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JP3914203B2 - Ofdmシステムにおけるパイロット多重方法及びofdm受信方法 - Google Patents

Ofdmシステムにおけるパイロット多重方法及びofdm受信方法 Download PDF

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Description

技術分野
本発明はOFDMシステムにおけるパイロット多重方法及びOFDM受信方法に係わり、特に、パイロットシンボルを所定の直交コードで拡散して送信シンボルと共に送信するOFDMシステムにおけるパイロット多重方法及びOFDM受信方法に関する
背景技術
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、OFDMシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
図16(a)はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部1は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ2a〜2dを介して直交変調部3a〜3dに入力する。図では4シンボルS1〜S4よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分(In−Phase成分)及び直交成分(Quadrature成分)を含んでいる。直交変調部3a〜3dは各シンボルを図16(b)に示す周波数f〜fを有するサブキャリアで直交変調し、合成部4は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図16(b)に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のn番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と(n+1)番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図17(a)は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部5は直列データを複数のシンボル(I+jQ,複素数)よりなる並列データに変換する。IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)6は各シンボルを図17(b)に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ7a,7bを通して直交変調部8に入力する。直交変調部8は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図17(b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアCDMA方式(MC−CDMA)の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。MC−CDMAでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって,コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに,OFDMとMC−CDMAを組み合わせた,直交周波数・符号分割多元接続(OFDM/CDMA)方式の検討も行われている。これは,MC−CDMAによりサブキャリアに分割された信号を,直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
CDMA(Code Division Multiple Access)方式は、図18に示すようにビット周期Tの送信データにチップ周期Tcの拡散コードC〜Cを乗算器9で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図19に示すように2/Tの狭帯域信号NMを2/Tcの広帯域信号DSに拡散変調して伝送することができる。T/Tcは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Nである。このCDMA伝送方式によれば、干渉信号を1/Nに減少できる利点がある。
マルチキャリアCDMA方式の原理は、図20に示すように1つの送信データDよりN個のコピーデータを作成し、拡散コード(直交コード)を構成する各コードC〜Cを個別に前記各コピーデータに乗算器9〜9で乗算し、各乗算結果DC〜DCを図21(a)に示す周波数f〜fのN個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は1シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをMシンボルの並列データに変換し、M個の各シンボルに図20に示す処理を施し、M×N個の全乗算結果を周波数f〜fNMのM×N個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図21(b)に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図22はMC−CDMAの送信側(基地局)の構成図である。データ変調部11はユーザの送信データを変調し,同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号(シンボル)に変換する。時間多重部12は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部13は入力データをMシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれN分岐して第1の拡散部14に入力する。第1の拡散部14はM個の乗算部14〜14を備えており、各乗算部14〜14はそれぞれ直交コードを構成するコードC,C,..Cを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。直交コードC,C,..Cはユーザ毎に異なるウォルシュコードである。この結果、N×M個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号S〜SMNが第1拡散部14より出力する。すなわち、第1拡散部14は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。ついで、第2の拡散部15はサブキャリア信号S〜SMNに局識別用ゴールドコード(セルスクランブルコード)G〜GMNを更に乗算してサブキャリア信号S′〜SMN′を出力する。
