において、共振器は正方リング共振器である。それぞれのリング共振器の辺の長さは実質的に回路動作周波数のλ/４に同調調整される。入力線路及び出力線路は構成内にある全てのリング共振器との結合のために分割される。それぞれのリング共振器は、リングと給電線路がλ/４結合器を実質的に形成するような態様で分割給電線路に対して配置される。本発明のフィルタ構造形態の一実施形態によって達成される楕円関数応答により、等価なチェビシェフフィルタよりも１０％狭い帯域幅及び高い除去が可能になる。 Wireless communication requires a filter structure that provides a filter that is small, narrow band, and provides high proximity signal rejection. Embodiments of the present invention provide mechanisms and techniques for coupled ring resonator structure configurations that provide such filters. Furthermore, embodiments of the present invention are advantageous in that they can be implemented using relatively low cost standard lithography techniques, such as those used in printed wiring board manufacturing or semiconductor manufacturing. Embodiments of the present invention have two pairs of ring resonators. In one configuration, the ring resonators are arranged side by side and orthogonal to the input and output lines. In one configuration, the resonator is a square ring resonator. The side length of each ring resonator is tuned to substantially λ / 4 of the circuit operating frequency. The input and output lines are split for coupling with all ring resonators in the configuration. Each ring resonator is arranged with respect to the split feed line in such a manner that the ring and the feed line substantially form a λ / 4 coupler. The elliptic function response achieved by one embodiment of the filter structure form of the present invention allows 10% narrower bandwidth and higher rejection than an equivalent Chebyshev filter.

図１〜６は、特に高周波数用途に用いられるフィルタについて、フィルタ及びフィルタ信号応答の理解を読者が得られるように提示される。例えば、無線通信においては、無線信号及び搬送波が信号ミクサーへの入力であり、それぞれの周波数が変えられる。この変換を行う際に、回路または環境またはこれらの組合せによってスプリアス信号が不作為に生じる。多くの場合、スプリアス信号は所望の信号に極めて近い。図１は、従来型フィルタ回路における周波数対信号のグラフ１００であり、グラフは所望の信号及びスプリアス信号を示す。グラフにおいて、横軸はヘルツを単位として測定された周波数であり、縦軸は振幅である。選択された通過周波数１０５は最大信号振幅を有する信号である。所望の周波数の両側に、所望の信号１０５に近接してスプリアス信号１１０がある。従来型フィルタでは、所望の信号を通過させるが、スプリアス信号、特に近接スプリアス信号は遮断するような、挟い帯域だけを通過させる帯域フィルタは得られない。しかし、本発明の実施形態では、一帯域の信号は通過させるが、その他の周波数は、それらが通過周波数に近くとも、遮断することが可能になる。 1-6 are presented to provide the reader with an understanding of the filter and filter signal response, particularly for filters used in high frequency applications. For example, in wireless communication, a radio signal and a carrier wave are inputs to a signal mixer, and the respective frequencies can be changed. In performing this conversion, spurious signals are randomly generated by the circuit or environment or a combination thereof. In many cases, the spurious signal is very close to the desired signal. FIG. 1 is a graph 100 of frequency versus signal in a conventional filter circuit, which shows the desired signal and the spurious signal. In the graph, the horizontal axis is the frequency measured in hertz, and the vertical axis is the amplitude. The selected pass frequency 105 is the signal having the maximum signal amplitude. There is a spurious signal 110 in proximity to the desired signal 105 on either side of the desired frequency. The conventional filter cannot pass a desired signal, but cannot obtain a bandpass filter that passes only a sandwiched band that cuts off a spurious signal, particularly a close spurious signal. However, in the embodiment of the present invention, signals in one band are allowed to pass, but other frequencies can be blocked even if they are close to the pass frequency.

特に、現今のマイクロ波システムでは、通過帯域における線形位相すなわち平坦な群速度とともに、低い挿入損失及び高い感度をもつ、高性能で挟帯域の帯域フィルタが必要とされる。これらの基準は一般に、楕円関数応答を有する従来型フィルタによって満たされる。一般に楕円関数応答フィルタ特性の実現には隣接していない共振器の間の交差結合が必要である。 In particular, modern microwave systems require high performance, narrowband bandpass filters with low insertion loss and high sensitivity with linear phase or flat group velocity in the passband. These criteria are generally met by a conventional filter having an elliptic function response. In general, cross coupling between resonators that are not adjacent to each other is required to realize elliptic function response filter characteristics.

図２は、チェビシェフフィルタ応答を与える、従来型５共振器−端結合帯域フィルタの基板上の素子の上面図である。これらの素子の一構成において、素子はプリント配線基板上のプリント信号層素子である。これらの素子の別の構成において、素子は基板上に薄膜技術を用いて作成される。 FIG. 2 is a top view of elements on a substrate of a conventional five-resonator-end coupled bandpass filter that provides a Chebyshev filter response. In one configuration of these elements, the element is a printed signal layer element on a printed wiring board. In another configuration of these elements, the elements are made on a substrate using thin film technology.

図２の従来型帯域フィルタは、重畳する、端結合態様で縦続された、複数の半波長共振器で構成される。この従来型帯域フィルタ１５０は、第１の給電線路１５５-１及び第２の給電線路１５５-２を有する。それぞれの給電線路１５５は１/４波長結合器１６５に接続された１/４波長トランス１６０を有する。第１の給電線路１５５-１と第２の給電線路１５５-２の間に、５−縦続半波長共振器または導波路１７０-１，１７０-２，１７０-３，１７０-４，１７０-５（一括して１７０）を有する５ノード共振器がある。それぞれの半波長共振器１７０の長さは、選択された中心周波数の１/２波長である。それぞれの半波長共振器１７０はストリップの実質的な中心点に接地点を有する。それぞれの半波長共振器１７０はさらに半波長共振器１７０の両端で開放である。図２において、接地及び開放は半波長共振器１７０-１について示されている。 The conventional band-pass filter of FIG. 2 is composed of a plurality of half-wave resonators that are cascaded in an end-coupled manner. This conventional band-pass filter 150 has a first feed line 155-1 and a second feed line 155-2. Each feeder line 155 has a quarter-wave transformer 160 connected to a quarter-wave coupler 165. A 5-cascade half-wave resonator or waveguide 170-1, 170-2, 170-3, 170-4, 170-5 between the first feed line 155-1 and the second feed line 155-2. There is a 5-node resonator with (collectively 170). The length of each half-wave resonator 170 is ½ wavelength of the selected center frequency. Each half-wave resonator 170 has a ground point at the substantial center point of the strip. Each half-wave resonator 170 is further open at both ends of the half-wave resonator 170. In FIG. 2, grounding and opening are shown for half-wave resonator 170-1.

