JP3768090B2 - データ伝送装置の同期制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号中の無信号区間を検出し、同期再生を行う同期検出方式及びこの方式を有する伝送装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重伝送方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ方式）が注目されている。 この方式は、互いに同じ周波数間隔ｆｓをもって配置された、数十〜数百種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
【０００３】
この方式で変調送信された伝送信号を、受信側で受信し復調する場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から同期を再生する必要がある。
そのため、送信側で、前もってデータ伝送処理の単位であるフレームの最初に無信号期間であるヌル区間と、所定期間に伝送帯域の最大周波数から最小周波数まで変化する信号成分を持つスイープ信号等の同期シンボル群を挿入し、受信側でこれらを検出して同期を再生する方式が提案（テレビジョン学会技術報告 ＶＯＬ．１９，ＮＯ．１８−１９９５年８月 発行）されている。 また、ヌル区間の検出、スイープ信号を用いたクロック同期の具体的な方法の一例としては、本出願人の発明に係る特開平１１−１６８４４６号の公報に記載の発明がある。
【０００４】
また、特開平７−９９４８６号の公報には、ヌル区間とスイープ信号等の同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号の同期をとる方式が開示されている。 この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、後述のように、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する構成である。
【０００５】
この方式は、ＯＦＤＭ受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間（ガードインターバルを除く１シンボル期間）遅延した信号との相互相関値を求める演算を行うものである。 この方式では、受信信号と遅延信号が１有効シンボル期間遅延しているので、受信信号のデータシンボルの最後尾の所定期間のデータ信号と遅延信号のデータシンボルの先頭に複写されたガードインターバルとが時間軸上で一致し、相関値が最大値となる点が得られる。 この最大値を得るときの時間軸上の位置を基準として受信信号の復調動作が行われる。
【０００６】
以下、同期シンボル群を利用してＯＦＤＭ信号の同期をとる方式について図３を用いて簡単に説明する。
【０００７】
図３は一定周期毎にヌル区間の挿入された伝送信号を受信し、この受信信号の電力値を求め、求めた電力値の大きさを比較器で判定して前述のヌル区間を検出し、受信信号と同期をとるディジタルデータ伝送装置の受信部側の復調部の同期検出部を示したものである。
【０００８】
送信機Ｔｘから送信された一定周期毎にヌル区間の挿入されたＯＦＤＭ方式のＲＦ伝送信号を受信機Ｒｘで受信し、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１でＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル変換されたデジタル受信信号が端子１に与えられる。 この端子１に与えられたディジタル受信信号は、電力算出器１５で電力値が求められる。 電力算出器１５から出力された電力値Ｓ１１は平均電力算出器６で平均電力が求められる。 この平均電力は遅延器７で１シンボル以上の遅延がかけられる。 乗算器９では遅延器７の出力(平均電力)を１／Ｎ(Ｎは正の実数)して、前述の電力値Ｓ１１と比較するためのしきい値Ｓ１３とする。
【０００９】
そして、適応形受信レベル判定器１４の比較器１２で、電力値の大きさが判定される。 電力値Ｓ１１が、しきい値Ｓ１３より大きければ、レベル判定器１４の出力Ｓ１２は、「Ｈ」レベル、しきい値Ｓ１３より小さければ「Ｌ」レベルとなる。 ここで、適応形受信レベル判定器１４の出力そのものは、前述のように、受信信号の大きさを判定するだけなので、「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）続くか否かの判定はされていない。
そこで、ヌル区間判定器１９において、受信レベル判定器１４の出力の「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）、続いている場合に、ヌル区間有りと判定し、ヌル区間検出パルスＳ１９を出力する。
以上のような構成により、受信信号から「Ｌ」レベルが所定の長さ(時間)連続するヌル区間を検出し、フレーム開始点のおおよその同期位置を合わせることができる。
【００１０】
しかし、受信機Ｒｘで受信信号を正しく復調するためには、受信機Ｒｘにおいて、受信した受信信号から受信機Ｒｘのフレームカウンタ２４のカウント開始点(復調器４０でのデータシンボルの復調開始点)を１クロック周期の精度まで一致させる必要がある。
その一方式として、送信機Ｔｘにおいて、伝送する送信信号に、ヌルシンボルの他に、時間軸上の特定の時点を指し示すための同期シンボルを挿入する。
この挿入される同期シンボル信号としては、所定の最大周波数から最小周波数まで変化するスイープ信号やＰＮ符号等がある。
【００１１】
以下、図４に示すように、ヌルシンボルに続いてスイープシンボルを挿入したベースバンド信号Ｓ２１を用いた場合を例にして説明する。 ここで、ベースバンド信号Ｓ２１のスイープシンボルに含まれる周波数成分を図４の(ｑ)に示す。まず、図３のスイープ相関演算器２内で受信機Ｒｘに設定されたスイープ信号の周波数パターンと等価な基準信号（図４の（ｑ）と同一のスイープ信号）と、図４の（ｐ）に示す受信したベースバンド信号Ｓ２１との相関演算を行う。
ここで、スイープ相関の演算範囲である、ｋ＝０，ｋ＝１４は、図４に示す様に相関演算窓を表す。
【００１２】
この相関演算は、図４に示すように、相関演算を開始するサンプル点を、順次１クロック期間ずつずらしながら、１シンボル期間における相関値のピークを検出するものである。
例えば、相関演算の回数を１５回として相関演算の開始点を、ｋ＝０からｋ＝１４まで１つずつ順にずらしたとき、その都度相関演算結果をプロットすると、図４の（ｒ）のようになる。 ここで、横軸はサンプルポイントで、縦軸は相関値である。 なお、図５は、図４の（ｒ）を拡大したものである。
この例では、相関演算開始点から７サンプル目(ｋ＝７)に最大相関があることを示している。
【００１３】
図３のヌル区間判定器１９でヌル検出されたとき出力されるヌル区間検出信号Ｓ１９が、スイープ相関演算開始タイミング調整用のカウンタ２７に入力され、カウンタ値はクリアされる。
そして比較器２６において、このカウンタ２７のカウント出力Ｓ２７が定数レジスタ２８で設定される値に達成した時、相関演算開始信号Ｓ２６を発生する。
