JP3795326B2 - Ｃｄｍａ方式の受信装置及びｃｄｍａ方式の受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＣＤＭＡ方式を用いた移動体通信システムの基地局における受信装置に関し、特に、符号多重された無線信号を復調するための同期補足及び同期保持用のマッチドフィルタに用いて好適な、ＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の携帯電話の加入者数は激増し、移動体通信の事業者は、より多くの加入者を収容するために、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式を採用している。よく知られているように、送信装置（送信機）は、送信すべきデータに、例えばＰｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅコード（ＰＮコード）のような拡散コード（Spread Code）を乗じて拡散データを生成しアップコンバートして、符号多重された無線信号（ＲＦ信号：Radio Frequency信号）を送信する。そして、受信装置（受信機）は、そのＲＦ信号を受信してダウンコンバートし、さらに、そのダウンコンバートした信号に、その拡散コードと同一のレプリカコード（逆拡散コード）を乗じて逆拡散（Despread）して復調するようになっている。
【０００３】
図１９はＣＤＭＡ方式の受信装置の要部を示す図である。この図１９に示す受信装置５０は、移動体通信における基地局に設けられたものである。受信装置５０は、アンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号を受信する。この受信信号は、バンドパスフィルタ（帯域制限）５０ｂにて帯域制限され、ローノイズアンプ（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）５０ｃにて増幅され、周波数変換器５０ｄに入力される。この周波数変換器５０ｄは、局部発振器（図示省略）を有し、この局部発振器から出力されるローカル信号を用いて、ＬＮＡ５０ｃから出力される信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号を出力する。
【０００４】
さらに、そのベースバンド信号は、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）５０ｅにてディジタルデータに変換される。そして、そのディジタルデータは、遅延プロファイル測定部５０ｈと逆拡散処理部５０ｆとのそれぞれに入力されるのである。
また、図１９に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは、パスタイミングを得るために、遅延プロファイルを測定するものである。この遅延プロファイル測定部５０ｈは、マッチドフィルタ（ディジタルマッチドフィルタ）５１ａと、平均化処理部（Σ）５１ｂとをそなえて構成されている。
【０００５】
よく知られているように、受信装置は、距離の異なる複数の伝搬路（マルチパス）を通って到来する遅延波を受信するため、その距離差に相当する時間間隔を有する複数の信号を生じる。このマルチパスの特性は、伝送実験やシミュレーションにおいて、種々のパラメータとして定義されている。ここで、遅延量が時間方向にどの程度広がるかを表すパラメータは、遅延プロファイルと呼ばれ、この遅延時間に対する電力分布の広がりの形状を表している。なお、遅延プロファイルの分散値は遅延スプレッドと呼ばれている。
【０００６】
図２０（ａ）は遅延プロファイル測定部５０ｈの一例を示す図である。この図２０（ａ）に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは、４タップのシフトレジスタ（以下、レジスタと略称することがある。）６０ａ，６０ｂと、４個のＥＸＯＲ回路６０ｃとを有する。ここで、受信装置は送信装置が用いた拡散コードを知っており、レプリカコードを、コード発生部５０ｊからレジスタ６０ｂにロードするようになっている。そして、マッチドフィルタ５１ａは、Ａ／Ｄ変換器５０ｅから入力されたディジタルデータをレジスタ６０ａにロードし、ＥＸＯＲ回路６０ｃによりレジスタ６０ａにロードされたレプリカコードとそのディジタルデータとをＥＸＯＲする。その結果は平均化処理部５１ｂにて加算され、その加算された値は、データとコードとが一致した数（相関値）として出力される。
【０００７】
図２０（ｂ）は遅延プロファイル測定方法を説明するための図であり、時刻と一致個数との関係の一例が示されている。遅延プロファイル測定部５０ｈにおいて、最初に、マッチドフィルタ５１ａは、レプリカコード「１００１」をレジスタ６０ｂに格納し、次に、受信データ「１００１」をレジスタ６０ａに１ビットずつ入力する。そして、受信データの先頭“１”がレジスタ６０ａに入力したときに、対応するレプリカコードは“１”であるから、一致個数は１となる。さらに、１チップ時間後に、シフトされた受信データは“０１”となり、このとき、対応するレプリカコードは“１０”であるから一致個数は０となる。また、１チップ時間後、シフトされた受信データは、“００１”となり、対応するレプリカコードは“１００”であるから一致個数は１となる。そして、シフトされた受信データが“１００１”であり、また、対応するレプリカコードも“１００１”であるから、各ビットはすべて一致し、一致個数が４と出力されるのである。
【０００８】
これにより、図１９に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは遅延プロファイルを測定し、遅延プロファイルの相関値を出力し、受信レベルとして、遅延量・パス検出部５０ｉに出力するのである。この相関値は、時刻に対応して出力され、その相関値出力は受信レベルに対応して値が変化する。
次に、上記遅延量・パス検出部５０ｉについて、図２１（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。
【０００９】
図２１（ａ）〜（ｃ）はいずれも遅延量・パス検出部５０ｉの動作を説明するための図である。この図２１（ａ）に示す▲１▼は直接到来波（直接波）を表し、▲２▼，▲３▼はいずれも遅延到来波（遅延波）を表す。受信装置は、全ての波が重なって見える状態でＲＦ信号を受信する。
また、図２１（ｂ）に示すデータ▲１▼〜▲３▼は、それぞれ、図２１（ａ）に示す波に対応し遅延時間を伴う。そして、遅延量・パス検出部５０ｉは、予め入力した遅延プロファイルデータを用いることによって、到来波の数と遅延時間とを検出する。さらに、遅延量・パス検出部５０ｉは、直接波と遅延波とが到来するパスタイミングを計算し、このパスタイミングを図２１（ｃ）に示すパルス▲１▼〜▲３▼によりコード発生部５０ｇに通知するようになっている。
【００１０】
ここで、受信装置がパスタイミングを得る理由は、受信装置はこれら複数の到来波を合成し、例えば最大比合成を用いることにより、受信信号の品質を向上させるためである。
次に、図１９に示す逆拡散処理部５０ｆは、ディジタルデータに、レプリカコードを乗じることによって、そのディジタルデータを逆拡散するものであって、例えばスライディング相関器によりその機能が実現される。そして、このレプリカコードを得るために、コード発生部５０ｇが設けられている。
【００１１】
また、逆拡散処理部５０ｆは、レプリカコードの先頭と、そのディジタルデータの先頭とを一致させるタイミングを遅延量・パス検出部５０ｉから入力されるようになっている。このタイミングは、パスタイミングと称され、受信装置にて観測される直接波と遅延波との時間遅延間隔に相当する。
そして、逆拡散処理部５０ｆは、ディジタルデータをレプリカコードに同期させることによって相関検出する。この相関検出機能は、スライディング相関器により実現される。
【００１２】
図２２（ａ）は逆拡散処理を説明するための図である。この図２２（ａ）に示す逆拡散処理部５０ｆは、マルチパスにおける直接波と遅延波とのそれぞれに対応して処理をしており、コード発生部５０ｇには予めレプリカコードが格納されている。そして、逆拡散処理部５０ｆは、遅延プロファイル測定部５０ｈにて測定されたパスタイミングを、遅延量・パス検出部５０ｉを介して入力され、そのパスタイミングに基づいて、ディジタルデータとレプリカコードとの相関を計算するのである。
【００１３】
さらに、この相関計算によって、ディジタルデータが復調され、元のデータが復調されるのである。図２２（ｂ）はレプリカコードと受信データとの逆拡散演算を示すタイムチャートの一例を示す図であり、ディジタルデータは、レプリカコードとＥＸＯＲされて、処理後の受信データが生成される。
上述したとおり、ＣＤＭＡ方式の受信に際しては、受信装置は、受信データに乗算されている拡散コードと、逆拡散復調に用いる逆拡散コードとを同期させて相関検出する。この相関検出は、マッチドフィルタを用いて行なわれる。
【００１４】
図２３はマッチドフィルタ５１ａの構成の一例を示す図であり、この図２３に示すマッチドフィルタ５１ａは、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータが、ｍ段（ｍは自然数を表す。図２３では２５６段）のフリップフロップ（ＦＦ：Flip Flop 以下、タップの意味で使用することがある。）からなるシフトレジスタに入力される。一方、レプリカコードもｍ段からなるＦＦからなるシフトレジスタ（図２３では２５６段）にロードされ、２５６チップのデータがロードされると、レプリカコードは、ラッチ部（ラッチ回路、ラッチ１〜２５６と表されたもの）に保持される。そして、シフトレジスタに順次ロードされる受信データは、１個おきにタップ出力から取り出されて加算器に入力されるのである。すなわち、マッチドフィルタ５１ａは、多数のタップやラッチを有する。
【００１５】
図２４は受信データとタップ出力との関係を表すタイムチャートを示す図である。この図２４に示す２５６タップ出力（２５６ｔａｐ出力）〜２５４タップ出力（２５４ｔａｐ出力）は、それぞれ、１クロック（１ＣＬＫ）づつずれている。なお、この１クロック周期は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートの逆数であって、１／１５．３６ＭＨｚ（メガヘルツ）である。
【００１６】
なお、マッチドフィルタに関する技術は、種々提案されている。
特開２０００−１０１４７３号公報（以下、公知文献１と称する）には、消費電力を大幅に低減することのできるマッチドフィルタ装置が開示されている。
また、特開平１１−１２７１３４号公報（以下、公知文献２と称する）には、より高速にセルサーチを行なうことができ、また、マルチメディア伝送に対応することのでき、さらに、マルチパスフェージングが発生する環境においても、良好な受信品質で信号を受信することができる、ＤＳ−ＣＤＭＡセルラ方式における信号受信装置が開示されている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、基地局において１個のマッチドフィルタを用いて処理できるのは、１個の呼（チャネル）によって生じる受信データのみである。そのうえ、基地局が、ダイバーシティを用いているので、基地局が複数の受信波についての遅延プロファイルを同時に取得するために、基地局はマッチドフィルタを複数個設ける必要がある。
【００１８】
さらに、マッチドフィルタ自体の回路規模が大きいため、基地局の受信装置にマッチドフィルタを複数個設けることは、回路規模の増大や消費電力の浪費を招く。
そのうえ、移動局が、隣接するセクタ（１セルを６分割して得られるエリア）を横断するときには、基地局の受信処理の負担が多くなる。すなわち、基地局は、移動局の横断元のセクタに設けられた２本のアンテナと、横断先のセクタに設けられた２本のアンテナとの４本のアンテナからの受信信号を処理しなければならない。従って、基地局が各アンテナからの受信信号をそれぞれ逆拡散するためには、きわめて大きな回路を要する。
【００１９】
また、マッチドフィルタから出力される相関値は、複数の相関値のうち一致個数が最大となるものが選択される。従って、相関演算のために、回路規模が大きいものとなっているため、呼ごとにマッチドフィルタを設けることが困難である。
そのため、複数の呼を処理するために、受信装置は、マッチドフィルタを使い回して、各呼ごとにマッチドフィルタを占有して遅延プロファイルを測定しなければならない。
【００２０】
図２５はチャネルの時間分割を説明するための図である。この図２５に示すｃｈ１（チャネル１）〜ｃｈ１６（チャネル１６）は、それぞれ、基地局が受信した呼を表している。そして、基地局の受信装置は、１個のマッチドフィルタをチャネル１〜１６の１６呼に時分割して割り当てるようになっている。ここで、呼数が多くなればなるほど、１個のマッチドフィルタが占有される時間が長くなる。従って、各呼に割り当てられる時間の間隔Ｔが長くなる。マッチドフィルタの割り当て間隔Ｔが長くなることは、遅延プロファイルを測定する周期が長くなることを意味する。
【００２１】
図２６（ａ），（ｂ）はそれぞれ遅延プロファイルの測定周期を説明するための図である。この図２６（ａ），（ｂ）に示す受信レベルは、それぞれ、１回目，２回目の測定によるものである。ここで、基地局は１回目に使用したレプリカコードを用いて、同一チャネルについて２回目の逆拡散をするようになっている。
【００２２】
従って、通信中の移動局が高速でセル（又はセクタ）を移動して、基地局から遠ざかる場合、基地局は受信データを正確に逆拡散できず、誤りが多くなり、また、その移動局の遅延プロファイルの変化に追従できなくなる。このため、基地局は、受信波について、復調後データの品質低下を招く。
また、公知文献１に記載された技術は、省電力を目的としており、回路規模に関しては、言及していない。
【００２３】
さらに、公知文献２に記載された技術は、複数個のマッチドフィルタを用い、動作状態に応じてそれらのマッチドフィルタにおいて実行する相関処理を適応的に制御しているものであり、やはり、回路規模に関しては言及していない。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、ＣＤＭＡ方式を用いた基地局の受信装置において、複数のマッチドフィルタを実装せずに、マッチドフィルタの使い回しを不要とし、且つ、回路規模を増大させないで、複数の呼処理ができ、また、高速移動する移動局に追従できる、ＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置は、符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するとともに、選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、前記無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、前記無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、遅延プロファイル測定部での前記選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部とをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２５】
また、上記遅延量出力部は、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されてもよい。
そして、上記遅延量出力部は、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、前記動作モードを切り替えるように構成することもできる。
【００２６】
また、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置は、符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するセレクタと、前記セレクタから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、次段のブロックにおけるセレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、前記複数のブロックにおけるセレクタが、複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、無線信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力し、前記複数のブロックにおけるセレクタの選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部をそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２７】
さらに、ＣＤＭＡ方式の受信方法は、符号多重された複数の無線周波数信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線周波数信号のうちの一つの特定無線周波数信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線周波数信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（Ａ）本発明の第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態に係る移動体通信システムの構成図である。この図１に示す移動体通信システム（以下、システムと略称することがある。）２０は、ＣＤＭＡ方式を用いた電話サービス，データ伝送サービス及び情報提供サービスを行なうものであって、基地局２２と複数の移動局２１とを有する。
【００２９】
ここで、基地局２２は、例えば固定局であって、電話網やインターネット網と接続され、網側からの複数の呼データ（チャネルデータ）を数１０〜１００種類の拡散コードを用いて符号多重しその符号多重したＲＦ信号を移動局２１に対して送信し、また、移動局２１から送信されたＲＦ信号を受信するものである。さらに、移動局２１は、基地局２２と無線通信するものであって、例えば携帯電話や携帯情報端末である。
【００３０】
そして、移動局２１と基地局２２との間において送受信されたＲＦ信号は、いずれも、距離の異なる複数のマルチパスを通って、移動局２１及び基地局２２のアンテナに到達する。従って、移動局２１及び基地局２２は、直接波と、ビル２３ａや山（自然物）２３ｂにて反射されて届く遅延波（反射波）との双方が受信される。このため、遅延波は、直接波が到来してから、距離差に相当する時間後に、移動局２１及び基地局２２の受信装置に到達する。
【００３１】
そして、基地局２２の受信装置は、その遅延波を復調し、受信パルスが発生する。その受信パルスのうち遅延波によって発生したものは、遅延パルスと呼ばれている。この遅延パルスは、時間方向へ広がりを有し、この広がりは、遅延プロファイルとして定義されている。
また、図１に示すセル６１は、基地局２２を中心にして、６個のセクタ６２に分割されている。
【００３２】
以下、主に、移動局２１から基地局２２に対する信号の流れについて説明する。なお、図１に示す基地局２２は、送信装置をも有し、また、移動局２１は、受信装置を有するが、基地局２２から移動局２１に対して送信する流れの詳細については省略する。
図２は本発明の第１実施形態に係る基地局２２の受信装置の要部を示す図である。この図２に示すＣＤＭＡ用移動体受信装置（ＣＤＭＡ方式の受信装置、以下受信装置と称することがある。）２５は、基地局２２に設けられ符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、８個のＲＦ部５０−１，５０−２，…，５０−８と、逆拡散処理部５０ｆと、レプリカコード発生部（コード発生部）５０ｇ，５０ｊと、遅延プロファイル測定部１（以下、測定部１と称することがある。）と、遅延量・パス検出部（遅延量出力部）８とをそなえて構成されている。
【００３３】
ここで、ＲＦ部５０−１〜５０−８は、それぞれ、複数の移動局２１のそれぞれが送信した符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、アンテナ５０ａと、バンドパスフィルタ５０ｂと、ローノイズアンプ５０ｃと、周波数変換器５０ｄと、Ａ／Ｄ変換器５０ｅとをそなえて構成されている。
ここで、アンテナ５０ａは符号多重されたＲＦ信号を受信するものであり、バンドパスフィルタ５０ｂは、アンテナ５０ａから出力されたＲＦ信号のうち、システム２０の仕様によって決定される周波数成分を帯域制限しＳＮ（Signal Noise）比を向上させるためのである。なお、アンテナ５０ａは、ＲＦ信号を送信できるようにもなっている。
【００３４】
そして、ローノイズアンプ５０ｃは、バンドパスフィルタ５０ｂから出力されたＲＦ信号を低雑音で増幅して出力するものであり、例えばアンプ用のＩＣ（Integrated Circuit）が用いられている。さらに、周波数変換器５０ｄは、ローノイズアンプ５０ｃから出力された増幅信号を周波数変換するものであって、図示を省略するが、無線周波数帯域を有するローカル信号を出力しうる局部発振器とミキサとを有する。また、この局部発振器の周波数は、変更できるようにもなっている。
【００３５】
加えて、Ａ／Ｄ変換器５０ｅは周波数変換器５０ｄから出力された増幅信号について、アナログ・ディジタル変換するものである。このＡ／Ｄ変換器５０ｅは、例えばＩＣが用いられ、そのディジタル出力のビット数は複数の種類がある。このため、Ａ／Ｄ変換器５０ｅは、ディジタル変換値の精度を向上させるべく、全部で１６ビットのデータを出力するものが使用されている。ここで、１６ビットのうちの８ビットはＩチャネルを表し、８ビットはＱチャネルを表すようになっている。
【００３６】
これにより、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれのアンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号が受信され、バンドパスフィルタ５０ｂにてそのＲＦ信号は帯域制限され、ローノイズアンプ５０ｃにて増幅され、その増幅信号は周波数変換器５０ｄに入力される。さらに、周波数変換器５０ｄにて局部発振器からのローカル信号を用いてＲＦ信号が周波数変換されたベースバンド信号が得られ、このベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器５０ｅにて１６ビットのディジタルデータに変換されるのである。
【００３７】
