JP4369702B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、産業用及び民生用の電子機器等において安定した電圧の直流を供給するスイッチング電源装置に関する。

従来から、産業用及び民生用の電子機器等においては、スイッチング電源装置が好適に用いられている。

このスイッチング電源装置は、例えば、入力される直流電圧からオン・オフ動作を繰り返すスイッチング素子によって矩形波状の直流電圧が生成され、その生成された矩形波状の直流電圧をインダクタンス素子及び平滑コンデンサ等からなる平滑回路で平滑して出力するように構成された電源装置である。そして、このスイッチング電源装置では出力電圧の変動に応じて前記スイッチング素子のオン・オフ比が調整されるため、電子機器等に対しては常に一定の電圧の直流が供給されるようになる。

ところで、近年の電子機器等の低価格化、小型化、高性能化及び省エネルギー化に伴い、このスイッチング電源装置に対しては、より小型であり、かつ出力電圧の安定性が高く高効率な電気的特性が強く求められている。そして、スイッチング電源装置の出力電圧の安定性に関して、スイッチング素子のオンオフ比を適切に制御するためには、アベレージカレントモード制御が有効であることが報告されている（例えば、非特許文献１）。ここで、このアベレージカレントモード制御が行われる従来のスイッチング電源装置の構成及び動作について、図面を参照しながら説明する。

図６は、アベレージカレントモード制御が行われる従来のスイッチング電源装置の基本的な構成を模式的に示す回路図である。

図６に示すように、従来のスイッチング電源装置５００は、入力電源１０１の電圧が印加される入力端子１０２ａ及び１０２ｂと、入力される直流電圧を平滑する入力平滑コンデンサ１０３と、オン・オフ動作を行う第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５と、平滑回路を構成するインダクタンス素子１０６及び出力平滑コンデンサ１０７と、負荷１０９に対して平滑回路から出力された直流電圧を出力する出力端子１０８ａ及び出力端子１０８ｂとを有している。又、このスイッチング電源装置５００は、一定の電圧を出力する基準電源１１０と、正極端子及び負極端子に入力される電圧の電圧差を増幅して出力する第一の誤差増幅器１１１及び第二の誤差増幅器１１３と、三角波を発生する三角波発生器１１４と、正極端子及び負極端子に入力される電圧を比較するコンパレータ１１５と、入力される電圧を反転して出力するインバータ１１６と、インダクタンス素子１０６に流入する電流を検出する電流検出回路１１２とを有している。

先ず、アベレージカレントモード制御が行われる従来のスイッチング電源装置５００の回路構成について図６を参照しながら説明する。

入力端子１０２ａ及び１０２ｂの両端子には、入力平滑コンデンサ１０３の両端子が接続されている。この入力平滑コンデンサ１０３の一方の端子は第一のスイッチング素子１０４の一方の端子（入力側）に接続されており、入力平滑コンデンサ１０３の他方の端子は第二のスイッチング素子１０５の一方の端子（入力側）に接続されている。又、第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５の各々の他方の端子（出力側）は相互に接続され、更に、インダクタンス素子１０６の一方の端子（入力側）に接続されている。このインダクタンス素子１０６の他方の端子（出力側）は出力平滑コンデンサ１０７の一方の端子に接続されており、この出力平滑コンデンサ１０７の他方の端子は前記第二のスイッチング素子１０５の前記一方の端子に接続されている。そして、出力平滑コンデンサ１０７の一方の端子は出力端子１０８ａに接続され、又、出力平滑コンデンサ１０７の他方の端子は出力端子１０８ｂに接続されている。この出力端子１０８ａ及び１０８ｂは、出力平滑コンデンサ１０７の両端子から出力される電圧を出力する。この出力端子１０８ａ及び１０８ｂには、負荷１０９が接続されている。この負荷１０９は、前記出力端子１０８ａ及び１０８ｂから印加される入力電源１０１に由来する直流電圧を消費する。尚、入力電源１０１は、通常スイッチング電源装置５００の外部に設けられる。一方、基準電圧１１０の負極は、出力平滑コンデンサ１０７の前記他方の端子と、三角波発生器１１４の一方の端子とに接続されている。又、基準電源１１０の正極は、第一の誤差増幅器１１１の正極端子に接続されている。更に、第一の誤差増幅器１１１の負極端子は、出力平滑コンデンサ１０７の一方の端子に接続されている。この第一の誤差増幅器１１１の出力端子は、第二の誤差増幅器１１３の正極端子に接続されている。又、第二の誤差増幅器１１３の負極端子は、電流検出回路１１２に接続されている。この第二の誤差増幅器１１３の出力端子はコンパレータ１１５の正極端子に接続されており、このコンパレータ１１５の負極端子は、前記三角波発生器１１４の他方の端子に接続されている。コンパレータ１１５の出力端子はインバータ１１６の入力端子に接続され、このインバータ１１６の出力端子は、第二のスイッチング素子１０５のオンオフ動作を制御するためのここでは図示されない入力端子に接続されている。又、コンパレータ１１５の出力端子は、第一のスイッチング素子１０４のオンオフ動作を制御するためのここでは図示されない入力端子に接続されている。

