JP4299697B2 - 固体撮像装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば、CCD型イメージセンサなどの半導体イメージセンサを含む固体撮像装置に関する。

CCD型イメージセンサやMOS型イメージセンサなどの半導体イメージセンサは、現在ほとんどの画像入力デバイス装置に適用されている。近年は、消費電力が小さく、かつ、周辺回路と同じCMOS技術で作成できる利点を生かして、MOS型イメージセンサが見直されている。一方、画質の点では、CCD型イメージセンサが、低暗電流や固定パターンノイズが少ないなどの理由で、高画質向けの画像入力デバイス装置に対して未だに広く応用されている。

図８は、従来のCCD型イメージセンサの電荷検出部付近の回路を示したものである。この従来のCCD型イメージセンサは、信号電荷を転送する水平CCD１０１と、この水平CCD１０１により転送された電荷を検出容量（Ｃ_FD）１０３により電圧変換する検出ダイオード１０２と、この検出ダイオード１０２を入力側とするソースフォロワ回路１０４と、上記水平CCD１０１からの転送電荷をリセットドレインＲＤに排出するリセットトランジスタ１０５とを備える。上記ソースフォロワ回路１０４は、増幅トランジスタ１０６と定電流負荷トランジスタ１０７とを備える。

なお、CCD型イメージセンサとして、出力回路には、記載の上記ソースフォロワ回路１０４以降に、さらに、出力インピーダンス変換のためのアンプ等が接続されてチップ外に出力されるが、図８の回路図では省略する。

そして、上記従来のCCD型イメージセンサの１画素周期（１ＣＬＫ（クロック））あたりの動作を説明すると、図８と図９に示すように、時間T1では、φH1がハイレベルであるので、上記水平CCD１０１から上記検出ダイオード１０２に電荷転送されず、φH1ゲートの下に転送電荷が蓄積している。一方、φRがハイレベルとなり、上記検出ダイオード１０２の電位がリセットドレインＲＤの電位に固定される。

時間T2では、φRがローレベルとなって、上記検出ダイオード１０２の電位はフローティング状態になる。

時間T3では、φH1がローレベルとなり、φH1ゲートの下に蓄積されている電荷が、出力ゲートＯＧの下を通って、上記検出ダイオード１０２に転送される。この検出ダイオード１０２では、上記検出容量１０３により転送電荷が電圧に変換される。

期間T2と時間T3との差信号を、後続のクランプ回路や差動アンプあるいはCDS回路などで読み取れば、実効的な信号が読み出される。転送電荷をQsigとすると、このときの出力電圧Vsigは、次の（式１）となる。

Vsig＝Ｇ・Qsig／Ｃ_FD （式１）
ここで、Ｃ_FDは、検出容量の値を示す。Gは、ソースフォロワ回路のゲインを示し、ほぼ0.8〜0.9程度の値である。

また、上記出力ゲートＯＧは、1V程度、上記リセットドレインＲＤおよび上記出力ドレインＯＤは、12V程度、バイアス（Bias）は、0.8V程度の直流電圧が印加されることが、一般的である。

しかしながら、上記従来のCCD型イメージセンサでは、構成および動作において、以下の問題が生じる。すなわち、上記水平CCD１０１からの信号電荷Qsigを電圧信号Vsigに変換する電荷電圧変換効率ηは、上記検出ダイオード１０２の検出容量１０３の値をＣ_FDとすると、次の（式２）となる。

η＝Vsig／Qsig＝Ｇ／Ｃ_FD （式２）
上記ソースフォロワ回路１０４では、ゲインGは０．８〜０．９程度であり、ソースフォロワ回路構成である限りゲイン１以上は実現出来ない。したがって、電荷電圧変換効率ηを大きくするには、上記検出容量１０３の値Ｃ_FDを小さくする必要がある。このＣ_FDは、上記リセットトランジスタ１０５のソース接合容量、上記増幅トランジスタ１０６のゲート容量、および、基板へのジャンクション容量の総和であるが、上記増幅トランジスタ１０６のゲート容量の値が、支配的あるため、この増幅トランジスタ１０６のゲート容量を小さくするために、この増幅トランジスタ１０６のサイズをできるだけ小さくするように設計される。