この信号Ｓ２６が、スイープ相関演算器２の相関演算開始タイミングとなる。
次に、相関演算器２で算出した相関演算のピークの値に有意性があるか否かを判定する。 この有意性判定方法を、図３と図５を用い説明する。 なお、相関演算の値は、受信信号のレベルに比例するものである。
【００１４】
図３において、ベースバンド受信信号は、スイープ相関演算器２で前述のスイープ相関演算され、スイープ相関値１２４が求められる。 このスイープ相関値１２４を、図５のＣ１に示す。
このスイープ相関演算は、相関演算開始点から１サンプルずらしながら行われるので、スイープ相関演算器２からは、スイープ相関値１２４の値と、その値が何回目（回数をｋで表す）の相関演算値なのかを表す演算回数１２５を、合わせて出力する。
【００１５】
そして、スイープ相関のピーク判定器１７において、スイープ相関値１２４の最大値の大きさの判定を行い、スイープ相関値に有意性があるかを判定する。
ここで、スイープ相関値の最大値の大きさの有意性判定に用いるしきい値は、平均電力算出器６の出力を遅延器７で遅延した受信信号平均電力値Ｓ７を用い、乗算器８でレベル変換したものである。 即ち、このしきい値は、受信信号の平均電力値に基づいて決定される。
このしきい値を可変する理由は、受信信号のレベルに比例して、スイープ相関演算結果が変化するためである。
【００１６】
つまり、受信信号が標準的なレベルにおいては、しきい値として図５のＣ４が適していたとしても、受信信号のレベルが変動して小さくなると、図５のＣ５の方が適するためである。
【００１７】
ピーク判定器１７の出力Ｓ１７は、有意性があると判定された相関ピークの得られたサンプル点ｋの値を示す。 相関ピークの位置を示す信号Ｓ１７は、加算器２９に入力される。 一方、定数レジスタ３０には、例えば、相関演算回数の総回数の約１／２に相当する数値が予め設定してある。 本実施例の場合は、レジスタ３０における値は演算回数１５回の約１／２の“７”である。 そして、加算器２９において、レジスタ３０の値が実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７と比較されて、両者の差に応じたタイミング補正信号Ｓ２９が出力される。 補正信号Ｓ２９は、実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７の値がレジスタ３０に設定された値よりどれだけずれているかを示す。
【００１８】
一方、カウンタ２３は、フレームカウンタ２４のリセットタイミング補正用のカウンタであり、ヌル区間検出信号Ｓ１９でクリアされ、カウントアップが開始される。
このカウンタ２３の出力は、比較器２５で、相関ピーク位置信号Ｓ１７と定数レジスタ３０の値を加算器２９で加算したフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９と比較され、一致したときフレームカウンタリセット信号４を出力する。
フレームカウンタ２４は、フレームカウンタリセット信号４にてクリアされ、受信機Ｒｘの制御信号Ｓ２４を生成する。 また、フレームカウンタリセット信号４は、復調器４０の復調開始点を与える。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
空間等の無線伝送路を用いてデータを伝送する場合、受信機には送信機から直接届いた送信信号そのもの（以下、主波という）の他、送信信号が山や建物などで反射して発生する遅延送信信号（以下、反射波という）が合成された、マルチパスフェージングを有する伝送信号を受信することになる。
このマルチパスフェージングを有する伝送信号は、主波と反射波が伝送路上で合成されるので、従来技術に示す様に、スイープシンボルの挿入された伝送信号（主波）に、主波の遅延波（反射波）が加わると、図６の（ａ）のように、相関演算の結果は、主波のピークＣ１の他、反射波によるピークＣ６が生じる。
このマルチパスフェージングは、時間とともに変化するので相関演算の結果は図６の（ｂ）、（ｃ）に示すように、各ピークが刻々変化する。
なお、図において、Ｃ４は相関演算結果の有意性判定用のしきい値である。
このような状況において、受信信号から同期検出を行なう場合、相関演算結果の最大値(有意性判定用のしきい値を越える値)が、受信機の復調を開始する基準タイミング（この例では相関演算回数の約１／２のｋ＝７に選ぶ）の位置に合うように、受信機のフレームタイミングを調整する。
【００２０】
ここで、前述の様なマルチパスフェージングを有する信号が、図６の（ａ）、（ｃ）に示すように、しきい値Ｃ４を越える値の主波ピークＣ１として、受信機で最初に受信される場合には、主波を受信機の基準タイミングｋ＝７に、合わせることができる。
しかし、図６の（ｂ）に示すように、主波ピークＣ１がしきい値Ｃ４を越えず、反射波のピークＣ６がしきい値Ｃ４を越える値の場合は、反射波を同期の基準となる信号であると誤り、図７の（ａ）に示す様に、反射波を受信機の基準タイミングｋ＝７に合せてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生する。本発明は、これらの欠点を除去し、マルチパスフェージングが存在する状況においても、反射波に同期しないようにし、主波に同期する確度を向上させ、安定した同期検出ができるデータ伝送装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するため、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
さらに、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２２】
また、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行い、当該相関演算により得られる相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行い、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２３】
また、ガードインターバルを付加したデータシンボルがつらなった信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
さらに、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２４】
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
また、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
その結果、マルチパスフェージングにより主波に遅れて発生する反射波の相関演算値が１／Ｎになり、結局、相関演算値のピーク値の有意性を判断するしきい値より小さくすることができるため、反射波を受信機の基準タイミングに合わせてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生しなくなる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、図１、図２、図７及び図８を用いて詳細に説明する。 図１は、前述の従来技術の説明に用いた図３のスイープ相関演算器２、スイープ相関ピーク判定器１７の部分に、比較器３１、定数レジスタ３２、乗算器３３を付加した構成であり、他の部分は、図３と同様の構成、動作である。