図２の従来型フィルタにおいて、半波長共振器１７０は互いに、また給電線路１/４波長結合器１６５とも、端結合されている。すなわち、第１の給電線路１５５-１の１/４波長結合器１６５-１は隣接する半波長共振器１７０-１に端結合され、第２の１/４波長結合器１６５-２は隣接する半波長共振器１７０-５に端結合される。中間の３つの共振器１７０-２，１７０-３，１７０-４はそれぞれの両端で共振器１７０-１，１７０-５に端結合される。それぞれの半波長共振器の中点、すなわち接地点は基準点である。基準点から半波長共振器の末端まで振動の１/４波がある。共振器１７０は特定の周波数帯域でしか共振しない。それぞれの共振器１７０が僅かにオフセットされていれば、より広い通過周波数帯域が形成される。共振器１７０は相互に作用する。共振器１７０間の間隙が大きければ、共振器間の相互作用は弱くなる。共振器１７０間の間隙が小さければ、それぞれの共振器は隣接する共振器に重なる。 In the conventional filter of FIG. 2, the half-wave resonators 170 are end-coupled to each other and to the feed line quarter-wave coupler 165. That is, the quarter-wave coupler 165-1 of the first feed line 155-1 is end-coupled to the adjacent half-wave resonator 170-1, and the second quarter-wave coupler 165-2 is adjacent. End-coupled to half-wave resonator 170-5. The middle three resonators 170-2, 170-3, and 170-4 are end-coupled to the resonators 170-1 and 170-5 at both ends. The midpoint of each half-wave resonator, that is, the ground point, is a reference point. There is a quarter wave of vibration from the reference point to the end of the half-wave resonator. The resonator 170 resonates only in a specific frequency band. If each resonator 170 is slightly offset, a wider pass frequency band is formed. The resonators 170 interact with each other. If the gap between the resonators 170 is large, the interaction between the resonators is weakened. If the gap between the resonators 170 is small, each resonator overlaps an adjacent resonator.

フィルタの急峻度を高めるための従来の解決策は、図２に示される帯域フィルタにおけるようにいくつかの共振器を縦続することであった。実際には、多くの従来型共振器が回路内で組み合されると、必ずしも所望の出力が得られない。共振器を付加していくことでフィルタの急峻度が高められるにつれて、挿入損失及び帰還損失が悪化し、フィルタの製造性も悪化する。 A conventional solution to increase the steepness of the filter has been to cascade several resonators as in the bandpass filter shown in FIG. In practice, when many conventional resonators are combined in a circuit, the desired output is not always obtained. As the steepness of the filter is increased by adding the resonator, the insertion loss and the feedback loss are deteriorated, and the manufacturability of the filter is also deteriorated.

図３Ａは図２の共振器１７０に対する基本的な直列共振器表現２００を示す。半波長共振器１７０に対する共振器表現２００はインダクタンス成分２０５及びキャパシタンス成分２１０を有する。 FIG. 3A shows a basic series resonator representation 200 for the resonator 170 of FIG. Resonator representation 200 for half-wave resonator 170 has an inductance component 205 and a capacitance component 210.

図３Ｂは従来型フィルタに対する半波長共振器１７０の通過帯域応答の振幅対周波数のグラフを示す。キャパシタをインダクタと組み合せると、非常に急峻な周波数特性を有する回路を作成することが可能である。キャパシタンス及びインダクタンスを有する回路は、式１：

FIG. 3B shows a graph of amplitude versus frequency of the passband response of half-wave resonator 170 for a conventional filter. When a capacitor is combined with an inductor, a circuit having very steep frequency characteristics can be created. A circuit having capacitance and inductance is represented by Equation 1:

に示されるように、キャパシタンスとインダクタンスの積の平方根に反比例する共振周波数を有する。 As shown, the resonance frequency is inversely proportional to the square root of the product of capacitance and inductance.

インダクタとキャパシタの相反する挙動のため、並列インダクタ／キャパシタ（ＬＣ）共振回路の理論インピーダンスは共振周波数Ｆ_共振において無限大になり、この結果、理論的に、図３Ｂに示されるピーク２１５と同様に、共振周波数において回路応答にピークが生じる。実際には、インダクタ及びキャパシタにおける損失のため、応答ピークの急峻性が制限される。 Due to the conflicting behavior of the inductor and capacitor, the theoretical impedance of the parallel inductor / capacitor (LC) resonant circuit becomes infinite at the resonant frequency F _resonance , resulting in theoretically the same as the peak 215 shown in FIG. 3B. A peak occurs in the circuit response at the resonance frequency. In practice, the steepness of the response peak is limited due to losses in the inductor and capacitor.

図４は仮構の従来型帯域フィルタの通過帯域応答の出力電力対周波数のグラフ２５０である。図４は、従来型帯域フィルタの期待される信号応答を示すため及び、図２に示されるフィルタによってつくられるタイプの応答を有する濾波信号応答の要素を説明するために、ここに含められる。図４は、周波数ｆ_１２５５と周波数ｆ_２２６０の間の、共振周波数ｆ_０２６５をほぼ中心とする、通過帯域を示す。遮断周波数、ｆ_１２５５及びｆ_２２６０は、出力信号電力がｆ_０２６５における出力信号レベルの１/２に低下する周波数である。周波数間の差の値、すなわち（ｆ_１−ｆ_２）がフィルタ帯域幅を定める。周波数ｆ_１２５５と周波数ｆ_２２６０の間の周波数範囲がフィルタ通過帯域である。図４は望ましい帯域フィルタ応答曲線の態様を示すために含められる。曲線の立ち上がり端及び立ち下がり端は裾２７０と呼ばれる。理想的には、帯域フィルタ応答曲線の裾２７０は急峻であり、帯域幅応答２７５は平坦であり、裾が曲線の上部に合する肩２８０は丸くならない。図４のグラフは従来技術の帯域フィルタを用いたときに得られる典型的な応答である。近接スプリアス周波数をフィルタリングするための通過帯域応答には応答曲線の全ての態様において改善が必要である。 FIG. 4 is a graph 250 of output power versus frequency for the passband response of a hypothetical conventional bandpass filter. FIG. 4 is included here to illustrate the expected signal response of a conventional bandpass filter and to illustrate the elements of the filtered signal response having the type of response produced by the filter shown in FIG. FIG. 4 shows a passband between the frequency f ₁ 255 and the frequency f ₂ 260, approximately centered on the resonance frequency f ₀ 265. The cut-off frequencies, f ₁ 255 and f ₂ 260 are frequencies at which the output signal power drops to ½ of the output signal level at f ₀ 265. The value of the difference between the frequencies, namely _(f 1 -f ₂₎ defines the filter bandwidth. The frequency range between the frequency f ₁ 255 and the frequency f ₂ 260 is the filter passband. FIG. 4 is included to illustrate aspects of the desired bandpass filter response curve. The rising edge and falling edge of the curve are called skirts 270. Ideally, the tail 270 of the bandpass filter response curve is steep, the bandwidth response 275 is flat, and the shoulder 280 whose tail meets the top of the curve is not rounded. The graph of FIG. 4 is a typical response obtained when using a prior art bandpass filter. The passband response for filtering adjacent spurious frequencies needs improvement in all aspects of the response curve.

