JP3763852B2 - 交流電源における絶縁および障害電流の監視方法および監視回路 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、交流電源における絶縁および障害電流監視方法に関する。この場合、交流電源内で、ベクトルの和により形成される電源の少なくとも２つの電源導体間の差分電流を測定し、差分電流における交流成分の振幅と、差分電流における交流成分と電源の少なくとも２つの導体間の電源交流電圧との間の位相角のコサインとの積を、電源の抵抗性障害電流に対する尺度として求め、該抵抗性障害電流が所定の閾値を超えたとき、負荷の遮断を実行する。さらに本発明は、この方法を実施するための装置にも関する。この場合、交流電源における少なくとも２つの電源導体を有する差分電流センサと差分電流リレーが設けられており、該差分電流リレーは、差分電流が所定の閾値を超えるとただちに、電力スイッチまたは負荷スイッチを介して負荷または電源の遮断を実行する。
背景技術
電気回路においては、欠陥のある絶縁によってアースまたは保護導体を介して障害電流の流れ出る可能性がある。正常動作時であれば電圧のない触れることのできる部分に、障害電流により電圧降下が形成されることから、人員が危険に晒される可能性がある（間接接触）。電流回路において電圧を案内する開放部分にじかに触ると、人体の抵抗によってのみ制限された障害電流が人間を介して流れるおそれがある。人間に対する被害以外にも、電気システムの影響により、あるいは欠陥個所に熱エネルギーが生じることで、物的損害が引き起こされる可能性もある。障害電流によって人間が危険に晒されないように、および物的損傷から保護するために、他の保護措置に加えて障害電流保護スイッチ（ＦＩ保護スイッチまたはＲＣＤ）が組み込まれる。この装置は、和電流変換器を介して導体路の電流のベクトルの和を形成し、全差分電流の結果からその絶対値を形成する。全差分電流には交流成分が含まれ、直流中間回路を備えた周波数変換器をもつ駆動部など直流負荷が接続されたときには、直流成分も含まれる可能性がある。全差分電流が所定の限界値ないし閾値を超えると、欠陥のある電流回路が遮断される。
障害電流保護スイッチは、当業者の一般的な知識によれば制限された大きさの電源にしか組み込めない。その理由は、さもないと通常の容量性漏れ電流が人員保護のために必要とされる障害電流の限界値よりも高くなってしまう。その結果、障害のあるないしは不所望なあるいは不必要な負荷の遮断が生じてしまう。
GB-A-2 258 095には、差分電流測定器１を介して交流側の差分電流が捕捉される。この差分電流から古典的な同期整流器３，４，５（この文献の図１参照）を介して著しく狭帯域で、電源交流電圧と同相の抵抗性の低周波交流成分が捕捉される。この抵抗性の交流成分が閾値と比較される。容量性の低周波交流成分はここでは抑圧される。ただし容量性の低周波交流成分を別個に捕捉するために第２の同期整流器が設けられており、これにより９０°位相のずらされた容量成分が捕捉され、別個にさらに別の閾値と比較される。
FR-A-2 523 766には、差分電流を交直電流感応形で差分電流を捕捉することについて開示されている。この場合、熱による問題にゆえに直流成分（この文献における図１の分岐３０）および組み合わせられた交流成分（図１の分岐２８）の評価が別個に行われる。
発明の開示
発明が解決しようとする課題
本発明の課題は、冒頭で述べた形式の方法において、抵抗性の障害電流と通常の容量性電源漏れ電流とを区別することにより、かなり大きい交流電源においても問題なく使用できるようにし、また、比較的小さい電源においてもいっそう精確な障害電流の監視を行えるようにすることである。さらに本発明の課題は、本発明による方法を実行するのに適した装置を提供することである。
課題を解決するための手段
本発明によればこの課題は、以下の特徴を備えた交流電源における絶縁および障害電流の監視方法によって解決される。すなわち本発明による方法によれば、交流成分と直流成分を含む交流電源の差分電流を交直両電流感応形で捕捉し、交直両電流感応形で捕捉した差分電流において容量性および抵抗性の成分を含む交流成分を、電源周波数よりも低い第１の遮断周波数によるハイパスフィルタリングにより獲得し、交直両電流感応形で捕捉した差分電流において抵抗性障害電流信号とみなすべき直流成分を、前記第１の遮断周波数よりも低い第２の遮断周波数によるローパスフィルタリングにより獲得し、差分電流における交流成分を人員保護のためハイパスフィルタリング後、ローパスフィルタリングにより周波数に依存して評価し、差分電流における交流成分の振幅と位相角φのコサインとの前記の積を、実効電力測定により間接的に求め、該実効電力測定にあたり差分電流の交流成分を乗算信号と乗算し、ついで算術平均を行い、ここで前記乗算信号はその実効値に関して一定に保持された電源交流電圧に対応し、抵抗性全障害電流信号を求めるため、直流側の抵抗性障害電流信号と、交流成分から求められる交流側の抵抗性障害電流信号に対し２乗和を施し、抵抗性の全障害電流信号が所定の閾値を超えたとき、負荷の遮断を実行する。