この動作は、スイープ相関演算器２とスイープ相関ピーク判定器１７の間に、乗算器３３を設け、スイープ相関演算器２から出力される相関演算値を、乗算器３３により、以下のようにして、１／Ｎ（Ｎ＞１）に減衰する。
具体的な例として、乗算器３３のゲインを１／Ｎにするのは、演算回数１５回（本例では１５回であるが、実現可能な回数であれば幾つでも良い）の内、最初の１０回はＮ＝１（１倍）とし、残りの５回はＮ＝２（１／２倍）とする。
即ち、この動作は、スイープ相関演算器２がスイープ相関値１２４と演算回数１２５を合わせて出力するので、例えば、定数レジスタ３２に値“１０”を設定しておくことにより、演算回数１２５が１０回に達すると、比較器３１から比較結果の信号が出力され、乗算器３３の倍率を、１倍から１／２倍に切り替える。
【００２６】
図２は、上記のＮ＝２とした場合のマルチパスフェージングを含む信号の同期検出の例を示すものである。
ここで、マルチパスフェージングの影響で、反射波の相関ピークが主波のそれより大きい場合、図２に示すように、相関演算値を求めた結果において主波Ｃ１の相関値に対し、遅延波Ｃ６の相関値が大きくなる。
そのため、このままでは、反射波の方が相関値が大きいため、反射波に同期することになる。
しかし、本発明では、図２に示すように、相関演算することで得られた相関値を、サンプル点ｋ＝０〜１０までは１倍のままとし、ｋ＝１１〜１４までは１／Ｎ倍（この例ではＮ＝２）としているため、反射波Ｃ６の相関値は反射波Ｃ６Ｓ(破線)の相関値となる。
ここで、この倍率の切替えの設定は、図１の定数レジスタ３２の値を“１１”と指定すれば、１１サンプル目で切り替わることになる。
【００２７】
ここで、Ｎの値は、反射波の相関値が結果的に主波の相関値以下となるような値に設定すればよいが、それぞれの相関値は伝送状況により変化するため、何回化の実測結果をみて、主波の相関値以下となる値に設定する。 また、１／Ｎの切り替えの設定は、通常、総演算回数の中間で主波の相関ピークが表れるが、プラス・マイナス数回分ずれて表れることがあるため、総演算回数の中間から数番目(実例では３番目)以降の演算から１／Ｎに切り替える。 これにより、総演算回数の中間から数番目以降に表れる反射波の相関値が１／Ｎになる。
即ち、受信した信号では反射波の相関値が大きく、そのままでは反射波に同期してしまうが、上記手段を用いることで、主波の相関値の方が大きいと判定されるため、主波に同期することができる。
【００２８】
次に、第２の実施例として、相関演算の回数の中心、即ち相関値が最大となるサンプル点を、ｋ＝７からｋ＝１１に変更した例を図８を用いて説明する。
従来の技術、第１の実施例共に、送信機と受信機の同期がとれている時、図５に示すように、１５回の相関演算の内、中間の８回目に相関演算の最大値が得られるよう受信機のフレームタイミングを合わせていた。 これは、レジスタ２８の設定値で決められる。
ここで、例えば、受信機のＦＦＴ処理するクロックの周波数をｆｓ［Ｈｚ］とし、受信機で最初に同期検出を行う場合、図７の（ｂ）に示すように、主波に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持ち、かつ遅延波の相関値の方が大きい反射波を持つ受信信号であった場合、従来の構成であれば、反射波Ｃ６を検出してしまう。
【００２９】
そして、次のフレームにおける同期検出が、図７の（ｃ）に示す状況で、以降の相関演算結果が、図７の（ｂ）、（ｃ）の状態を繰り返すとすると、主波が確認できず、反射波に同期したままになる。
そこで、本実施例では、図８の（ａ）に示すように、例えば、１５回の相関演算の内、１２回目に相関演算の最大値が得られるように、受信機のフレーム位置を移動調整する。
具体的には、図１の定数レジスタ２８に設定されている値を第１の実施例での“１５”４つ減らすと相関演算開始点は４サンプル前になるので、図８の（ａ）に示す様に、相関演算値のピーク位置（サンプル点ｋ）は、４つずれて１１となる。
なお、この場合、図１の定数レジスタ３２の値を４つ増やすため、スイープ相関ピーク判定器Ｓ１７の出力は、４つ増す。 従って、比較器２５に入力されるフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９が４つ増し、復調器４０に入力されるフレームカウンタリセット信号４が４サンプル遅れることになる。
【００３０】
そこで、図１の定数レジスタ３０の値を４つ減らし、フレームカウンタリセット信号４のタイミングが移動しないようにする。
このようにすると、受信機で最初に同期検出を行なう場合、１５回の相関演算でも、図８の（ｂ）に示すように、１２回目に相関演算の最大値が得られるようにフレームタイミングが調整されているため、主波Ｃ１に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持つ反射波Ｃ６を確認できる。
また、次のフレームで、図８の（ｃ）のように、反射波Ｃ６の相関値がしきい値Ｃ４以下になれば再同期処理が行われ、図８の（ｄ）のように、しきい値Ｃ４以上の相関値の主波Ｃ１に同期する。
そして、一度、主波Ｃ１に同期すると、図８の（ｄ）のように、反射波Ｃ６は、１５回の相関演算の区間からはずれて確認できなくなるので、以後は主波に安定して同期するようになる。
ここで、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置は、実施例では、演算回数１５回で１２回目の演算で最大値が得られるよう、演算の最終番目からずらして設定したが、前述のように、演算回数でプラス・マイナス数回分ずれることを考慮すると、最終番目の演算から数回前の演算において最大値が得られるように上記時間軸位置を設定することでよい。
【００３１】
この第２の実施例では、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置を、相関演算回数の中間よりも後ろ側(ｋ＝１１)に配置したので、反射波が相関演算窓の外になる確率が高くなり、受信機が反射波に同期する可能性はかなり少なくなる。 従って、第１の実施例のような、乗算器３３により相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることを止めてもかまわない。 しかし、ｋ＝１２，１３あるいは１４のサンプル点で、主波よりも大きな反射波を受信する場合を考慮すると、第２の実施例においても、乗算器３３によって相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることが好ましい。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施例について、図９及び図１０を用いて説明する。