図５Ａは、図２の帯域フィルタの、パーツ表示による、部分回路図を示し、図２の結合ストリップライン帯域フィルタをモデル化するためにここに提示される。図２の給電線路１５５はＶ_入力１５５-１’リード及びＶ_出力１５５-２’リードで表されている。図２のそれぞれの共振器１７０は、ここでは共振器概念図１７０’で表されている。それぞれの回路コンポーネントは隣接コンポーネントに影響されて、図５Ｂに示される応答を与える。 FIG. 5A shows a partial circuit diagram of the bandpass filter of FIG. 2, with parts representation, and is presented here to model the combined stripline bandpass filter of FIG. The feed line 155 in FIG. 2 is represented by a V _input 155-1 ′ lead and a V _output 155-2 ′ lead. Each resonator 170 of FIG. 2 is represented here by a resonator conceptual diagram 170 ′. Each circuit component is affected by adjacent components to give the response shown in FIG. 5B.

図５Ｂは図５Ａに示されるタイプの帯域フィルタ回路の出力信号の振幅対周波数のグラフを示す。（破線で示される）応答曲線は（実線で示される）回路内の個々の共振器のそれぞれの応答が複合された結果である。上述したように、フィルタの急峻性を高めるための従来技術の解決策は、図２に示され、図５Ａに表される帯域フィルタにおけるように、多くの共振器を導入することであった。図５Ｂに示される回路応答が図４に示される回路応答と同様であることに注意すべきである。しかし、上述したように、共振器を付加していくことでフィルタの急峻性が高められていくにつれて、フィルタの電気特性は悪化する。 FIG. 5B shows a graph of output signal amplitude versus frequency for a bandpass filter circuit of the type shown in FIG. 5A. The response curve (indicated by the dashed line) is the result of the combined response of each individual resonator in the circuit (indicated by the solid line). As mentioned above, the prior art solution to increase the steepness of the filter was to introduce many resonators, as in the bandpass filter shown in FIG. 2 and represented in FIG. 5A. Note that the circuit response shown in FIG. 5B is similar to the circuit response shown in FIG. However, as described above, as the steepness of the filter is increased by adding the resonator, the electrical characteristics of the filter deteriorate.

図６は、図２の従来技術のフィルタのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである。図６のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。曲線Ｓ_２１３００は図２の従来技術の帯域フィルタ１５０のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図からわかるように、曲線３００の裾３０５-１，３０５-２はそれほど急峻ではなく、したがって図２の帯域フィルタ１５０による近接周波数遮断能力は最適ではないであろうということがわかる。図２の帯域フィルタの構造形態の最小帯域幅は中心周波数のほぼ１０％である。通過帯域の挟化は、周囲回路及び環境に対してこの構造形態の通過帯域「形状」を非常に敏感にする、半波共振器間の間隙の広化を意味する。図２に示されるような端結合フィルタの近接周波数除去を強めるために、構成に追加の半波共振器をさらに付加して、フィルタの裾の急峻性を高めることができる。しかし、追加の極の付加はフィルタの性能及び製造性（すなわち再現性）を悪化させる。 FIG. 6 is a graph showing an example of a passband response by simulation of the filter of the prior art of FIG. The graph of FIG. 6 is an amplitude vs. frequency graph where the amplitude is normalized and given in decibels. Curve S ₂₁ 300 is an example of a passband response by simulation of the prior art bandpass filter 150 of FIG. As can be seen, the tails 305-1 and 305-2 of the curve 300 are not so steep, so it can be seen that the proximity frequency blocking capability by the bandpass filter 150 of FIG. 2 may not be optimal. The minimum bandwidth of the structural form of the bandpass filter of FIG. 2 is approximately 10% of the center frequency. Passband pinching implies widening of the gap between half-wave resonators, which makes the passband “shape” of this structural form very sensitive to surrounding circuitry and the environment. In order to enhance the near-frequency rejection of the end coupled filter as shown in FIG. 2, an additional half wave resonator can be added to the configuration to increase the steepness of the filter tail. However, the addition of additional poles degrades filter performance and manufacturability (ie reproducibility).

本発明は、給電線路間に、直交して、すなわち重なり合わずに、配置されるリング共振器を採用する。そのような構成により、先に開示されたフィルタに比較して近接スプリアス信号を遮断できる能力を向上させる、急峻な裾を有する、厳密に定められた通過帯域が得られる。 The present invention employs a ring resonator that is arranged orthogonally between feed lines, that is, without overlapping. Such a configuration provides a strictly defined passband with a steep tail that improves the ability to block adjacent spurious signals compared to the previously disclosed filters.