しかしながら、この増幅トランジスタ１０６で発生する熱雑音および１／ｆ雑音の電力は、単位周波数あたり、次の（式３）および（式４）となる。

熱雑音電力∝1/gm∝1/√(CoxW/L) （式３）
１／ｆ雑音電力∝1/(CoxLW) （式４）
すなわち、上記増幅トランジスタ１０６のサイズを小さくすると、相対的に上記雑音が大きくなる傾向にある。ここで、gmは、上記増幅トランジスタ１０６のトランスコンダクタンスを示し、Wは、上記増幅トランジスタ１０６のゲート幅を示し、Lは、上記増幅トランジスタ１０６のゲート長を示し、Coxは、単位面積当たりのゲート酸化膜容量である。

そこで、上記雑音成分を低減するために、酸化膜を薄くして、Coxを大きくする方法が提案されている（特開平６−２１６３８５号公報：特許文献１参照）。

しかしながら、Coxを大きくすると、ゲート容量が増大し、逆に、電荷電圧変換効率ηの低下が起こる。つまり、電荷電圧変換効率ηの向上と、上記増幅トランジスタ１０６で発生する雑音の低減とは、トレードオフの関係にある。
特開平６−２１６３８５号公報

そこで、この発明の課題は、上記問題を解決して、ノイズの少ない高画質の固体撮像装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の固体撮像装置は、
複数の光電変換素子と、
この複数の光電変換素子で発生した光電荷を転送する複数の電荷転送素子と、
この複数の電荷転送素子によって転送された光電荷を検出する検出ダイオードと、
この検出ダイオードを入力側とするスイッチトキャパシタアンプと
を備え、
上記スイッチトキャパシタアンプは、
上記検出ダイオードが入力側に接続された反転増幅器と、
この反転増幅器の入力と出力の間に接続されたリセットトランジスタと、
上記反転増幅器の入力と出力の間に、上記リセットトランジスタと並列して、接続された容量と
を有し、
上記反転増幅器は、ゲート接地型反転増幅器であることを特徴としている。

この発明の固体撮像装置によれば、上記検出ダイオードを入力側とする上記スイッチトキャパシタアンプを備えるので、転送された電荷を電圧に変換する電荷電圧変換効率が、上記検出ダイオードの検出容量に依存しなくなる。このため、例えば、上記検出ダイオードの検出容量の主要因であると共に上記スイッチトキャパシタアンプに含まれる増幅トランジスタのゲートサイズを、自由に選択することができて、上記増幅トランジスタの熱雑音および１／ｆ雑音を考慮した設計が可能となり、しかも、上記スイッチトキャパシタアンプに含まれるフィードバック容量の値を小さくすることで、電荷電圧変換効率の向上が可能となる。したがって、ノイズの少ない、より高画質の信号を得ることが可能となる。

また、簡単な構成で上記スイッチトキャパシタアンプを実現できる。また、上記反転増幅器に含まれる増幅トランジスタのゲートサイズを大きくすることで、上記増幅トランジスタの熱雑音および１／ｆ雑音を低減でき、しかも、上記容量の値を小さくすることで、電荷電圧変換効率を向上できる。

また、上記ゲート接地型反転増幅器を用いているので、入力の変化に対する出力の変化（すなわち、ゲイン）を大きくすることができて、上記電荷電圧変換効率は、上記検出ダイオードの検出容量に全く依存しなくなる。したがって、低ノイズおよび高画質を確実に実現できる。

また、一実施形態の固体撮像装置では、上記反転増幅器の負荷側素子は、定電流負荷トランジスタである。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、定電流負荷トランジスタを用いているので、数十kΩ以上の大きな負荷を簡単に作製できる。すなわち、ゲート接地型増幅器のゲインは、増幅トランジスタのトランスコンダクタンスと負荷抵抗との積になるので、上記負荷抵抗を大きくして、上記ゲインを確実に大きくできる。

また、一実施形態の固体撮像装置では、上記反転増幅器の負荷側素子は、高抵抗である。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、（例えばＮ−抵抗やＮウエル抵抗などの）高抵抗を用いているので、定電流負荷トランジスタでは実現できない大きな抵抗も実現できる。すなわち、一般に、CCDは、Nchトランジスタのみで構成されているため、新たに本回路だけのためのPchトランジスタが不要になる。