コード多重部16は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部16は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部17は並列入力するサブキャリア信号にIFFT(逆フーリエ変換)処理を施して時間軸上のOFDM信号(実数部信号、虚数部信号)に変換する。ガードインターバル挿入部18は、OFDM信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたOFDM信号に直交変調を施し、無線送信部20は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、(拡散率N)×(パラレル系列数M)である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
図23はシリアルパラレル変換説明図であり、1フレームの送信データの前方に共通パイロットPが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットPはフレーム内で分散することもできる。1フレーム当たり共通パイロットがたとえば4×Mシンボル、送信データが28×Mシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部13より並列データとして最初の4回までパイロットのMシンボルが出力し、以後、並列データとして28回送信データのMシンボルが出力する。この結果、1フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して4回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償(フェージング補償)が可能となる。
図24はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、M×N個のサブキャリアサンプル(=1OFDMシンボル)に応じたIFFT出力信号を1単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図25はMC−CDMAの受信側の構成図である。無線受信部21は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部23は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルGIを除去してFFT(Fast Fourier Transform)部24に入力する。FFT部24はFFTウインドウタイミングでFFT演算処理を行って時間領域の信号をN×M個のサブキャリア信号(サブキャリアサンプル)SP〜SPMNに変換し、チャネル推定部25aは送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部25bはサブキャリア毎のチャネル推定値CC〜CCMNをFFT出力に乗算してフェージングの補償を行う。
チャネル推定部25aはFFT部24から出力する各パイロットシンボルのサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、サブキャリア毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値CC〜CCMNを演算する。すなわち、チャネル推定部25aは、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響exp(jφ)を推定し、チャネル補償部25bは送信シンボルのサブキャリア信号成分にexp(−jφ)を乗算してフェージングを補償する。
第1の逆拡散部26はフェージング補償されたM×N個の各サブキャリア信号成分に局識別用ゴールドコードG〜GMNを乗算して出力する。すなわち、フェージング補償された信号は局識別用ゴールドコードにより逆拡散され、コード多重された信号の中から自局宛の信号が抽出される。第2の逆拡散部27はM個の乗算部27〜27を備えており、乗算部27はユーザに割り当てられた直交コード(ウォルシュコード)を構成する各コードC,C,...Cを個別にN個のサブキャリア信号に乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、自局宛の信号は各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。
合成部28〜28はそれぞれ乗算部27〜27から出力するN個の乗算結果を加算してM個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部29は該並列データを直列データに変換し、データ復調部30は送信データを復調する。
図26(a)は局識別用ゴールドコードG〜GMN(MN=512)の配列説明図であり、1OFDMシンボル毎にサブキャリア方向に8コードづつずらしている。コードをずらす理由は以下の通りである。受信側において前述のようにチャネル推定部25aはFFT部24から出力する各パイロットシンボルのサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、サブキャリア毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値CC〜CCMNを演算する。すなわち、第mサブキャリアのチャネル推定値CCは次式、
Figure 0003914203
で与えられる。ただし、R(k)はk番目のパイロットシンボルにおける第mサブキャリアのFFT出力、G(k)はk番目のパイロットシンボルにおける第mサブキャリアの局識別用ゴールドコードであり、は共役複素数であることを示す。従って、図26(b)に示すように局識別用ゴールドコードG〜GMNをずらさない場合には、(k)=となり、
Figure 0003914203
となる。同様に、他局のk番目のパイロットシンボルにおける第mサブキャリアの局識別用ゴールドコードをG(k)′とすれば、第mサブキャリアのチャネル推定値CCは次式、
Figure 0003914203
で与えられる。従って、局識別用ゴールドコードG〜GMNをずらさない場合には、(k)′=′となり、
Figure 0003914203
となる。(2)式及び(4)式より、′となれば、2つの局の第mサブキャリアのチャネル推定値が同じになり、しかも、いずれの局のチャネル推定値であるか識別できなくなる。このため、図26(a)に示すように1OFDMシンボル毎にサブキャリア方向に局識別用ゴールドコードをずらしているのである。