図７は本発明の原理にしたがう結合リング帯域フィルタの基板上の素子の上面図である。結合リング帯域フィルタは、給電線路の間に直交して配置され、給電線路に結合された、複数のリングで構成される。本明細書における結合は電磁結合を意味し、物理的な接続は必要ではない。フィルタについての代表的な動作範囲は、電磁スペクトルの高周波数範囲である。この範囲には、一般に３×１０^９Ｈｚより低い周波数と定義される比較的低い無線周波数範囲（ＲＦ）、一般に３×１０^９Ｈｚ〜３×１０^１０Ｈｚの範囲の周波数と定義されるマイクロ波範囲、及び一般に３×１０^１０Ｈｚ〜３×１０^１１Ｈｚの範囲の周波数と定義されるミリ波範囲が含まれる。 FIG. 7 is a top view of elements on a substrate of a coupled ring bandpass filter in accordance with the principles of the present invention. The coupled ring band filter is configured by a plurality of rings that are arranged orthogonally between the feed lines and coupled to the feed lines. Coupling herein refers to electromagnetic coupling and no physical connection is required. A typical operating range for the filter is the high frequency range of the electromagnetic spectrum. This range includes a relatively low radio frequency range (RF), generally defined as frequencies below 3 × 10 ⁹ Hz, and microwaves generally defined as frequencies in the range of 3 × 10 ⁹ Hz to 3 × 10 ¹⁰ Hz. Included are millimeter wave ranges defined as ranges and frequencies generally in the range of 3 × 10 ¹⁰ Hz to 3 × 10 ¹¹ Hz.

一構成において、図７に示される素子はマイクロストリップ回路として実現される。マイクロストリップにおいて、素子はコア材料の上面上の信号面層の一部であり、コア材料はコア材料の背面に接地面を有する。マイクロストリップの接地面は一般に金属被膜層である。第２の構成において、図７に示される素子は、素子が、例えば、多層プリント配線基板に埋め込まれた信号層の一部である、ストリップラインとして実現される。コア材料の外側、すなわち構造の外側には、接地面としてはたらく金属被膜層がある。第３の構成において、図７に示される素子は、接地が素子と同じ面に配置される、共面導波路として実現される。これらの構成は、プリント配線基板技術または薄膜技術のような、標準的なリソグラフィ技術を用いて作成することができる。 In one configuration, the element shown in FIG. 7 is implemented as a microstrip circuit. In the microstrip, the element is part of the signal surface layer on the top surface of the core material, and the core material has a ground plane on the back surface of the core material. The ground plane of the microstrip is generally a metal coating layer. In the second configuration, the element shown in FIG. 7 is realized as a strip line, for example, where the element is part of a signal layer embedded in a multilayer printed wiring board. On the outside of the core material, ie the outside of the structure, there is a metal coating layer that serves as a ground plane. In the third configuration, the element shown in FIG. 7 is realized as a coplanar waveguide in which ground is located on the same plane as the element. These configurations can be created using standard lithographic techniques, such as printed wiring board technology or thin film technology.

図７の結合リング帯域フィルタ４００は第１の給電線路４０５-１及び第２の給電線路４０５-２を有する。動作において、一方の給電線路は入力であり、他方の給電線路は出力であるが、回路は対称的であり、よって入力及び出力は、簡潔さのため、同一用語で示される。給電線路４０５-１，４０５-２の中心は実質的に、回路４００の面の二等分線を定める中間線上にある。それぞれの給電線路４０５は分割され、幹線路４１０を有し、幹線路４１０は幹線路４１０の両側に延びる２本の結合支線路４２０を有する横材に実質的に垂直に接続される。結合支線路４２０への接続点４０７に、それぞれの幹線路４１０は１/４波長トランス４１５を有する。本用途におけるトランスはインピーダンス変成器であり、一方の線路のインピーダンスを他方の線路の異なるインピーダンスと整合させる１/４波長素子である。第１の給電線路４０５-１の結合支線路４２０-１は第２の給電線路４０５-２の結合支線路４２０-２と実質的に平行である。入力結合支線路は第１の直線縁端を形成し、出力結合支線路は第２の直線縁端を形成する。それぞれの結合支線路４２０は１/４波長トランス４２５及び１/４波長結合器４３０を有し、トランス４２５はそれぞれの結合支線路４２０上のそれぞれの結合器４３０対の間にある。 The coupling ring band filter 400 of FIG. 7 includes a first feed line 405-1 and a second feed line 405-2. In operation, one feed line is an input and the other feed line is an output, but the circuit is symmetrical, so the input and output are shown in the same terms for the sake of brevity. The center of the feeder lines 405-1 and 405-2 is substantially on an intermediate line that defines a bisector of the surface of the circuit 400. Each feed line 405 is divided and has a main line 410, and the main line 410 is connected substantially vertically to a cross member having two coupled branch lines 420 extending on both sides of the main line 410. Each trunk line 410 has a quarter-wave transformer 415 at a connection point 407 to the coupled branch line 420. The transformer in this application is an impedance transformer, which is a quarter wave element that matches the impedance of one line with the different impedance of the other line. The coupled branch line 420-1 of the first feeder line 405-1 is substantially parallel to the coupled branch line 420-2 of the second feeder line 405-2. The input coupled branch line forms a first straight edge and the output coupled branch line forms a second straight edge. Each coupled branch line 420 includes a quarter wavelength transformer 425 and a quarter wavelength coupler 430, and the transformer 425 is between each pair of couplers 430 on each coupled branch line 420.

第１の給電線路４０５-１と第２の給電線路４０５-２の間の、給電線路と同じ面に、複数のリング形共振器４３５がある。共振器４３５の内の２つが中間線４０９の一方の側にあり、共振器４３５の内の２つが中間線４０９の他方の側に配置されるように、共振器４３５が配置される。リング形共振器４３５は給電線路４０５との、また相互の、よりよい結合を提供するための直線領域を有し、よって、それぞれのリング形共振器４３５は概ね正方形である。すなわち、それぞれの共振器４３５は正方形状を有する。それぞれのリング形共振器４３５の各辺の長さは実質的に４分の１波長（λ/４）である。選択される周波数は、フィルタ４００の通過帯域の実質的に中心となる、共振周波数である。選択される周波数は、基本的に、帯域フィルタ４００によって通過させられるべき周波数である。それぞれのリング形共振器４３５は理論的開放端及び理論的接地を有する。さらに、それぞれのリング形共振器４３５は第１の給電線路４０５-１上の第１の結合器４３０-１と結合し、第２の給電線路４０５-２上の第２の結合器４３０-２とも結合する。リング形共振器４３５は互いに端結合し、給電線路１/４波長結合器４３０とも端結合する。 There are a plurality of ring resonators 435 on the same plane as the feed line between the first feed line 405-1 and the second feed line 405-2. The resonator 435 is arranged such that two of the resonators 435 are on one side of the intermediate line 409 and two of the resonators 435 are arranged on the other side of the intermediate line 409. The ring resonators 435 have straight regions to provide better coupling with the feed line 405 and with each other, so that each ring resonator 435 is generally square. That is, each resonator 435 has a square shape. The length of each side of each ring resonator 435 is substantially a quarter wavelength (λ / 4). The selected frequency is a resonant frequency that is substantially centered in the passband of the filter 400. The selected frequency is basically the frequency that is to be passed by the bandpass filter 400. Each ring resonator 435 has a theoretical open end and a theoretical ground. Further, each ring resonator 435 is coupled to the first coupler 430-1 on the first feed line 405-1, and the second coupler 430-2 on the second feed line 405-2. Also join. The ring resonator 435 is end-coupled to each other and is also end-coupled to the feed line quarter wavelength coupler 430.