次に、アベレージカレントモード制御が行われる従来のスイッチング電源装置５００の動作について図６を参照しながら説明する。

スイッチング電源装置５００が動作する際、第一のスイッチング素子１０４には、コンパレータ１１５が出力する第一のパルス幅変調信号（以下、第一のＰＷＭ信号）が印加される。この第一のＰＷＭ信号は、第二の誤差増幅器１１３の出力と三角波発生器１１４の出力とがコンパレータ１１５に入力され、その二つの出力を比較して生成される。一方、第二のスイッチング素子１０５には、前記第一のＰＷＭ信号がインバータ１１６によって反転されて得られる第二のＰＷＭ信号が印加される。従って、第一のスイッチング素子１０４と第二のスイッチング素子１０５とは、交互にオンオフ動作を繰り返すように動作する。つまり、第一のスイッチング素子１０４がオン状態でかつ第二のスイッチング素子１０５がオフ状態の時には、平滑回路を構成するインダクタンス素子１０６と出力平滑コンデンサ１０７との直列回路には入力電源１０１の電圧が印加される。反対に、第一のスイッチング素子１０４がオフ状態でかつ第二のスイッチング素子１０５がオン状態の時には、インダクタンス素子１０６と出力平滑コンデンサ１０７との直列回路は短絡される。これによって、出力端子１０８ａ及び１０８ｂからは、第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５のオンオフ比に応じた所定の電圧の直流が出力されるようになる。そして、出力端子１０８ａ及び１０８ｂから出力される直流電圧は負荷１０９に印加され、この負荷１０９は所定の動作を行うようになる。

ところで、出力端子１０８ａ及び１０８ｂに接続されている負荷１０９の負荷電流は経時的に変動する場合がある。そして、例えば、負荷１０９の負荷電流が上昇した場合には、スイッチング電源装置５００の出力電圧は降下する。この場合、図６に示すスイッチング電源装置５００では、アベレージカレントモード制御が行われることによって前記降下した出力電圧が元の電圧に回復する。このアベレージカレントモード制御についてより具体的に説明すると、出力電圧が降下した時、第一の誤差増幅器１１１は出力端子１０８ａの前記降下した出力電圧と基準電圧１１０の電圧との電圧差を検出し、その検出された電圧差を所定の増幅率で増幅して第二の電圧を出力する。尚、この第二の電圧は、出力端子１０８ａの電位が低下していない場合の出力（これを第一の電圧とする）よりも低い電圧の出力となっている。そして、このように第一の誤差増幅器１１１の出力電圧が低下すると、電流検出回路１１２、第二の誤差増幅器１１３、コンパレータ１１５、インバータ１１６、第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５で構成される、インダクタンス素子１０６に流入する電流を調整する電流制御ループが動作する。この電流制御ループが動作すると、第一の誤差増幅器１１１の出力を前記第二の電圧から前記第一の電圧に回復させるべく、第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５に印加するＰＷＭ信号が電流制御ループによって調整される。そして、この電流制御ループの動作によるＰＷＭ信号の調整によってインダクタンス素子１０６を流れる電流が増加するので、出力端子１０８ａの電位は元の電位に回復する。つまり、負荷１０９の負荷電流が変化した場合でも、このアベレージカレントモード制御によって出力端子１０８ａ及び１０８ｂからは常に一定の電圧の直流が連続的に出力されるようになる。これにより、負荷１０９は正常な動作を継続することが可能になる。

尚、アベレージカレントモード制御が行われない、出力電圧のみを監視して出力電圧が制御される従来のスイッチング電源装置では、出力電圧が変動した際の出力電圧の回復時間は、インダクタンス素子１０６及び平滑コンデンサ１０７の存在によって二次遅れが発生するため遅くなり、又、出力電圧は不安定になり易い。しかし、上記アベレージカレントモード制御が行われるスイッチング電源装置では、インダクタンス素子１０６を流れる電流を前記電流制御ループによって制御するので、インダクタンス素子１０６の影響は排除されて一次遅れのみとなる。そのため、位相遅れが少なくなり、又、出力電圧は安定となる。
UNITRODE Products & Applications Handbook 1995-96 U-140

上記従来の技術で示したアベレージカレントモード制御が行われるスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電圧の変動を高感度に検出するために、第一の誤差増幅器の増幅率が高ゲインに設定されていることが多い。そして、増幅率が高ゲインに設定される第一の誤差増幅器におけるノイズ等の影響を極力小さくするために、第一の誤差増幅器は大きい時定数の積分回路を有して構成されることが多い。

ところで、スイッチング電源装置に接続された電子装置等の負荷電流が急激に増加した場合、つまり、出力平滑コンデンサが放電してスイッチング電源装置の出力電圧が急激に降下した場合には、出力電圧を元の電圧に回復させるためにはスイッチング電源装置において平滑回路を構成しているインダクタンス素子を通過する電流を急激に増加させる必要がある。これは、インダクタンス素子を通過する電流を急激に増加させない場合、平滑回路を構成している出力平滑コンデンサからの放電が更に過剰に行われ、そのコンデンサの過剰な放電によってスイッチング電源装置の出力電圧がより一層降下するためである。尚、スイッチング電源装置の出力電圧が前述の如くしてより一層降下した場合には、負荷が誤動作する恐れがある。