また、上記のアナログ／ディジタル変換により、１個のＲＦ部５０−１を用いて１個の呼が処理される。この１個の呼とは、１チャネルを表し、後述する受信データ＃１に相当する。同様に、ＲＦ部５０−２〜５０−８は、それぞれ、ＲＦ部５０−１とは異なる呼について処理するものであって、後述する受信データ＃２〜＃８のそれぞれに対応する。
【００３８】
なお、ＲＦ部５０−１〜５０−８は、図示を省略するが、それぞれ、送信部を有する。すなわち、各送信部は、それぞれ、送信すべきデータを、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を用いて一次変調してから符号拡散し、その拡散データをアップコンバートしてＲＦ信号を生成して、そのＲＦ信号をアンテナ５０ａから送信するようになっている。
【００３９】
そして、逆拡散処理部５０ｆは、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれから出力されたディジタルデータについて、逆拡散するものであって、この機能は例えばスライディング相関器により実現される。すなわち、逆拡散処理部５０ｆは、レプリカコード（逆拡散コード）の先頭と受信データの先頭とを一致させるパスタイミングを、遅延量・パス検出部５０ｉから入力されることによって、受信データをレプリカコードに同期させて相関検出するようになっている。このパスタイミングは、受信装置２５にて観測される直接波と遅延波との時間遅延間隔に相当する。
【００４０】
また、レプリカコード発生部５０ｇ，５０ｊは、いずれも、レプリカコードを発生するものであって、この機能は、例えば巡回型のシフトレジスタによって実現される。そして、逆拡散処理部５０ｆは、コード発生部５０ｇから入力されたレプリカコードを、ディジタルデータに乗じることによって、そのディジタルデータを逆拡散し、その逆拡散されたデータを、受信データとして出力し、後段の回路にて復調するのである。
【００４１】
また、測定部１は、符号多重された例えば８個のＲＦ信号のそれぞれに起因する受信データ＃１〜＃８のうちの一つと複数の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データ（受信データ＃１〜＃８又は受信データ＃０）を保持出力するとともに、その選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈを有し、ＲＦ信号のそれぞれの受信レベルを出力するものである。
【００４２】
すなわち、測定部１は、受信波の遅延プロファイルを測定し、その測定結果に基づいて、受信波のパスタイミングを推定して逆拡散処理部５０ｆに通知するのである。
なお、ここで、受信データ＃０は、それらの８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータを表す。
【００４３】
図３は本発明の第１実施形態に係る測定部１のブロック図であり、測定部１には、遅延量・パス検出部８が接続されている。この図３に示す測定部１は、逆拡散する分割型マッチドフィルタ１３と、分割型マッチドフィルタ１３からの出力を平均化する平均計算部１１とを設けている。
この分割型マッチドフィルタ１３について図４及び図５を用いて説明し、平均計算部１１について、図６を用いて説明する。
【００４４】
図４は本発明の第１実施形態に係る分割型マッチドフィルタ１３のブロック図であるが、この図４に示す分割型マッチドフィルタ１３は、８個のセレクタ（ＳＥＬ）３ａ〜３ｈと、８個の単位マッチドフィルタ（以下、マッチドフィルタと略称することがある。）２ａ〜２ｈと、全加算器１２とをそなえて構成されている。また、各セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの入力側に設けられており、セレクタ３ａとマッチドフィルタ２ａとが１ブロックを形成し、このブロックが８段接続されるようになっている。なお、以下の説明において、セレクタ３ａ〜３ｈを含まないマッチドフィルタ２ａ（又はマッチドフィルタ２ｂ〜２ｈ）だけを、ブロックと称することがある。
【００４５】
そして、分割型マッチドフィルタ１３は、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれから出力された８個の呼に対応するデータ（受信データ＃１〜＃８）が入力されるようになっている。ここで、受信データ＃０は、それらの８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータである。例えば受信データ＃０は、２５６タップのマッチドフィルタ構成において、遅延プロファイルを取得する場合の直列の受信データであり、入力側のセレクタ３ａに入力されるようになっている。
【００４６】
このセレクタ３ａは、受信データ＃０と受信データ＃１とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃０又は＃１）を出力するものである。また、セレクタ３ａは、結合制御部７（図３参照）から結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃１を選択し、０のときは受信データ＃０を選択して出力するようになっている。このセレクタ３ａと後述するセレクタ３ｂ〜３ｈとは、いずれもロジック回路によりその機能が実現される。なお、結合制御信号の論理は逆にすることもできる。この結合制御信号については、図９（ａ）〜図９（ｃ）を用いて後述する。
【００４７】
そして、出力された選択データは、マッチドフィルタ２ａに入力されるようになっている。
図５（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るセレクタ３ａ〜３ｈの接続関係の一例を示す図である。この図５（ａ）に示すセレクタ３ａ〜３ｈは、いずれも、受信データ＃１〜＃８と結合制御信号とを入力されるようになっており、また、セレクタ３ａは受信データ＃０をも入力されている。
【００４８】
さらに、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、図５（ｂ）に示すようにも接続できる。すなわち、セレクタ３ａが、受信データ＃０，＃１及び結合制御信号が入力されるほか、セレクタ３ｂは受信データ＃０，＃２及び結合制御信号が入力されるのである。
そして、図４において、例えば８個の移動局２１が各チャネルにて送信した符号多重されたＲＦ信号は、基地局２２にて８本のＲＦ部５０−１〜５０−８（図３参照）によって、それぞれ復調される。すなわち、測定部１は、受信データ＃１〜＃８の８本のチャネルのそれぞれが、入力され、処理されるので、呼ごとに選択的に処理できるようになっている。
【００４９】
また、マッチドフィルタ２ａ（図４参照）は、ディジタルデータとレプリカコードとの相関を演算するものであって、３２個の第１タップ１〜３２（ｔａｐ１〜３２と表示されたもの）と、３２個のＥＸＯＲ回路と、３２個のラッチ部１〜３２（ラッチ１〜３２と表示されたもの）と、３２個の第２タップ（逆拡散コードが入力されるもの）と、１個の加算器とを有する。
【００５０】
ここで、３２個の第１タップ１〜３２は、いずれも、受信データを保持するタップ数３２に等しいものであって、０又は１の２値を表す有限状態保持部として機能している。これらの機能はフリップフロップ（ＦＦ）によって実現されている。また、これら３２個の第１タップ１〜３２は、カスケード（直列）に接続されて、１本の受信データ用のシフトレジスタ（後述する図６参照）として機能するようにもなっている。すなわち、受信データ＃１のビット列は、タップ３２，タップ３１，…，タップ１とシフトされるのである。
【００５１】
これにより、単位マッチドフィルタ２ａは、３２個のタップを基本単位として、他の単位マッチドフィルタ２ｂ〜２ｈと結合／分割を適応的に行ない、効率的に受信データを処理できるようになる。
また、３２個の第２タップも、それぞれ、０又は１の２値を保持するものであり、フリップフロップによって実現されている。そして、これら３２個の第２タップがカスケードに接続されて、１本の逆拡散用のシフトレジスタとして機能しており、レプリカコードのビット列は、３２個の第２タップを順番にシフトするようになっている。
【００５２】
さらに、３２個のラッチ１〜３２は、それぞれ、レプリカコードを出力しうるものである。これらのラッチ１〜３２は、それぞれ、３２個の第２タップの０又は１の値をラッチ（取り込む）する。ここで、その値をラッチするか否かは、外部より入力されるコードラッチイネーブル信号（イネーブル信号）によって制御されるようになっている。このイネーブル信号の論理が例えば１のときに、ラッチ部１〜３２は、それぞれ、３２個の第２タップの各値をラッチし、イネーブル信号の論理が例えば０のときは、３２個の第２タップの各値のラッチを停止するのである。なお、この論理は逆にするようにもできる。
【００５３】
次に、３２個のＥＸＯＲ回路は、それぞれ、３２個の第１タップ１〜３２からの出力と、３２個のラッチ１〜３２からの出力とをＥＸＯＲし、そのＥＸＯＲ結果を加算器に入力するものである。また、加算器は、３２個のＥＸＯＲ回路からのＥＸＯＲ結果を加算して出力するものである。従って、３２個のＥＸＯＲ回路と加算器とが協働することによって演算部として機能している。なお、これらのＥＸＯＲ回路と加算器とは、ロジック回路により実現される。
【００５４】
さらに、測定部１内のマッチドフィルタ２ｂ〜２ｈは、いずれも、マッチドフィルタ２ａと同一のもの又は同様の機能を有するものなので、重複した説明を省略する。
加えて、分割型マッチドフィルタ１３は、全加算器１２を有する。この全加算器１２は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれから出力された演算結果をすべて全加算しその全加算結果を出力するものである。なお、全加算器１２は、ロジック回路により実現される。
【００５５】
これにより、受信データ＃１が、マッチドフィルタ２ａに入力され、逆拡散され、相関値が、全加算器１２に入力される。また、マッチドフィルタ２ａに入力された受信データ＃１のビット列は、第１タップ１〜３２からなるシフトレジスタを順番にシフトする。
続いて、セレクタ３ｂは、受信データ＃２とマッチドフィルタ２ａからの出力とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃２又はマッチドフィルタ２ａからの出力）を出力するものである。また、例えば図５（ａ）又は図５（ｂ）に示すように、セレクタ３ｂも、結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃２を出力し、０のときはマッチドフィルタ２ａのタップ１を出力するようになっている。その出力された選択データは、マッチドフィルタ２ｂに入力される。
【００５６】
これにより、結合制御信号の論理が１のときは、セレクタ３ａ，３ｂは、それぞれ、受信データ＃１，＃２が選択されて、マッチドフィルタ２ａ，２ｂに入力され、異なる呼について独立に逆拡散される。すなわち、マッチドフィルタ２ａ，２ｂが、それぞれ、パラレルに、チャネル１，２について逆拡散をし、演算結果は、全加算器１２に入力される。
【００５７】
また、結合制御信号の論理が０のときは、セレクタ３ａ，３ｂは、それぞれ、受信データ＃０と、マッチドフィルタ２ａの出力とを選択する。すなわち、マッチドフィルタ２ａ，２ｂが、６４タップの相関器として機能する。このときも、逆拡散した演算結果は、全加算器１２に入力されるのである。
なお、以下の説明において、分割型マッチドフィルタ１３が分割／結合されたときの、タップ段数の形態を区別するために、例えば、３２タップ×８パラレルを、３２タップ構成と呼び、２５６タップ×１本を２５６タップ構成と呼ぶことがある。
【００５８】
このように、結合制御信号によって、マッチドフィルタ２ａ，２ｂは、分離又は結合するのである。
同様に、セレクタ３ｃ〜３ｈは、いずれも、受信データ＃３〜＃８とマッチドフィルタ２ｂ〜２ｇからの出力とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃３〜＃８又はマッチドフィルタ２ｂ〜２ｇからの出力）を出力するものである。これらのセレクタ３ｃ〜３ｈも、例えば図５（ａ）又は図５（ｂ）に示すように、結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃３〜＃８を出力し、０のときはマッチドフィルタ２ｂの第１タップ３１〜マッチドフィルタ２ｇの第１タップ３１を出力する。その出力された選択データは、後述する平均化処理部４に入力されるのである。
【００５９】
これにより、結合制御信号の論理が１のときは、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、受信データ＃１〜＃８を選択し、これらの受信データ＃１〜＃８は、それぞれ、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈに入力され、異なる８個の呼について、パラレルに、逆拡散されるのである。
また、結合制御信号の論理が０のときは、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、受信データ＃０及びマッチドフィルタ２ａ〜２ｇの出力を選択する。従って、分割型マッチドフィルタ１３は、２５６タップ構成になる。すなわち、３２個のタップ１〜３２と１個の加算器とによって、マッチドフィルタ２ａの１ブロックが形成され、８個のブロックがカスケードに接続されることによって、分割型マッチドフィルタ１３は、２５６タップ構成になるのである。
【００６０】
従って、この測定部１は、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のそれぞれに起因する受信データ＃１〜＃８のうちの一つと８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データ（受信データ＃１〜＃８又は受信データ＃０）を保持出力するセレクタ３ａ（又は３ｂ〜３ｈ）と、セレクタ３ａから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタ２ａ（又は２ｂ〜２ｈ）とを有する８段のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、セレクタ３ｂ（又はセレクタ３ｃ〜３ｈ）に入力されるように、上記８段のブロックが多段に接続されている。
【００６１】
また、測定部１は、８段のブロックのセレクタ３ａ〜３ｈが、８種類の受信データ＃１〜＃８のうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、ＲＦ信号のそれぞれの受信レベルを出力するようになっている。
【００６２】
そして、遅延量・パス検出部８は、測定部１から出力される受信レベルに基づいてＲＦ信号の到着するパスタイミングを出力し、測定部１に対して８種類の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合に関する結合制御信号を出力するようになっている。
例えばマッチドフィルタ２ｃとセレクタ３ｃとに着目すると、セレクタ３ｃは、受信データ＃１〜＃８のうち、前段までの２個のブロック（セレクタ３ａ，マッチドフィルタ２ａからなるブロックと、セレクタ３ｂ，マッチドフィルタ２ｂからなるブロック）に入力された受信データ＃１，＃２以外の受信データ＃３と、前段のブロック（セレクタ３ｂ，マッチドフィルタ２ｂからなるブロック）にて遅延された選択データ（マッチドフィルタ２ｂの出力）との一方を選択して出力するようになっている。
【００６３】
このように、測定部１は、結合制御信号に基づいて、呼の受信状態により、２５６タップ構成又は３２タップ構成のいずれかに切り替わり、遅延プロファイルを取得する。
また、これにより、呼数が増加しても、基地局２２は、パスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【００６４】
さらに、図３において、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの出力は、それぞれ、平均計算部１１に入力されるようになっている。この出力は、具体的には、振幅データに相当する。そして、平均計算部１１は、８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちの１，２，４，８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力するものであって、８個のセレクタ９と、これら８個のセレクタ９のそれぞれに接続された、８個の平均化処理部４とを有する。そして、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈからの出力は、すべて、平均計算部１１に入力される。また、平均計算部１１は、受信データとレプリカコードとが一致したものについてのみ、相関値として平均し、その平均値を出力するようになっている。
【００６５】
図６は本発明の第１実施形態に係る平均化処理を説明するための図である。この図６に示す平均計算部１１は、セレクタ９と、平均化処理部４とをそなえて構成されている。ここで、セレクタ９は、マッチドフィルタ２ａの出力（振幅データ）と、全加算器１２の出力（振幅データ）との一方を選択して出力するものであり、この機能は例えばロジック回路により実現される。
【００６６】
また、平均化処理部４は、巡回加算により平均化処理するものであって、振幅データを２乗して２乗データを出力する電力変換部４ａと、電力変換部４ａから出力される２乗データを累積的に加算する加算器４ｂと、加算器４ｂにおける加算値を記憶するデュアルポートメモリ（以下、メモリと略称することがある。）４ｃとをそなえて構成されている。ここで、電力変換部４ａ，加算器４ｂ及びメモリ４ｃは、それぞれ、例えば２乗回路，ロジック回路及びＲＡＭ（Random Access Memory）により実現される。
【００６７】
なお、この図６に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
これにより、全加算器１２（図３参照）からの振幅データは、平均化処理部４にて２乗されて出力される。すなわち、最初に、セレクタ９から入力された振幅データは、電力変換部４ａにて２乗され、その２乗された２乗データは、加算器４ｂを介して直接、メモリ４ｃに書き込まれる。次に電力変換部４ａにて２乗された２乗データは、メモリ４ｃに記憶された最初の２乗データと、加算器４ｂにて加算されて、その加算値がメモリ４ｃに書き込まれる。同様に、セレクタ９に入力される振幅データは２乗されて、その２乗データが、メモリ４ｃに書き込まれたデータに、累積的に加算されるようになっている。従って、２乗データの平均値が計算される。
【００６８】
次に、図７，図８を用いて、この平均化処理について、さらに詳述する。
図７は本発明の第１実施形態に係る受信データのフォーマット例を示す図である。この図７に示すスロット列１４は、複数のスロット１〜ｎ（ｎは予め設定された２以上の自然数を示す）を有し、各スロット１〜ｎは、それぞれ、パイロットシンボルを有する。そして、基地局２２における平均化処理部４は、スロット１〜ｎのそれぞれについての遅延プロファイルを累積的に加算し、最終的に一つの遅延プロファイルを計算し、そして、その加算により得られた遅延プロファイルに基づいて、パスが検出されるのである。
【００６９】
図８（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係る平均化処理における受信レベルを示す図であって、横軸は加算したスロットの番号が表示され縦軸は相関値レベルが表示されている。ここで、相関値レベルは、遅延プロファイルに相当する。
図８（ａ）に示す相関値レベルはスロット１のみを用いて平均化したものであり、そのピーク値は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈによって、例えば１６進数で”３ＦＦ”と得られる。この値は、２進数で”１１ １１１１ １１１１”と表示できるので１０ビットのピーク値として出力される。
【００７０】
ところで、スロット１だけを用いた遅延プロファイルは、瞬時変動等の誤差を有する。このため、基地局２２は、より正確な値が得られるようにするため、複数のスロットについて、累積的に加算するようになっている。
図８（ｂ）に示す相関値レベルはスロット１及びスロット２について加算して得られたものである。ここで、平均化処理部４は、例えばスロット１についてピーク値”３ＦＦ”を得て、スロット２についてピーク値”３ＦＦ”を得て、且つ、スロット１のピーク値とスロット２のピーク値とを全加算すると、その全加算結果にはキャリーが発生して、ピーク値を表示するビット数は１１ビットになる。
【００７１】
さらに、図８（ｃ）に示す相関値レベルはスロット１〜ｎまでのすべてについて全加算して得られたものであり、加算結果は（１０＋ｎ）ビットで表される。これにより、複数のスロット１〜ｎまでの遅延プロファイルについて平均され、また、大きいピーク値はより大きく表われ、誤差変動は打ち消される。
従って、測定部１は、ピーク値が生じるところにおいて、パルスを検出でき、遅延プロファイルを測定できるのである。
【００７２】
このように、基地局２２は、複数の移動局２１からのＲＦ信号を受信し、それらのＲＦ信号についての遅延プロファイルを精度よく得ることができ、移動局２１を分離できる。
次に、図３に示す遅延量・パス検出部８は、測定部１から出力される受信レベルに基づいてＲＦ信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、測定部１に対して８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合に関する結合制御信号を出力するものであって、８個のパスレベル判定部（パスレベル判定回路）５からなるパスレベル判定部群５ａと、８個のパス検出部（パス検出）６と、結合制御部（ＭＦ結合制御）７とをそなえて構成されている。
【００７３】
ここで、パスレベル判定部５は、平均計算部１１から出力される平均値と、予め設定された閾値とに基づいて結合制御信号を出力するものである。なお、この機能はハードウェア及びソフトウェアにより実現される。この閾値は、例えば実験やシミュレーションにおいて、システム２０における種々のパラメータ等を考慮して決定されたものであって、予め設定されるようになっている。
【００７４】
これにより、基地局２２は、システム２０の仕様に基づいて、遅延プロファイルを測定するようになっている。
図９（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るパスタイミングを説明するための図である。図９（ａ）に示す波形は、基地局２２における時間と受信レベルとの関係を模式的に示したものである。この図９（ａ）に示す１と付された受信レベルのピークは、１台の移動局２１が送信したＲＦ信号の直接波によるものを表し、また、２，３と付されたピークは、それぞれ、その移動局２１からの遅延波を表す。