リング共振器４３５は特定の周波数帯域でしか共振しない。リング共振器４３５は対で相互作用する。対のそれぞれのリング共振器４３５は隣接する共振器と相互作用して他方の共振器の共振周波数に影響を与える。したがって、それぞれのリング共振器４３５は若干同調が外れ、複合された通過周波数帯域を与える。リング共振器４３５間の間隙４３７が大きければ、共振器４３５間の相互作用は弱められる。リング共振器４３５間の間隙４３７が小さければ、それぞれの共振器は隣接する共振器に大きく重なる。このようにして、帯域フィルタを同調調整するために共振器配置が用いられる。フィルタの同調調整におけるその他の因子には、共振器の全長及び給電線路に対する共振器の配置がある。上に開示したその他の因子より効果は小さいが、共振器線路の幅をフィルタの同調調整に用いることができる。 The ring resonator 435 resonates only in a specific frequency band. Ring resonators 435 interact in pairs. Each pair of ring resonators 435 interacts with an adjacent resonator to affect the resonant frequency of the other resonator. Thus, each ring resonator 435 is slightly out of tune and provides a composite pass frequency band. If the gap 437 between the ring resonators 435 is large, the interaction between the resonators 435 is weakened. If the gap 437 between the ring resonators 435 is small, each resonator greatly overlaps the adjacent resonator. In this way, a resonator arrangement is used to tune the bandpass filter. Other factors in filter tuning include the overall length of the resonator and the placement of the resonator relative to the feed line. Although less effective than the other factors disclosed above, the width of the resonator line can be used to tune the filter.

ここでは二対のリング共振器しか示されていないが、本発明の別の実施形態は、給電幹線路のそれぞれの側の３つのリング共振器で合せて６つの共振器を有する、三重共振器を形成することができよう。さらに別の実施形態は、給電幹線路のそれぞれの側の４つのリング共振器で合せて８つのリング共振器を有し、四対のリング共振器を形成する。以下同様である。本発明の範囲は二対のリング共振器に限定されない。本発明のまた別の実施形態はリングが開いている共振器を有する。詳しくは、リングは、共振器の一辺、一般には隣接共振器または給電線路と結合していない辺に空隙を有するであろう。空隙を有するリング共振器の辺は「開放」辺であるが、共振器の他の三辺と同じく実質的にλ/４長のままである。 Although only two pairs of ring resonators are shown here, another embodiment of the present invention is a triple resonator having six resonators combined with three ring resonators on each side of the feed trunk line. Can be formed. Yet another embodiment has eight ring resonators combined with four ring resonators on each side of the feed trunk line to form four pairs of ring resonators. The same applies hereinafter. The scope of the present invention is not limited to two pairs of ring resonators. Yet another embodiment of the invention has a resonator with an open ring. Specifically, the ring will have a gap on one side of the resonator, typically the side that is not coupled to an adjacent resonator or feedline. The sides of the ring resonator with the air gap are “open” sides, but remain substantially λ / 4 length, as are the other three sides of the resonator.

図８は、本発明の原理にしたがって動作しているときの、図７の結合リング共振器フィルタのシミュレーションによる通過帯域応答を示すグラフである。図８のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。Ｓ_２１曲線４５０は図７の帯域フィルタ１５０のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図８に示される通過帯域応答は上述した従来技術の帯域フィルタの応答と異なっている。図からわかるように、曲線４５０の近接裾４５５は、図６に示される従来技術による曲線に比較して、より急峻である。したがって、図７の帯域フィルタ４００によって近接周波数のフィルタリング能力が向上し、従来技術の帯域フィルタに優るであろうことがわかる。フィルタの裾が急峻であれば、通過帯域は厳密に定められる。この場合、（図４に関連して上で定められた）遮断周波数を通る線の勾配はほぼ垂直である。グラフのサイドローブ４６０はフィルタの除去帯域の一部である。グラフのサイドローブ４６０は楕円応答フィルタに一般にみられる除去帯域におけるリップル部分である。縦続フィルタにおいてわかるであろうように、通過帯域はさらに改善することができる。 FIG. 8 is a graph illustrating the passband response from simulation of the coupled ring resonator filter of FIG. 7 when operating according to the principles of the present invention. The graph of FIG. 8 is a graph of amplitude versus frequency, and the amplitude is normalized and given in decibels. An S ₂₁ curve 450 is an example of a pass band response obtained by simulation of the band filter 150 of FIG. The passband response shown in FIG. 8 is different from the above-described prior art bandpass filter response. As can be seen, the proximity skirt 455 of the curve 450 is steeper compared to the prior art curve shown in FIG. Accordingly, it can be seen that the band-pass filter 400 of FIG. 7 improves the filtering capability of the near frequency and is superior to the band-pass filter of the prior art. If the filter tail is steep, the passband is strictly defined. In this case, the slope of the line through the cutoff frequency (as defined above in connection with FIG. 4) is approximately vertical. The side lobe 460 of the graph is part of the filter rejection band. The side lobe 460 of the graph is the ripple portion in the rejection band commonly found in elliptic response filters. As can be seen in a cascaded filter, the passband can be further improved.