図27はチャネル推定部の動作説明図であり、32OFDMシンボルで構成された1フレーム中にn個(n=4)のパイロットシンボル(4OFDMパイロットシンボル)が分散して多重されている。1つのパイロットシンボルはサブキャリア数(M×N個、例えば512個)のサブキャリアサンプルで構成されているから、受信側でパイロット受信タイミングにおいてFFT出力に局識別用ゴールドコードを乗算することによりサブキャリア毎のチャネル(振幅特性、位相特性)の推定が可能になる。すなわち、チャネル推定は、図27のPG1で示するように周波数方向におけるm個(m=8)のサブキャリアサンプルを時間方向にn(=4)個集めてトータルm×n(=32)サブキャリアサンプルで1グループを構成し、該グループにおけるm×n(=32)個のチャネル推定値の平均値を中央のサブキャリアのチャネル推定値とする。又、次のサブキャリアのチャネル推定値は、PG2で示すように周波数方向に1サブキャリア分ずらしたm(=8)個のサブキャリアサンプルを時間方向にn(=4)つ集めてトータル32サブキャリアサンプルで1グループを構成し、該グループPG2における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル推定値を平均して求める理由は、それぞれのシンボルにノイズが乗っているため、平均することで該ノイズの影響を無くしてS/N比を向上するためである。周波数が近いサブキャリアではあれば、殆どチャネル値は同じであるから、平均しても何ら問題はない。
ところで、以上のOFDM通信では1つのパイロットしか使用できず、複数種類のパイロットを使用したい場合に対応できない。例えば、図28に示すように基地局BSの周囲をセクタ化し、各セクタSC1〜SC3においてアンテナAT1〜AT3より指向性ビームを放射する構成においては、セクタ毎の移動局MS1〜MS3を識別する必要がある。このため、セクタ毎に異なるパイロットを使用する必要があるが、従来の方式では複数種類のパイロットを使用することは不可能であった。
複数種類のパイロット信号を多重する一つの方法として直交コードを使う方法がある。この方法は、隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とし、n個のパイロットシンボルにおける各組の総計m×n個のサブキャリアの成分に直交コードを乗算する方法であり、直交コード数分のパイロット信号を同じ周波数、同じタイミングに多重することができる。
しかし、直交コードでパイロットを多重すると、コード全体を受信するまで各パイロットの分離ができない。このため、例えば1〜2個のパイロットシンボルを受信した段階で瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題がある。
以上より本発明の目的は、複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、1フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を計算できるようにすることである。
発明の開示
本発明のOFDM装置は、隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とし、複数(n個の)のパイロットシンボルにおける各組のm×n個のサブキャリア成分に直交コードを乗算して送信データに多重する。このとき、他組のm×n個のサブキャリア成分に乗算する直交コードの順番を順にずらすことにより、1フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信するだけでチャネル推定値が計算できるようにする。
すなわち、OFDM送信装置における直交コード発生部は、各組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する。直交コード乗算部は第1組のm×n個のサブキャリア成分に直交コードを乗算し、同様に他組のm×n個のサブキャリア成分に直交コードをずらして乗算する。IFFT部はパイロットシンボル毎に直交コード乗算部より順次求まる各サブキャリアの乗算結果にIFFT演算処理を施してデータと共に送信する。
OFDM受信装置において、FFT部は受信信号にFFT処理を施して各パイロットシンボルに関して複数のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部の直交コード発生部は、各組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように各組の直交コードを発生すると共に、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように各組の直交コードを発生する。第1のチャネル推定値演算部は、各組のm×n個のサブキャリアの成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する。第2のチャネル推定値演算部は、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する。チャネル補償部は第1、第2のチャネル推定値演算部の一方より得られるサブキャリアのチャネル推定値を用いてチャネル補償する。
以上より、本発明によれば、パイロットシンボルを直交コードで拡散することにより複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、1フレームにおける先頭の幾つか(m個)のパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を計算できる。
又、第1のチャネル推定値演算部によれば、チャネル推定値を演算するために1フレーム時間必要であるが正確なチャネル推定値を得ることができ、第2のチャネル推定値演算部によれば正確さの点では若干落ちるが、m個のパイロットシンボルの受信により短時間でチャネル推定値を得ることができる。したがって、適宜の方法によりチャネル推定値を得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
(A)直交コードを用いた第1のパイロット多重方式
図1は直交コードを用いたパイロット多重方法を説明するためにフレーム構成図である。チャネルの値は時間方向とサブキャリア方向の両方にある程度の相関があることが解っているので、時間とサブキャリアの両方向にまたがる領域で平均を行うことができる。例えば、図1に示すように1フレームにつき8OFDMシンボルにまたがり、2サブキャリアづつ(合計2×8=16で)平均している。この2×8=16個の平均ブロック単位を逆拡散単位(despreading unit)という。また、逆拡散単位における2×2の各単位をサブブロックといい、符号A,B,C,Dを付している。
複数のパイロット信号を多重する一つの方法として直交コードを使う方法がある。この直交コードを用いて多重する方法は、隣接するm個(図1ではm=2)のサブキャリアを組とし、n個(図1ではn=8)のパイロットシンボルP0〜P7における同一組の総計m×n(=16)個のサブキャリア成分Pi0〜Pi7,P(i+1)0〜P(i+1)7(i=1,3,5...511)に図2に示す直交コードK〜K15を乗算して送信し、受信側でこれらm×n(=16)個の受信サブキャリア成分Pi0′〜Pi7′,P(i+1)0′〜P(i+1)7′(i=1,3,5...511)にそれぞれ直交コードK〜K,K〜K15を乗算して復調し、その平均値を前記各組のm個の各サブキャリアのチャネル推定値とする。この直交コードを使う方法によれば、直交コード数分のパイロット信号を同じ周波数、同じタイミングに多重することができ、しかも、受信側において直交コードK〜K15を乗算して平均化することで簡単にサブキャリアのチャネル推定値を演算することができる。