しかしながら、スイッチング電源装置の出力電圧が急激に降下した場合には、前述した大きい時定数の積分回路を有する第一の誤差増幅器の出力は、その大きな時定数の積分回路の影響によって、出力電圧の急激な降下に対して遅れること無く変化することは不可能となる。そして、第一の誤差増幅器の出力に時間的な遅れが生じる場合には、前記電流制御ループの動作にも時間的な遅れが生じるため、インダクタンス素子を流れる電流は急激には増加しない。そのため、出力平滑コンデンサの放電が更に過剰に行われるようになり、スイッチング電源装置の出力電圧がより一層降下する。ここで、この様子を、図７を参照して視覚的に説明すると、図７（ａ）に示すように負荷を流れる電流が時刻Ｔ０からＴ１にかけて急激に増加した場合、第一の誤差増幅器が有する大きな時定数の積分回路の影響によってその第一の誤差増幅器の出力は時刻Ｔ０からＴ２にかけて緩やかにに変化する（図７（ｂ）参照）。従って、インダクタンス素子を流れる電流も、時刻Ｔ０からＴ２にかけて緩やかに増加するようになる（図７（ｄ）参照）。そのため、出力平滑コンデンサからは負荷に対して電流が更に過剰に供給され、これによりスイッチング電源装置の出力電圧はより一層降下する。そして、図７（ｃ）に示すように、スイッチング電源装置の出力電圧はインダクタンス素子を流れる電流が定常状態となる時刻Ｔ２以降になってから元の電圧に回復するので、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２までの間におけるスイッチング電源装置の出力電圧は所定の電圧よりも低く、従って負荷の動作は不安定となり易い。このように、アベレージカレントモード制御が行われるスイッチング電源装置では、負荷の負荷電流が急激に増加した場合に出力電圧の回復が遅れるという課題があった。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、時定数の大きな積分回路を用いながらインダクタンス素子を流れる電流を急激に変化させ、出力電圧の変動を最小限に抑えることが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的としている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子で入力直流電圧をオン・オフして出力するスイッチング回路と、インダクタ及び第一のコンデンサを有する平滑回路と、第一の誤差増幅器及び第二の誤差増幅器を有する制御回路と、一定の電圧の直流を出力する基準電源とを備え、前記スイッチング回路の出力が前記平滑回路に印加され、前記制御回路が前記スイッチング回路を制御して前記平滑回路に接続された出力端子から平滑された電圧の直流が出力されるスイッチング電源装置において、前記第一のコンデンサを流れる電流を検出する電流検出回路を有し、前記第一の誤差増幅器が前記基準電源の出力と前記平滑回路の出力との誤差に基づいて第一の電圧を出力し、前記第二の誤差増幅器が前記第一の電圧及び前記電流検出回路の出力に基づく第二の電圧を出力し、該第二の電圧に基づいて前記スイッチング回路が制御され、前記電流検出回路は第二のコンデンサ及び抵抗が直列に接続された連結素子を有し、前記第一のコンデンサを流れる電流を、前記連結素子を前記第一のコンデンサに並列に接続しかつ前記連結素子の連結部における電圧に基づいて検出し、前記第一のコンデンサの等価回路における容量値Ｃ０及び抵抗値Ｒ０と、前記第二のコンデンサの容量値Ｃ１及び前記抵抗の抵抗値Ｒ１との間に、Ｃ０Ｒ０＝Ｃ１Ｒ１の関係が略成立する（請求項１）。

かかる構成とすると、負荷の負荷電流が急激に増加してスイッチング電源装置の出力電圧が急激に降下した時、出力平滑コンデンサを流れる電流が電流検出回路によって瞬時に検出され、その情報が第一の誤差増幅器を介さずに直接第二の誤差増幅器に入力されるので、インダクタンス素子に流れる電流を急激に増加させることができるようになる。そのため、スイッチング電源装置の出力電圧を迅速に回復させることが可能になる。
又、かかる構成とすると、出力平滑コンデンサを流れる電流を間接的に検出するので、スイッチング電源装置の出力電圧に対して悪影響を与えることが効果的に防止される。又、出力平滑コンデンサの平滑能力を阻害することが防止される。
又、かかる構成とすると、出力平滑コンデンサを流れる電流値を電圧値として直接検出することが可能になる。そのため、電流検出回路の構成が簡易となる。又、コンデンサと抵抗との連結素子を出力平滑コンデンサに対して並列に接続するため、出力平滑コンデンサの平滑能力を阻害することが防止される。
又、かかる構成とすると、出力平滑コンデンサを流れる電流をより一層正確に検出することができる。そのため、電流制御ループによるインダクタンス素子を流れる電流の制御が正確に行われるようになる。

又、コアで磁気的に結合された一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、交流を整流して直流を出力する整流回路とを備え、前記スイッチング回路の出力が前記トランスの前記一次巻線に印加され、前記二次巻線に誘起される交流が前記整流回路に印加され、前記整流回路の出力が前記平滑回路に印加され、前記制御回路が前記スイッチング回路を制御して前記平滑回路に接続された出力端子から平滑された電圧の直流が出力される請求項１記載のスイッチング電源装置であってもよい（請求項２）。

かかる構成とすると、コアで磁気的に結合された一次巻線及び二次巻線を有するトランスが用いられるので、一次側と二次側とが電気的に絶縁され、かつ出力電圧の安定性に優れたスイッチング電源装置を提供することが可能になる。

本発明は、時定数の大きな積分回路を用いながらインダクタンス素子を流れる電流を急激に変化させ、出力電圧の変動を最小限に抑えることが可能なスイッチング電源装置を提供するという効果を奏する。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。

図１に示すように、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００は、入力電源１の電圧が印加される入力端子２ａ及び２ｂと、入力される直流電圧を平滑する入力平滑コンデンサ３と、オンオフ動作を行う第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５と、平滑回路を構成するインダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７と、負荷９に対して直流電圧を出力する出力端子８ａ及び出力端子８ｂとを有している。又、このスイッチング電源装置１００は、一定の電圧を供給する基準電源１０と、正極端子及び負極端子に入力される電圧の電圧差を増幅して出力する第一の誤差増幅器１１及び第二の誤差増幅器１３と、三角波を発生する三角波発生器１４と、正極端子及び負極端子に入力される電圧を比較するコンパレータ１５と、入力される電圧を反転して出力するインバータ１６と、コンデンサ７を流れる電流を検出する電流検出回路１２とを有している。尚、第一の誤差増幅器１１及び第二の誤差増幅器１３としては、オペアンプを用いることが望ましい。

先ず、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００の回路構成について図１を参照しながら説明する。