図８に示されるシミュレーションによる通過帯域応答を、実作した回路を試験することによって確かめた。図９は図７に示されるタイプの結合リング共振器の試験による通過帯域応答の一例のグラフである。図９のグラフは振幅対周波数であり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。図９のグラフに示される周波枢軸は２３.８５ＧＨｚから３３.８５ＧＨｚの範囲である。曲線Ｓ_２１５００は２８.８５ＧＨｚに、０ｄＢの基準振幅より２.５ｄＢ低い、最大振幅を有する。曲線の裾５０５の、２７.１５ＧＨｚと２８.０７ＧＨｚの間の第１の裾５０５-１及び２９.９０ＧＨｚと３０.６０ＧＨｚの間の第２の裾５０５-２は、図８に示されるシミュレーションによる通過帯域応答で予測されたように、急峻である。通過帯域及び裾５００の形状は、通過帯域５１０及び拒絶帯５１５-２のいずれにも特性楕円関数応答リップルを有する。 The simulated passband response shown in FIG. 8 was verified by testing the actual circuit. FIG. 9 is a graph of an example of a passband response from a test of a coupled ring resonator of the type shown in FIG. The graph of FIG. 9 is amplitude versus frequency, and the amplitude is normalized and given in decibels. The frequency axis shown in the graph of FIG. 9 is in the range of 23.85 GHz to 33.85 GHz. Curve S ₂₁ 500 has a maximum amplitude at 28.85 GHz, which is 2.5 dB below the reference amplitude of 0 dB. The first skirt 505-1 between 27.15 GHz and 28.07 GHz and the second skirt 505-2 between 29.90 GHz and 30.60 GHz of the curve skirt 505 are according to the simulation shown in FIG. It is steep as predicted by the passband response. The shape of the passband and skirt 500 has characteristic elliptic function response ripples in both the passband 510 and the rejection band 515-2.

図１０は縦続構成の２つの結合リング共振器の上面図である。上で開示された結合リング共振器は通過帯域応答を改善するために縦続することができる。図１０において、入力給電線路４０２-１及び出力給電線路４０５-２を有する図７の結合リング共振器フィルタ４００が第２の結合リング共振器フィルタ４０２に、第１のフィルタ４００の出力給電線路４０５-２を第２のフィルタ４０２の入力給電線路４０６-１に接続することによって直列接続されている。得られる通過帯域応答が図１１に示される。本発明の別の実施形態において、通過帯域の外側での除去を強めるために、３つまたはそれより多くの結合リング共振器フィルタを縦続することができる。 FIG. 10 is a top view of two coupled ring resonators in a cascade configuration. The coupled ring resonator disclosed above can be cascaded to improve the passband response. In FIG. 10, the coupled ring resonator filter 400 of FIG. 7 having the input feed line 402-1 and the output feed line 405-2 is replaced with the second coupled ring resonator filter 402, and the output feed line 405 of the first filter 400. -2 is connected in series by connecting it to the input feed line 406-1 of the second filter 402. The resulting passband response is shown in FIG. In another embodiment of the invention, three or more coupled ring resonator filters can be cascaded to enhance rejection outside the passband.

図１１は、本発明の原理にしたがって動作しているときの、図１０の縦続された結合リング共振器フィルタ４００，４０２についてのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである。図１１のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。曲線Ｓ_２１５５０は図１０の縦続された帯域フィルタ４００，４０２のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図１１に示される通過帯域応答は上述した従来技術の帯域フィルタ１５０の応答と異なっている。図からわかるように、曲線５５０の裾５５５は急峻であり、図７に示される単一の結合リングフィルタ４００より近接スプリアス信号５６０の除去が改善されている。したがって、図１０の縦続された帯域フィルタ４００，４０２により近接周波数のフィルタリング除去能力が向上し、従来技術の帯域フィルタ１５０に優るであろうことがわかる。 FIG. 11 is a graph illustrating an example of a passband response by simulation for the cascaded coupled ring resonator filters 400, 402 of FIG. 10 when operating according to the principles of the present invention. The graph of FIG. 11 is a graph of amplitude versus frequency, and the amplitude is normalized and given in decibels. Curve S ₂₁ 550 is an example of a passband response by simulation of cascaded bandpass filters 400 and 402 of FIG. The passband response shown in FIG. 11 is different from the response of the prior art bandpass filter 150 described above. As can be seen, the tail 555 of the curve 550 is steep, and the removal of the near spurious signal 560 is improved over the single coupled ring filter 400 shown in FIG. Thus, it can be seen that the cascaded bandpass filters 400, 402 of FIG. 10 will improve the near-frequency filtering removal capability and will be superior to the prior art bandpass filter 150.

図１２は図７に示されるフィルタ４００の組立及び動作のフローチャートである。ステップ６００において、信号伝送のための第１の給電線路４０５-１及び第２の給電線路４０５-２が設けられる。さらに、フィルタ回路４００における共振のための複数のリング共振器４３５が設けられる。複数の結合支線路４２０も設けられる。結合支線路４２０は給電線路４０５に実接続され、共振器４３５に信号結合される。それぞれの給電線路４０５は２本の結合支線路４２０を有する。リング共振器４３５は、信号のフィルタリングを行うことができる共振回路４００を形成するように、結合支線路４２０の間に配置される。 FIG. 12 is a flowchart of the assembly and operation of the filter 400 shown in FIG. In step 600, a first feed line 405-1 and a second feed line 405-2 for signal transmission are provided. Further, a plurality of ring resonators 435 for resonance in the filter circuit 400 are provided. A plurality of coupled branch lines 420 are also provided. The coupled branch line 420 is actually connected to the feed line 405 and is signal-coupled to the resonator 435. Each feeder line 405 has two coupled branch lines 420. The ring resonator 435 is disposed between the coupled branch lines 420 so as to form a resonance circuit 400 that can perform signal filtering.

ステップ６０５において、ステップ６００で確立された第１の共振回路４００に第２の共振回路４０２が直列に設けられる。第２の共振回路４０２は第３及び第４の給電線路を有し、第３の給電線路は第２の給電線路に接続されて第１の共振回路の出力信号を受け取る。直列接続された２つの回路の濾波出力は第４の給電線路で利用できる。 In step 605, the second resonance circuit 402 is provided in series with the first resonance circuit 400 established in step 600. The second resonance circuit 402 has third and fourth feed lines, and the third feed line is connected to the second feed line and receives an output signal of the first resonance circuit. The filtered output of the two circuits connected in series is available on the fourth feed line.

ステップ６１０において、信号が第１の給電線路に印加される。第１の共振回路、次いで第２の共振回路が、信号をフィルタリングする。ステップ６１５において、濾波信号が第４の給電線路において受け取られる。 In step 610, a signal is applied to the first feed line. A first resonant circuit and then a second resonant circuit filters the signal. In step 615, the filtered signal is received at the fourth feed line.