【００７５】
そして、パスレベル判定部５（図３参照）は、その閾値に基づいて、受信したパスレベルが低下した場合に、測定部１に対して２５６タップ構成に移行する信号を出力するようになっている。これにより、回路規模を増大させずに、システム２０のトラフィック状況や物理的状況に応じて、最適な閾値が設定されうる。また、複数のパスレベル判定部５は、いずれも、同一のものであり、分割型マッチドフィルタ１３が、２５６タップ構成の場合は、マッチドフィルタ２ｈからの信号について、判定するようになっている。さらに、分割型マッチドフィルタ１３が、３２タップ構成の場合は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれからの信号について、別個に判定するようになっている。
【００７６】
そして、パス検出部６は、少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するものである。この機能はハードウェア及びソフトウェアにより実現される。すなわち、パス検出部６は、受信データ＃１〜＃８のそれぞれについてパスタイミングを検出する。
図９（ｂ）に示すパルスは、それぞれ、遅延量・パス検出部８が出力するパスタイミング信号の一例を表す。すなわち、直接波（ピーク１）の到来と、遅延波（ピーク２，３）の到来とが、それぞれ、遅延量・パス検出部８からコード発生部５０ｇに対して入力されるようになっている。
【００７７】
さらに、結合制御部７は、遅延量・パス検出部８から出力される結合制御信号に基づいて８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの結合／分割を切り替え制御するものである。この結合制御部７の機能は、ハードウェア及びソフトウェアにより実現される。
図９（ｃ）はコード発生部５０ｇのコード発生タイミング例である。そして、遅延量・パス検出部８からのパスタイミング信号の入力によって、コード発生部５０ｇは、直接波（ピーク１）のパスの先頭を知ることができるのである。換言すれば、パスタイミング信号は、レプリカコードの先頭ビットを表し、コード発生部５０ｇは、パスタイミング信号が入力されたときから、レプリカコードの先頭ビットの発生を開始するようになっている。
【００７８】
従って、測定部１が、レプリカコードを発生するコード発生部５０ｇ，５０ｊを設け、遅延量・パス検出部８が、結合制御信号をコード発生部５０ｇ，５０ｊに対して入力するように構成されたことになる。これにより、基地局２２は、高速な移動局２１の動きに追随でき、また、分割型マッチドフィルタ１３がパラレルになっているときであっても、パスタイミングを正確に検出できる。
【００７９】
さらに詳述すると、遅延量・パス検出部８が有する結合制御部７は、８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈが接続されるタップ段数に基づいて規定される例えば３種類の動作モードを切り替えることにより、切り替え制御するようになっている。この３種類の動作モードとは、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合を意味する。
【００８０】
すなわち、結合制御部７は、これら３種類のいずれかの場合に、動作モードを切り替えるようになっている。従って、１個の分割型マッチドフィルタ１３を設けることによって、受信装置２５は、複数のチャネルについて、分割型マッチドフィルタ１３を使い回しせずに遅延プロファイルを測定できる。
具体的には、結合制御部７は、３種類の動作モードを、例えば８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちの１，２，４，８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するようになっている。
【００８１】
すなわち、結合制御部７は、３２タップ構成（３２タップ×８パラレル）と、２５６タップ構成（２５６タップ×１パラレル）と、１２８タップ構成（１２８タップ×２パラレル）との少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるようになっている。これにより、受信データの品質を低下させずに、１個のマッチドフィルタを用いて複数の呼の遅延プロファイルを測定できる。
【００８２】
さらに、結合制御部７は、８種類の呼のそれぞれについて、優先順位を付与するようにもなっている。具体的には、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかの呼の遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて、優先順位が決定されるようになっている。これにより、適切な動作変更が可能となる。
【００８３】
そして、この結合制御部７により、図３に示す分割型マッチドフィルタ１３は、動作モードが変更する。セレクタ３ａ，マッチドフィルタ２ａからなるブロックが、パラレル数に対応して個別に動作したり、あるいは、２５６タップ構成として動作するのである。具体的に、動作モードは、次に説明するように切り替わる。
【００８４】
本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法は、まず、分割型マッチドフィルタ１３が、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のうちの少なくとも一つを逆拡散しそれら８種類のＲＦ信号のうちの一つの特定ＲＦ信号（８種類のうちのいずれか）についての処理データを出力する（逆拡散ステップ）。
次に、測定部１は、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを例えば２５６×（１／Ｎ）秒の間測定する（測定ステップ）。
【００８５】
続いて、パスレベル判定部５は、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定ＲＦ信号の受信レベルと予め設定された閾値とを比較する（比較ステップ）。
そして、結合制御部７は、比較ステップにおける比較に基づいて２５６×（１／Ｎ）秒の時間の間隔を変更するのである（動作モード変更ステップ）。
【００８６】
このように、受信状況が良好のときは、３２タップ構成にし８個の呼のそれぞれについて、遅延プロファイルを測定することができる。また、このように、受信状況が悪化したときは、２５６タップ構成によって、１個の呼について、遅延プロファイルを測定するので、より精度の高い測定が可能となる。
さらに、本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法は、まず、分割型マッチドフィルタ１３が、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し８種類のＲＦ信号のうちの一つの特定ＲＦ信号についての処理データを出力する（逆拡散ステップ）。
【００８７】
次に、測定部１が、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを２５６×（１／Ｎ）秒の間測定する（測定ステップ）。
続いて、パスレベル判定部５は、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定ＲＦ信号の受信レベルを出力する（受信レベル出力ステップ）。
そして、結合制御部７は、受信レベルに基づいて８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合を切り替えるのである（切り替えステップ）。
【００８８】
このように、１個の分割型マッチドフィルタ１３を設けることによって、８個の呼について、使い回しをせずに遅延プロファイルを測定できる。また、このように、受信データの品質を低下させずに、１個の分割型マッチドフィルタ１３を用いて８本のチャネルの遅延プロファイルを個別に測定できる。
上述のごとく構成された本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法について、図１０〜図１７を参照して詳述する。
【００８９】
まず、移動局２１は、基地局２２に対してデータを送信し、基地局２２内の受信装置２５は、受信したＲＦ信号を処理する。ここで、結合制御部７は、受信した動作モードにおいて、２５６タップ構成又は３２タップ構成を切り替える。具体的には、結合制御部７は、次の動作モード（１−１）〜（１−３）に示す場合において、それぞれ、タップ構成を切り替える。
【００９０】
（１−１）新規に追加された呼が発生した場合
（１−２）受信状態が安定している場合
（１−３）通話途中に遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合
ここで、動作モード（１−３）になる場合は、パスレベル判定部５によって切り替えられる。予め設定された閾値に基づいて、分割型マッチドフィルタ１３は、パスレベルが低下した場合に、２５６タップ構成に移行する。
【００９１】
以下、これらの動作モードのそれぞれについて、詳述する。
（１−１）新規に追加された呼が発生した場合について
測定部１は、２５６タップ構成により遅延プロファイルを測定する。
図１０は本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時のマッチドフィルタの構成図である。また、この図１０に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
【００９２】
ここで、測定部１が、チャネル１について新規に受信を開始する場合、結合制御部７は、３２タップの分割型マッチドフィルタ１３が、８段カスケードに連結するように、遅延プロファイルデータを取得する。
図１１は本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。ここで、受信データのＡ／Ｄ変換のサンプリングレートがＮ［ＭＨｚ］であると、測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒と設定される。
【００９３】
（１−２）通信状態が安定している場合について
１回目のパスタイミング通知が終了すると、測定部１は、３２タップ構成のうちの１個を使用して遅延プロファイルを測定する。
図１２は本発明の第１実施形態に係る安定通信時のマッチドフィルタの構成図であり、３２タップ構成になっている。また、この図１２に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
【００９４】
図１３は本発明の第１実施形態に係る安定通信時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒である。この図１３に示す色が濃い部分は、使用されていない時間であり、使用されている時間は、３２×（１／Ｎ）秒だけである。従って、測定部１が遅延プロファイルを測定する時間幅は短くなる。
【００９５】
（１−３）通話途中に遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合について結合制御部７は、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を再度、２５６タップ構成にする。
この理由は、パスレベルが、常時、変動するからである。すなわち、伝搬路は、干渉が大きくなったり、あるいは、車両の速度が大きくなって、フェージングが大きくなることがある。このため、パスレベル判定において、測定される遅延プロファイルのデータ値が、予め設定された閾値よりも小さくなった場合、結合制御部７は、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を再度、２５６タップに結合し、また、測定のための遅延プロファイルの時間幅を拡大する。
【００９６】
図１４は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルの相関値が低下したときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒である。この図１４に示す色が濃い部分以外の部分が、使用されている時間であり、３２×（１／Ｎ）秒だけである。従って、測定された遅延プロファイルのピーク値が閾値レベルを下回った場合、時間幅が拡大される。
【００９７】
図１５は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を下回ったときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。そして、測定部１は、再度、閾値を上回るまで、この状態のまま遅延プロファイルを測定し続ける。
図１６は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。この図１６に示す色が濃い部分以外の部分が、使用されている時間であり、３２×（１／Ｎ）秒だけである。この図１６に示す所定の閾値を超える遅延プロファイルの値が検出されると、分割型マッチドフィルタ１３は、再度、３２タップ構成に戻す。
【００９８】
このように、結合制御部７は、遅延プロファイルによって、分割型マッチドフィルタ１３の接続形態を変化させるので、効率的な受信が可能となる。
また、結合制御部７は、複数の呼を受信処理する場合、それら複数の呼の優先順位を、以下の（２−１）〜（２−３）に示す場合に応じて決定している。
（２−１）新規に追加された呼が発生した場合
分割型マッチドフィルタ１３は２５６タップ構成に変更する。
【００９９】
（２−２）いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合
分割型マッチドフィルタ１３は２５６タップ構成に変更する。
（２−３）通常動作
分割型マッチドフィルタ１３は３２タップ構成に変更する。
【０１００】
例えば、測定部１が、８チャネル分を並行して受信処理している場合、各チャネルに、それぞれ、３２タップのマッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちのいずれかを一つづつ割り当てる。
従って、測定部１は、遅延プロファイルの取得を待たされず、パスタイミング通知の周期も一定となる。これにより、回路規模の増大を伴わずに、複数のチャネルの受信処理が可能となる。
【０１０１】
さらに、いずれかの呼の遅延プロファイルのピーク値が所定の閾値を下回った場合は、結合制御部７は、各チャネルに割り当てられていた、８個の３２タップを再度結合し、また、測定部１は、そのピーク値が下回った呼のみを、重点的に測定する。この場合は、他の呼については、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの使用が制限されるため、パスタイミング通知の周期が長くなる。このため、新規に追加された呼については、最優先でマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの使用を割り当てて、なるべく早く、パスタイミングを通知する。
【０１０２】
図１７（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るマッチドフィルタの結合／分離を説明するための図である。この図１７（ａ）に示すように、各呼のピーク値が予め設定された閾値を超えている場合は、結合制御部７は、各呼にそれぞれ、３２タップのマッチドフィルタ２ａ〜２ｈを割り当てる。この場合、各呼のパスタイミング通知の周期は、他の呼の受信状態に影響されず、常時一定の周期となる。
【０１０３】
また、図１７（ｂ）に示すように、例えばチャネル３のピーク値が予め設定された閾値を下回った場合は、結合制御部７は、各呼に割り当てている、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を解除し、２５６タップ構成に変更し、これにより、測定部１は、チャネル３の遅延プロファイルを重点的に判定する。
このように、分割型マッチドフィルタ１３は複数の部分に分割でき、遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたレベルのように呼の状態が安定している状態のとき、各呼の遅延プロファイル測定の周期は、常時、一定の周期となる。
【０１０４】
また、パスタイミング通知の周期も一定となることから、移動局の移動速度にも追従可能となる。さらに、マッチドフィルタを分割型とすることにより、呼数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
さらに、このように、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、イレギュラーの処理として、３２タップ×８パラレルの形態をカスケードに接続し、２５６タップ構成にして遅延プロファイルを測定できるので、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
【０１０５】
（Ａ１）本発明の第１実施形態の変形例の説明
図１８は本発明の第１実施形態の変形例に係る移動局２１の受信装置の要部を示す図である。この図１８に示すＣＤＭＡ用移動体受信装置（ＣＤＭＡ方式の受信装置、以下、受信装置と略称することがある。）２５ａは、移動局２１に設けられ符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、ＲＦ部５０−１と、逆拡散処理部５０ｆと、コード発生部５０ｇ，５０ｊと、遅延プロファイル測定部（測定部）１と、遅延量・パス検出部（遅延量出力部）８とをそなえて構成されている。
【０１０６】
ここで、受信装置２５ａが図２に示す受信装置２５と異なる点は、ＲＦ部５０−１が、１個だけであることである。そして、１本のアンテナ５０ａを介して、例えば８種類の符号多重されたＲＦ信号が入力され、その８種類のＲＦ信号が、逆拡散処理部５０ｆと測定部１とのそれぞれに入力され、異なる符号を乗算されて、処理されるようになっている。
【０１０７】
換言すれば、アンテナ５０ａにて得られた複数のチャネルが、異なる符号を用いて逆拡散されて、分離されるようになっている。
なお、この図１８に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
この第１実施形態の変形例においても、ＲＦ部５０−１のアンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号が受信され、８種類の呼が一括して受信され、バンドパスフィルタ５０ｂ，ローノイズアンプ５０ｃ，周波数変換器５０ｄ及びＡ／Ｄ変換器５０ｅをそれぞれ介してディジタルデータに変換される。さらに、逆拡散処理部５０ｆ及び測定部１のそれぞれにおいて、呼ごとに個別に受信処理されるのである。
【０１０８】
そして、このような構成によって、受信装置２５ａの測定部１は、受信波の遅延プロファイルを測定し、測定結果に基づいて、到来する受信波のパスタイミングを推定する。ここで、分割型マッチドフィルタ１３とパスレベル判定部５とにおいて、それぞれ、予め設定されたパスレベルの閾値と検出された相関値のピークとを比較し、遅延量・パス検出部８にその値を入力する。そして、遅延量・パス検出部８は、そのパスタイミングに基づいて遅延量を逆拡散処理部５０ｆに通知し、結合制御部７は、３２タップ×８ブロック又は２５６タップ×１本の動作モードを切り替え処理するのである。
【０１０９】
さらに、結合制御部７は、分割型マッチドフィルタ１３の結合／分割を制御し、また、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、３２タップ×８パラレルをカスケードに接続し、２５６タップ構成に変更して遅延プロファイルを測定する。
このように、受信装置２５ａは、移動局２１の移動速度に追従可能となる。また、呼数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１１０】
このようにして、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
（Ｂ）その他
本発明は上述した実施態様及びその変形例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々変形して実施することができる。
【０１１１】
本発明の受信装置２５（２５ａ）は、ＣＤＭＡ方式に限定されるものではなく、別の方式を用いた場合にも、適用可能である。
上記の拡散コードは、ＰＮコードの代わりに別のコードを用いることができる。
ＲＦ部は、説明の簡単のために、８チャネルとしたが、この数は１６にしたり、それ以上にしたり、加入者の数に応じて変更可能である。
【０１１２】
結合制御部７は、遅延量・パス検出部８の中に設けられているが、遅延量・パス検出部８の外部に独立して設けることもでき、あるいは、遅延プロファイル測定部１の内部に設けることもできる。このような変形態様を用いても、本発明の優位性は何ら損なわれるものではない。
結合制御信号は１ビットの例を示したが、さらに、付加的な情報を送信するように複数のビットで構成することもできる。イネーブル信号も、複数のビットで表示することもできる。
【０１１３】
上記の閾値は、予め設定されていたが、受信装置２５（２５ａ）は、この閾値を、受信中に適応的に変更したり、受信状況に応じて計算して得るようにもできる。
図１に示す▲１▼，▲２▼は、通信中の移動局２１が高速でセル６１（又はセクタ６２）を移動して、基地局２２から遠ざかることを意味している。この場合においても、基地局２２は、移動局２１の高速移動に追従できる。
【０１１４】
図４において、マッチドフィルタ２ｂ〜２ｈは、図４に示すマッチドフィルタ２ａの構成と同一又は同様である。
図９（ａ）において、ｔ1，ｔ2，ｔ3は、それぞれ、ピーク１，２，３が現れる時間を示している。
図１０に示す測定部１において、動作中の信号線は実線で示され、動作していない信号線（仮想線）は２点鎖線で示され、また、結合制御部７とセレクタ３ａ〜３ｈとの間の点線は、制御線を示す。ここで、セレクタ３ａにて、受信データ＃０と受信データ＃１とが選択され、そのデータは、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈをシフトされる。また、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれから出力される演算結果は、全加算器１２にて全加算され、その全加算結果は、セレクタ９に入力される。さらに、信号は、平均化処理部４，パスレベル判定部５を介し、パス検出部６からチャネル１パスタイミング通知が出力される。また、パスレベル判定部５から結合制御部７に結合制御信号が出力され、結合制御部７は、セレクタ３ａ〜３ｈの制御をする。