入力端子２ａ及び２ｂの両端子には、入力平滑コンデンサ３の両端子が接続されている。この入力平滑コンデンサ３の一方の端子は第一のスイッチング素子４の一方の端子（入力側）に接続されており、入力平滑コンデンサ３の他方の端子は第二のスイッチング素子５の一方の端子（入力側）に接続されている。又、第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５の各々の他方の端子（出力側）は相互に接続され、更に、インダクタンス素子６の一方の端子（入力側）に接続されている。このインダクタンス素子６の他方の端子（出力側）は出力平滑コンデンサ７の一方の端子に接続されており、この出力平滑コンデンサ７の他方の端子は前記第二のスイッチング素子５の前記一方の端子に接続されている。そして、出力平滑コンデンサ７の一方の端子は出力端子８ａに接続され、又、出力平滑コンデンサ７の他方の端子は出力端子８ｂに接続されている。この出力端子８ａ及び８ｂは、出力平滑コンデンサ７の両端子から出力される電圧を出力する。この出力端子８ａ及び８ｂには、負荷９が接続されている。この負荷９は、前記出力端子８ａ及び８ｂから供給される入力電源１に由来する直流電圧を消費する。尚、入力電源１と負荷９とは、通常、スイッチング電源装置１００の外部に配設される。一方、基準電圧１０の負極は、出力平滑コンデンサ７の前記他方の端子と、三角波発生器１４の一方の端子とに接続されている。又、基準電源１０の正極は、第一の誤差増幅器１１の正極端子に接続されている。更に、第一の誤差増幅器１１の負極端子は、出力平滑コンデンサ７の前記一方の端子に接続されている。この第一の誤差増幅器１１の出力端子は、第二の誤差増幅器１３の正極端子に接続されている。又、第二の誤差増幅器１３の負極端子は、電流検出回路１２に接続されている。この第二の誤差増幅器１３の出力端子はコンパレータ１５の正極端子に接続されており、このコンパレータ１５の負極端子は、前記三角波発生器１４の他方の端子に接続されている。そして、コンパレータ１５の出力端子はインバータ１６の入力端子に接続され、このインバータ１６の出力端子は第二のスイッチング素子５のオンオフ動作を制御するためのここでは図示されない入力端子に接続されている。又、コンパレータ１５の出力端子は、第一のスイッチング素子のオンオフ動作を制御するためのここでは図示されない入力端子に接続されている。ここで、本発明の特徴は、電流検出回路１２が、図６の従来例においてはインダクタンス素子１０６の電流を検出するのに対して、本実施の形態においては出力平滑コンデンサ７を流れる電流を検出する点である。

次に、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置１００の動作について図１を参照しながら説明する。

スイッチング電源装置１００が動作する際、第一のスイッチング素子４には、コンパレータ１５が出力する第一のＰＷＭ信号が印加される。この第一のＰＷＭ信号は、第二の誤差増幅器１３の出力と三角波発生器１４の出力とがコンパレータ１５に入力され、その二つの出力を比較して生成される。一方、第二のスイッチング素子５には、前記第一のＰＷＭ信号がインバータ１６によって反転されて得る第二のＰＷＭ信号が印加される。従って、第一のスイッチング素子４と第二のスイッチング素子５とは、交互にオンオフ動作を繰り返すように動作する。つまり、第一のスイッチング素子４がオン状態でかつ第二のスイッチング素子５がオフ状態の時には、平滑回路を構成するインダクタンス素子６と出力平滑コンデンサ７との直列回路には入力電源１の電圧が印加される。反対に、第一のスイッチング素子４がオフ状態でかつ第二のスイッチング素子５がオン状態の時には、インダクタンス素子６と出力平滑コンデンサ７との直列回路は短絡される。これによって、出力端子８ａ及び８ｂからは、第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５のオンオフ比に応じた所定の電圧の直流が出力されるようになる。そして、出力端子８ａ及び８ｂから出力される直流電圧は負荷９に印加され、この負荷９は所定の動作を行うようになる。

ところで、出力端子８ａ及び８ｂに接続されている負荷９の負荷電流が急激に増加した場合には、出力平滑コンデンサ７に蓄積されていた電荷が急激に移動して放電されるため、スイッチング電源装置１００の出力電圧は急激に降下する。この時、出力平滑コンデンサ７に流れる電流は電流検出回路１２によって瞬時に検出される。この電流検出回路１２は、例えば磁気抵抗素子やホール素子等を用いて構成され、出力平滑コンデンサ７に流れる電流を間接的に検出することが望ましい。そして、電流検出回路１２の出力は、第二の誤差増幅器１３の負極端子に入力される。尚、この時、第一の誤差増幅器１１の出力は、第一の誤差増幅器１１が有する時定数の大きな積分回路の影響によって殆ど変化しない。そして、第二の誤差増幅器１３は、スイッチング電源装置１００の出力電圧が急激に降下した情報を含む出力を、コンパレータ１５の正極端子に印加する。このコンパレータ１５は第二の誤差増幅器１３の出力と三角波発生器１４の出力とに基づいてインダクタンス素子６に流れる電流を増加させるべくＰＷＭ信号を調整し、その調整したＰＷＭ信号を第一のスイッチング素子４とインバータ１６とに印加する。インバータ１６に印加されたＰＷＭ信号はインバータ１６によって反転され、その反転されたＰＷＭ信号は第二のスイッチング素子５に印加される。これによって、第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５のオンオフ比が変化してインダクタンス素子６に流れる電流が増加し、そのため負荷９に対して十分な電流が供給されるようになる。そのため、出力平滑コンデンサ７を流れていた電流は停止する。つまり、スイッチング電源装置１００の出力電圧は元の電圧に急速に回復する。ここで、負荷９の負荷電流が急激に増加した場合のスイッチング電源装置１００の動作について、図２を参照して詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の動作を模式的に説明するチャート図である。

図２において、図２（ａ）は、負荷９の負荷電流の変化を示している。又、図２（ｂ）は、第一の誤差増幅器１１の出力電圧の変化を示している。又、図２（ｃ）は、スイッチング電源装置１００の出力電圧の変化を示している。又、図２（ｄ）は、電流検出回路１２の出力波形の変化を示している。又、図２（ｅ）は、インダクタンス素子６を流れる電流の変化を示している。