図１３は本発明の原理にしたがうフィルタを備える送信器システムを示し、図１４は本発明の原理にしたがうフィルタを備える受信器システムを示す。送信器システム及び受信器システムは、例えば、ラジオ、テレビジョン、レーダー、コードレス電話及びセル式携帯電話、衛星通信システム及びいくつかのタイプの試験、測定及び計装システムを含む、いかなる周波数依存用途にも用いることができよう。 FIG. 13 shows a transmitter system with a filter according to the principles of the present invention, and FIG. 14 shows a receiver system with a filter according to the principles of the present invention. Transmitter systems and receiver systems can be used in any frequency dependent application including, for example, radio, television, radar, cordless phones and cellular mobile phones, satellite communication systems and some types of test, measurement and instrumentation systems. Could also be used.

図１３は、本発明の原理にしたがうフィルタを備える送信器システム６５０のブロック図である。送信器６５０は出力装置６６５に接続されたフィルタ６６０に接続された信号源６５５を有する。フィルタ６６０は、上に開示された本発明の原理にしたがって構成され、動作する。信号源６５５はフィルタ６６０に信号を供給する。フィルタ６６０は信号をフィルタリングし、濾波信号を出力装置６６５に供給する。 FIG. 13 is a block diagram of a transmitter system 650 that includes a filter in accordance with the principles of the present invention. The transmitter 650 has a signal source 655 connected to a filter 660 connected to an output device 665. Filter 660 is constructed and operates in accordance with the principles of the invention disclosed above. Signal source 655 provides a signal to filter 660. Filter 660 filters the signal and provides the filtered signal to output device 665.

図１４は、本発明の原理にしたがうフィルタを備える受信器システム７００のブロック図である。受信器７００は濾波入力受信器に接続されたフィルタ７１０に接続された信号受信装置７０５を有する。信号受信装置７０５はフィルタリングされるべき信号を受信する。信号受信装置７０５は信号をフィルタ７１０に送る。フィルタ７１０は信号をフィルタリングし、濾波信号を濾波入力受信器７１５に送る。 FIG. 14 is a block diagram of a receiver system 700 comprising a filter in accordance with the principles of the present invention. The receiver 700 has a signal receiving device 705 connected to a filter 710 connected to a filtered input receiver. The signal receiving device 705 receives a signal to be filtered. The signal receiving device 705 sends the signal to the filter 710. Filter 710 filters the signal and sends the filtered signal to filtered input receiver 715.

要約すれば、結合リング共振器フィルタ４００は通過帯域の両端に近接する周波数において厳密な楕円関数遮断を与える。上述した本発明の構造形態の使用により、比較的小型で、挟帯域であり、高近接周波数除去を与える、フィルタが得られる。結合リング共振器４００の構造形態により、挟帯域（１０％より狭い帯域幅）で、比較的Ｑが高い、フィルタの実用実現が可能になる。本発明の構造形態は、薄膜技術またはプリント基板技術のような、比較的低費用の標準的なリソグラフィプロセスを用いて実現できる点においても有利である。 In summary, the coupled ring resonator filter 400 provides a strict elliptic function cutoff at frequencies close to both ends of the passband. The use of the above-described structure of the present invention results in a filter that is relatively small, narrowband, and provides high close-in frequency rejection. The structure of the coupling ring resonator 400 enables practical implementation of a filter having a narrow band (bandwidth narrower than 10%) and a relatively high Q. The structure of the present invention is also advantageous in that it can be implemented using a relatively low cost standard lithography process, such as thin film technology or printed circuit board technology.

上に開示した結合リング共振器フィルタ４００，４０２を高周波環境における使用について説明したが、本発明の構造形態を別の周波数範囲において使用することも可能である。フィルタ４００，４０２はより低い周波数における動作のために有効に寸法を変えることができる。共振器４３５間の間隔を、また共振器と給電線路結合器４２０の間隔も、別の通過帯域特性を達成するために、変えることができる。 Although the coupling ring resonator filters 400, 402 disclosed above have been described for use in a high frequency environment, the structure of the present invention may be used in other frequency ranges. Filters 400 and 402 can be effectively resized for operation at lower frequencies. The spacing between the resonators 435 and the spacing between the resonator and the feedline coupler 420 can also be varied to achieve different passband characteristics.

本発明のまた別の実施形態において、リング共振器は正方形ではなく円形リングとすることができよう。この実施形態において、結合支線路は直線であるか、あるいはリング共振器の輪郭にしたがうことができよう。また別の実施形態において、給電幹線路は小割りを有し、小割りの両端は、給電線路上の結合接続部が相互ではなく小割りの一端に実接続され、小割りが次いで給電幹線路に接続されるように、結合接続部に接続される。 In yet another embodiment of the invention, the ring resonator could be a circular ring instead of a square. In this embodiment, the coupled branch line may be straight or follow the contour of the ring resonator. In another embodiment, the feeder main line has a split, and both ends of the split are actually connected to one end of the split instead of the mutual connection on the feed line, and the split is then fed to the feeder trunk line. Connected to the coupling connection.

上述した実施形態が単に本発明の原理の説明にすぎないことは当然である。本発明の原理を具現化し、本発明の精神及び範囲内に入るであろう、様々な、またその他の改変及び変更が当業者によってなされ得る。 Of course, the above-described embodiments are merely illustrative of the principles of the present invention. Various and other modifications and changes may be made by those skilled in the art that embody the principles of the invention and that fall within the spirit and scope of the invention.