【０１１５】
図１１，図１３，図１４，図１５，図１６に示すｓｅｃは、秒を表す。
図１２に示す測定部１において、動作中の信号線は実線で示され、動作していない信号線（仮想線）は２点鎖線で示され、また、結合制御部７とセレクタ３ａ〜３ｈとの間の点線は、制御線を示す。ここで、受信データ＃８は、マッチドフィルタ２ｈに入力され、マッチドフィルタ２ｈ，セレクタ９，平均化処理部４及びパスレベル判定部５をそれぞれ介し、そして、パス検出部６からチャネル１パスタイミング通知が出力される。また、パスレベル判定部５から結合制御部７に結合制御信号が出力され、結合制御部７は、セレクタ３ａ〜３ｈの制御をする。
【０１１６】
図１７に示すｃｈは、チャネルを意味する。
（Ｃ）付記
（付記１） 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するとともに、該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、該無線信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて該無線信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、該遅延プロファイル測定部に対して該複数の単位マッチドフィルタの分割／結合に関する結合制御信号を出力する遅延量出力部とをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１７】
（付記２） 該遅延量出力部が、
該複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを切り替えることにより、該切り替え制御するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記３） 該遅延プロファイル測定部の該複数の単位マッチドフィルタが、それぞれ、
受信データを保持するタップ数に等しい有限状態保持部と、
レプリカコードを出力しうる該タップ数に等しい個数のラッチ部と、
該有限状態保持部からの出力と該ラッチ部からの出力とを乗算してその乗算結果を加算して出力する演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１８】
（付記４） 該遅延量出力部が、
該複数の動作モードを、該複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１９】
（付記５） 該遅延量出力部が、
３２タップ構成が８ブロックと、２５６タップ構成が１ブロックと、１２８タップ構成が２ブロックとの少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるように構成されたことを特徴とする、付記４記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記６） 該遅延プロファイル測定部が、該レプリカコードを発生するレプリカコード発生部を設け、
該遅延量出力部が、該結合制御信号を該レプリカコード発生部に対して入力するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２０】
（付記７） 該遅延量出力部が、
新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、該動作モードを切り替えるように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２１】
（付記８） 該遅延プロファイル測定部が、
該複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力する平均計算部をそなえるとともに、
該遅延量出力部が、
該平均計算部から出力される該平均値と、所定の閾値とに基づいて該結合制御信号を出力するパスレベル判定部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２２】
（付記９） 該遅延量出力部が、さらに、
該少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するパス検出部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記８記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記１０） 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するセレクタと、該セレクタから出力される該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、該選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された該選択データが、セレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、
該複数のブロックのセレクタが、該複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、該前段のブロックにて遅延された該選択データとの一方を選択して出力し、該無線信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、
該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて該無線信号の到着するパスタイミングを出力し、該遅延プロファイル測定部に対して該複数の単位マッチドフィルタの分割／結合に関する結合制御信号を出力する遅延量出力部をそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２３】
（付記１１） 該遅延量出力部が、
複数の呼の優先順位を、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて付与するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２４】
（付記１２） 符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し該複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、
該逆拡散ステップにて出力された該処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、
該測定により得られた該遅延プロファイルに基づいて該特定無線信号の受信レベルと所定の閾値とを比較する比較ステップと、
該比較ステップにおける比較に基づいて該所定時間の間隔を変更する動作モード変更ステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信方法。
【０１２５】
（付記１３） 符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し該複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、
該逆拡散ステップにて出力された該処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、
該測定により得られた該遅延プロファイルに基づいて該特定無線信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、
該受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタの分割／結合を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信方法。
【０１２６】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法によれば、以下に述べるような効果ないしは利点が得られる。
（１）本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、選択データを保持出力するとともに、選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、遅延プロファイル測定部での前記選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部とをそなえているので、呼の状態が安定している状態のとき、各呼の遅延プロファイル測定の周期は、常時、一定の周期となる。また、パスタイミング通知の周期も一定となることから、移動局の移動速度にも追従可能となる。さらに、チャネル数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１２７】
（２）遅延量出力部が、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されてもよく、このようにすれば、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、イレギュラーの処理として、例えば単位マッチドフィルタを３２タップ×８パラレルでカスケードに接続したり、あるいは、２５６タップ構成により遅延プロファイルを測定できるので、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
【０１２８】
（３）遅延量出力部が、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、前記動作モードを切り替えるように構成されてもよく、このようにすれば、回路規模の増大を伴わずに、複数のチャネルの受信処理が可能となる。
【０１２９】
（４）本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、セレクタと、セレクタから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、次段のブロックにおけるセレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、複数のブロックにおけるセレクタが、複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力し、前記複数のブロックにおけるセレクタの選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部をそなえて構成されているので、チャネル数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１３０】
（５）本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法によれば、符号多重された複数の無線周波数信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線周波数信号のうちの一つの特定無線周波数信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線周波数信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されているので、受信状況が良好のときと悪化したときとのそれぞれにおいて、別個のタップ構成により遅延プロファイルを測定するので、より精度の高い測定が可能となる。
【０１３１】
（６）遅延量出力部が、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを切り替えることにより、切り替え制御するように構成されてもよく、このようにすれば、１個の分割型マッチドフィルタを設けることによって、複数のチャネルについて、使い回しをせずに遅延プロファイルを測定できる。
【０１３２】
（７）遅延プロファイル測定部の複数の単位マッチドフィルタが、それぞれ、受信データを保持するタップ数に等しい有限状態保持部と、レプリカコードを出力しうるタップ数に等しい個数のラッチ部と、有限状態保持部からの出力とラッチ部からの出力とを乗算してその乗算結果を加算して出力する演算部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、所定数のタップを基本単位として、他の単位マッチドフィルタと結合／分割を適応的に行ない、効率的に受信データを処理できるようになる。
【０１３３】
（８）遅延量出力部が、３２タップ構成、２５６タップ構成、１２８タップ構成の少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるように構成されてもよく、このようにすれば、受信データの品質を低下させずに、１個のマッチドフィルタを用いて複数のチャネルの遅延プロファイルを測定できる。
（９）遅延プロファイル測定部が、レプリカコードを発生するレプリカコード発生部を設け、遅延量出力部が、結合制御信号をレプリカコード発生部に対して入力するように構成されてもよく、このようにすれば、基地局は、高速な移動局の動きに追随できる。
【０１３４】
（１０）遅延プロファイル測定部が、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力する平均計算部をそなえるとともに、遅延量出力部が、平均計算部から出力される平均値と、所定の閾値とに基づいて結合制御信号を出力するパスレベル判定部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、回路規模を増大させずに、システムのトラフィック状況や物理的状況に応じて、最適な閾値が設定できる。
【０１３５】
（１１）遅延量出力部が、さらに、少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するパス検出部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、単位マッチドフィルタを個別にパラレル状態で処理するときであっても、パスタイミングを検出できる。
（１２）遅延量出力部が、複数の呼の優先順位を、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて付与するように構成されてもよく、このようにすれば、適切な動作変更が可能となる。
【０１３６】
（１３）符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線信号の受信レベルと所定の閾値とを比較する比較ステップと、比較ステップにおける比較に基づいて所定時間の間隔を変更する動作モード変更ステップとをそなえて構成されているので、受信状況が良好のときは、例えば３２タップの単位マッチドフィルタを８パラレルにし、８チャネルのそれぞれについて、遅延プロファイルを測定することができる。
【０１３７】
（１４）符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタの分割／結合を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されているので、受信状況が悪化したときは、例えば２５６タップ構成にして、１チャネルについて、遅延プロファイルを測定でき、より精度の高い測定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る移動体通信システムの構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る基地局の受信装置の要部を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る測定部のブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る分割型マッチドフィルタ部のブロック図である。
【図５】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るセレクタの接続関係の一例を示す図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る平均化処理を説明するための図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る受信データのフォーマット例を示す図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係る平均化処理における受信レベルを示す図である。
【図９】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るパスタイミングを説明するための図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時のマッチドフィルタの構成図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１２】本発明の第１実施形態に係る安定通信時のマッチドフィルタの構成図である。
【図１３】本発明の第１実施形態に係る安定通信時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１４】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルの相関値が低下したときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１５】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を下回ったときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１６】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１７】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るマッチドフィルタの結合／分離を説明するための図である。
【図１８】本発明の第１実施形態の変形例に係る移動局の受信装置の要部を示す図である。
【図１９】ＣＤＭＡ方式の受信装置の要部を示す図である。
【図２０】（ａ）は遅延プロファイル測定部の一例を示す図であり、（ｂ）は遅延プロファイル測定方法を説明するための図である。
【図２１】（ａ）〜（ｃ）はいずれも遅延量・パス検出部の動作を説明するための図である。
【図２２】（ａ）は逆拡散処理を説明するための図であり、（ｂ）はレプリカコードと受信データとの逆拡散演算を示すタイムチャートの一例を示す図である。
【図２３】マッチドフィルタの構成の一例を示す図である。
【図２４】受信データとタップ出力との関係を示すタイムチャートを示す図である。
【図２５】チャネルの時間分割を説明するための図である。
【図２６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ遅延プロファイルの測定周期を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 遅延プロファイル測定部
２ａ〜２ｈ 単位マッチドフィルタ
３ａ〜３ｈ，９ セレクタ
４ 平均化処理部
４ａ 電力変換部
４ｂ 加算器
４ｃ デュアルポートメモリ
５ パスレベル判定部
５ａ パスレベル判定部群
６ パス検出部
７ 結合制御部
８，５０ｉ 遅延量・パス検出部（遅延量出力部）
１１ 平均計算部
１２ 全加算器
１３ 分割型マッチドフィルタ
１４ スロット列
２０ 移動体通信システム
２１ 移動局
２２ 基地局
２３ａ ビル
２３ｂ 自然物
２５，２５ａ ＣＤＭＡ方式の受信装置
５０ａ アンテナ
５０ｂ バンドパスフィルタ
５０ｃ ローノイズアンプ
５０ｄ 周波数変換器
５０ｅ Ａ／Ｄ変換器
５０−１〜５０−８ ＲＦ部
５０ｆ 逆拡散処理部
５０ｇ，５０ｊ レプリカコード発生部
５２ 制御信号出力部
６０ａ，６０ｂ シフトレジスタ
６１ セル
６２ セクタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＣＤＭＡ方式を用いた移動体通信システムの基地局における受信装置に関し、特に、符号多重された無線信号を復調するための同期補足及び同期保持用のマッチドフィルタに用いて好適な、ＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の携帯電話の加入者数は激増し、移動体通信の事業者は、より多くの加入者を収容するために、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式を採用している。よく知られているように、送信装置（送信機）は、送信すべきデータに、例えばＰｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅコード（ＰＮコード）のような拡散コード（Spread Code）を乗じて拡散データを生成しアップコンバートして、符号多重された無線信号（ＲＦ信号：Radio Frequency信号）を送信する。そして、受信装置（受信機）は、そのＲＦ信号を受信してダウンコンバートし、さらに、そのダウンコンバートした信号に、その拡散コードと同一のレプリカコード（逆拡散コード）を乗じて逆拡散（Despread）して復調するようになっている。
【０００３】
図１９はＣＤＭＡ方式の受信装置の要部を示す図である。この図１９に示す受信装置５０は、移動体通信における基地局に設けられたものである。受信装置５０は、アンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号を受信する。この受信信号は、バンドパスフィルタ（帯域制限）５０ｂにて帯域制限され、ローノイズアンプ（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）５０ｃにて増幅され、周波数変換器５０ｄに入力される。この周波数変換器５０ｄは、局部発振器（図示省略）を有し、この局部発振器から出力されるローカル信号を用いて、ＬＮＡ５０ｃから出力される信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号を出力する。
【０００４】