また、一実施形態の固体撮像装置では、上記反転増幅器の負荷側素子は、ゲートとドレインが接続されている負荷トランジスタある。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、負荷側素子にゲートドレイン接続トランジスタ負荷を用いているため、増幅トランジスタ、負荷トランジスタともにNchトランジスタ構成にでき、Pchトランジスタが不要になる。CCDは一般にNchトランジスタのみで構成されているため、新たに本回路だけのためのPchトランジスタが不要になる。かつ、プロセスばらつきも高抵抗に比べて小さくなる。

また、一実施形態の固体撮像装置では、上記リセットトランジスタのゲートの印加パルスを発生するゲート印加パルス発生回路を有する。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、直流電圧が重畳されていない入力パルスから直流電圧が重畳されている印加パルスを生成することが可能となって、上記反転増幅器の入出力を確実に短絡することができる。

また、一実施形態の固体撮像装置では、
上記ゲート印加パルス発生回路は、
上記スイッチトキャパシタアンプの上記反転増幅器と同一構造の他の反転増幅器と、
上記スイッチトキャパシタアンプの上記リセットトランジスタと同一構造の他のリセットトランジスタと
を有する。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、上記ゲート印加パルス発生回路により重畳される直流電圧は、プロセスばらつき、電源電圧の変動および温度変化などの影響を、上記検出ダイオードに接続された上記スイッチトキャパシタアンプにおける上記反転増幅器および上記リセットトランジスタと全く同様に受けるため、常に最適な直流電圧が重畳されることとなり、良好な動作が保証される。

また、一実施形態の固体撮像装置では、
上記他の反転増幅器の入力と出力が接続され、
上記他のリセットトランジスタのドレインとゲートが接続され、
上記他のリセットトランジスタのドレインとソースが高抵抗を介して接続され、
上記他の反転増幅器の出力と、上記他のリセットトランジスタのソースとが、接続され、
上記スイッチトキャパシタアンプの上記リセットトランジスタのゲートと、上記他のリセットトランジスタのドレインとが、接続されている。

この一実施形態の固体撮像装置によれば、簡単な構成で、上記ゲート印加パルス発生回路を実現できる。

この発明の固体撮像装置によれば、上記検出ダイオードを入力側とするスイッチトキャパシタアンプを出力回路として用いることにより、電荷電圧変換効率が上記検出ダイオードの検出容量に依存しない構成となる。これにより、従来困難であった電荷電圧変換率の向上と雑音の低減との両立が可能となって、ノイズの少ない高画質の固体撮像装置を実現することができる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、この発明の固体撮像装置の一実施形態である回路図を示している。この固体撮像装置は、CCD型イメージセンサであり、（図示しない）複数の光電変換素子と、この複数の光電変換素子で発生した光電荷（信号電荷）を転送する（電荷転送素子の一例である）水平CCD１と、この水平CCD１により転送された電荷を検出容量３により電圧変換する検出ダイオード２と、この検出ダイオード２を入力側とするスイッチトキャパシタアンプ４とを備える。

なお、記載の上記スイッチトキャパシタアンプ４以降に、さらに、出力インピーダンス変換のためのアンプ等が接続されてチップ外に出力されるが、図１の回路図では省略する。

上記スイッチトキャパシタアンプ４は、上記検出ダイオード２が入力側に接続された反転増幅器８と、この反転増幅器８の入力と出力の間に接続されたリセットトランジスタ５と、上記反転増幅器８の入力と出力の間に上記リセットトランジスタ５と並列して接続された（容量の一例である）フィードバック容量９とを有する。

上記反転増幅器８は、Pch（Ｐチャネル）の増幅トランジスタ６とNch（Ｎチャネル）の定電流負荷トランジスタ７とを有するゲート接地型反転増幅器である。

次に、図１および図２を用いて、本発明の固体撮像装置の１画素周期（１ＣＬＫ（クロック））あたりの動作を説明する。図２は、図１で示した回路の動作を説明するタイミングチャートである。

期間T1では、上記スイッチトキャパシタアンプ４のリセットトランジスタ５のゲートに印加されるφRがハイとなり、上記増幅トランジスタ６および上記定電流負荷トランジスタ７を有する上記反転増幅器８の入出力間が短絡されて、上記検出ダイオード２の電位が、一定電位Voにリセットされる。