図3は直交コードを用いてパイロット多重を実現するOFDM送信装置の構成図、図4はパイロットOFDMシンボル発生部の詳細図である。データOFDMシンボル発生部51は、図22に示す構成11,13〜17を備え、データシンボルにIFFT演算処理を施して出力する。パイロットOFDMシンボル発生部52は、シリアルパラレル変換部52a、直交コード発生器52b、直交コード乗算部52c、IFFT部52dを備え、隣接する2つのサブキャリアを組とし(図1参照、総計256組)、8個のパイロットシンボルP0〜P7における各組の総計16個のサブキャリア成分Pi0〜Pi7,P(i+1)0〜P(i+1)7に図2に示す直交コードK〜K15を乗算し、1シンボル分の乗算結果にIFFT演算処理を施して出力する。
切換回路53は、データ送信タイミングにおいてデータOFDMシンボル発生部51から発生するIFFT信号を選択し、パイロット送信タイミングにおいてパイロットOFDMシンボル発生部52から発生するIFFT信号を選択する。ガードインターバル挿入部54は、OFDM信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部55はガードインターバルが挿入されたOFDM信号に直交変調を施し、無線送信部56は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
パイロットOFDMシンボル発生部52において(図4参照)、シリアルパラレル変換部52aはビットシリアルに入力するパイロットデータをM個の並列データに変換すると共に、1個のパイロットデータをN分岐して総計M×N個(例えば512個)のサブキャリア成分を出力する。直交コード発生器52bは、隣接する2つのサブキャリアを組とする総計256組のそれぞれの組CLS〜CLS256に対して直交コードK〜K,K〜K15を発生する。直交コード乗算部52cは、512個の乗算器を備え、各組の2個の乗算器MP〜MPは各組の総計16個のサブキャリア成分Pi0〜Pi7,P(i+1)0〜P(i+1)7に直交コードK〜K,K〜K15を乗算する。IFFT部52dは1シンボル毎に512個の乗算結果にIFFT演算処理を施して出力する。
図3では、データOFDMシンボル発生部51とパイロットOFDMシンボル発生部52のそれぞれにおいてIFFT処理する場合について説明したが、IFFT処理する前にデータOFDMシンボルとパイロットOFDMシンボルを結合し、しかる後、IFFT処理するように構成することもできる。
図5はOFDM受信装置の要部構成図であり、他の構成は図25と同様の構成になっている。FFT部61は受信信号にFFT処理を施して各パイロットシンボルに関してそれぞれ512個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部62は直交コード発生器62aと512個の直交コード乗算部62bと平均計算部62cを備えている。直交コード発生器62aは、隣接する2つのサブキャリアを組とする総計256組のそれぞれの組CLS〜CLS256に対して直交コードK〜K,K〜K15を発生する。直交コード乗算部62bは、512個の乗算器を備え、各組の2個の乗算器MP〜MPは各組の総計16個の受信サブキャリア成分Pi0′〜Pi7′,P(i+1)0′〜P(i+1)7′(i=1,3,5...511)に直交コードK〜K,K〜K15を乗算する。
平均計算部62cの平均部AVR〜AVR256は各組における直交コード乗算値の平均値を演算し、演算結果をサブキャリアのチャネル推定値として出力する。例えば第1組の平均値AVは次式
Figure 0003914203
より求まる。各組の平均部AVR〜AVR256は平均値を各組の2つのサブキャリアのチャネル推定値CC,CC(i+1)(i=1,3,5...511)として出力する。チャネル補償部 63はサブキャリア毎のチャネル推定値CC,CC(i+1)(i=1,3,5...511)をFFT出力に乗算してフェージングの補償を行う。
尚、局識別用ゴールドコードで拡散されている場合には、FFT部61とチャネル推定部62の間に局識別用ゴールドコード乗算部を設け、この局識別用ゴールドコード乗算部でFFT部61から出力すする512個のサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、512個の乗算結果をチャネル推定部62に入力する。
(B)直交コードを用いた第2のパイロット多重方式
・直交コードを用いたパイロット多重方式の問題点
直交コードでパイロットを多重すると、(5)式より明らかなようにコード全体を受信するまで各パイロットの分離ができない、すなわち、チャネル推定値の取得ができない問題がある。このため、例えば、フレーム先頭幾つかかのパイロットシンボルを受信した時点で、瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題がある。
・第2のパイロット多重方式の原理
第2のパイロット多重方式では直交コードを適当なN個のサブブロックに区切りそのサブブロックを適切に配置することにより、時間方向にNサブブロック選択したブロックでも、また、サブキャリア方向にNサブブロック選択したブロックでも、どちらでも多重されたパイロットを分離してチャネル推定値を取得できるようにする。
図1のフレーム構成例において、直交コードは2×8の領域で解けるものとし、そのうちの2×2づつの領域をサブブロックとして、左からA,B,C,Dとする。図6、図7にサブブロックの並びを示す。図6に示すように単純にサブブロックA〜Dを並べたものでは、時間方向に4つのサブブロックを取る事で直交コードを解くことができるが、サブキャリア方向に4つのサブブロックを取っても直交コードを解くことができない。ここで、図7に示すようにサブブロックを少しづつ、例えば1サブブロックづつずらしながら配置すると、時間方向だけでなくサブキャリア方向に4つのサブブロックを取った場合でも直交コードを解くことができる。これにより、瞬時のチャネル推定値を得ることができる。
・OFDM送信装置におけるパイロット多重制御
図8は第2のパイロット多重方式を採用するOFDM送信装置のパイロットOFDMシンボル発生部52の構成図であり、OFDM送信装置の全体の構成は図3と同じである。パイロットOFDMシンボル発生部52は図4のパイロットOFDMシンボル発生部と同様のハードウェア構成を有しており、同一部分には同一符号を付している、異なる点は、直交コード発生器52b′から発生する各組の直交コードの順序をずらしている点である。