既に説明した第１及び第２の実施例においては、データシンボルに同期シンボルを付加したＯＦＤＭ信号の同期処理を例に説明した。 しかし、第３の実施例では、同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号における同期処理である。 この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する信号で構成されている。
図９は、ガードインターバルを用いた相関方式のＯＦＤＭ方式データ伝送装置の構成を示すものである。 なお、図１と同符号のものは同一機能要素を示す。送信機ＴｘでＯＦＤＭ変調されたＲＦ伝送信号は、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１においてベースバンド周波数信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２２においてベースバンド信号に変換されて端子１に出力される。
【００３３】
端子１での信号を図１０の信号ダイヤグラムの一番上に示す。 端子１でのディジタル受信信号は、遅延器５２で１有効シンボル(ガードインターバルを含まない有効データを伝送している期間)期間分だけ遅延がかけられ、遅延受信信号Ｓ５２を得る。
ガード相関演算器５１では、端子１でのディジタル受信信号と遅延受信信号Ｓ５２との相互相関値を演算する。 ガード相関演算器５１の出力を図１０のガード相関値１２６に示す。
端子１でのディジタル受信信号は、図１０に示す様にデータシンボルの終わりの「ａ’」の区間が、データシンボルの始めの部分である「ａ」の部分（ガードインターバル）に複写され、付加されている。 従って、ディジタル受信信号の「ａ’」の区間と１有効シンボル期間遅延した遅延受信信号Ｓ５２の「ａ」の区間が時間軸上で一致し、最も高い相関ピークが得られる。
この場合、ガード相関値１２６は「ａ”」に示す様な相関ピークが得られる。同様に、「ｂ’」と「ｂ」から「ｂ”」を、「ｃ’」と「ｃ」から「ｃ”」をそれぞれ得る。
【００３４】
上記のガードインターバルによる相関方式と第１，第２の実施例でのヌル、スイープシンボルを含む信号から同期をとるスイープ相関方式とは、相関をとる信号が異なる。 しかし、図９のガード相関値１２６と図１のスイープ相関値１２４は、第１，第２の実施例と同様の相関ピークが得られる。
従って、第３の実施例においても、相関値を得た後の同期処理の方法は、第１，第２の実施例のやり方と同様であるので、説明を省略するが、第１，第２の実施例と同様に、反射波の影響を低減することができる。
なお、第１，第２，第３の実施例では、乗算器３３によって相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値を１／Ｎにして反射波に同期しないようにしていたが、乗算器３３の代わりに、比較器３１の出力で相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値１２４あるいは１２６を、所定の小さな値（例えば、相関値の有意性判定に用いるしきい値である乗算器８出力の値以下の値）に切り替え出力する出力切替器としても良い。
また、図１及び図９の受信機Ｒｘは、ダウンコンバータ２１とＡ／Ｄ変換器２２を除く他の部分あるいはそれらの一部の機能を高速のコンピュータを使用したソフトウエア制御によっても実施することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明を用いることで、マルチパスフェージングがある信号においても、主波に同期する確度を向上させることができるとともに、相関演算量を増やすことなく、遅延時間の長い反射波の存在に対しても、主波に同期する確度が向上するので、安定した同期検出のできるデータ伝送装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のデータ伝送装置の一実施例の構成を示すブロック図
【図２】本発明のスイープ相関演算の動作を説明するための図
【図３】従来のデータ伝送装置の一例の構成を示すブロック図
【図４】受信信号とスイープ相関演算結果の関係を説明するための図
【図５】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図６】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図７】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図８】本発明のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図９】本発明のデータ伝送装置の他の実施例の構成を示すブロック図
【図１０】図９に示す本発明の相関演算の動作を説明するための図
【符号の説明】
１：デジタル受信信号、２：スイープ相関演算器、６：平均電力算出器、７：遅延器、８，３３：乗算器、１４：適応形受信信号レベル判定器、１５：電力算出器、１７：スイープ相関ピーク判定器、１９：ヌル区間判定器、２０：送信機、２１：ダウンコンバータ、２２：Ａ／Ｄ変換器、２３，２７：カウンタ、２４：フレームカウンタ、２５，２６，３１：比較器、２８，３０，３２：定数レジスタ、２９：加算器、４０：復調器、５１：ガード相関演算器、５２：遅延器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号中の無信号区間を検出し、同期再生を行う同期検出方式及びこの方式を有する伝送装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重伝送方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ方式）が注目されている。 この方式は、互いに同じ周波数間隔ｆｓをもって配置された、数十〜数百種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
【０００３】
この方式で変調送信された伝送信号を、受信側で受信し復調する場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から同期を再生する必要がある。
そのため、送信側で、前もってデータ伝送処理の単位であるフレームの最初に無信号期間であるヌル区間と、所定期間に伝送帯域の最大周波数から最小周波数まで変化する信号成分を持つスイープ信号等の同期シンボル群を挿入し、受信側でこれらを検出して同期を再生する方式が提案（テレビジョン学会技術報告 ＶＯＬ．１９，ＮＯ．１８−１９９５年８月 発行）されている。 また、ヌル区間の検出、スイープ信号を用いたクロック同期の具体的な方法の一例としては、本出願人の発明に係る特開平１１−１６８４４６号の公報に記載の発明がある。
【０００４】
また、特開平７−９９４８６号の公報には、ヌル区間とスイープ信号等の同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号の同期をとる方式が開示されている。 この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、後述のように、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する構成である。