図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１にかけて負荷９の負荷電流が急激に増加すると、インダクタンス素子６を流れる電流は急激には増加しないので、負荷９に供給される電流は出力平滑コンデンサ７から供給される。この負荷９に対する出力平滑コンデンサ７からの電流の供給によって、出力平滑コンデンサ７の両端子間の電位差は縮小し始める。つまり、スイッチング電源装置１００の出力電圧が降下し始める（図２（ｃ）参照）。この時、第一の誤差増幅器１１の出力は緩やかに変化し始めるが（図２（ｂ）参照）、これはスイッチング電源装置１００の出力電圧を急速に回復させることに対しては寄与しない。一方、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１にかけて負荷９の負荷電流が急激に増加することに伴い出力平滑コンデンサ７を流れる電流は電流検出回路１２によって瞬時に検出され（図２（ｄ）参照）、その検出結果は第二の誤差増幅回路１３に入力される。尚、この電流検出回路１２を流れる電流は、インダクタンス素子６に流れる電流と負荷９に流れる電流との差に相当する。従って、第一の誤差増幅器１１の出力が殆ど変化しなくても、インダクタンス素子６に流れる電流と負荷９に流れる電流とに差が生じている限りは、第二の誤差増幅器１３にはその差が入力される。つまり、第二の誤差増幅器１３にその差が直接入力されるので、その第二の誤差増幅器１３の出力は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１にかけて急激に変化する（図２（ｄ）参照）。これによって、コンパレータ１５が出力するＰＷＭ信号も急激に調整されるので、第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５の高速制御が可能になる。ここで、時刻Ｔ０以前と負荷９の負荷電流が急変した後の安定状態である時刻Ｔ２以降では、インダクタンス素子６に流れる電流と負荷９に流れる電流との差は、インダクタンス素子６を流れる第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング動作５に起因するリップル電流を除くとゼロである。即ち、第一の誤差増幅器１１の出力も時刻Ｔ０以前と時刻Ｔ２以降とで同じ値になることになる。従って、負荷９の負荷電流が急変した時においてスイッチング電源装置１００の出力電圧が若干降下し、それに伴い第一の誤差増幅器１１の出力が過渡的に変化したとしても、最終的には変化前の値に落ち着くため、第一の誤差増幅器１１の出力の変動幅は最小限に抑えられる。特に、第一の誤差増幅器１１は、積分回路の時定数を長く設定したとしてもその出力は殆ど変化しない。以上のように、第一の誤差増幅器１１の出力が殆ど変化しなくても、負荷９に流れる電流とインダクタンス素子６に流れる電流との差は直接第二の誤差増幅器１３に入力され、前記差がゼロになるようにＰＷＭ信号が制御される。尚、この時、負荷９に流れる電流の変動を除くと、電流検出回路１２で検出される電流波形の変化分はインダクタンス素子６に流れる電流の変化分と直接的に等しくなるので、従来のカレントモード制御の安定性は保持される。

尚、出力端子８ａ及び８ｂに接続されている負荷９の負荷電流が緩やかに増加した場合、即ち、スイッチング電源装置１００の出力電圧が緩やかに降下した場合には、第一の誤差増幅器１１が出力端子８ａの前記降下した出力電圧と基準電圧１１０の電圧との電圧差を検出し、その検出された電圧差を所定の増幅率で増幅して第二の誤差増幅器１３に対して出力する。この出力は出力端子８ａの電位が低下していない場合の出力よりも低い電圧の出力となっている。そして、このように第一の誤差増幅器１１の出力電圧が低下すると、その第一の誤差増幅器の出力電圧を元の電圧に回復させるべく第一のスイッチング素子１０４及び第二のスイッチング素子１０５に印加するＰＷＭ信号がコンパレータ１５によって調整される。そして、この調整されたＰＷＭ信号が第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５に印加されることによって、第一のスイッチング素子４及び第二のスイッチング素子５のオンオフ比が調整されるので、インダクタンス素子１０６を流れる電流が増加する。そのため、出力端子８ａの電位は、元の電位に回復する。これにより、負荷９は正常な動作を継続することが可能になる。

本実施の形態では、スイッチング電源装置１００における電流検出回路１２が出力平滑コンデンサ７を流れる電流を検出するように構成されている。そして、スイッチング電源装置１００がこのように構成されていることによって、例えば負荷９の負荷電流が急激に増加して出力平滑コンデンサ７から電流が供給されるようになり、これによってスイッチング電源装置１００の出力電圧が急激に降下した時、出力平滑コンデンサ７を流れる電流が電流検出回路１２によって瞬時に検出され、その情報が第一の誤差増幅器１１を介さずに直接第二の誤差増幅器１３に入力されるので、インダクタンス素子６に流れる電流を急激に増加させることができるようになる。そのため、スイッチング電源装置１００の出力電圧の降下を最小限に抑え、かつ出力電圧を迅速に回復させることが可能になる。その結果、出力電圧の降下による負荷９の誤動作を防止することが可能になる。又、電流検出装置１２が出力平滑コンデンサ７を流れる電流を間接的に検出する場合、出力平滑コンデンサ７の平滑性能に対して何ら悪影響を与えないので、スイッチング電源装置１００の出力電圧に対して悪影響を与えることが効果的に防止される。又、電流検出回路１２を、例えば磁気抵抗素子を用いて構成する場合には、磁気抵抗素子は半導体磁気センサの中で最も感度が高いセンサであるため、高感度な電流検出回路１２を構成することが可能になる。そのため、出力平滑コンデンサ７を流れる電流を精度良くかつ迅速に検出することができる。その結果、インダクタンス素子６を流れる電流の制御が正確かつ迅速に行われ、これにより、スイッチング電源装置１００の出力電圧が正確かつ迅速に回復するようになる。又、電流検出回路１２を、例えばホール素子を用いて構成する場合には、ホール素子は小型かつ軽量であり、又、消費電力が低いため、小型でかつ低消費電力な電流検出回路１２を構成することが可能になる。これは、スイッチング電源装置１００の高効率化や小型化、軽量化等に貢献する。
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。