さらに、そのベースバンド信号は、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）５０ｅにてディジタルデータに変換される。そして、そのディジタルデータは、遅延プロファイル測定部５０ｈと逆拡散処理部５０ｆとのそれぞれに入力されるのである。
また、図１９に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは、パスタイミングを得るために、遅延プロファイルを測定するものである。この遅延プロファイル測定部５０ｈは、マッチドフィルタ（ディジタルマッチドフィルタ）５１ａと、平均化処理部（Σ）５１ｂとをそなえて構成されている。
【０００５】
よく知られているように、受信装置は、距離の異なる複数の伝搬路（マルチパス）を通って到来する遅延波を受信するため、その距離差に相当する時間間隔を有する複数の信号を生じる。このマルチパスの特性は、伝送実験やシミュレーションにおいて、種々のパラメータとして定義されている。ここで、遅延量が時間方向にどの程度広がるかを表すパラメータは、遅延プロファイルと呼ばれ、この遅延時間に対する電力分布の広がりの形状を表している。なお、遅延プロファイルの分散値は遅延スプレッドと呼ばれている。
【０００６】
図２０（ａ）は遅延プロファイル測定部５０ｈの一例を示す図である。この図２０（ａ）に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは、４タップのシフトレジスタ（以下、レジスタと略称することがある。）６０ａ，６０ｂと、４個のＥＸＯＲ回路６０ｃとを有する。ここで、受信装置は送信装置が用いた拡散コードを知っており、レプリカコードを、コード発生部５０ｊからレジスタ６０ｂにロードするようになっている。そして、マッチドフィルタ５１ａは、Ａ／Ｄ変換器５０ｅから入力されたディジタルデータをレジスタ６０ａにロードし、ＥＸＯＲ回路６０ｃによりレジスタ６０ａにロードされたレプリカコードとそのディジタルデータとをＥＸＯＲする。その結果は平均化処理部５１ｂにて加算され、その加算された値は、データとコードとが一致した数（相関値）として出力される。
【０００７】
図２０（ｂ）は遅延プロファイル測定方法を説明するための図であり、時刻と一致個数との関係の一例が示されている。遅延プロファイル測定部５０ｈにおいて、最初に、マッチドフィルタ５１ａは、レプリカコード「１００１」をレジスタ６０ｂに格納し、次に、受信データ「１００１」をレジスタ６０ａに１ビットずつ入力する。そして、受信データの先頭“１”がレジスタ６０ａに入力したときに、対応するレプリカコードは“１”であるから、一致個数は１となる。さらに、１チップ時間後に、シフトされた受信データは“０１”となり、このとき、対応するレプリカコードは“１０”であるから一致個数は０となる。また、１チップ時間後、シフトされた受信データは、“００１”となり、対応するレプリカコードは“１００”であるから一致個数は１となる。そして、シフトされた受信データが“１００１”であり、また、対応するレプリカコードも“１００１”であるから、各ビットはすべて一致し、一致個数が４と出力されるのである。
【０００８】
これにより、図１９に示す遅延プロファイル測定部５０ｈは遅延プロファイルを測定し、遅延プロファイルの相関値を出力し、受信レベルとして、遅延量・パス検出部５０ｉに出力するのである。この相関値は、時刻に対応して出力され、その相関値出力は受信レベルに対応して値が変化する。
次に、上記遅延量・パス検出部５０ｉについて、図２１（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。
【０００９】
図２１（ａ）〜（ｃ）はいずれも遅延量・パス検出部５０ｉの動作を説明するための図である。この図２１（ａ）に示す▲１▼は直接到来波（直接波）を表し、▲２▼，▲３▼はいずれも遅延到来波（遅延波）を表す。受信装置は、全ての波が重なって見える状態でＲＦ信号を受信する。
また、図２１（ｂ）に示すデータ▲１▼〜▲３▼は、それぞれ、図２１（ａ）に示す波に対応し遅延時間を伴う。そして、遅延量・パス検出部５０ｉは、予め入力した遅延プロファイルデータを用いることによって、到来波の数と遅延時間とを検出する。さらに、遅延量・パス検出部５０ｉは、直接波と遅延波とが到来するパスタイミングを計算し、このパスタイミングを図２１（ｃ）に示すパルス▲１▼〜▲３▼によりコード発生部５０ｇに通知するようになっている。
【００１０】
ここで、受信装置がパスタイミングを得る理由は、受信装置はこれら複数の到来波を合成し、例えば最大比合成を用いることにより、受信信号の品質を向上させるためである。
次に、図１９に示す逆拡散処理部５０ｆは、ディジタルデータに、レプリカコードを乗じることによって、そのディジタルデータを逆拡散するものであって、例えばスライディング相関器によりその機能が実現される。そして、このレプリカコードを得るために、コード発生部５０ｇが設けられている。
【００１１】
また、逆拡散処理部５０ｆは、レプリカコードの先頭と、そのディジタルデータの先頭とを一致させるタイミングを遅延量・パス検出部５０ｉから入力されるようになっている。このタイミングは、パスタイミングと称され、受信装置にて観測される直接波と遅延波との時間遅延間隔に相当する。
そして、逆拡散処理部５０ｆは、ディジタルデータをレプリカコードに同期させることによって相関検出する。この相関検出機能は、スライディング相関器により実現される。
【００１２】
図２２（ａ）は逆拡散処理を説明するための図である。この図２２（ａ）に示す逆拡散処理部５０ｆは、マルチパスにおける直接波と遅延波とのそれぞれに対応して処理をしており、コード発生部５０ｇには予めレプリカコードが格納されている。そして、逆拡散処理部５０ｆは、遅延プロファイル測定部５０ｈにて測定されたパスタイミングを、遅延量・パス検出部５０ｉを介して入力され、そのパスタイミングに基づいて、ディジタルデータとレプリカコードとの相関を計算するのである。
【００１３】
さらに、この相関計算によって、ディジタルデータが復調され、元のデータが復調されるのである。図２２（ｂ）はレプリカコードと受信データとの逆拡散演算を示すタイムチャートの一例を示す図であり、ディジタルデータは、レプリカコードとＥＸＯＲされて、処理後の受信データが生成される。
上述したとおり、ＣＤＭＡ方式の受信に際しては、受信装置は、受信データに乗算されている拡散コードと、逆拡散復調に用いる逆拡散コードとを同期させて相関検出する。この相関検出は、マッチドフィルタを用いて行なわれる。
【００１４】
図２３はマッチドフィルタ５１ａの構成の一例を示す図であり、この図２３に示すマッチドフィルタ５１ａは、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータが、ｍ段（ｍは自然数を表す。図２３では２５６段）のフリップフロップ（ＦＦ：Flip Flop 以下、タップの意味で使用することがある。）からなるシフトレジスタに入力される。一方、レプリカコードもｍ段からなるＦＦからなるシフトレジスタ（図２３では２５６段）にロードされ、２５６チップのデータがロードされると、レプリカコードは、ラッチ部（ラッチ回路、ラッチ１〜２５６と表されたもの）に保持される。そして、シフトレジスタに順次ロードされる受信データは、１個おきにタップ出力から取り出されて加算器に入力されるのである。すなわち、マッチドフィルタ５１ａは、多数のタップやラッチを有する。
【００１５】
図２４は受信データとタップ出力との関係を表すタイムチャートを示す図である。この図２４に示す２５６タップ出力（２５６ｔａｐ出力）〜２５４タップ出力（２５４ｔａｐ出力）は、それぞれ、１クロック（１ＣＬＫ）づつずれている。なお、この１クロック周期は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートの逆数であって、１／１５．３６ＭＨｚ（メガヘルツ）である。
【００１６】
なお、マッチドフィルタに関する技術は、種々提案されている。
特開２０００−１０１４７３号公報（以下、公知文献１と称する）には、消費電力を大幅に低減することのできるマッチドフィルタ装置が開示されている。
また、特開平１１−１２７１３４号公報（以下、公知文献２と称する）には、より高速にセルサーチを行なうことができ、また、マルチメディア伝送に対応することのでき、さらに、マルチパスフェージングが発生する環境においても、良好な受信品質で信号を受信することができる、ＤＳ−ＣＤＭＡセルラ方式における信号受信装置が開示されている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、基地局において１個のマッチドフィルタを用いて処理できるのは、１個の呼（チャネル）によって生じる受信データのみである。そのうえ、基地局が、ダイバーシティを用いているので、基地局が複数の受信波についての遅延プロファイルを同時に取得するために、基地局はマッチドフィルタを複数個設ける必要がある。
【００１８】
さらに、マッチドフィルタ自体の回路規模が大きいため、基地局の受信装置にマッチドフィルタを複数個設けることは、回路規模の増大や消費電力の浪費を招く。
そのうえ、移動局が、隣接するセクタ（１セルを６分割して得られるエリア）を横断するときには、基地局の受信処理の負担が多くなる。すなわち、基地局は、移動局の横断元のセクタに設けられた２本のアンテナと、横断先のセクタに設けられた２本のアンテナとの４本のアンテナからの受信信号を処理しなければならない。従って、基地局が各アンテナからの受信信号をそれぞれ逆拡散するためには、きわめて大きな回路を要する。
【００１９】
また、マッチドフィルタから出力される相関値は、複数の相関値のうち一致個数が最大となるものが選択される。従って、相関演算のために、回路規模が大きいものとなっているため、呼ごとにマッチドフィルタを設けることが困難である。
そのため、複数の呼を処理するために、受信装置は、マッチドフィルタを使い回して、各呼ごとにマッチドフィルタを占有して遅延プロファイルを測定しなければならない。
【００２０】
図２５はチャネルの時間分割を説明するための図である。この図２５に示すｃｈ１（チャネル１）〜ｃｈ１６（チャネル１６）は、それぞれ、基地局が受信した呼を表している。そして、基地局の受信装置は、１個のマッチドフィルタをチャネル１〜１６の１６呼に時分割して割り当てるようになっている。ここで、呼数が多くなればなるほど、１個のマッチドフィルタが占有される時間が長くなる。従って、各呼に割り当てられる時間の間隔Ｔが長くなる。マッチドフィルタの割り当て間隔Ｔが長くなることは、遅延プロファイルを測定する周期が長くなることを意味する。
【００２１】
図２６（ａ），（ｂ）はそれぞれ遅延プロファイルの測定周期を説明するための図である。この図２６（ａ），（ｂ）に示す受信レベルは、それぞれ、１回目，２回目の測定によるものである。ここで、基地局は１回目に使用したレプリカコードを用いて、同一チャネルについて２回目の逆拡散をするようになっている。
【００２２】
従って、通信中の移動局が高速でセル（又はセクタ）を移動して、基地局から遠ざかる場合、基地局は受信データを正確に逆拡散できず、誤りが多くなり、また、その移動局の遅延プロファイルの変化に追従できなくなる。このため、基地局は、受信波について、復調後データの品質低下を招く。
また、公知文献１に記載された技術は、省電力を目的としており、回路規模に関しては、言及していない。
【００２３】
さらに、公知文献２に記載された技術は、複数個のマッチドフィルタを用い、動作状態に応じてそれらのマッチドフィルタにおいて実行する相関処理を適応的に制御しているものであり、やはり、回路規模に関しては言及していない。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、ＣＤＭＡ方式を用いた基地局の受信装置において、複数のマッチドフィルタを実装せずに、マッチドフィルタの使い回しを不要とし、且つ、回路規模を増大させないで、複数の呼処理ができ、また、高速移動する移動局に追従できる、ＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置は、符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するとともに、選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、前記無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、前記無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、遅延プロファイル測定部での前記選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部とをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２５】
また、上記遅延量出力部は、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されてもよい。
そして、上記遅延量出力部は、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、前記動作モードを切り替えるように構成することもできる。
【００２６】
また、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置は、符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するセレクタと、前記セレクタから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、次段のブロックにおけるセレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、前記複数のブロックにおけるセレクタが、複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、無線信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力し、前記複数のブロックにおけるセレクタの選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部をそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２７】
さらに、ＣＤＭＡ方式の受信方法は、符号多重された複数の無線周波数信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線周波数信号のうちの一つの特定無線周波数信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線周波数信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（Ａ）本発明の第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態に係る移動体通信システムの構成図である。この図１に示す移動体通信システム（以下、システムと略称することがある。）２０は、ＣＤＭＡ方式を用いた電話サービス，データ伝送サービス及び情報提供サービスを行なうものであって、基地局２２と複数の移動局２１とを有する。
【００２９】
ここで、基地局２２は、例えば固定局であって、電話網やインターネット網と接続され、網側からの複数の呼データ（チャネルデータ）を数１０〜１００種類の拡散コードを用いて符号多重しその符号多重したＲＦ信号を移動局２１に対して送信し、また、移動局２１から送信されたＲＦ信号を受信するものである。さらに、移動局２１は、基地局２２と無線通信するものであって、例えば携帯電話や携帯情報端末である。
【００３０】
そして、移動局２１と基地局２２との間において送受信されたＲＦ信号は、いずれも、距離の異なる複数のマルチパスを通って、移動局２１及び基地局２２のアンテナに到達する。従って、移動局２１及び基地局２２は、直接波と、ビル２３ａや山（自然物）２３ｂにて反射されて届く遅延波（反射波）との双方が受信される。このため、遅延波は、直接波が到来してから、距離差に相当する時間後に、移動局２１及び基地局２２の受信装置に到達する。
【００３１】
そして、基地局２２の受信装置は、その遅延波を復調し、受信パルスが発生する。その受信パルスのうち遅延波によって発生したものは、遅延パルスと呼ばれている。この遅延パルスは、時間方向へ広がりを有し、この広がりは、遅延プロファイルとして定義されている。
また、図１に示すセル６１は、基地局２２を中心にして、６個のセクタ６２に分割されている。
【００３２】
以下、主に、移動局２１から基地局２２に対する信号の流れについて説明する。なお、図１に示す基地局２２は、送信装置をも有し、また、移動局２１は、受信装置を有するが、基地局２２から移動局２１に対して送信する流れの詳細については省略する。
図２は本発明の第１実施形態に係る基地局２２の受信装置の要部を示す図である。この図２に示すＣＤＭＡ用移動体受信装置（ＣＤＭＡ方式の受信装置、以下受信装置と称することがある。）２５は、基地局２２に設けられ符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、８個のＲＦ部５０−１，５０−２，…，５０−８と、逆拡散処理部５０ｆと、レプリカコード発生部（コード発生部）５０ｇ，５０ｊと、遅延プロファイル測定部１（以下、測定部１と称することがある。）と、遅延量・パス検出部（遅延量出力部）８とをそなえて構成されている。
【００３３】
ここで、ＲＦ部５０−１〜５０−８は、それぞれ、複数の移動局２１のそれぞれが送信した符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、アンテナ５０ａと、バンドパスフィルタ５０ｂと、ローノイズアンプ５０ｃと、周波数変換器５０ｄと、Ａ／Ｄ変換器５０ｅとをそなえて構成されている。
ここで、アンテナ５０ａは符号多重されたＲＦ信号を受信するものであり、バンドパスフィルタ５０ｂは、アンテナ５０ａから出力されたＲＦ信号のうち、システム２０の仕様によって決定される周波数成分を帯域制限しＳＮ（Signal Noise）比を向上させるためのである。なお、アンテナ５０ａは、ＲＦ信号を送信できるようにもなっている。
【００３４】
そして、ローノイズアンプ５０ｃは、バンドパスフィルタ５０ｂから出力されたＲＦ信号を低雑音で増幅して出力するものであり、例えばアンプ用のＩＣ（Integrated Circuit）が用いられている。さらに、周波数変換器５０ｄは、ローノイズアンプ５０ｃから出力された増幅信号を周波数変換するものであって、図示を省略するが、無線周波数帯域を有するローカル信号を出力しうる局部発振器とミキサとを有する。また、この局部発振器の周波数は、変更できるようにもなっている。
【００３５】
加えて、Ａ／Ｄ変換器５０ｅは周波数変換器５０ｄから出力された増幅信号について、アナログ・ディジタル変換するものである。このＡ／Ｄ変換器５０ｅは、例えばＩＣが用いられ、そのディジタル出力のビット数は複数の種類がある。このため、Ａ／Ｄ変換器５０ｅは、ディジタル変換値の精度を向上させるべく、全部で１６ビットのデータを出力するものが使用されている。ここで、１６ビットのうちの８ビットはＩチャネルを表し、８ビットはＱチャネルを表すようになっている。
【００３６】
これにより、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれのアンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号が受信され、バンドパスフィルタ５０ｂにてそのＲＦ信号は帯域制限され、ローノイズアンプ５０ｃにて増幅され、その増幅信号は周波数変換器５０ｄに入力される。さらに、周波数変換器５０ｄにて局部発振器からのローカル信号を用いてＲＦ信号が周波数変換されたベースバンド信号が得られ、このベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器５０ｅにて１６ビットのディジタルデータに変換されるのである。
【００３７】
また、上記のアナログ／ディジタル変換により、１個のＲＦ部５０−１を用いて１個の呼が処理される。この１個の呼とは、１チャネルを表し、後述する受信データ＃１に相当する。同様に、ＲＦ部５０−２〜５０−８は、それぞれ、ＲＦ部５０−１とは異なる呼について処理するものであって、後述する受信データ＃２〜＃８のそれぞれに対応する。
【００３８】
なお、ＲＦ部５０−１〜５０−８は、図示を省略するが、それぞれ、送信部を有する。すなわち、各送信部は、それぞれ、送信すべきデータを、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を用いて一次変調してから符号拡散し、その拡散データをアップコンバートしてＲＦ信号を生成して、そのＲＦ信号をアンテナ５０ａから送信するようになっている。
【００３９】
そして、逆拡散処理部５０ｆは、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれから出力されたディジタルデータについて、逆拡散するものであって、この機能は例えばスライディング相関器により実現される。すなわち、逆拡散処理部５０ｆは、レプリカコード（逆拡散コード）の先頭と受信データの先頭とを一致させるパスタイミングを、遅延量・パス検出部５０ｉから入力されることによって、受信データをレプリカコードに同期させて相関検出するようになっている。このパスタイミングは、受信装置２５にて観測される直接波と遅延波との時間遅延間隔に相当する。
【００４０】
また、レプリカコード発生部５０ｇ，５０ｊは、いずれも、レプリカコードを発生するものであって、この機能は、例えば巡回型のシフトレジスタによって実現される。そして、逆拡散処理部５０ｆは、コード発生部５０ｇから入力されたレプリカコードを、ディジタルデータに乗じることによって、そのディジタルデータを逆拡散し、その逆拡散されたデータを、受信データとして出力し、後段の回路にて復調するのである。
【００４１】
また、測定部１は、符号多重された例えば８個のＲＦ信号のそれぞれに起因する受信データ＃１〜＃８のうちの一つと複数の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データ（受信データ＃１〜＃８又は受信データ＃０）を保持出力するとともに、その選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈを有し、ＲＦ信号のそれぞれの受信レベルを出力するものである。
【００４２】
すなわち、測定部１は、受信波の遅延プロファイルを測定し、その測定結果に基づいて、受信波のパスタイミングを推定して逆拡散処理部５０ｆに通知するのである。