【０００５】
この方式は、ＯＦＤＭ受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間（ガードインターバルを除く１シンボル期間）遅延した信号との相互相関値を求める演算を行うものである。 この方式では、受信信号と遅延信号が１有効シンボル期間遅延しているので、受信信号のデータシンボルの最後尾の所定期間のデータ信号と遅延信号のデータシンボルの先頭に複写されたガードインターバルとが時間軸上で一致し、相関値が最大値となる点が得られる。 この最大値を得るときの時間軸上の位置を基準として受信信号の復調動作が行われる。
【０００６】
以下、同期シンボル群を利用してＯＦＤＭ信号の同期をとる方式について図３を用いて簡単に説明する。
【０００７】
図３は一定周期毎にヌル区間の挿入された伝送信号を受信し、この受信信号の電力値を求め、求めた電力値の大きさを比較器で判定して前述のヌル区間を検出し、受信信号と同期をとるディジタルデータ伝送装置の受信部側の復調部の同期検出部を示したものである。
【０００８】
送信機Ｔｘから送信された一定周期毎にヌル区間の挿入されたＯＦＤＭ方式のＲＦ伝送信号を受信機Ｒｘで受信し、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１でＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル変換されたデジタル受信信号が端子１に与えられる。 この端子１に与えられたディジタル受信信号は、電力算出器１５で電力値が求められる。 電力算出器１５から出力された電力値Ｓ１１は平均電力算出器６で平均電力が求められる。 この平均電力は遅延器７で１シンボル以上の遅延がかけられる。 乗算器９では遅延器７の出力(平均電力)を１／Ｎ(Ｎは正の実数)して、前述の電力値Ｓ１１と比較するためのしきい値Ｓ１３とする。
【０００９】
そして、適応形受信レベル判定器１４の比較器１２で、電力値の大きさが判定される。 電力値Ｓ１１が、しきい値Ｓ１３より大きければ、レベル判定器１４の出力Ｓ１２は、「Ｈ」レベル、しきい値Ｓ１３より小さければ「Ｌ」レベルとなる。 ここで、適応形受信レベル判定器１４の出力そのものは、前述のように、受信信号の大きさを判定するだけなので、「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）続くか否かの判定はされていない。
そこで、ヌル区間判定器１９において、受信レベル判定器１４の出力の「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）、続いている場合に、ヌル区間有りと判定し、ヌル区間検出パルスＳ１９を出力する。
以上のような構成により、受信信号から「Ｌ」レベルが所定の長さ(時間)連続するヌル区間を検出し、フレーム開始点のおおよその同期位置を合わせることができる。
【００１０】
しかし、受信機Ｒｘで受信信号を正しく復調するためには、受信機Ｒｘにおいて、受信した受信信号から受信機Ｒｘのフレームカウンタ２４のカウント開始点(復調器４０でのデータシンボルの復調開始点)を１クロック周期の精度まで一致させる必要がある。
その一方式として、送信機Ｔｘにおいて、伝送する送信信号に、ヌルシンボルの他に、時間軸上の特定の時点を指し示すための同期シンボルを挿入する。
この挿入される同期シンボル信号としては、所定の最大周波数から最小周波数まで変化するスイープ信号やＰＮ符号等がある。
【００１１】
以下、図４に示すように、ヌルシンボルに続いてスイープシンボルを挿入したベースバンド信号Ｓ２１を用いた場合を例にして説明する。 ここで、ベースバンド信号Ｓ２１のスイープシンボルに含まれる周波数成分を図４の(ｑ)に示す。まず、図３のスイープ相関演算器２内で受信機Ｒｘに設定されたスイープ信号の周波数パターンと等価な基準信号（図４の（ｑ）と同一のスイープ信号）と、図４の（ｐ）に示す受信したベースバンド信号Ｓ２１との相関演算を行う。
ここで、スイープ相関の演算範囲である、ｋ＝０，ｋ＝１４は、図４に示す様に相関演算窓を表す。
【００１２】
この相関演算は、図４に示すように、相関演算を開始するサンプル点を、順次１クロック期間ずつずらしながら、１シンボル期間における相関値のピークを検出するものである。
例えば、相関演算の回数を１５回として相関演算の開始点を、ｋ＝０からｋ＝１４まで１つずつ順にずらしたとき、その都度相関演算結果をプロットすると、図４の（ｒ）のようになる。 ここで、横軸はサンプルポイントで、縦軸は相関値である。 なお、図５は、図４の（ｒ）を拡大したものである。
この例では、相関演算開始点から７サンプル目(ｋ＝７)に最大相関があることを示している。
【００１３】
図３のヌル区間判定器１９でヌル検出されたとき出力されるヌル区間検出信号Ｓ１９が、スイープ相関演算開始タイミング調整用のカウンタ２７に入力され、カウンタ値はクリアされる。
そして比較器２６において、このカウンタ２７のカウント出力Ｓ２７が定数レジスタ２８で設定される値に達成した時、相関演算開始信号Ｓ２６を発生する。
この信号Ｓ２６が、スイープ相関演算器２の相関演算開始タイミングとなる。
次に、相関演算器２で算出した相関演算のピークの値に有意性があるか否かを判定する。 この有意性判定方法を、図３と図５を用い説明する。 なお、相関演算の値は、受信信号のレベルに比例するものである。
【００１４】
図３において、ベースバンド受信信号は、スイープ相関演算器２で前述のスイープ相関演算され、スイープ相関値１２４が求められる。 このスイープ相関値１２４を、図５のＣ１に示す。
このスイープ相関演算は、相関演算開始点から１サンプルずらしながら行われるので、スイープ相関演算器２からは、スイープ相関値１２４の値と、その値が何回目（回数をｋで表す）の相関演算値なのかを表す演算回数１２５を、合わせて出力する。
【００１５】
そして、スイープ相関のピーク判定器１７において、スイープ相関値１２４の最大値の大きさの判定を行い、スイープ相関値に有意性があるかを判定する。
ここで、スイープ相関値の最大値の大きさの有意性判定に用いるしきい値は、平均電力算出器６の出力を遅延器７で遅延した受信信号平均電力値Ｓ７を用い、乗算器８でレベル変換したものである。 即ち、このしきい値は、受信信号の平均電力値に基づいて決定される。
このしきい値を可変する理由は、受信信号のレベルに比例して、スイープ相関演算結果が変化するためである。
【００１６】
つまり、受信信号が標準的なレベルにおいては、しきい値として図５のＣ４が適していたとしても、受信信号のレベルが変動して小さくなると、図５のＣ５の方が適するためである。
【００１７】