図8のパイロットOFDMシンボル発生部52は、第1のパイロット多重方式と同様に、隣接するm個(mは1以上の整数で例えば2)のサブキャリアを組とし、複数(n個)のパイロットシンボルにおける各組のm×n個のサブキャリア成分に直交コードを乗算して送信データに多重する。例えば、隣接する2つのサブキャリアを組とし(図1参照、総計256組)、8個のパイロットシンボルP0〜P7における各組の総計16個のサブキャリア成分Pi0〜Pi7,P(i+1)0〜P(i+1)7(i=1,3,5,...511)に図2に示す直交コードK〜K15を乗算し、1シンボル分の乗算結果にIFFT演算処理を施して出力する。
この時、直交コード発生器52b′は各組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように(図7参照)、かつ、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、直交コード乗算部52c′は、各組の直交コードを該組のサブキャリア成分に乗算し、IFFT部52dは各サブキャリアにおける直交コード乗算結果をIFFT処理してデータと共に送信する。
更に詳細に説明すると、パイロットOFDMシンボル発生部52おいて、シリアルパラレル変換部52aはビットシリアルに入力するパイロットデータをM個の並列データに変換すると共に、1個のパイロットデータをN分岐して総計M×N個(例えば512個)のサブキャリア成分を出力する。直交コード発生器52b′は、隣接する2つのサブキャリアを組とする総計256組のそれぞれの組CLS〜CLS256に対して直交コードK〜K15を、その順番をずらして発生する。例えば、第1組の乗算器MP1,MP2にはそれぞれ直交コードK〜K;K〜K15を入力し、第2組の乗算器MP1,MP2にはそれぞれ直交コードK〜K、K〜K;K14〜K15、K〜K13を入力し、第3組の乗算器MP1,MP2にはそれぞれ直交コードK〜K、K〜K;K12〜K15、K〜K11を入力し、第4組の乗算器MP1,MP2にはそれぞれ直交コードK〜K、K〜K;K10〜K15、K〜Kを入力する。すなわち、直交コード発生器52b′は、各組のm×n(=2×8)個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように(図7参照)、かつ、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように直交コードK〜K15を発生する。
直交コード乗算部52c′は、第1パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリア成分P10〜P80にコードK,K08,K,K14,K,K12,K,K10を乗算し、第2パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリア成分P11〜P81にコードK,K09,K,K15,K,K13,K,K11を乗算する。この結果、2パイロットシンボルを受信した時点で、第1〜第8サブキャリアの16個のサブキャリア成分に直交コードK〜K15が乗算されたことになる。同様に、第9〜第16サブキャリア、第17〜第24サブキャリア,...,,第505〜第512サブキャリアの16個のサブキャリア成分に直交コードK〜K15が乗算されたことになる。従って、受信側では、2パイロットシンボルを受信すれば、各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。又、次の2パイロットシンボルを受信すれば、次の時点における各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コード乗算部52c′における各組の乗算器MP〜MPは、8パイロットシンボルの総計16個のサブキャリア成分Pi0〜Pi7,P(i+1)0〜P(i+1)7(i=1,3,5,...511)に直交コードK〜K,K〜K15を乗算する。従って、受信側では、第1パイロット多重方式と同様に、8パイロットシンボルを受信すれば各サブキャリアのチャネル推定値を精度良く求めることができる。
・パイロット多重されている場合の受信制御
図9はOFDM受信装置におけるチャネル推定部の構成図であり、4組分の構成のみ示すが残りの構成も同様である。又、図5のチャネル推定部と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲1▼直交コード発生器62a′から発生する各組の直交コードの順序をずらしている点、▲2▼第2の平均計算部62dを設けた点である。
OFDM受信装置のFFT部61は、第1のパイロット多重方式と同様に、パイロット多重された信号を受信すと、受信信号にFFT処理を施し、各パイロットシンボルに関して複数のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部62は、隣接するm個(mは1以上の整数で例えば2)のサブキャリアを組とし、複数(n個、例えば8)のパイロットシンボルにおける各組のm×n個のサブキャリア成分に、送信側で使用した直交コードを乗算してチャネル推定値を演算する。このとき、チャネル推定部の直交コード発生部62a′は送信側の直交コード発生器52b′と同様に、同一組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、m個のパイロットシンボルのそれぞれにおいて隣接する複数組の総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードをずらして発生する。
直交コード乗算部62b′は、第1パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリアの受信成分P10′〜P80′にコードK,K,K,K14,K,K12,K,K10を乗算し、第2パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリア成分P11′〜P81′にコードK,K,K,K15,K,K13,K,K11を乗算する。この結果、2パイロットシンボルを受信した時点で、第1〜第8サブキャリアの16個のサブキャリア成分に直交コードK〜K15が乗算されたことになる。同様に、第9〜第16サブキャリア、第17〜第24サブキャリア,...,,第505〜第512サブキャリアの16個のサブキャリア成分に直交コードK〜K15が乗算されたことになる。従って、2パイロットシンボルを受信すれば、各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。又、次の2パイロットシンボルを受信すれば、次の時点における各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コード乗算部62b′の各組CLS1〜CLS256の乗算器MP′〜MP′はそれぞれ8パイロットシンボルの総計16個のサブキャリア成分Pi0′〜Pi7′,P(i+1)0′〜P(i+1)7′(i=1,3,5,...511)に直交コードK〜K,K〜K15を乗算する。従って、第1パイロット多重方式と同様に、8パイロットシンボルを受信すれば各サブキャリアのチャネル推定値を精度良く求めることができる。