なお、ここで、受信データ＃０は、それらの８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータを表す。
【００４３】
図３は本発明の第１実施形態に係る測定部１のブロック図であり、測定部１には、遅延量・パス検出部８が接続されている。この図３に示す測定部１は、逆拡散する分割型マッチドフィルタ１３と、分割型マッチドフィルタ１３からの出力を平均化する平均計算部１１とを設けている。
この分割型マッチドフィルタ１３について図４及び図５を用いて説明し、平均計算部１１について、図６を用いて説明する。
【００４４】
図４は本発明の第１実施形態に係る分割型マッチドフィルタ１３のブロック図であるが、この図４に示す分割型マッチドフィルタ１３は、８個のセレクタ（ＳＥＬ）３ａ〜３ｈと、８個の単位マッチドフィルタ（以下、マッチドフィルタと略称することがある。）２ａ〜２ｈと、全加算器１２とをそなえて構成されている。また、各セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの入力側に設けられており、セレクタ３ａとマッチドフィルタ２ａとが１ブロックを形成し、このブロックが８段接続されるようになっている。なお、以下の説明において、セレクタ３ａ〜３ｈを含まないマッチドフィルタ２ａ（又はマッチドフィルタ２ｂ〜２ｈ）だけを、ブロックと称することがある。
【００４５】
そして、分割型マッチドフィルタ１３は、ＲＦ部５０−１〜５０−８のそれぞれから出力された８個の呼に対応するデータ（受信データ＃１〜＃８）が入力されるようになっている。ここで、受信データ＃０は、それらの８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータである。例えば受信データ＃０は、２５６タップのマッチドフィルタ構成において、遅延プロファイルを取得する場合の直列の受信データであり、入力側のセレクタ３ａに入力されるようになっている。
【００４６】
このセレクタ３ａは、受信データ＃０と受信データ＃１とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃０又は＃１）を出力するものである。また、セレクタ３ａは、結合制御部７（図３参照）から結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃１を選択し、０のときは受信データ＃０を選択して出力するようになっている。このセレクタ３ａと後述するセレクタ３ｂ〜３ｈとは、いずれもロジック回路によりその機能が実現される。なお、結合制御信号の論理は逆にすることもできる。この結合制御信号については、図９（ａ）〜図９（ｃ）を用いて後述する。
【００４７】
そして、出力された選択データは、マッチドフィルタ２ａに入力されるようになっている。
図５（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るセレクタ３ａ〜３ｈの接続関係の一例を示す図である。この図５（ａ）に示すセレクタ３ａ〜３ｈは、いずれも、受信データ＃１〜＃８と結合制御信号とを入力されるようになっており、また、セレクタ３ａは受信データ＃０をも入力されている。
【００４８】
さらに、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、図５（ｂ）に示すようにも接続できる。すなわち、セレクタ３ａが、受信データ＃０，＃１及び結合制御信号が入力されるほか、セレクタ３ｂは受信データ＃０，＃２及び結合制御信号が入力されるのである。
そして、図４において、例えば８個の移動局２１が各チャネルにて送信した符号多重されたＲＦ信号は、基地局２２にて８本のＲＦ部５０−１〜５０−８（図３参照）によって、それぞれ復調される。すなわち、測定部１は、受信データ＃１〜＃８の８本のチャネルのそれぞれが、入力され、処理されるので、呼ごとに選択的に処理できるようになっている。
【００４９】
また、マッチドフィルタ２ａ（図４参照）は、ディジタルデータとレプリカコードとの相関を演算するものであって、３２個の第１タップ１〜３２（ｔａｐ１〜３２と表示されたもの）と、３２個のＥＸＯＲ回路と、３２個のラッチ部１〜３２（ラッチ１〜３２と表示されたもの）と、３２個の第２タップ（逆拡散コードが入力されるもの）と、１個の加算器とを有する。
【００５０】
ここで、３２個の第１タップ１〜３２は、いずれも、受信データを保持するタップ数３２に等しいものであって、０又は１の２値を表す有限状態保持部として機能している。これらの機能はフリップフロップ（ＦＦ）によって実現されている。また、これら３２個の第１タップ１〜３２は、カスケード（直列）に接続されて、１本の受信データ用のシフトレジスタ（後述する図６参照）として機能するようにもなっている。すなわち、受信データ＃１のビット列は、タップ３２，タップ３１，…，タップ１とシフトされるのである。
【００５１】
これにより、単位マッチドフィルタ２ａは、３２個のタップを基本単位として、他の単位マッチドフィルタ２ｂ〜２ｈと結合／分割を適応的に行ない、効率的に受信データを処理できるようになる。
また、３２個の第２タップも、それぞれ、０又は１の２値を保持するものであり、フリップフロップによって実現されている。そして、これら３２個の第２タップがカスケードに接続されて、１本の逆拡散用のシフトレジスタとして機能しており、レプリカコードのビット列は、３２個の第２タップを順番にシフトするようになっている。
【００５２】
さらに、３２個のラッチ１〜３２は、それぞれ、レプリカコードを出力しうるものである。これらのラッチ１〜３２は、それぞれ、３２個の第２タップの０又は１の値をラッチ（取り込む）する。ここで、その値をラッチするか否かは、外部より入力されるコードラッチイネーブル信号（イネーブル信号）によって制御されるようになっている。このイネーブル信号の論理が例えば１のときに、ラッチ部１〜３２は、それぞれ、３２個の第２タップの各値をラッチし、イネーブル信号の論理が例えば０のときは、３２個の第２タップの各値のラッチを停止するのである。なお、この論理は逆にするようにもできる。
【００５３】
次に、３２個のＥＸＯＲ回路は、それぞれ、３２個の第１タップ１〜３２からの出力と、３２個のラッチ１〜３２からの出力とをＥＸＯＲし、そのＥＸＯＲ結果を加算器に入力するものである。また、加算器は、３２個のＥＸＯＲ回路からのＥＸＯＲ結果を加算して出力するものである。従って、３２個のＥＸＯＲ回路と加算器とが協働することによって演算部として機能している。なお、これらのＥＸＯＲ回路と加算器とは、ロジック回路により実現される。
【００５４】
さらに、測定部１内のマッチドフィルタ２ｂ〜２ｈは、いずれも、マッチドフィルタ２ａと同一のもの又は同様の機能を有するものなので、重複した説明を省略する。
加えて、分割型マッチドフィルタ１３は、全加算器１２を有する。この全加算器１２は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれから出力された演算結果をすべて全加算しその全加算結果を出力するものである。なお、全加算器１２は、ロジック回路により実現される。
【００５５】
これにより、受信データ＃１が、マッチドフィルタ２ａに入力され、逆拡散され、相関値が、全加算器１２に入力される。また、マッチドフィルタ２ａに入力された受信データ＃１のビット列は、第１タップ１〜３２からなるシフトレジスタを順番にシフトする。
続いて、セレクタ３ｂは、受信データ＃２とマッチドフィルタ２ａからの出力とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃２又はマッチドフィルタ２ａからの出力）を出力するものである。また、例えば図５（ａ）又は図５（ｂ）に示すように、セレクタ３ｂも、結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃２を出力し、０のときはマッチドフィルタ２ａのタップ１を出力するようになっている。その出力された選択データは、マッチドフィルタ２ｂに入力される。
【００５６】
これにより、結合制御信号の論理が１のときは、セレクタ３ａ，３ｂは、それぞれ、受信データ＃１，＃２が選択されて、マッチドフィルタ２ａ，２ｂに入力され、異なる呼について独立に逆拡散される。すなわち、マッチドフィルタ２ａ，２ｂが、それぞれ、パラレルに、チャネル１，２について逆拡散をし、演算結果は、全加算器１２に入力される。
【００５７】
また、結合制御信号の論理が０のときは、セレクタ３ａ，３ｂは、それぞれ、受信データ＃０と、マッチドフィルタ２ａの出力とを選択する。すなわち、マッチドフィルタ２ａ，２ｂが、６４タップの相関器として機能する。このときも、逆拡散した演算結果は、全加算器１２に入力されるのである。
なお、以下の説明において、分割型マッチドフィルタ１３が分割／結合されたときの、タップ段数の形態を区別するために、例えば、３２タップ×８パラレルを、３２タップ構成と呼び、２５６タップ×１本を２５６タップ構成と呼ぶことがある。
【００５８】
このように、結合制御信号によって、マッチドフィルタ２ａ，２ｂは、分離又は結合するのである。
同様に、セレクタ３ｃ〜３ｈは、いずれも、受信データ＃３〜＃８とマッチドフィルタ２ｂ〜２ｇからの出力とを入力され、これらの一方を選択して選択データ（受信データ＃３〜＃８又はマッチドフィルタ２ｂ〜２ｇからの出力）を出力するものである。これらのセレクタ３ｃ〜３ｈも、例えば図５（ａ）又は図５（ｂ）に示すように、結合制御信号を入力され、その結合制御信号の論理が１のときは受信データ＃３〜＃８を出力し、０のときはマッチドフィルタ２ｂの第１タップ３１〜マッチドフィルタ２ｇの第１タップ３１を出力する。その出力された選択データは、後述する平均化処理部４に入力されるのである。
【００５９】
これにより、結合制御信号の論理が１のときは、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、受信データ＃１〜＃８を選択し、これらの受信データ＃１〜＃８は、それぞれ、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈに入力され、異なる８個の呼について、パラレルに、逆拡散されるのである。
また、結合制御信号の論理が０のときは、セレクタ３ａ〜３ｈは、それぞれ、受信データ＃０及びマッチドフィルタ２ａ〜２ｇの出力を選択する。従って、分割型マッチドフィルタ１３は、２５６タップ構成になる。すなわち、３２個のタップ１〜３２と１個の加算器とによって、マッチドフィルタ２ａの１ブロックが形成され、８個のブロックがカスケードに接続されることによって、分割型マッチドフィルタ１３は、２５６タップ構成になるのである。
【００６０】
従って、この測定部１は、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のそれぞれに起因する受信データ＃１〜＃８のうちの一つと８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データ（受信データ＃１〜＃８又は受信データ＃０）を保持出力するセレクタ３ａ（又は３ｂ〜３ｈ）と、セレクタ３ａから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタ２ａ（又は２ｂ〜２ｈ）とを有する８段のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、セレクタ３ｂ（又はセレクタ３ｃ〜３ｈ）に入力されるように、上記８段のブロックが多段に接続されている。
【００６１】
また、測定部１は、８段のブロックのセレクタ３ａ〜３ｈが、８種類の受信データ＃１〜＃８のうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の８種類の受信データ＃１〜＃８のうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、ＲＦ信号のそれぞれの受信レベルを出力するようになっている。
【００６２】
そして、遅延量・パス検出部８は、測定部１から出力される受信レベルに基づいてＲＦ信号の到着するパスタイミングを出力し、測定部１に対して８種類の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合に関する結合制御信号を出力するようになっている。
例えばマッチドフィルタ２ｃとセレクタ３ｃとに着目すると、セレクタ３ｃは、受信データ＃１〜＃８のうち、前段までの２個のブロック（セレクタ３ａ，マッチドフィルタ２ａからなるブロックと、セレクタ３ｂ，マッチドフィルタ２ｂからなるブロック）に入力された受信データ＃１，＃２以外の受信データ＃３と、前段のブロック（セレクタ３ｂ，マッチドフィルタ２ｂからなるブロック）にて遅延された選択データ（マッチドフィルタ２ｂの出力）との一方を選択して出力するようになっている。
【００６３】
このように、測定部１は、結合制御信号に基づいて、呼の受信状態により、２５６タップ構成又は３２タップ構成のいずれかに切り替わり、遅延プロファイルを取得する。
また、これにより、呼数が増加しても、基地局２２は、パスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【００６４】
さらに、図３において、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの出力は、それぞれ、平均計算部１１に入力されるようになっている。この出力は、具体的には、振幅データに相当する。そして、平均計算部１１は、８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちの１，２，４，８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力するものであって、８個のセレクタ９と、これら８個のセレクタ９のそれぞれに接続された、８個の平均化処理部４とを有する。そして、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈからの出力は、すべて、平均計算部１１に入力される。また、平均計算部１１は、受信データとレプリカコードとが一致したものについてのみ、相関値として平均し、その平均値を出力するようになっている。
【００６５】
図６は本発明の第１実施形態に係る平均化処理を説明するための図である。この図６に示す平均計算部１１は、セレクタ９と、平均化処理部４とをそなえて構成されている。ここで、セレクタ９は、マッチドフィルタ２ａの出力（振幅データ）と、全加算器１２の出力（振幅データ）との一方を選択して出力するものであり、この機能は例えばロジック回路により実現される。
【００６６】
また、平均化処理部４は、巡回加算により平均化処理するものであって、振幅データを２乗して２乗データを出力する電力変換部４ａと、電力変換部４ａから出力される２乗データを累積的に加算する加算器４ｂと、加算器４ｂにおける加算値を記憶するデュアルポートメモリ（以下、メモリと略称することがある。）４ｃとをそなえて構成されている。ここで、電力変換部４ａ，加算器４ｂ及びメモリ４ｃは、それぞれ、例えば２乗回路，ロジック回路及びＲＡＭ（Random Access Memory）により実現される。
【００６７】
なお、この図６に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
これにより、全加算器１２（図３参照）からの振幅データは、平均化処理部４にて２乗されて出力される。すなわち、最初に、セレクタ９から入力された振幅データは、電力変換部４ａにて２乗され、その２乗された２乗データは、加算器４ｂを介して直接、メモリ４ｃに書き込まれる。次に電力変換部４ａにて２乗された２乗データは、メモリ４ｃに記憶された最初の２乗データと、加算器４ｂにて加算されて、その加算値がメモリ４ｃに書き込まれる。同様に、セレクタ９に入力される振幅データは２乗されて、その２乗データが、メモリ４ｃに書き込まれたデータに、累積的に加算されるようになっている。従って、２乗データの平均値が計算される。
【００６８】
次に、図７，図８を用いて、この平均化処理について、さらに詳述する。
図７は本発明の第１実施形態に係る受信データのフォーマット例を示す図である。この図７に示すスロット列１４は、複数のスロット１〜ｎ（ｎは予め設定された２以上の自然数を示す）を有し、各スロット１〜ｎは、それぞれ、パイロットシンボルを有する。そして、基地局２２における平均化処理部４は、スロット１〜ｎのそれぞれについての遅延プロファイルを累積的に加算し、最終的に一つの遅延プロファイルを計算し、そして、その加算により得られた遅延プロファイルに基づいて、パスが検出されるのである。
【００６９】
図８（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係る平均化処理における受信レベルを示す図であって、横軸は加算したスロットの番号が表示され縦軸は相関値レベルが表示されている。ここで、相関値レベルは、遅延プロファイルに相当する。
図８（ａ）に示す相関値レベルはスロット１のみを用いて平均化したものであり、そのピーク値は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈによって、例えば１６進数で”３ＦＦ”と得られる。この値は、２進数で”１１ １１１１ １１１１”と表示できるので１０ビットのピーク値として出力される。
【００７０】
ところで、スロット１だけを用いた遅延プロファイルは、瞬時変動等の誤差を有する。このため、基地局２２は、より正確な値が得られるようにするため、複数のスロットについて、累積的に加算するようになっている。
図８（ｂ）に示す相関値レベルはスロット１及びスロット２について加算して得られたものである。ここで、平均化処理部４は、例えばスロット１についてピーク値”３ＦＦ”を得て、スロット２についてピーク値”３ＦＦ”を得て、且つ、スロット１のピーク値とスロット２のピーク値とを全加算すると、その全加算結果にはキャリーが発生して、ピーク値を表示するビット数は１１ビットになる。
【００７１】
さらに、図８（ｃ）に示す相関値レベルはスロット１〜ｎまでのすべてについて全加算して得られたものであり、加算結果は（１０＋ｎ）ビットで表される。これにより、複数のスロット１〜ｎまでの遅延プロファイルについて平均され、また、大きいピーク値はより大きく表われ、誤差変動は打ち消される。
従って、測定部１は、ピーク値が生じるところにおいて、パルスを検出でき、遅延プロファイルを測定できるのである。
【００７２】
このように、基地局２２は、複数の移動局２１からのＲＦ信号を受信し、それらのＲＦ信号についての遅延プロファイルを精度よく得ることができ、移動局２１を分離できる。
次に、図３に示す遅延量・パス検出部８は、測定部１から出力される受信レベルに基づいてＲＦ信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、測定部１に対して８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合に関する結合制御信号を出力するものであって、８個のパスレベル判定部（パスレベル判定回路）５からなるパスレベル判定部群５ａと、８個のパス検出部（パス検出）６と、結合制御部（ＭＦ結合制御）７とをそなえて構成されている。
【００７３】
ここで、パスレベル判定部５は、平均計算部１１から出力される平均値と、予め設定された閾値とに基づいて結合制御信号を出力するものである。なお、この機能はハードウェア及びソフトウェアにより実現される。この閾値は、例えば実験やシミュレーションにおいて、システム２０における種々のパラメータ等を考慮して決定されたものであって、予め設定されるようになっている。
【００７４】
これにより、基地局２２は、システム２０の仕様に基づいて、遅延プロファイルを測定するようになっている。
図９（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るパスタイミングを説明するための図である。図９（ａ）に示す波形は、基地局２２における時間と受信レベルとの関係を模式的に示したものである。この図９（ａ）に示す１と付された受信レベルのピークは、１台の移動局２１が送信したＲＦ信号の直接波によるものを表し、また、２，３と付されたピークは、それぞれ、その移動局２１からの遅延波を表す。
【００７５】
そして、パスレベル判定部５（図３参照）は、その閾値に基づいて、受信したパスレベルが低下した場合に、測定部１に対して２５６タップ構成に移行する信号を出力するようになっている。これにより、回路規模を増大させずに、システム２０のトラフィック状況や物理的状況に応じて、最適な閾値が設定されうる。また、複数のパスレベル判定部５は、いずれも、同一のものであり、分割型マッチドフィルタ１３が、２５６タップ構成の場合は、マッチドフィルタ２ｈからの信号について、判定するようになっている。さらに、分割型マッチドフィルタ１３が、３２タップ構成の場合は、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれからの信号について、別個に判定するようになっている。
【００７６】
そして、パス検出部６は、少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するものである。この機能はハードウェア及びソフトウェアにより実現される。すなわち、パス検出部６は、受信データ＃１〜＃８のそれぞれについてパスタイミングを検出する。
図９（ｂ）に示すパルスは、それぞれ、遅延量・パス検出部８が出力するパスタイミング信号の一例を表す。すなわち、直接波（ピーク１）の到来と、遅延波（ピーク２，３）の到来とが、それぞれ、遅延量・パス検出部８からコード発生部５０ｇに対して入力されるようになっている。
【００７７】
さらに、結合制御部７は、遅延量・パス検出部８から出力される結合制御信号に基づいて８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの結合／分割を切り替え制御するものである。この結合制御部７の機能は、ハードウェア及びソフトウェアにより実現される。
図９（ｃ）はコード発生部５０ｇのコード発生タイミング例である。そして、遅延量・パス検出部８からのパスタイミング信号の入力によって、コード発生部５０ｇは、直接波（ピーク１）のパスの先頭を知ることができるのである。換言すれば、パスタイミング信号は、レプリカコードの先頭ビットを表し、コード発生部５０ｇは、パスタイミング信号が入力されたときから、レプリカコードの先頭ビットの発生を開始するようになっている。
【００７８】