ここで、上記反転増幅器８の入出力間が短絡されると、上記検出ダイオード２の電位が一定電位Voにリセットされるという理由を説明する。図３に上記反転増幅器８の回路図を示し、図４に上記反転増幅器８の特性を示し、上記反転増幅器（反転増幅型アンプ）８の入出力間を短絡すると、図４に示すように、反転増幅型アンプの特性曲線（実線）とVout=Vinなる直線（点線）との交点がVoとなって、上記検出ダイオード２は、この電圧Voにリセットされるのである。

期間T2では、φRがローとなり、上記リセットトランジスタ５はオフとなって、電位的にフローティング状態である上記検出ダイオード２の電位を反転増幅した出力が、読み出される。このとき、上記水平CCD１からの電荷転送は行われない。

期間T3では、φH1がローレベルになり、上記水平CCD１により転送された電荷が、出力ゲートＯＧを越えて、上記検出ダイオード２に読み出され、上記検出ダイオード２の電位が下がる。同時に、上記検出ダイオード２の下がった電位を反転増幅した出力が、読み出される。

以上の動作により、期間T2と期間T3との差信号を、後続のクランプ回路や差動アンプあるいはCDS回路などで取れば、実効的な信号が読み出される。さらに、CDS動作の採用により、リセット時に発生するリセットノイズ、および、アンプ部で発生する低周波ノイズを抑圧することができる。また、一般的に、上記出力ゲートＯＧの電圧は、1V程度の直流電圧であり、上記出力ドレインＯＤは、12V程度の電源電圧が印加される。

ここで、上記水平CCD１から転送された電荷量をQsigとし、上記反転増幅器（反転増幅アンプ）８のゲインをAとすれば、読み出される実効的な信号Vsigは、次の（式５）となる。

Vsig = A・Qsig／[Ｃ_FD+(1+A)Ｃ_FB] （式５）
Ｃ_FDは、上記検出ダイオード２の検出容量３の値であり、Ｃ_FBは、上記フイードバック容量９の値である。

ここで、上記反転増幅器８のゲインAは、次の（式６）となる。

A = gm・(ｒop //ｒon) （式６）
gmは、上記増幅トランジスタ６のトランスコンダクタンスであり、ｒopは、上記増幅トランジスタ６の出力抵抗であり、ｒonは、上記定電流負荷トランジスタ７の出力抵抗である。

また、上記アンプゲインAが非常に大きい場合、上記信号Vsigは、次の（式７）となる。

Vsig 〜 Qsig／Ｃ_FB （式７）
そして、上記電荷電圧変換効率ηは、次の（式８）となる。

η = Vsig／Qsig=1／Ｃ_FB （式８）
すなわち、出力される上記信号Vsigは、上記検出容量値Ｃ_FDに依存しないことが示され、上記電荷電圧変換率ηを上げるために、上記検出容量値Ｃ_FDを小さくする必要が無くなる。これにより、アンプ設計の自由度が増し、ひいては熱雑音や１／ｆ雑音などを考慮したアンプ設計が可能となる。もちろん、上記検出容量値Ｃ_FDを小さくして、上記電荷電圧変換率ηを向上させることもできる。

なお、本実施形態では、上記反転増幅器８の負荷を、定電流負荷トランジスタとしたが、もちろん高抵抗を用いても良い。

図５は、上記リセットトランジスタ５のゲートの印加パルスφRを発生するゲート印加パルス発生回路を示す回路図である。このゲート印加パルス発生回路１０は、図１に示す上記スイッチトキャパシタアンプ４の上記反転増幅器８と同一構造の他の反転増幅器１８と、図１に示す上記スイッチトキャパシタアンプ４の上記リセットトランジスタ５と同一構造の他のリセットトランジスタ１５とを有する。

上記他の反転増幅器１８は、上記スイッチトキャパシタアンプ４の上記反転増幅器８の上記増幅トランジスタ６と同一構造の他の増幅トランジスタ１６と、上記スイッチトキャパシタアンプ４の上記反転増幅器８の上記定電流負荷トランジスタ７と同一構造の他の定電流負荷トランジスタ１７とを有する。

そして、上記他の反転増幅器１８の入力と出力が接続される。上記他のリセットトランジスタ１５のドレインとゲートが接続され、上記他のリセットトランジスタ１５のドレインとソースが高抵抗１４を介して接続される。