本実施の形態と実施の形態１とで異なる点は、実施の形態１においてはスイッチング電源装置１００がトランスを用いない非絶縁型であるのに対して、本実施の形態で示すスイッチング電源装置２００は、トランス２６を用いたハーフブリッジ絶縁型のスイッチング電源装置である点である。尚、以下、実施の形態１における図１で示した回路素子等と同一の回路素子等については同一の記号を付し、その説明は省略する。

図３に示すように、本実施の形態で示すスイッチング電源装置２００は、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と比して、一次巻線２６ａと第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃとがトランス用コア２６ｄによって磁気的に結合されてなるトランス２６と、第一の整流ダイオード２７及び第二の整流ダイオード２８と、振分回路２９とを更に有している。又、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００における入力平滑コンデンサ３に対応して、本実施の形態では、第一の分割コンデンサ２２及び第二の分割コンデンサ２３が配設されている。以下、スイッチング電源装置２００の回路構成と動作とについて図３を参照しながら説明する。

入力端子２ａ及び２ｂには、入力電源１が接続されている。又、第一の分割コンデンサ２２と第二の分割コンデンサ２３との直列回路の両端は、入力端子２ａ及び２ｂに接続されている。つまり、入力電源１が印加する電圧は、第一の分割コンデンサ２２と第二の分割コンデンサ２３とによって各々容量に応じて分割される。尚、例えば第一の分割コンデンサ２２と第二の分割コンデンサ２３とが同一の容量である場合には、入力電源１が印加する電圧は、第一の分割コンデンサ２２と第二の分割コンデンサ２３とによって均等に分割される。一方、スイッチング電源装置２００は、第一のスイッチング素子２４と第二のスイッチング素子２５とを有している。この第一のスイッチング素子２４と第二のスイッチング素子２５とは直列に接続されており、その両端は入力端子２ａ及び２ｂに接続されている。又、第一の分割コンデンサ２２と第二の分割コンデンサ２３との接続部はトランス２６の一次巻線２６ａの一方の端子に接続されており、この一次巻線２６ａの他方の端子は、第一のスイッチング素子２４と第二のスイッチング素子２５との接続部に接続されている。従って、スイッチング電源装置２００が動作中、つまり、第一のスイッチング素子２４及び第二のスイッチング素子２５が振分回路１５の出力に応じて交互にオンオフ動作する際、第一のスイッチング素子２４がオン状態でかつ第二のスイッチング素子２５がオフ状態の場合には、第一の分割コンデンサ２２の電圧がトランス２６の一次巻線２６ａに印加される。又、第一のスイッチング素子２４がオフ状態でかつ第二のスイッチング素子２５がオン状態の場合には、第二の分割コンデンサ２３の電圧がトランス２６の一次巻線２６ａに逆向きに印加される。尚、振分回路１５は、コンパレータ１５が出力するＰＷＭ信号を交互に振り分けて、第一のスイッチング素子２４と第二のスイッチング素子２５とを交互に駆動するための回路である。そして、トランス２６の一次巻線２６ａと、トランス２６の第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃとはトランス用コア２６ｄによって磁気的に結合されているので、トランス２６の第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃには、トランス２６の一次巻線２６ａに印加される電圧の変化に応じた交流が誘起する。トランス２６の第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃに誘起した交流は、第一の整流ダイオード２７と第二の整流ダイオード２８とによって直流に変換される。具体的には、第一のスイッチング素子２４がオン状態のときには、トランス２６の第一の二次巻線２６ｂに誘起する交流は第一の整流ダイオード２７によって整流される。一方、第二のスイッチング素子２５がオン状態のときには、トランス２６の第二の二次巻線２６ｃに誘起する交流は第二の整流ダイオード２８によって整流される。尚、第一のスイッチング素子２４及び第二のスイッチング素子２５の両方ともがオフ状態のときにはトランス２６の一次巻線２６ａには電圧は印加されず、従って、第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃには交流は誘起されない。この時、第一の整流ダイオード２７と第二の整流ダイオード２８とは同時にオン状態になり後述する平滑回路は短絡される。そして、トランス２６の第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃから出力され、第一の整流ダイオード２７及び第二の整流ダイオード２８によって整流されて得た直流は、インダクタンス素子６及び出力平滑コンデンサ７で構成される平滑回路に印加される。この平滑回路は、第一の整流ダイオード２７及び第二の整流ダイオード２８から出力された直流に含まれるリプル成分を低減し、そのリプル成分が低減された直流を出力端子８ａ及び出力端子８ｂに印加する。尚、出力端子８ａ及び出力端子８ｂには負荷９が接続されているので、負荷９は出力端子８ａ及び出力端子８ｂから供給される直流電圧を消費し所定の動作を行う。このように構成された本実施の形態のスイッチング電源装置２００では、出力平滑コンデンサ７を流れる電流が電流検出装置１２によって検出され、かつ電流検出装置１２の出力が第二の誤差増幅器１３に入力される。従って、このスイッチング電源装置２００は、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と同様の動作を行うようになる。尚、その他の点については実施の形態１と同様である。

本実施の形態で示すスイッチング電源装置２００では、トランス２６や第一の整流ダイオード２７及び第二の整流ダイオード２８が新たに配設され、又、オンオフ動作を繰り返す第一のスイッチング素子２４及び第二のスイッチング素子２５に係る回路構成が実施の形態１における図１で示した回路構成と異なっているが、第一のスイッチング素子２４及び第二のスイッチング素子２５をＰＷＭ制御することにおいては実施の形態１と同様である。又、出力平滑コンデンサ７を流れる電流を電流検出回路１２によって検出し、その検出結果を第二の誤差増幅器に入力することに基づいてスイッチング電源装置２００の出力電圧を安定化することも、実施の形態１と同様である。従って、本実施の形態によっても実施の形態１と同様の効果が得られる。又、本実施の形態では、スイッチング電源装置２００がトランス２６を備えているので、トランス２６の一次巻線２６ａに接続される一次側回路と、トランス２６の第一の二次巻線２６ｂ及び第二の二次巻線２６ｃに接続される二次側回路とがトランス用コア２６ｄによって電気的に絶縁されている。従って、電気的な信頼性が高い、出力電圧の安定性に優れたスイッチング電源装置を提供することが可能になる。
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。尚、ここでは、便宜的に出力平滑コンデンサを等価回路として示している。