第1平均計算部62cの各組の平均部AVR〜AVR256は、各組の乗算器MP1′,MP2′から出力する2×8個の乗算結果の平均値をそれぞれ計算し、該平均値を各組の2つのサブキャリアにおけるチャネル推定値CC,CC(i+1)として出力する。ただし、第1平均計算部62cは1フレーム間隔でチャネル推定値CC,CC(i+1)を計算して出力する。このため、第1平均計算部62cは後述する第2平均計算部62dよりチャネル推定値計算に時間がかかるが、精度の良いチャネル推定値を取得することができる。
第2平均計算部62dは、2パイロットシンボルの各8個のサブキャリア成分、すなわち総計2×8個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果を用いてその平均値を計算し、該平均値を該8個のサブキャリアのチャネル推定値CC〜CC(i+7)として出力する。図9の場合、第2平均計算部62dは、第1パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリアの受信成分P10′〜P80′にコードK,K,K,K14,K,K12,K,K10を乗算した乗算結果と、第2パイロットシンボルの第1〜第8サブキャリア成分P11′〜P81′にコードK,K,K,K15,K,K13,K,K11を乗算した乗算結果の合計値を16で除算して平均値を計算する。第2平均計算部62dは、2パイロットシンボルを受信する毎にチャネル推定値を出力できるため、第1平均計算部62cより高速にチャネル推定値を取得できる。しかし、精度の点で若干落ちる。
チャネル推定値演算部63は、図示しない制御部からの指示に従って、第1平均計算部62cあるいは第2平均計算部62dから出力するチャネル推定値を選択して出力する。
(C)チャネル推定値の計算の変形例
図9の実施例では、第1平均計算部62cから出力するチャネル推定値を用いる場合には、チャネル推定値は1フレーム期間同じ値になる。又、第2計算部62dから出力するチャネル推定値を用いる場合には、8サブキャリアのチャネル推定値が同じ値になる。しかし、厳密には、第1平均計算部62cから出力するチャネル推定値は図10(a)におけるパイロットシンボル中央、縦方向の4つのチャネル推定値である。又、第2計算部62dから出力するチャネル推定値は図10(a)におけるサブキャリア中央、横方向の4つのチャネル推定値である。換言すれば、時間方向に長いブロックとサブキャリア方向に長いブロックでそれぞれ直交コードを解くと、厳密には10の×点付近のチャネル推定値が得られる。
これらチャネル推定値よりサブキャリア方向と時間方向の平均的なチャネル推定値の推移が分かる。そこで、これらのチャネル推定値を用いて各パイロットシンボルにおける各サブキャリアのチャネル推定値を近似的に求めることができる。
・第1の近似法
第1の近似法は、チャネル推定値の分布を、最小二乗法などで求めた図10(b)の平面PLNで近似する方法である。図10(c)は最小二乗法の説明図であり、直線近似する場合であるが、同様に平面近似に適用することができる。2つの変量x,yについて、大きさnの標本の組(x,y),(x,y)・・・,(x,y)があったとする。xとyの間に近似的に次式の直線関係
Figure 0003914203
が成り立っていると仮定する。直線が標本値をよく近似しているといっても、x=xのときにy=a+bxとなるわけでなく、ずれがある。図10(c)に示すように、(x,y)の点の直線からのずれをeで表すと、
Figure 0003914203
となる。この式は線形回帰モデルと呼ばれる。図の例では(x,y)の点は直線より上にあるのでeは正であり、(x,y)は直線より下であるので、eは負である。(x,y)のように直線にのっているときはe=0である。誤差e,e,・・・,eをできるだけ小さくするように、直線の係数a,bを決定すれば該直線が標本値を最も良く近似することになる。
Figure 0003914203
を最小にするように、未知の係数a,bを標本のデータで表す方法が最小2乗法(Method of squares)である。そのようにして得られた直線は、誤差の2乗の和が小さいという意味で、観測結果にもっともよくあてはまる直線である。(7)式を用いると、Qは、
Q=(y−a−bx+(y−a−bx+・・+(y−a−bx)となる。x,x,・・・,x,y,y,・・・yは標本値として既知の量であるから、Qは2変数a,bの関数Q(a,b)となっている。Qが最小となるa,bを求めるには2変数関数の極値問題を考えればよい。aとbを変化させたときQが極値をとる条件は
Figure 0003914203
であり、(9),(10)式よりa,bが求まる。
この最小二乗法を用いた平面近似法によれば、×点以外の部分についてもチャネル推定値を得ることができる。なお、チャネル推定値は複素の値なので、実部、虚部のそれぞれについて同じ操作を行う必要がある。
・第2の近似法
第2の近似法は、図11に示すようにサブキャリア方向の変動に時間方向の変動差分を加算する差分補間により、あるいは時間方向の変動にサブキャリア方向の変動差分を加算する差分補間によりチャネル推定値分布を求める。図11(a)は図10(a)と同様に平均計算部62c,62dで求まったチャネル推定値、図11(b)は差分補間により得られた推定値を○印で示すものである。図11(c)はサブキャリア方向の変動に時間方向の変動差分を加算する差分補間の説明図であり、Q0〜Q3は平均計算部62c,62dで求まったチャネル推定値に応じたポイント、Qa,Qbは差分補間により求めるポイントである。ポイントQ1,Q3のチャネル推定値の差分(C1−C3)を時間方向の変動差分として求める。ここで、x=x,x−x=x−xであるから、比例配分により、ポイントQa,Qbのチャネル推定値Ca,Cbはそれぞれ次式
Figure 0003914203
により求まる。すなわち、時間方向の変動差分(C1−C3)/2をサブキャリア方向の変動Cに加減することによりポイントQa,Qbのチャネル推定値Ca,Cbを演算することができる。なお、チャネル推定値は複素の値なので、実部、虚部のそれぞれについて同じ操作を行う。
・第1、第2の近似法の併用
チャネル推定値の変動率が均一の時は平面近似をした方が雑音が平均化されるので精度良く近似できるが、変動率が大きく変化する時は平面近似による誤差の方が大きくなるため、差分補間方法を使う方が良い精度で求められる。そこで、チャネル推定値の変動量の分散σに応じて平面近似と差分補間を切り替えればより精度を向上させることができる。
図12はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処理フローである。まずチャネル推定値の差分を計算し(ステップ101)、ついで、該差分を用いて分散σを求める(ステップ102)。そして、分散σが基準値以下であれば、平面近似によりチャネル推定値の分布を求め、分散σが基準値以上であれば差分補間によりチャネル推定値の分布を求める(ステップ103)。
(D)局識別用ゴールドコードのシフト量の決定