従って、測定部１が、レプリカコードを発生するコード発生部５０ｇ，５０ｊを設け、遅延量・パス検出部８が、結合制御信号をコード発生部５０ｇ，５０ｊに対して入力するように構成されたことになる。これにより、基地局２２は、高速な移動局２１の動きに追随でき、また、分割型マッチドフィルタ１３がパラレルになっているときであっても、パスタイミングを正確に検出できる。
【００７９】
さらに詳述すると、遅延量・パス検出部８が有する結合制御部７は、８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈが接続されるタップ段数に基づいて規定される例えば３種類の動作モードを切り替えることにより、切り替え制御するようになっている。この３種類の動作モードとは、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合を意味する。
【００８０】
すなわち、結合制御部７は、これら３種類のいずれかの場合に、動作モードを切り替えるようになっている。従って、１個の分割型マッチドフィルタ１３を設けることによって、受信装置２５は、複数のチャネルについて、分割型マッチドフィルタ１３を使い回しせずに遅延プロファイルを測定できる。
具体的には、結合制御部７は、３種類の動作モードを、例えば８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちの１，２，４，８個のマッチドフィルタ２ａ〜２ｈが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するようになっている。
【００８１】
すなわち、結合制御部７は、３２タップ構成（３２タップ×８パラレル）と、２５６タップ構成（２５６タップ×１パラレル）と、１２８タップ構成（１２８タップ×２パラレル）との少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるようになっている。これにより、受信データの品質を低下させずに、１個のマッチドフィルタを用いて複数の呼の遅延プロファイルを測定できる。
【００８２】
さらに、結合制御部７は、８種類の呼のそれぞれについて、優先順位を付与するようにもなっている。具体的には、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかの呼の遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて、優先順位が決定されるようになっている。これにより、適切な動作変更が可能となる。
【００８３】
そして、この結合制御部７により、図３に示す分割型マッチドフィルタ１３は、動作モードが変更する。セレクタ３ａ，マッチドフィルタ２ａからなるブロックが、パラレル数に対応して個別に動作したり、あるいは、２５６タップ構成として動作するのである。具体的に、動作モードは、次に説明するように切り替わる。
【００８４】
本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法は、まず、分割型マッチドフィルタ１３が、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のうちの少なくとも一つを逆拡散しそれら８種類のＲＦ信号のうちの一つの特定ＲＦ信号（８種類のうちのいずれか）についての処理データを出力する（逆拡散ステップ）。
次に、測定部１は、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを例えば２５６×（１／Ｎ）秒の間測定する（測定ステップ）。
【００８５】
続いて、パスレベル判定部５は、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定ＲＦ信号の受信レベルと予め設定された閾値とを比較する（比較ステップ）。
そして、結合制御部７は、比較ステップにおける比較に基づいて２５６×（１／Ｎ）秒の時間の間隔を変更するのである（動作モード変更ステップ）。
【００８６】
このように、受信状況が良好のときは、３２タップ構成にし８個の呼のそれぞれについて、遅延プロファイルを測定することができる。また、このように、受信状況が悪化したときは、２５６タップ構成によって、１個の呼について、遅延プロファイルを測定するので、より精度の高い測定が可能となる。
さらに、本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法は、まず、分割型マッチドフィルタ１３が、符号多重された例えば８種類のＲＦ信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し８種類のＲＦ信号のうちの一つの特定ＲＦ信号についての処理データを出力する（逆拡散ステップ）。
【００８７】
次に、測定部１が、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを２５６×（１／Ｎ）秒の間測定する（測定ステップ）。
続いて、パスレベル判定部５は、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定ＲＦ信号の受信レベルを出力する（受信レベル出力ステップ）。
そして、結合制御部７は、受信レベルに基づいて８個の単位マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの分割／結合を切り替えるのである（切り替えステップ）。
【００８８】
このように、１個の分割型マッチドフィルタ１３を設けることによって、８個の呼について、使い回しをせずに遅延プロファイルを測定できる。また、このように、受信データの品質を低下させずに、１個の分割型マッチドフィルタ１３を用いて８本のチャネルの遅延プロファイルを個別に測定できる。
上述のごとく構成された本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法について、図１０〜図１７を参照して詳述する。
【００８９】
まず、移動局２１は、基地局２２に対してデータを送信し、基地局２２内の受信装置２５は、受信したＲＦ信号を処理する。ここで、結合制御部７は、受信した動作モードにおいて、２５６タップ構成又は３２タップ構成を切り替える。具体的には、結合制御部７は、次の動作モード（１−１）〜（１−３）に示す場合において、それぞれ、タップ構成を切り替える。
【００９０】
（１−１）新規に追加された呼が発生した場合
（１−２）受信状態が安定している場合
（１−３）通話途中に遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合
ここで、動作モード（１−３）になる場合は、パスレベル判定部５によって切り替えられる。予め設定された閾値に基づいて、分割型マッチドフィルタ１３は、パスレベルが低下した場合に、２５６タップ構成に移行する。
【００９１】
以下、これらの動作モードのそれぞれについて、詳述する。
（１−１）新規に追加された呼が発生した場合について
測定部１は、２５６タップ構成により遅延プロファイルを測定する。
図１０は本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時のマッチドフィルタの構成図である。また、この図１０に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
【００９２】
ここで、測定部１が、チャネル１について新規に受信を開始する場合、結合制御部７は、３２タップの分割型マッチドフィルタ１３が、８段カスケードに連結するように、遅延プロファイルデータを取得する。
図１１は本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。ここで、受信データのＡ／Ｄ変換のサンプリングレートがＮ［ＭＨｚ］であると、測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒と設定される。
【００９３】
（１−２）通信状態が安定している場合について
１回目のパスタイミング通知が終了すると、測定部１は、３２タップ構成のうちの１個を使用して遅延プロファイルを測定する。
図１２は本発明の第１実施形態に係る安定通信時のマッチドフィルタの構成図であり、３２タップ構成になっている。また、この図１２に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
【００９４】
図１３は本発明の第１実施形態に係る安定通信時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒である。この図１３に示す色が濃い部分は、使用されていない時間であり、使用されている時間は、３２×（１／Ｎ）秒だけである。従って、測定部１が遅延プロファイルを測定する時間幅は短くなる。
【００９５】
（１−３）通話途中に遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合について結合制御部７は、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を再度、２５６タップ構成にする。
この理由は、パスレベルが、常時、変動するからである。すなわち、伝搬路は、干渉が大きくなったり、あるいは、車両の速度が大きくなって、フェージングが大きくなることがある。このため、パスレベル判定において、測定される遅延プロファイルのデータ値が、予め設定された閾値よりも小さくなった場合、結合制御部７は、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を再度、２５６タップに結合し、また、測定のための遅延プロファイルの時間幅を拡大する。
【００９６】
図１４は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルの相関値が低下したときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。測定される遅延プロファイルの時間幅は、２５６×（１／Ｎ）秒である。この図１４に示す色が濃い部分以外の部分が、使用されている時間であり、３２×（１／Ｎ）秒だけである。従って、測定された遅延プロファイルのピーク値が閾値レベルを下回った場合、時間幅が拡大される。
【００９７】
図１５は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を下回ったときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。そして、測定部１は、再度、閾値を上回るまで、この状態のまま遅延プロファイルを測定し続ける。
図１６は本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。この図１６に示す色が濃い部分以外の部分が、使用されている時間であり、３２×（１／Ｎ）秒だけである。この図１６に示す所定の閾値を超える遅延プロファイルの値が検出されると、分割型マッチドフィルタ１３は、再度、３２タップ構成に戻す。
【００９８】
このように、結合制御部７は、遅延プロファイルによって、分割型マッチドフィルタ１３の接続形態を変化させるので、効率的な受信が可能となる。
また、結合制御部７は、複数の呼を受信処理する場合、それら複数の呼の優先順位を、以下の（２−１）〜（２−３）に示す場合に応じて決定している。
（２−１）新規に追加された呼が発生した場合
分割型マッチドフィルタ１３は２５６タップ構成に変更する。
【００９９】
（２−２）いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合
分割型マッチドフィルタ１３は２５６タップ構成に変更する。
（２−３）通常動作
分割型マッチドフィルタ１３は３２タップ構成に変更する。
【０１００】
例えば、測定部１が、８チャネル分を並行して受信処理している場合、各チャネルに、それぞれ、３２タップのマッチドフィルタ２ａ〜２ｈのうちのいずれかを一つづつ割り当てる。
従って、測定部１は、遅延プロファイルの取得を待たされず、パスタイミング通知の周期も一定となる。これにより、回路規模の増大を伴わずに、複数のチャネルの受信処理が可能となる。
【０１０１】
さらに、いずれかの呼の遅延プロファイルのピーク値が所定の閾値を下回った場合は、結合制御部７は、各チャネルに割り当てられていた、８個の３２タップを再度結合し、また、測定部１は、そのピーク値が下回った呼のみを、重点的に測定する。この場合は、他の呼については、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈの使用が制限されるため、パスタイミング通知の周期が長くなる。このため、新規に追加された呼については、最優先でマッチドフィルタ２ａ〜２ｈの使用を割り当てて、なるべく早く、パスタイミングを通知する。
【０１０２】
図１７（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るマッチドフィルタの結合／分離を説明するための図である。この図１７（ａ）に示すように、各呼のピーク値が予め設定された閾値を超えている場合は、結合制御部７は、各呼にそれぞれ、３２タップのマッチドフィルタ２ａ〜２ｈを割り当てる。この場合、各呼のパスタイミング通知の周期は、他の呼の受信状態に影響されず、常時一定の周期となる。
【０１０３】
また、図１７（ｂ）に示すように、例えばチャネル３のピーク値が予め設定された閾値を下回った場合は、結合制御部７は、各呼に割り当てている、３２タップ構成の分割型マッチドフィルタ１３を解除し、２５６タップ構成に変更し、これにより、測定部１は、チャネル３の遅延プロファイルを重点的に判定する。
このように、分割型マッチドフィルタ１３は複数の部分に分割でき、遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたレベルのように呼の状態が安定している状態のとき、各呼の遅延プロファイル測定の周期は、常時、一定の周期となる。
【０１０４】
また、パスタイミング通知の周期も一定となることから、移動局の移動速度にも追従可能となる。さらに、マッチドフィルタを分割型とすることにより、呼数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
さらに、このように、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、イレギュラーの処理として、３２タップ×８パラレルの形態をカスケードに接続し、２５６タップ構成にして遅延プロファイルを測定できるので、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
【０１０５】
（Ａ１）本発明の第１実施形態の変形例の説明
図１８は本発明の第１実施形態の変形例に係る移動局２１の受信装置の要部を示す図である。この図１８に示すＣＤＭＡ用移動体受信装置（ＣＤＭＡ方式の受信装置、以下、受信装置と略称することがある。）２５ａは、移動局２１に設けられ符号多重されたＲＦ信号を受信するものであって、ＲＦ部５０−１と、逆拡散処理部５０ｆと、コード発生部５０ｇ，５０ｊと、遅延プロファイル測定部（測定部）１と、遅延量・パス検出部（遅延量出力部）８とをそなえて構成されている。
【０１０６】
ここで、受信装置２５ａが図２に示す受信装置２５と異なる点は、ＲＦ部５０−１が、１個だけであることである。そして、１本のアンテナ５０ａを介して、例えば８種類の符号多重されたＲＦ信号が入力され、その８種類のＲＦ信号が、逆拡散処理部５０ｆと測定部１とのそれぞれに入力され、異なる符号を乗算されて、処理されるようになっている。
【０１０７】
換言すれば、アンテナ５０ａにて得られた複数のチャネルが、異なる符号を用いて逆拡散されて、分離されるようになっている。
なお、この図１８に示すもので、上述したものと同一の符号を有するものは同一のもの又は同様の機能を有するものなので、更なる説明を省略する。
この第１実施形態の変形例においても、ＲＦ部５０−１のアンテナ５０ａにて、符号多重されたＲＦ信号が受信され、８種類の呼が一括して受信され、バンドパスフィルタ５０ｂ，ローノイズアンプ５０ｃ，周波数変換器５０ｄ及びＡ／Ｄ変換器５０ｅをそれぞれ介してディジタルデータに変換される。さらに、逆拡散処理部５０ｆ及び測定部１のそれぞれにおいて、呼ごとに個別に受信処理されるのである。
【０１０８】
そして、このような構成によって、受信装置２５ａの測定部１は、受信波の遅延プロファイルを測定し、測定結果に基づいて、到来する受信波のパスタイミングを推定する。ここで、分割型マッチドフィルタ１３とパスレベル判定部５とにおいて、それぞれ、予め設定されたパスレベルの閾値と検出された相関値のピークとを比較し、遅延量・パス検出部８にその値を入力する。そして、遅延量・パス検出部８は、そのパスタイミングに基づいて遅延量を逆拡散処理部５０ｆに通知し、結合制御部７は、３２タップ×８ブロック又は２５６タップ×１本の動作モードを切り替え処理するのである。
【０１０９】
さらに、結合制御部７は、分割型マッチドフィルタ１３の結合／分割を制御し、また、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、３２タップ×８パラレルをカスケードに接続し、２５６タップ構成に変更して遅延プロファイルを測定する。
このように、受信装置２５ａは、移動局２１の移動速度に追従可能となる。また、呼数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１１０】
このようにして、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
（Ｂ）その他
本発明は上述した実施態様及びその変形例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々変形して実施することができる。
【０１１１】
本発明の受信装置２５（２５ａ）は、ＣＤＭＡ方式に限定されるものではなく、別の方式を用いた場合にも、適用可能である。
上記の拡散コードは、ＰＮコードの代わりに別のコードを用いることができる。
ＲＦ部は、説明の簡単のために、８チャネルとしたが、この数は１６にしたり、それ以上にしたり、加入者の数に応じて変更可能である。
【０１１２】
結合制御部７は、遅延量・パス検出部８の中に設けられているが、遅延量・パス検出部８の外部に独立して設けることもでき、あるいは、遅延プロファイル測定部１の内部に設けることもできる。このような変形態様を用いても、本発明の優位性は何ら損なわれるものではない。
結合制御信号は１ビットの例を示したが、さらに、付加的な情報を送信するように複数のビットで構成することもできる。イネーブル信号も、複数のビットで表示することもできる。
【０１１３】
上記の閾値は、予め設定されていたが、受信装置２５（２５ａ）は、この閾値を、受信中に適応的に変更したり、受信状況に応じて計算して得るようにもできる。
図１に示す▲１▼，▲２▼は、通信中の移動局２１が高速でセル６１（又はセクタ６２）を移動して、基地局２２から遠ざかることを意味している。この場合においても、基地局２２は、移動局２１の高速移動に追従できる。
【０１１４】
図４において、マッチドフィルタ２ｂ〜２ｈは、図４に示すマッチドフィルタ２ａの構成と同一又は同様である。
図９（ａ）において、ｔ1，ｔ2，ｔ3は、それぞれ、ピーク１，２，３が現れる時間を示している。
図１０に示す測定部１において、動作中の信号線は実線で示され、動作していない信号線（仮想線）は２点鎖線で示され、また、結合制御部７とセレクタ３ａ〜３ｈとの間の点線は、制御線を示す。ここで、セレクタ３ａにて、受信データ＃０と受信データ＃１とが選択され、そのデータは、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈをシフトされる。また、マッチドフィルタ２ａ〜２ｈのそれぞれから出力される演算結果は、全加算器１２にて全加算され、その全加算結果は、セレクタ９に入力される。さらに、信号は、平均化処理部４，パスレベル判定部５を介し、パス検出部６からチャネル１パスタイミング通知が出力される。また、パスレベル判定部５から結合制御部７に結合制御信号が出力され、結合制御部７は、セレクタ３ａ〜３ｈの制御をする。
【０１１５】
図１１，図１３，図１４，図１５，図１６に示すｓｅｃは、秒を表す。
図１２に示す測定部１において、動作中の信号線は実線で示され、動作していない信号線（仮想線）は２点鎖線で示され、また、結合制御部７とセレクタ３ａ〜３ｈとの間の点線は、制御線を示す。ここで、受信データ＃８は、マッチドフィルタ２ｈに入力され、マッチドフィルタ２ｈ，セレクタ９，平均化処理部４及びパスレベル判定部５をそれぞれ介し、そして、パス検出部６からチャネル１パスタイミング通知が出力される。また、パスレベル判定部５から結合制御部７に結合制御信号が出力され、結合制御部７は、セレクタ３ａ〜３ｈの制御をする。
【０１１６】
図１７に示すｃｈは、チャネルを意味する。
（Ｃ）付記
（付記１） 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するとともに、該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、該無線信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて該無線信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、該遅延プロファイル測定部に対して該複数の単位マッチドフィルタの分割／結合に関する結合制御信号を出力する遅延量出力部とをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１７】
（付記２） 該遅延量出力部が、
該複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを切り替えることにより、該切り替え制御するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記３） 該遅延プロファイル測定部の該複数の単位マッチドフィルタが、それぞれ、
受信データを保持するタップ数に等しい有限状態保持部と、
レプリカコードを出力しうる該タップ数に等しい個数のラッチ部と、
該有限状態保持部からの出力と該ラッチ部からの出力とを乗算してその乗算結果を加算して出力する演算部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１８】
（付記４） 該遅延量出力部が、
該複数の動作モードを、該複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１１９】
（付記５） 該遅延量出力部が、