ピーク判定器１７の出力Ｓ１７は、有意性があると判定された相関ピークの得られたサンプル点ｋの値を示す。 相関ピークの位置を示す信号Ｓ１７は、加算器２９に入力される。 一方、定数レジスタ３０には、例えば、相関演算回数の総回数の約１／２に相当する数値が予め設定してある。 本実施例の場合は、レジスタ３０における値は演算回数１５回の約１／２の“７”である。 そして、加算器２９において、レジスタ３０の値が実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７と比較されて、両者の差に応じたタイミング補正信号Ｓ２９が出力される。 補正信号Ｓ２９は、実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７の値がレジスタ３０に設定された値よりどれだけずれているかを示す。
【００１８】
一方、カウンタ２３は、フレームカウンタ２４のリセットタイミング補正用のカウンタであり、ヌル区間検出信号Ｓ１９でクリアされ、カウントアップが開始される。
このカウンタ２３の出力は、比較器２５で、相関ピーク位置信号Ｓ１７と定数レジスタ３０の値を加算器２９で加算したフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９と比較され、一致したときフレームカウンタリセット信号４を出力する。
フレームカウンタ２４は、フレームカウンタリセット信号４にてクリアされ、受信機Ｒｘの制御信号Ｓ２４を生成する。 また、フレームカウンタリセット信号４は、復調器４０の復調開始点を与える。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
空間等の無線伝送路を用いてデータを伝送する場合、受信機には送信機から直接届いた送信信号そのもの（以下、主波という）の他、送信信号が山や建物などで反射して発生する遅延送信信号（以下、反射波という）が合成された、マルチパスフェージングを有する伝送信号を受信することになる。
このマルチパスフェージングを有する伝送信号は、主波と反射波が伝送路上で合成されるので、従来技術に示す様に、スイープシンボルの挿入された伝送信号（主波）に、主波の遅延波（反射波）が加わると、図６の（ａ）のように、相関演算の結果は、主波のピークＣ１の他、反射波によるピークＣ６が生じる。
このマルチパスフェージングは、時間とともに変化するので相関演算の結果は図６の（ｂ）、（ｃ）に示すように、各ピークが刻々変化する。
なお、図において、Ｃ４は相関演算結果の有意性判定用のしきい値である。
このような状況において、受信信号から同期検出を行なう場合、相関演算結果の最大値(有意性判定用のしきい値を越える値)が、受信機の復調を開始する基準タイミング（この例では相関演算回数の約１／２のｋ＝７に選ぶ）の位置に合うように、受信機のフレームタイミングを調整する。
【００２０】
ここで、前述の様なマルチパスフェージングを有する信号が、図６の（ａ）、（ｃ）に示すように、しきい値Ｃ４を越える値の主波ピークＣ１として、受信機で最初に受信される場合には、主波を受信機の基準タイミングｋ＝７に、合わせることができる。
しかし、図６の（ｂ）に示すように、主波ピークＣ１がしきい値Ｃ４を越えず、反射波のピークＣ６がしきい値Ｃ４を越える値の場合は、反射波を同期の基準となる信号であると誤り、図７の（ａ）に示す様に、反射波を受信機の基準タイミングｋ＝７に合せてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生する。本発明は、これらの欠点を除去し、マルチパスフェージングが存在する状況においても、反射波に同期しないようにし、主波に同期する確度を向上させ、安定した同期検出ができるデータ伝送装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するため、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
さらに、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２２】
また、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行い、当該相関演算により得られる相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行い、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２３】
また、ガードインターバルを付加したデータシンボルがつらなった信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
さらに、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２４】
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
また、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
その結果、マルチパスフェージングにより主波に遅れて発生する反射波の相関演算値が１／Ｎになり、結局、相関演算値のピーク値の有意性を判断するしきい値より小さくすることができるため、反射波を受信機の基準タイミングに合わせてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生しなくなる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、図１、図２、図７及び図８を用いて詳細に説明する。 図１は、前述の従来技術の説明に用いた図３のスイープ相関演算器２、スイープ相関ピーク判定器１７の部分に、比較器３１、定数レジスタ３２、乗算器３３を付加した構成であり、他の部分は、図３と同様の構成、動作である。
この動作は、スイープ相関演算器２とスイープ相関ピーク判定器１７の間に、乗算器３３を設け、スイープ相関演算器２から出力される相関演算値を、乗算器３３により、以下のようにして、１／Ｎ（Ｎ＞１）に減衰する。
具体的な例として、乗算器３３のゲインを１／Ｎにするのは、演算回数１５回（本例では１５回であるが、実現可能な回数であれば幾つでも良い）の内、最初の１０回はＮ＝１（１倍）とし、残りの５回はＮ＝２（１／２倍）とする。
即ち、この動作は、スイープ相関演算器２がスイープ相関値１２４と演算回数１２５を合わせて出力するので、例えば、定数レジスタ３２に値“１０”を設定しておくことにより、演算回数１２５が１０回に達すると、比較器３１から比較結果の信号が出力され、乗算器３３の倍率を、１倍から１／２倍に切り替える。
【００２６】
図２は、上記のＮ＝２とした場合のマルチパスフェージングを含む信号の同期検出の例を示すものである。
ここで、マルチパスフェージングの影響で、反射波の相関ピークが主波のそれより大きい場合、図２に示すように、相関演算値を求めた結果において主波Ｃ１の相関値に対し、遅延波Ｃ６の相関値が大きくなる。
そのため、このままでは、反射波の方が相関値が大きいため、反射波に同期することになる。
しかし、本発明では、図２に示すように、相関演算することで得られた相関値を、サンプル点ｋ＝０〜１０までは１倍のままとし、ｋ＝１１〜１４までは１／Ｎ倍（この例ではＮ＝２）としているため、反射波Ｃ６の相関値は反射波Ｃ６Ｓ(破線)の相関値となる。