上記他の反転増幅器１８の出力と、上記他のリセットトランジスタ１５のソースとが、接続され、図１に示す上記スイッチトキャパシタアンプ４の上記リセットトランジスタ５のゲートと、上記他のリセットトランジスタ１５のドレインとが、接続されている。

ここで、一般に、図１に示すように、出力ドレインＯＤの電圧が、約12V程度に対して、上記リセットトランジスタ５のゲートの印加パルスφRの振幅は3V程度である。このため、上記反転増幅器８の入出力を短絡するためには、上記印加パルスφRに一定の直流電圧の重畳が必要である。しかしながら、この重畳すべき直流電圧は、回路のプロセスばらつき、電源電圧の変動、および、温度変化などにより、最適値が一様でない。

そこで、本発明は、図５に示すように、上記ゲート印加パルス発生回路１０を有することで、上記問題を解決する。すなわち、上記反転増幅器８と同一構造の他の反転増幅器１８を同一の半導体基板上に作製し、この他の反転増幅器１８の入出力間を接続することで、仮想的なリセットドレイン電圧を発生し、さらに、上記リセットトランジスタ５と同一構造の他のリセットトランジスタ１５を同一の半導体基板上に作製し、この他のリセットトランジスタ１５のゲートとドレインを接続することで、直流電圧が重畳されていない入力パルスφRSTから、直流電圧が重畳されている印加パルスφRを生成することが可能となる。

このように、上記重畳される直流電圧は、プロセスばらつき、電源電圧の変動、および、温度変化などの影響を、上記検出ダイオード２に接続された上記反転増幅器８および上記リセットトランジスタ５と全く同様に受けるため、常に最適な直流電圧が重畳されることとなり、良好な動作が保証される。

なお、リセットトランジスタと同一構造のトランジスタを用いたリセットパルス発生回路に関して、本発明の発明者は、既に特許権を得ている（例えば、特許第３４３９５８１号公報、特許３４１５７７５号公報）。

（第２の実施形態）
図６は、この発明の固体撮像装置の第２の実施形態を示す回路図である。この第２の実施形態では、図１に示す上記第１の実施形態とは、反転増幅器の構成が相違し、その他の回路および駆動パルスのタイミングチャートは同一である。すなわち、図６において、図１と同一の構造は、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図６に示すように、この反転増幅器２８は、カスコード型反転増幅器であり、順次、増幅トランジスタ２６と、Pchカスコードトランジスタ２１と、Nchカスコードトランジスタ２２と、定電流負荷トランジスタ２７とを備える。

このカスコード型の反転増幅器２８のゲインAは、次の（式９）となる。

A = gm1・[ ( gm2・ｒop1・ｒop2 ) // ( gm3・ｒon3・ｒon4 ) ] （式９）
gm1は、上記増幅トランジスタ２６のトランスコンダクタンスであり、gm2は、上記Pchカスコードトランジスタ２１のトランスコンダクタンスであり、gm3は、上記Nchカスコードトランジスタ２２のトランスコンダクタンスである。また、ｒop1は、上記増幅トランジスタ２６の出力抵抗であり、ｒop2は、上記Pchカスコードトランジスタ２１の出力抵抗であり、ｒon3は、上記Nchカスコードトランジスタ２２の出力抵抗であり、ｒon4は、上記定電流負荷トランジスタ２７の出力抵抗である。

このカスコード型の反転増幅器２８のゲインＡの値は、図1に示される定電流負荷ソース接地型の反転増幅器のゲインより数十倍大きいため、上記（式５）で示される検出容量値Ｃ_FDの影響を全く受けない。

（第３の実施形態）
図７は、この発明の固体撮像装置の第３の実施形態を示す回路図である。この第３の実施形態では、図１に示す上記第１の実施形態とは、反転増幅器の構成が相違し、その他の回路および駆動パルスのタイミングチャートは同一である。すなわち、図７において、図１と同一の構造は、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図７に示すように、この反転増幅器３８は、増幅トランジスタ３６と負荷トランジスタ３７とを備える。この負荷トランジスタ３７は、上記増幅トランジスタ３６と同一のタイプ（この場合、ともにNchタイプ）であり、この負荷トランジスタ３７のゲートとドレインは、接続されている。