３２タップ構成が８ブロックと、２５６タップ構成が１ブロックと、１２８タップ構成が２ブロックとの少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるように構成されたことを特徴とする、付記４記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記６） 該遅延プロファイル測定部が、該レプリカコードを発生するレプリカコード発生部を設け、
該遅延量出力部が、該結合制御信号を該レプリカコード発生部に対して入力するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２０】
（付記７） 該遅延量出力部が、
新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、該動作モードを切り替えるように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２１】
（付記８） 該遅延プロファイル測定部が、
該複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力する平均計算部をそなえるとともに、
該遅延量出力部が、
該平均計算部から出力される該平均値と、所定の閾値とに基づいて該結合制御信号を出力するパスレベル判定部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２２】
（付記９） 該遅延量出力部が、さらに、
該少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するパス検出部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記８記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
（付記１０） 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するセレクタと、該セレクタから出力される該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、該選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された該選択データが、セレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、
該複数のブロックのセレクタが、該複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、該前段のブロックにて遅延された該選択データとの一方を選択して出力し、該無線信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、
該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて該無線信号の到着するパスタイミングを出力し、該遅延プロファイル測定部に対して該複数の単位マッチドフィルタの分割／結合に関する結合制御信号を出力する遅延量出力部をそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２３】
（付記１１） 該遅延量出力部が、
複数の呼の優先順位を、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて付与するように構成されたことを特徴とする、付記１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。
【０１２４】
（付記１２） 符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し該複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、
該逆拡散ステップにて出力された該処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、
該測定により得られた該遅延プロファイルに基づいて該特定無線信号の受信レベルと所定の閾値とを比較する比較ステップと、
該比較ステップにおける比較に基づいて該所定時間の間隔を変更する動作モード変更ステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信方法。
【０１２５】
（付記１３） 符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し該複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、
該逆拡散ステップにて出力された該処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、
該測定により得られた該遅延プロファイルに基づいて該特定無線信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、
該受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタの分割／結合を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信方法。
【０１２６】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置及びＣＤＭＡ方式の受信方法によれば、以下に述べるような効果ないしは利点が得られる。
（１）本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、選択データを保持出力するとともに、選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、遅延プロファイル測定部での前記選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部とをそなえているので、呼の状態が安定している状態のとき、各呼の遅延プロファイル測定の周期は、常時、一定の周期となる。また、パスタイミング通知の周期も一定となることから、移動局の移動速度にも追従可能となる。さらに、チャネル数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１２７】
（２）遅延量出力部が、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されてもよく、このようにすれば、呼の新規追加や、遅延プロファイルのピーク値レベルの低下がある場合には、イレギュラーの処理として、例えば単位マッチドフィルタを３２タップ×８パラレルでカスケードに接続したり、あるいは、２５６タップ構成により遅延プロファイルを測定できるので、受信状況に応じた処理ができ、回路規模を増大させずに処理が行なえる。
【０１２８】
（３）遅延量出力部が、新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、前記動作モードを切り替えるように構成されてもよく、このようにすれば、回路規模の増大を伴わずに、複数のチャネルの受信処理が可能となる。
【０１２９】
（４）本発明のＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、セレクタと、セレクタから出力される選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された選択データが、次段のブロックにおけるセレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、複数のブロックにおけるセレクタが、複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、前段のブロックにて遅延された選択データとの一方を選択して出力し、無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、遅延プロファイル測定部から出力される受信レベルに基づいて、無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力し、前記複数のブロックにおけるセレクタの選択動作を制御して複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部をそなえて構成されているので、チャネル数が増加してもパスタイミング通知の周期を短縮することが可能となる。
【０１３０】
（５）本発明のＣＤＭＡ方式の受信方法によれば、符号多重された複数の無線周波数信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線周波数信号のうちの一つの特定無線周波数信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線周波数信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されているので、受信状況が良好のときと悪化したときとのそれぞれにおいて、別個のタップ構成により遅延プロファイルを測定するので、より精度の高い測定が可能となる。
【０１３１】
（６）遅延量出力部が、複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを切り替えることにより、切り替え制御するように構成されてもよく、このようにすれば、１個の分割型マッチドフィルタを設けることによって、複数のチャネルについて、使い回しをせずに遅延プロファイルを測定できる。
【０１３２】
（７）遅延プロファイル測定部の複数の単位マッチドフィルタが、それぞれ、受信データを保持するタップ数に等しい有限状態保持部と、レプリカコードを出力しうるタップ数に等しい個数のラッチ部と、有限状態保持部からの出力とラッチ部からの出力とを乗算してその乗算結果を加算して出力する演算部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、所定数のタップを基本単位として、他の単位マッチドフィルタと結合／分割を適応的に行ない、効率的に受信データを処理できるようになる。
【０１３３】
（８）遅延量出力部が、３２タップ構成、２５６タップ構成、１２８タップ構成の少なくとも３種類の動作モードを切り替えうるように構成されてもよく、このようにすれば、受信データの品質を低下させずに、１個のマッチドフィルタを用いて複数のチャネルの遅延プロファイルを測定できる。
（９）遅延プロファイル測定部が、レプリカコードを発生するレプリカコード発生部を設け、遅延量出力部が、結合制御信号をレプリカコード発生部に対して入力するように構成されてもよく、このようにすれば、基地局は、高速な移動局の動きに追随できる。
【０１３４】
（１０）遅延プロファイル測定部が、複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックのそれぞれから出力される遅延プロファイルの値を平均して平均値を出力する平均計算部をそなえるとともに、遅延量出力部が、平均計算部から出力される平均値と、所定の閾値とに基づいて結合制御信号を出力するパスレベル判定部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、回路規模を増大させずに、システムのトラフィック状況や物理的状況に応じて、最適な閾値が設定できる。
【０１３５】
（１１）遅延量出力部が、さらに、少なくとも各チャネルについてのパスタイミングを検出して出力するパス検出部とをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、単位マッチドフィルタを個別にパラレル状態で処理するときであっても、パスタイミングを検出できる。
（１２）遅延量出力部が、複数の呼の優先順位を、新規に追加された呼が発生した場合，いずれかのチャネルの遅延プロファイルピーク値が所定の閾値を下回った場合及び通常動作の場合との少なくとも３種類の場合に基づいて付与するように構成されてもよく、このようにすれば、適切な動作変更が可能となる。
【０１３６】
（１３）符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線信号の受信レベルと所定の閾値とを比較する比較ステップと、比較ステップにおける比較に基づいて所定時間の間隔を変更する動作モード変更ステップとをそなえて構成されているので、受信状況が良好のときは、例えば３２タップの単位マッチドフィルタを８パラレルにし、８チャネルのそれぞれについて、遅延プロファイルを測定することができる。
【０１３７】
（１４）符号多重された複数の無線信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し複数の無線信号のうちの一つの特定無線信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、逆拡散ステップにて出力された処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、測定により得られた遅延プロファイルに基づいて特定無線信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタの分割／結合を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されているので、受信状況が悪化したときは、例えば２５６タップ構成にして、１チャネルについて、遅延プロファイルを測定でき、より精度の高い測定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る移動体通信システムの構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る基地局の受信装置の要部を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る測定部のブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る分割型マッチドフィルタ部のブロック図である。
【図５】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るセレクタの接続関係の一例を示す図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る平均化処理を説明するための図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る受信データのフォーマット例を示す図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係る平均化処理における受信レベルを示す図である。
【図９】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るパスタイミングを説明するための図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時のマッチドフィルタの構成図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に係る新規呼の発生時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１２】本発明の第１実施形態に係る安定通信時のマッチドフィルタの構成図である。
【図１３】本発明の第１実施形態に係る安定通信時の遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１４】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルの相関値が低下したときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１５】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を下回ったときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１６】本発明の第１実施形態に係る遅延プロファイルのピーク値が閾値を超えたときの遅延プロファイルの時間幅を示す図である。
【図１７】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本発明の第１実施形態に係るマッチドフィルタの結合／分離を説明するための図である。
【図１８】本発明の第１実施形態の変形例に係る移動局の受信装置の要部を示す図である。
【図１９】ＣＤＭＡ方式の受信装置の要部を示す図である。
【図２０】（ａ）は遅延プロファイル測定部の一例を示す図であり、（ｂ）は遅延プロファイル測定方法を説明するための図である。
【図２１】（ａ）〜（ｃ）はいずれも遅延量・パス検出部の動作を説明するための図である。
【図２２】（ａ）は逆拡散処理を説明するための図であり、（ｂ）はレプリカコードと受信データとの逆拡散演算を示すタイムチャートの一例を示す図である。
【図２３】マッチドフィルタの構成の一例を示す図である。
【図２４】受信データとタップ出力との関係を示すタイムチャートを示す図である。
【図２５】チャネルの時間分割を説明するための図である。
【図２６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ遅延プロファイルの測定周期を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 遅延プロファイル測定部
２ａ〜２ｈ 単位マッチドフィルタ
３ａ〜３ｈ，９ セレクタ
４ 平均化処理部
４ａ 電力変換部
４ｂ 加算器
４ｃ デュアルポートメモリ
５ パスレベル判定部
５ａ パスレベル判定部群
６ パス検出部
７ 結合制御部
８，５０ｉ 遅延量・パス検出部（遅延量出力部）
１１ 平均計算部
１２ 全加算器
１３ 分割型マッチドフィルタ
１４ スロット列
２０ 移動体通信システム
２１ 移動局
２２ 基地局
２３ａ ビル
２３ｂ 自然物
２５，２５ａ ＣＤＭＡ方式の受信装置
５０ａ アンテナ
５０ｂ バンドパスフィルタ
５０ｃ ローノイズアンプ
５０ｄ 周波数変換器
５０ｅ Ａ／Ｄ変換器
５０−１〜５０−８ ＲＦ部
５０ｆ 逆拡散処理部
５０ｇ，５０ｊ レプリカコード発生部
５２ 制御信号出力部
６０ａ，６０ｂ シフトレジスタ
６１ セル
６２ セクタ
Claims (5)
- 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するとともに、該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力する複数の単位マッチドフィルタを有し、該無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力する遅延プロファイル測定部と、
該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて、該無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力するとともに、該遅延プロファイル測定部での前記選択動作を制御して該複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部とをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。 - 該遅延量出力部が、
該複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを、該複数の単位マッチドフィルタのうちの所定数の単位マッチドフィルタが結合したブロックの数を表すブロック数を考慮して切り替え制御するように構成されたことを特徴とする、請求項１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。 - 該遅延量出力部が、
新規呼が発生した場合，受信状態が安定している場合及び遅延プロファイルの相関レベルが低下した場合のうちの少なくとも１種類の場合に、該複数の単位マッチドフィルタが接続されるタップ段数に基づいて規定される複数の動作モードを切り替えるように構成されたことを特徴とする、請求項１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。 - 符号多重された複数の無線周波数信号のそれぞれに起因する受信データのうちの一つと複数の受信データのうちの一つと同一のコピーデータとの一方を選択して選択データを保持出力するセレクタと、該セレクタから出力される該選択データとレプリカコードとを乗算してその乗算結果を加算出力するとともに、該選択データを遅延させて出力する単位マッチドフィルタとを有する複数のブロックを設け、且つ、前段のブロックにて遅延された該選択データが、次段のブロックにおけるセレクタに入力されるように、上記複数のブロックが多段に接続され、
該複数のブロックにおけるセレクタが、該複数の受信データのうち前段までの複数のブロックに入力されたもの以外の複数の受信データのうちの一つと、該前段のブロックにて遅延された該選択データとの一方を選択して出力し、該無線周波数信号のそれぞれの受信レベルを出力するように構成された遅延プロファイル測定部をそなえるとともに、
該遅延プロファイル測定部から出力される該受信レベルに基づいて、該無線周波数信号の到着するパスタイミングを出力し、前記複数のブロックにおけるセレクタの選択動作を制御して該複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を制御する遅延量出力部をそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信装置。 - 符号多重された複数の無線周波数信号のうちの少なくとも一つを逆拡散し該複数の無線周波数信号のうちの一つの特定無線周波数信号についての処理データを出力する逆拡散ステップと、
該逆拡散ステップにて出力された該処理データの遅延プロファイルを所定時間測定する測定ステップと、
該測定により得られた該遅延プロファイルに基づいて該特定無線周波数信号の受信レベルを出力する受信レベル出力ステップと、
該受信レベルに基づいて複数の単位マッチドフィルタ間の接続の状態を切り替える切り替えステップとをそなえて構成されたことを特徴とする、ＣＤＭＡ方式の受信方法。
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