本実施の形態と実施の形態１とで異なる点は、実施の形態１においては電流検出回路が出力平滑コンデンサに流れる電流を検出するように構成されているのに対して、本実施の形態では出力平滑コンデンサに並列接続するようにして該出力平滑コンデンサの等価回路を配設し、その等価回路を構成するコンデンサ及び抵抗の接続部の電圧を検出することによって出力平滑コンデンサを流れる電流を間接的に検出するように構成されている点である。

図４に示すように、本実施の形態で示すスイッチング電源装置３００は、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と比して、コンデンサ１７と抵抗１９とを更に有している。ここで、コンデンサ１７の容量値はＣ１であり、又、抵抗１９の抵抗値はＲ１である。そして、本実施の形態では、電流検出回路１２が、コンデンサ１７と抵抗１９とが直列に接続された連結素子２１によって構成されている。又、上述したように、図４では、連結素子２１によって構成されている電流検出回路１２の動作を説明するために、出力平滑コンデンサ７は等価回路として示されている。ここで、コンデンサ１８の容量値はＣ０であり、又、抵抗２０の抵抗値はＲ０である。そして、図４に示すように、連結素子２１と出力平滑コンデンサ７とは並列に接続されている。スイッチング電源装置３００がこのような構成を有している場合、コンデンサ１８（容量値Ｃ０）と抵抗２０（抵抗値Ｒ０）との直列回路を流れる電流をＩ０と仮定し、コンデンサ１７（容量値Ｃ１）と抵抗１９（抵抗値Ｒ１）とを流れる電流をＩ１と仮定すると、キルヒホッフの法則から、式（１）が成立する。

（Ｒ０＋１／（ｊωＣ０））Ｉ０＝（Ｒ１＋１／（ｊωＣ１））Ｉ１ ・・（１）
ここで、Ｒ０Ｃ０＝Ｒ１Ｃ１が成り立つようにＲ１及びＣ１を設定すると、式（２）が成り立つ。

（Ｉ１／Ｉ０）＝（Ｃ０／Ｃ１） ・・（２）
従って、出力平滑コンデンサ７を流れる電流と、電流検出回路１２であるコンデンサ１７と抵抗１９とが直列に接続された連結素子２１を流れる電流とは、双方共に波形が等しく、その比はコンデンサ１７及びコンデンサ１８の容量比に依存することになる。つまり、抵抗１９の両端電圧を検出することによって、出力平滑コンデンサ７を流れる電流を正確に検出することが可能になる。そして、この検出した抵抗１９の両端電圧を第二の誤差増幅器１３に入力することで、スイッチング電源装置３００は実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と同様の動作を行うようになる。尚、その他の点については実施の形態１と同様である。

このような構成としても、実施の形態１と同様の効果が得られる。又、電流検出回路１２を出力平滑コンデンサ７と並列に設けているので、出力平滑コンデンサ７に直列に電流検出回路１２を挿入する場合に比べて出力平滑コンデンサ７の平滑能力が低下することは無く、更に安定な出力電圧を得ることが可能になる。又、出力平滑コンデンサ７を流れる電流値を電圧値として直接検出することが可能になるため、電流検出回路１２の構成が簡易となる。尚、出力平滑コンデンサ７は実際にはインダクタンス成分を含むが、その影響は小さいため、ここでは無視している。仮に、出力平滑コンデンサ７のインダクタンス成分の影響が大きいときは、電流検出回路１２として、ＬＣＲの直列回路のような、インピーダンスが定数倍になるような回路を設定すると良い。
（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。

本実施の形態と実施の形態１とで異なる点は、実施の形態１においては電流検出回路が出力平滑コンデンサに流れる電流を検出するように構成されているのに対して、本実施の形態ではインダクタンス素子を流れる電流と負荷に流れる電流とを各々検出するように構成されている点である。

図５に示すように、本実施の形態で示すスイッチング電源装置４００は、実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と比して、差回路３０を更に有している。又、図１で示した電流検出回路１２は、本実施の形態では二つの第一の電流検出回路１２ａ及び第二の電流検出回路１２ｂに分割されている。そして、負荷９の負荷電流が急激に増加した時、第一の電流検出回路１２ａはインダクタンス素子６を流れる電流を検出し、又、第二の電流検出回路１２ｂは負荷９に流れる電流を検出する。これらの第一の電流検出回路１２ａ及び第二の電流検出回路１２ｂによって検出された検出値は差回路３０に入力され、その差回路３０によってインダクタンス素子６を流れる電流と負荷９に流れる電流との差の電流が求められる。ここで、このインダクタンス素子６を流れる電流と負荷９に流れる電流との差の電流は、出力平滑コンデンサ７を流れる電流に相当する。従って、この差の電流を第二の誤差増幅器に入力することによって、スイッチング電源装置４００は実施の形態１で示したスイッチング電源装置１００と同様の動作を行うようになる。尚、その他の点については実施の形態１と同様である。

このような構成としても、実施の形態１と同様の効果が得られる。又、本実施の形態において、特に、負荷９が例えばマイクロプロセッサ等であり、その動作電流が予め分かっているときは、第二の電流検出回路１２ｂを用いずに負荷９から直接負荷９に流れる電流に比例する制御信号を差回路３０に入力することによっても、実施の形態１と同様な効果が得られる。尚、この場合には電流検出回路１２ｂを設置する必要が無くなるので、電流検出回路１２ｂに発生するインピーダンスが負荷９に供給される電圧に影響することを防止することが可能となり、そのため、より安定度の高いスイッチング電源装置を構成できるという効果も得られる。