複数基地局のパイロットを分離できるように、多重されたパイロットをさらにOFDMシンボル単位で局識別用ゴールドコードで拡散する時がある。このとき、時間方向の局識別用ゴールドコードが一定にならないようにOFDMシンボル毎に数サブキャリア分シフトさせて使用する(図26参照)。このとき、図13(a)に示すようにシフト量が十分でなく、直交コードを逆拡散する単位(逆拡散単位)71における、サブキャリア方向長4よりもシフト量が少ないと、直交コードの逆拡散単位71中の局識別用ゴールドコードに相関のある部分が出てしまい、実効的に局識別用ゴールドコード長が短くなってしまう。例えば、図14(a)に示すように、A局における局識別用ゴールドコードG11〜G1Nのシフト量が1サブキャリアであるとすると、直交コードの逆拡散単位71中の局識別用ゴールドコードG11〜G13が一致し、実質的に直交コードの逆拡散単位71中の局識別用ゴールドコード長は5である。同様に、図14(b)に示すように、B局における局識別用ゴールドコードG21〜G2Nのシフト量が1サブキャリアであるとすると、直交コードの逆拡散単位71′中の局識別用ゴールドコードG21〜G23が一致し、実質的に直交コードの逆拡散単位71′中の局識別用ゴールドコード長は5である。このため、A局の逆拡散単位71における局識別用ゴールドコードとB局の逆拡散単位71′における局識別用ゴールドコードが一致する可能性が高くなり、一致すれば複数基地局のパイロットを分離できなくなる。
以上から、直交コードの逆拡散単位71における実効的な局識別用ゴールドコード長を長くする必要がある。そこで、本発明では、図14(c)に示すように直交コードの逆拡散単位における、サブキャリア方向長Sよりもシフト量を多くする。このようにすれば、実効的な局識別用ゴールドコード長は8になり、他局の局識別用ゴールドコードと一致する可能性は最も低くなる。なお、直交コード長をL、各組のサブキャリア数をmとすれば、S=L/mである。
図15は局識別用ゴールドコードで更に拡散する場合のOFDM送信装置の構成図であり、図3のOFDM送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、局識別用ゴールドコード発生器81、OFDMシンボル毎に局識別用ゴールドコードを直交コードの逆拡散単位より大きくシフトするシフト部82、直交コード乗算部52cの後段に局識別用ゴールドコード乗算部83を設けた点である。尚、データOFDM発生部51は局識別用ゴールドコードを用いて拡散し、且つ、IFFT処理しているものとする。
図15では、局識別用ゴールドコード乗算部及びIFFT部をデータOFDMシンボル発生部51とパイロットOFDMシンボル発生部52のそれぞれに設けた場合について説明したが、局識別用ゴールドコードを乗算する前にデータOFDMシンボルとパイロットOFDMシンボルを結合し、しかる後、局識別用ゴールドコードを乗算し、かつ、IFFT処理するように構成することもできる。
尚、OFDM受信装置では、逆拡散単位71のサブキャリア方向長をSとすれば、OFDMシンボル毎に基地局識別用コードをSづつずらし、該基地局識別用コードを順次FFT処理結果に乗算し、ついで、送信側で使用した直交コードを該乗算結果に乗算してチャネル推定値を演算する。
以上本発明によれば、複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、1フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を短時間で計算することができる。
又、本発明によれば、第1、第2の方法によりチャネル推定値を演算できるため、時間がかかっても精度の良いチャネル推定値を使ってチャネル補償したい、精度は若干落ちても短時間でチャネル推定値を求めてチャネル補償したい、などに応じて適宜いずれかの方法によりチャネル推定値を演算してチャネル補償することができる。
又、本発明によれば、平面近似法あるいは差分補間法により所定時刻における所定サブキャリアのチャネル推定値を求めてチャネル補償することができる。
又、本発明によれば、局識別用ゴールドコードで拡散する場合、パイロットシンボル毎に該コードを所定長シフトするようにしたから実効的な局識別用ゴールドコード長を長くでき、他局の局識別用ゴールドコードと異ならせることができ、自局のパイロットを確実に分離できる。
【図面の簡単な説明】
図1は直交コードを用いたパイロット多重方法を説明図である。
図2は直交コード例である。
図3は直交コードを用いてパイロット多重を実現するOFDM送信装置の構成図である。
図4はパイロットOFDMシンボル発生部の詳細図である。
図5はOFDM受信装置の要部構成図である。
図6はサブブロックの並び説明図である。
図7は本発明のサブブロックの並び説明図である。
図8はOFDM送信装置におけるパイロットOFDMシンボル発生部の構成図である。
図9はOFDM受信装置におけるチャネル推定部の構成例である。
図10は平面近似によりチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。
図11は差分補間によりチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。
図12はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処理フローである。
図13は局識別用ゴールドコードのシフト量が十分でない場合の説明図である。
図14は局識別用ゴールドコードのシフト量決定法説明図である。
図15は局識別用ゴールドコードで更に拡散する場合のOFDM送信装置の構成図である。
図16は従来のマルチキャリア伝送方式の説明図である。
図17は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。
図18はCDMAのコード拡散変調説明図である。
図19はCDMAにおける帯城の拡散説明図である。
図20はマルチキャリアCDMA方式の原理説明図である。
図21はサブキャリア配置説明図である。
図22は従来のMC−CDMAの送信側の構成図である。
図23はシリアルパラレル変換説明図である。
図24はガードインターバル説明図である。
図25は従来のMC−CDMAの受信側の構成図である。
図26は局識別用ゴールドコードG〜GMN(MN=512)の配列説明図である。
図27はチャネル推定部の動作説明図である。
図28は基地局の周囲をセクタ化した場合の説明図である。

Claims (10)

  1. 送信データとパイロットを直交周波数分割多重(OFDM)して送信するOFDM装置におけるパイロット多重方法において、
    隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とし、複数のパイロットシンボルにおける各組のサブキャリアの成分に直交コードを乗算してパイロットシンボルを送信する時、