ここで、この倍率の切替えの設定は、図１の定数レジスタ３２の値を“１１”と指定すれば、１１サンプル目で切り替わることになる。
【００２７】
ここで、Ｎの値は、反射波の相関値が結果的に主波の相関値以下となるような値に設定すればよいが、それぞれの相関値は伝送状況により変化するため、何回化の実測結果をみて、主波の相関値以下となる値に設定する。 また、１／Ｎの切り替えの設定は、通常、総演算回数の中間で主波の相関ピークが表れるが、プラス・マイナス数回分ずれて表れることがあるため、総演算回数の中間から数番目(実例では３番目)以降の演算から１／Ｎに切り替える。 これにより、総演算回数の中間から数番目以降に表れる反射波の相関値が１／Ｎになる。
即ち、受信した信号では反射波の相関値が大きく、そのままでは反射波に同期してしまうが、上記手段を用いることで、主波の相関値の方が大きいと判定されるため、主波に同期することができる。
【００２８】
次に、第２の実施例として、相関演算の回数の中心、即ち相関値が最大となるサンプル点を、ｋ＝７からｋ＝１１に変更した例を図８を用いて説明する。
従来の技術、第１の実施例共に、送信機と受信機の同期がとれている時、図５に示すように、１５回の相関演算の内、中間の８回目に相関演算の最大値が得られるよう受信機のフレームタイミングを合わせていた。 これは、レジスタ２８の設定値で決められる。
ここで、例えば、受信機のＦＦＴ処理するクロックの周波数をｆｓ［Ｈｚ］とし、受信機で最初に同期検出を行う場合、図７の（ｂ）に示すように、主波に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持ち、かつ遅延波の相関値の方が大きい反射波を持つ受信信号であった場合、従来の構成であれば、反射波Ｃ６を検出してしまう。
【００２９】
そして、次のフレームにおける同期検出が、図７の（ｃ）に示す状況で、以降の相関演算結果が、図７の（ｂ）、（ｃ）の状態を繰り返すとすると、主波が確認できず、反射波に同期したままになる。
そこで、本実施例では、図８の（ａ）に示すように、例えば、１５回の相関演算の内、１２回目に相関演算の最大値が得られるように、受信機のフレーム位置を移動調整する。
具体的には、図１の定数レジスタ２８に設定されている値を第１の実施例での“１５”４つ減らすと相関演算開始点は４サンプル前になるので、図８の（ａ）に示す様に、相関演算値のピーク位置（サンプル点ｋ）は、４つずれて１１となる。
なお、この場合、図１の定数レジスタ３２の値を４つ増やすため、スイープ相関ピーク判定器Ｓ１７の出力は、４つ増す。 従って、比較器２５に入力されるフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９が４つ増し、復調器４０に入力されるフレームカウンタリセット信号４が４サンプル遅れることになる。
【００３０】
そこで、図１の定数レジスタ３０の値を４つ減らし、フレームカウンタリセット信号４のタイミングが移動しないようにする。
このようにすると、受信機で最初に同期検出を行なう場合、１５回の相関演算でも、図８の（ｂ）に示すように、１２回目に相関演算の最大値が得られるようにフレームタイミングが調整されているため、主波Ｃ１に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持つ反射波Ｃ６を確認できる。
また、次のフレームで、図８の（ｃ）のように、反射波Ｃ６の相関値がしきい値Ｃ４以下になれば再同期処理が行われ、図８の（ｄ）のように、しきい値Ｃ４以上の相関値の主波Ｃ１に同期する。
そして、一度、主波Ｃ１に同期すると、図８の（ｄ）のように、反射波Ｃ６は、１５回の相関演算の区間からはずれて確認できなくなるので、以後は主波に安定して同期するようになる。
ここで、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置は、実施例では、演算回数１５回で１２回目の演算で最大値が得られるよう、演算の最終番目からずらして設定したが、前述のように、演算回数でプラス・マイナス数回分ずれることを考慮すると、最終番目の演算から数回前の演算において最大値が得られるように上記時間軸位置を設定することでよい。
【００３１】
この第２の実施例では、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置を、相関演算回数の中間よりも後ろ側(ｋ＝１１)に配置したので、反射波が相関演算窓の外になる確率が高くなり、受信機が反射波に同期する可能性はかなり少なくなる。 従って、第１の実施例のような、乗算器３３により相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることを止めてもかまわない。 しかし、ｋ＝１２，１３あるいは１４のサンプル点で、主波よりも大きな反射波を受信する場合を考慮すると、第２の実施例においても、乗算器３３によって相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることが好ましい。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施例について、図９及び図１０を用いて説明する。
既に説明した第１及び第２の実施例においては、データシンボルに同期シンボルを付加したＯＦＤＭ信号の同期処理を例に説明した。 しかし、第３の実施例では、同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号における同期処理である。 この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する信号で構成されている。
図９は、ガードインターバルを用いた相関方式のＯＦＤＭ方式データ伝送装置の構成を示すものである。 なお、図１と同符号のものは同一機能要素を示す。送信機ＴｘでＯＦＤＭ変調されたＲＦ伝送信号は、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１においてベースバンド周波数信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２２においてベースバンド信号に変換されて端子１に出力される。
【００３３】
端子１での信号を図１０の信号ダイヤグラムの一番上に示す。 端子１でのディジタル受信信号は、遅延器５２で１有効シンボル(ガードインターバルを含まない有効データを伝送している期間)期間分だけ遅延がかけられ、遅延受信信号Ｓ５２を得る。
ガード相関演算器５１では、端子１でのディジタル受信信号と遅延受信信号Ｓ５２との相互相関値を演算する。 ガード相関演算器５１の出力を図１０のガード相関値１２６に示す。
端子１でのディジタル受信信号は、図１０に示す様にデータシンボルの終わりの「ａ’」の区間が、データシンボルの始めの部分である「ａ」の部分（ガードインターバル）に複写され、付加されている。 従って、ディジタル受信信号の「ａ’」の区間と１有効シンボル期間遅延した遅延受信信号Ｓ５２の「ａ」の区間が時間軸上で一致し、最も高い相関ピークが得られる。