以上、本発明の実施の形態１〜４では、非絶縁型又は絶縁型のスイッチング電源装置を一例として説明したが、非絶縁型又は絶縁型に関わらず、又、ドロッパ形のスイッチング電源装置等においても本発明を実施又は応用することが可能であることは言うまでも無い。このような構成としても、本発明の実施の形態で得られる効果と同様の効果が得られる。又、本発明の実施の形態１〜４では、降圧型のスイッチング電源装置を一例として説明したが、昇圧型のスイッチング電源装置等においても本発明を実施又は応用することが可能である。更に、絶縁型のフォワードコンバータである１石フォワードコンバータやその他の多石式コンバータ、又、マルチフェーズコンバータに代表されるように複数のコンバータの出力を並列に接続したコンバータにおいても出力部分にインダクタンス素子と平滑コンデンサ（複数のコンバータ出力を並列に接続したコンバータでは、複数のインダクタンス素子と平滑コンデンサ）とで構成された平滑回路を有していれば、本発明の実施の形態で得られる効果と同様の効果が得られる。

又、本発明の実施の形態１〜４では、オンオフ動作を行うスイッチング素子を模式的に図示しているが、具体的には、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴ）や、バイポーラトランジスタ、又は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ）が用いられる。そして、かかる構成としても、出力電圧の変動を最小限に抑えることが可能な好適なスイッチング電源装置を構成することが可能になる。

更に、実施の形態２では、整流回路が第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードで構成されているが、これらの整流ダイオードの代わりにバイポーラトランジスタ、又は、ＩＧＢＴ、又は、ＭＯＳＦＥＴを用い、これによって同期整流回路を構成してもよい。かかる構成としても、本発明の実施の形態２と同様の効果が得られる。

本発明に係るスイッチング電源装置は、電子機器の内部に設置されて電子機器を構成する電子部品等に所定の電力を供給する電源装置として有用である。

本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。 本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の動作を模式的に説明するチャート図である。 本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。 本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。 本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を模式的に示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の動作を模式的に説明するチャート図である。

符号の説明

１ 入力電源
２ａ，２ｂ 入力端子
３ 入力平滑コンデンサ
４ 第一のスイッチング素子
５ 第二のスイッチング素子
６ インダクタンス素子
７ 出力平滑コンデンサ
８ａ，８ｂ 出力端子
９ 負荷
１０ 基準電源
１１ 第一の誤差増幅器
１２ 電流検出回路
１２ａ 第一の電流検出回路
１２ｂ 第二の電流検出回路
１３ 第二の誤差増幅器
１４ 三角波発生器
１５ コンパレータ
１６ インバータ
１７，１８ コンデンサ
１９，２０ 抵抗
２１ 連結素子
２２ 第一の分割コンデンサ
２３ 第二の分割コンデンサ
２４ 第一のスイッチング素子
２５ 第二のスイッチング素子
２６ トランス
２６ａ 一次巻線
２６ｂ 第一の二次巻線
２６ｃ 第二の二次巻線
２６ｄ トランス用コア
２７ 第一の整流ダイオード
２８ 第二の整流ダイオード
２９ 振分回路
３０ 差回路
１０１ 入力電源
１０２ａ，１０２ｂ 入力端子
１０３ 入力平滑コンデンサ
１０４ 第一のスイッチング素子
１０５ 第二のスイッチング素子
１０６ インダクタンス素子
１０７ 出力平滑コンデンサ
１０８ａ，１０８ｂ 出力端子
１０９ 負荷
１１０ 基準電源
１１１ 第一の誤差増幅器
１１２ 電流検出回路
１１３ 第二の誤差増幅器
１１４ 三角波発生器
１１５ コンパレータ
１１６ インバータ

Claims (2)

1. スイッチング素子で入力直流電圧をオン・オフして出力するスイッチング回路と、インダクタ及び第一のコンデンサを有する平滑回路と、第一の誤差増幅器及び第二の誤差増幅器を有する制御回路と、一定の電圧の直流を出力する基準電源とを備え、
   前記スイッチング回路の出力が前記平滑回路に印加され、前記制御回路が前記スイッチング回路を制御して前記平滑回路に接続された出力端子から平滑された電圧の直流が出力されるスイッチング電源装置において、
   前記第一のコンデンサを流れる電流を検出する電流検出回路を有し、
   前記第一の誤差増幅器が前記基準電源の出力と前記平滑回路の出力との誤差に基づいて第一の電圧を出力し、前記第二の誤差増幅器が前記第一の電圧及び前記電流検出回路の出力に基づく第二の電圧を出力し、該第二の電圧に基づいて前記スイッチング回路が制御され、
   前記電流検出回路は第二のコンデンサ及び抵抗が直列に接続された連結素子を有し、前記第一のコンデンサを流れる電流を、前記連結素子を前記第一のコンデンサに並列に接続しかつ前記連結素子の連結部における電圧に基づいて検出し、
   前記第一のコンデンサの等価回路における容量値Ｃ０及び抵抗値Ｒ０と、前記第二のコンデンサの容量値Ｃ１及び前記抵抗の抵抗値Ｒ１との間に、Ｃ０Ｒ０＝Ｃ１Ｒ１の関係が略成立する、スイッチング電源装置。
2. コアで磁気的に結合された一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、交流を整流して直流を出力する整流回路とを備え、
   前記スイッチング回路の出力が前記トランスの前記一次巻線に印加され、前記二次巻線に誘起される交流が前記整流回路に印加され、前記整流回路の出力が前記平滑回路に印加され、前記制御回路が前記スイッチング回路を制御して前記平滑回路に接続された出力端子から平滑された電圧の直流が出力される、請求項１記載のスイッチング電源装置。

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