    各組のm個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、各m個のパイロットシンボルに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、
    前記各組の直交コードを対応する組のサブキャリア成分に乗算し、
    各サブキャリアにおける前記乗算結果をIFFTして送信する、
    ことを特徴とするパイロット多重方法。
  2. OFDMシンボル毎にサブキャリア方向に基地局識別用コードを[直交コード長/m]以上ずらし、該基地局識別用コードを前記各サブキャリアの乗算結果に更に乗算する、
    ことを特徴とする請求項1記載のパイロット多重方法。
  3. 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT演算を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
    受信信号にFFT処理を施してパイロットシンボル毎に複数のサブキャリア成分を出力し、
    隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とし、各組のm×n個のサブキャリア成分に、送信側で使用した直交コードを乗算してチャネル推定値を演算する時、
    各組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、
    各組のサブキャリア成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第1のチャネル推定値演算方法と、m個のパイロットシンボルにおけるm×n個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第2のチャネル推定値演算方法とのいずれかによりサブキャリアのチャネル推定値を演算し、
    該チャネル推定値を用いてチャネル補償する、
    ことを特徴とするOFDM受信方法。
  4. 前記第1、第2のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、任意の時点における任意のサブキャリアのチャネル推定値を算出する、
    ことを特徴とする請求項3記載のOFDM受信方法。
  5. 第1、第2のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキャリア−時間−チャネル推定値を軸とする3次元平面で近似して求める、
    ことを特徴とする請求項4記載のパイロット多重方法。
  6. 第1、第2のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、時間方向のチャネル推定値の変動にサブキャリア方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、あるいはサブキャリア方向のチャネル推定値の変動に時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、チャネル推定値の分布を求める、
    ことを特徴とする請求項4記載のパイロット多重方法。
  7. 第1、第2のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキャリア−時間−チャネル推定値を軸とする3次元平面で近似して求める第1の計算方法、第1、第2のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、時間方向のチャネル推定値の変動にサブキャリア方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、あるいはサブキャリア方向のチャネル推定値の変動に時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、チャネル推定値の分布を求める第2の計算方法とするとき、
    チャネル推定値の変動が少ない場合は、チャネル推定値の分布を前記第1の計算方法で近似して求め、変動が大きい場合は、前記補間による第2の計算方法で近似して求める、
    ことを特徴とする請求項4記載のパイロット多重方法。
  8. 直交コード長をLとするとき、OFDMシンボル毎にサブキャリア方向に基地局識別用コードを(L/m)コード以上づつずらし、該基地局識別用コードを順次FFT処理結果に乗算し、ついで、送信側で使用した直交コードを該乗算結果に乗算してチャネル推定値を演算する
    ことを特徴とする請求項3記載のパイロット多重方法。
  9. 送信データとパイロットを直交周波数分割多重(OFDM)して送信するOFDM送信装置において、
    隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とするとき、各組のm個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、各m個のパイロットシンボルに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する直交コード発生部、
    前記各組の直交コードを対応する組のサブキャリア成分に乗算する直交コード乗算部、
    直交コード乗算部より求まる各サブキャリアにおける前記乗算結果をIFFT演算するIFFT部、
    を有することを特徴とするOFDM送信装置。
  10. 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT演算を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
    受信信号にFFT処理を施してパイロットシンボル毎に複数のサブキャリア成分を出力するFFT部、
    隣接するm個(mは1以上の整数)のサブキャリアを組とし、各組のm×n個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、m個のパイロットシンボルにおける総計m×n個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する直交コード発生部、
    各組のサブキャリア成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第1のチャネル推定値演算部、
    m個のパイロットシンボルにおけるm×n個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第2のチャネル推定値演算部、
    第1、第2のチャネル推定値演算部のいずれかより得られたサブキャリアのチャネル推定値を用いてチャネル補償するチャネル補償部、
    を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
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