従来技術のフィルタ回路における振幅対周波数のグラフである4 is a graph of amplitude versus frequency in a prior art filter circuit. 従来技術の５共振器−端結合帯域フィルタの基板上の素子の上面図であるFIG. 3 is a top view of an element on a substrate of a prior art five resonator-end coupled band filter 簡単な従来技術の共振器の概念図である1 is a conceptual diagram of a simple prior art resonator. 図３Ａの従来技術の共振器の電気性能のグラフである3B is a graph of the electrical performance of the prior art resonator of FIG. 3A. 仮構の従来技術の帯域フィルタについての通過帯域応答の出力信号電力対周波数のグラフであるFIG. 6 is a graph of passband response output signal power versus frequency for a hypothetical prior art bandpass filter. 図２の従来技術の帯域フィルタの、パーツ表示の、部分回路図であるFIG. 3 is a partial circuit diagram of parts display of the prior art bandpass filter of FIG. 図５Ａの従来技術の帯域フィルタの代表的な通過帯域応答の振幅対周波数のグラフである5B is a graph of amplitude versus frequency of a representative passband response of the prior art bandpass filter of FIG. 5A. 図２の従来技術の共振器のシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフであるFIG. 3 is a graph showing an example of a passband response by simulation of the resonator of the related art of FIG. 2. 本発明の原理にしたがう結合リング共振器フィルタの基板上の素子の上面図であるFIG. 3 is a top view of an element on a substrate of a coupled ring resonator filter in accordance with the principles of the present invention. 図７の結合リング共振器フィルタのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフであるFIG. 8 is a graph showing an example of a passband response by simulation of the coupled ring resonator filter of FIG. 7. 図７に示されるタイプの結合リング共振器の試験された通過帯域の一例のグラフであるFIG. 8 is a graph of an example tested passband of a coupling ring resonator of the type shown in FIG. 縦続配置された図７の２つの結合共振器の上面図であるFIG. 8 is a top view of two coupled resonators of FIG. 7 arranged in cascade. 図１０の縦続された結合リング共振器フィルタについてのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフであるFIG. 11 is a graph illustrating an example of a passband response by simulation for the cascaded coupled ring resonator filter of FIG. 10. 図７のフィルタの組立及び動作のフローチャートである8 is a flowchart of assembly and operation of the filter of FIG. 図７のフィルタを備える送信器であるIt is a transmitter provided with the filter of FIG. 図７のフィルタを備える受信器であるIt is a receiver provided with the filter of FIG.

Explanation of symbols

４００結合リング帯域フィルタ
４０５給電線路
４０９中間線
４１０幹線路
４１５，４２５１/４波長トランス
４２０結合支線路
４３０１/４波長結合器
４３５リング共振器 400 coupling ring band filter 405 feed line 409 intermediate line 410 trunk line 415, 425 1/4 wavelength transformer 420 coupling branch line 430 1/4 wavelength coupler 435 ring resonator

Claims

In the filter,
A first trunk line connected substantially vertically to a first cross member having a first coupled branch line and a second coupled branch line , wherein the first coupled branch line and the first coupled branch line A first feeder line having a second coupled branch line extending on both sides of the first trunk line;
A second trunk line connected substantially vertically to a second cross member having a third coupled branch line and a fourth coupled branch line , wherein the third coupled branch line and the third coupled branch line; A fourth coupled branch line extending on both sides of the second trunk line , wherein the first coupled branch line is substantially parallel to the third coupled branch line; A second feed line, wherein the branch line is substantially parallel to the fourth coupled branch line; and four ring resonators disposed on the same plane as the first feed line and the second feed line Two of the ring resonators are coupled to the first coupled branch line and the third coupled line so that the four ring resonators are coupled to the feed line to form a first resonant circuit. Forming a first pair disposed between the coupled branch lines, the other two of the ring resonators being connected to the second coupled branch line; Four ring resonators forming a second pair disposed between the fourth coupled branch lines;
Equipped with a,
The filter center of the first feed line and the second feed line is substantially characterized by near-on intermediate lines Rukoto defining a bisector of the surface of the filter.

The length of each side of each of the ring resonators is substantially a quarter wavelength of the selected center wavelength, and the center of the passband of the filter is substantially at the selected center frequency. The filter according to claim 1.

The filter of claim 1, wherein the at least one ring resonator is a square ring resonator.

The length of each side of the square ring is substantially ¼ wavelength of the selected center frequency, and the center of the passband of the filter is substantially at the selected center frequency. The filter according to claim 3.

A part of each said coupling branch line adjacent to one side of each said square resonator forms a coupling point, and each said coupling point is a 1/4 wavelength coupler substantially. Item 5. The filter according to item 4.

The filter according to claim 1, wherein the feed line and the ring resonator are conductive signal layer structures on a substrate.

A fifth ring resonator between the first coupled branch line and the third coupled branch line; and a sixth ring resonator between the second coupled branch line and the fourth coupled branch line. The filter according to claim 1, further comprising:

The ring resonators are arranged with respect to each other such that each of the ring resonators affects resonance in adjacent resonators, thus defining the passband of the filter and tuning the filter. The filter according to claim 1.

The filter of claim 1, wherein the filter is configured to operate in a relatively low radio frequency region of the electromagnetic spectrum.

The filter of claim 1, wherein the filter is configured to operate in the microwave region of the electromagnetic spectrum.

The filter of claim 1, wherein the filter is configured to operate in a millimeter wave region of an electromagnetic spectrum.

A second resonance circuit is further provided in series with the first resonance circuit, and the second resonance circuit includes:
A third feeder line having a third trunk line connected to the fifth coupled branch line and the sixth coupled branch line;
A fourth trunk line connected to a seventh coupled branch line and an eighth coupled branch line, wherein the fifth coupled branch line is substantially parallel to the seventh coupled branch line; The sixth coupling branch line is substantially parallel to the eighth coupling branch line, the fourth feeding line, and the third feeding line and the fourth feeding line orthogonal to the same plane. A second set of four ring resonators arranged in the second set, wherein the second set of four ring resonators are coupled to the third feed line and the fourth feed line to provide a second Two of the second set of ring resonators are disposed between the fifth coupled branch line and the seventh coupled branch line to form a resonant circuit, and the second set of ring resonators. A second set of four ring co-axes, in which another two of the resonators are arranged between the sixth coupled branch line and the eighth coupled branch line. Vibrator,
The filter according to claim 1, comprising:

The filter according to claim 1, wherein the filter is a bandpass filter.

The filter according to claim 1, wherein each of the trunk lines includes a ¼ wavelength transformer at a connection point where the trunk line is connected to the cross member corresponding to the trunk line.

The coupling branch lines are respectively (1) first and second quarter wavelength couplers to which the ring resonator is end coupled, and (2) a quarter wavelength between the quarter wavelength couplers. The filter according to claim 1, further comprising a transformer.

Configured signal source circuit to provide the input signal,
An output circuit configured to send an output signal; and
A transmitter comprising the filter according to claim 1,
The transmitter, wherein the first feed line of the filter is coupled to the signal source circuit, and the second feed line of the filter is coupled to the output circuit .

Configuration input circuit to receive the input signal,
A rendering circuit configured to provide an output signal; and
A receiver comprising the filter according to claim 1,
The receiver wherein the first feed line of the filter is coupled to the input circuit and the second feed line of the filter is coupled to the rendering circuit .