この反転増幅器３８のゲインAは、上記増幅トランジスタ３６のゲートサイズを(W/L)1とし、上記負荷トランジスタ３７のゲートサイズを(W/L)2とすると、次の（式１０）となる。

A =√[(W/L)1/(W/L)2] （式１０）
この反転増幅器３８のゲインＡの値は、図1に示される定電流負荷ソース接地型の反転増幅器のゲインより低いが、新たにPchトランジスタを作る必要が無いことが利点である。

本発明の固体撮像装置の第１実施形態を示す回路図である。 図１の駆動パルスのタイミングチャートである。 図１の反転増幅器の回路図である。 図１の反転増幅器の特性を示すグラフである。 図１のリセットパルス発生のための回路図である。 本発明の固体撮像装置の第２実施形態を示す回路図である。 本発明の固体撮像装置の第３実施形態を示す回路図である。 従来の固体撮像装置の回路図である。 図８の駆動パルスのタイミングチャートである。

符号の説明

１ 水平ＣＣＤ
２ 検出ダイオード
３ 検出容量
４ スイッチトキャパシタアンプ
５ リセットトランジスタ
６ 増幅トランジスタ
７ 定電流負荷トランジスタ
８ 反転増幅器
９ フィードバック容量
１０ ゲート印加パルス発生回路
１４ 高抵抗
１５ 他のリセットトランジスタ
１６ 他の増幅トランジスタ
１７ 他の定電流負荷トランジスタ
１８ 他の反転増幅器
２１ Pchカスコードトランジスタ
２２ Nchカスコードトランジスタ
２６ 増幅トランジスタ
２７ 定電流負荷トランジスタ
２８ 反転増幅器
３６ 増幅トランジスタ
３７ 負荷トランジスタ
３８ 反転増幅器
１０１ 水平ＣＣＤ
１０２ 検出ダイオード
１０３ 検出容量
１０４ ソースフォロワ回路
１０５ リセットトランジスタ
１０６ 増幅トランジスタ
１０７ 定電流負荷トランジスタ

Claims (7)

1. 複数の光電変換素子と、
   この複数の光電変換素子で発生した光電荷を転送する複数の電荷転送素子と、
   この複数の電荷転送素子によって転送された光電荷を検出する検出ダイオードと、
   この検出ダイオードを入力側とするスイッチトキャパシタアンプと
   を備え、
   上記スイッチトキャパシタアンプは、
   上記検出ダイオードが入力側に接続された反転増幅器と、
   この反転増幅器の入力と出力の間に接続されたリセットトランジスタと、
   上記反転増幅器の入力と出力の間に、上記リセットトランジスタと並列して、接続された容量と
   を有し、
   上記反転増幅器は、ゲート接地型反転増幅器であることを特徴とする固体撮像装置。
2. 請求項１に記載の固体撮像装置において、
   上記反転増幅器の負荷側素子は、定電流負荷トランジスタであることを特徴とする固体撮像装置。
3. 請求項１に記載の固体撮像装置において、
   上記反転増幅器の負荷側素子は、高抵抗であることを特徴とする固体撮像装置。
4. 請求項１に記載の固体撮像装置において、
   上記反転増幅器の負荷側素子は、ゲートとドレインが接続されている負荷トランジスタであることを特徴とする固体撮像装置。
5. 請求項１に記載の固体撮像装置において、
   上記リセットトランジスタのゲートの印加パルスを発生するゲート印加パルス発生回路を有することを特徴とする固体撮像装置。
6. 請求項５に記載の固体撮像装置において、
   上記ゲート印加パルス発生回路は、
   上記スイッチトキャパシタアンプの上記反転増幅器と同一構造の他の反転増幅器と、
   上記スイッチトキャパシタアンプの上記リセットトランジスタと同一構造の他のリセットトランジスタと
   を有することを特徴とする固体撮像装置。
7. 請求項６に記載の固体撮像装置において、
   上記他の反転増幅器の入力と出力が接続され、
   上記他のリセットトランジスタのドレインとゲートが接続され、
   上記他のリセットトランジスタのドレインとソースが高抵抗を介して接続され、
   上記他の反転増幅器の出力と、上記他のリセットトランジスタのソースとが、接続され、
   上記スイッチトキャパシタアンプの上記リセットトランジスタのゲートと、上記他のリセットトランジスタのドレインとが、接続されていることを特徴とする固体撮像装置。

Images