この場合、ガード相関値１２６は「ａ”」に示す様な相関ピークが得られる。同様に、「ｂ’」と「ｂ」から「ｂ”」を、「ｃ’」と「ｃ」から「ｃ”」をそれぞれ得る。
【００３４】
上記のガードインターバルによる相関方式と第１，第２の実施例でのヌル、スイープシンボルを含む信号から同期をとるスイープ相関方式とは、相関をとる信号が異なる。 しかし、図９のガード相関値１２６と図１のスイープ相関値１２４は、第１，第２の実施例と同様の相関ピークが得られる。
従って、第３の実施例においても、相関値を得た後の同期処理の方法は、第１，第２の実施例のやり方と同様であるので、説明を省略するが、第１，第２の実施例と同様に、反射波の影響を低減することができる。
なお、第１，第２，第３の実施例では、乗算器３３によって相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値を１／Ｎにして反射波に同期しないようにしていたが、乗算器３３の代わりに、比較器３１の出力で相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値１２４あるいは１２６を、所定の小さな値（例えば、相関値の有意性判定に用いるしきい値である乗算器８出力の値以下の値）に切り替え出力する出力切替器としても良い。
また、図１及び図９の受信機Ｒｘは、ダウンコンバータ２１とＡ／Ｄ変換器２２を除く他の部分あるいはそれらの一部の機能を高速のコンピュータを使用したソフトウエア制御によっても実施することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明を用いることで、マルチパスフェージングがある信号においても、主波に同期する確度を向上させることができるとともに、相関演算量を増やすことなく、遅延時間の長い反射波の存在に対しても、主波に同期する確度が向上するので、安定した同期検出のできるデータ伝送装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のデータ伝送装置の一実施例の構成を示すブロック図
【図２】本発明のスイープ相関演算の動作を説明するための図
【図３】従来のデータ伝送装置の一例の構成を示すブロック図
【図４】受信信号とスイープ相関演算結果の関係を説明するための図
【図５】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図６】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図７】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図８】本発明のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図９】本発明のデータ伝送装置の他の実施例の構成を示すブロック図
【図１０】図９に示す本発明の相関演算の動作を説明するための図
【符号の説明】
１：デジタル受信信号、２：スイープ相関演算器、６：平均電力算出器、７：遅延器、８，３３：乗算器、１４：適応形受信信号レベル判定器、１５：電力算出器、１７：スイープ相関ピーク判定器、１９：ヌル区間判定器、２０：送信機、２１：ダウンコンバータ、２２：Ａ／Ｄ変換器、２３，２７：カウンタ、２４：フレームカウンタ、２５，２６，３１：比較器、２８，３０，３２：定数レジスタ、２９：加算器、４０：復調器、５１：ガード相関演算器、５２：遅延器。
Claims (5)
- 伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置の同期制御方法において、
受信機側で、受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数行い、当該所定回数の相関演算により得た各相関演算値の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算で得た各相関演算値を所定減衰処理したうえで、上記得られた全ての相関演算値の中の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うことを特徴とするデータ伝送装置の同期制御方法。 - 伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置の同期制御方法において、
受信機側で、受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数行い、当該所定回数の相関演算により得た各相関演算値から相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行い、上記相関演算値を求める総演算回数の中間よりも後で最終番目より所定番目前に上記最大相関演算値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御することを特徴とするデータ伝送装置の同期制御方法。 - ガードインターバルを付加したデータシンボルがつらなった信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置の同期制御方法において、
受信機側で、受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数行うに際して、上記所定回数の相関演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を所定減衰処理したうえで、上記得られた全ての相関演算値の中の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うことを特徴とするデータ伝送装置の同期制御方法。 - 請求項３において、
上記所定回数の相関演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を所定減衰処理するに際して、上記総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とすることを特徴とするデータ伝送装置の同期制御方法。 - ガードインターバルを付加したデータシンボルがつらなった信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置の同期制御方法において、
受信機側で、受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数行い、当該所定回数の相関演算により得た各相関演算値から相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行い、上記相関演算値を求める総演算回数の中間よりも後で最終番目よりも所定番目前に上記最大相関演算値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御することを特徴とするデータ伝送装置の同期制御方法。
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