さらに上記の課題は、以下の特徴を備えた交流電源における絶縁および障害電流の監視装置によって解決される。すなわち本発明による装置によれば、差分電流センサは、交流成分と直流成分も含めて交直両電流感応形で差分電流を捕捉し、前記差分電流センサと接続された第１のローパスフィルタは出力側から、直流に起因する交流電源の抵抗性障害電流を表す障害電流信号を供給し、前記差分電流リレーは電子的な位相モジュールを有しており、該位相モジュールは、ハイパスフィルタを介して求められた差分電流の交流成分と、電源交流電圧から導出された比較電圧から位相角φを考慮して、交流に起因する交流電源の抵抗性障害電流を表す障害電流信号を求め、前記のハイパスフィルタと位相モジュールとの間に、周波数評価を行う第２のローパスフィルタが接続されており、該第２のローパスフィルタは、周波数が高くなるにつれて低減する人体の周波数依存性をシミュレートし、第１のローパスフィルタと位相モジュールの出力側は加算モジュールと接続されており、該加算モジュールは前記の両方の障害電流信号を、直流信号に対応する出力側の全障害電流信号に２乗加算し、前記加算モジュールの出力側は比較器モジュールと接続されており、該比較器モジュールは、障害電流信号を人員保護に適した小さい閾値と比較し、障害電流信号が該閾値を超えたとき、負荷スイッチを制御してトリガする。
このような方法は、きわめて多様に使用することができ、これによれば単相または多相の交流電源において信頼性が高く障害に強い正確な電源監視を行えるようになる。このことはたとえば、それ相応に大きい通常ないし固有の（容量性の）電源漏れ電流をもつかなり大きい交流電源についてもあてはまる。そのような大きい交流電源であると当業者はこれまで、信頼性の高い障害電流監視または絶縁監視は障害電流保護スイッチや和電流変換器によっては不可能であるとしてきた。
あとで詳しく説明する本発明による方法は格別有利であり、たとえばその理由は、低周波でない障害電流も簡単に考慮できるからである。
交流電圧回路の場合、絶えず頻繁にそして基本的にコントロールできずに、漏れおよび障害直流を発生するおそれのある負荷が投入される。このような直流は、整流器やサイリスタ、トライアックまたはトランジスタなどの電子素子により引き起こされ、これらは交流電圧を直流電圧あるいは他の周波数の交流電圧に変換するために用いられる。これらの素子の後方で絶縁障害が発生した場合、障害電流にかなりの直流成分が含まれることになる。この種の装置の実例は、電子機器において用いられることの増えてきた１次側でタイミング制御されるスイッチング電源、遮断なく電流供給の行われるインバータまたは回転数可変モータ駆動のための周波数変換器などである。
したがって安全上の理由から殊に有利であるのは、電源における抵抗性の交流成分を考慮できるようにするだけでなく、交直両電流感応形の差分電流測定を行うことである。つまりこの場合、常に抵抗性であるとみなすことのできる直流成分も考慮される。これにより、かなりの直流成分を有する今日一般的な交流電源においても、著しく多面的かつ安全な適用が可能となる。
その際、本発明によれば、交直両電流感応形で捕捉される差分電流を、交流成分と、常に障害電流とみなすことのできる直流成分を分割し、さらに上述の方法に従って交流成分から抵抗性の交流障害電流信号を求め、その後、直流および交流における抵抗性の障害電流を２乗和することである。有利には本発明によれば直流成分に対し、フィルタリングの後ただちに、人員保護のために用いられる周波数評価ないし周波数評価ないし周波数による重み付けが施され、たとえば人体の周波数依存性をシミュレートするローパスフィルタリングが行われる。
発明を実施するための最良の形態
有利な請求項２〜４によれば、異なる大きさの限界値または閾値が設けられており、つまり、求められた抵抗性障害電流と比較するためのたとえば３０ｍＡなどの小さい方の閾値と、交直両電流形で捕捉された全差分電流と比較するためのたとえば３００ｍＡなどの大きい方の閾値である。限界値を超えた場合、負荷の遮断または電源の遮断が行われる。これらの限界値は調整可能であり、請求項４によれば個々の回路状態に合わせてフレキシブルに整合させることができる。
大きい電源の場合にはこれまで、人員保護に対する限界値を漏れ電流保護装置に組み込むことは不可能であった。それというのも、設備の構造により生じ多くの場合には低減できない固有の漏れ電流が保護装置の限界値よりも高いからである。これは、動作時に損傷を受ける可能性のあるケーブルを用いた工事現場など、多くの適用事例において非常に問題となり、今日でも依然として事故につながることが多い。本発明による方法によれば、抵抗性の障害電流が全差分電流の一部分として所期のように求められて評価されるので、それ相応の判別や人員保護と機器保護のために別個に監視することがはじめて可能となった。漏れ電流保護スイッチを介して人間を保護するのはさしあたり不可能であると思わせた高い漏れ電流の問題点は、電気配給網が存在するようになってからというもの、すでに存在していたにもかかわらず、類似の機器技術的な解決策はこれまで知られていなかった。
この場合、人員保護と施設保護を同時に実現できるようにする目的で、２つの異なる限界値または閾値が設けられており、それらはやはり異なるやり方で周波数評価される。これまでは、人員保護のための低い限界値（たとえば３０ｍＡ）による障害電流保護措置だけ、あるいはそれよりも高い限界値（たとえば３００ｍＡ）による施設保護措置だけを組み込むことができた。また、周知の受動的な装置の場合、人員保護のためのローパスフィルタリングや施設保護のためのオールパスフィルタリングによる周波数評価の構成も存在しなかった。それというのも、このような受動的な装置は必要とされる選択性ゆえに電源周波数に合わせて最適化しなければならず、したがって非常に小さい帯域幅しかもたないからである（約３０Ｈｚ〜最高１ＫＨｚ）。たとえ（補助電圧と電子機器を用いた）能動的な障害電流保護装置であったとしても、周波数範囲はローパスフィルタリングによって約１ＫＨｚ付近よりも上については制限しなければならない。その理由は、高調波を含む電源内においては、それによって発生した容量性漏れ電流（および抵抗性でない障害電流）の高調波によって、機器が誤ったトリガ状態になってしまうからである。
請求項５および６の有利な特徴によれば、電位補償導体を有する交流電源において電位補償導体の機能監視が可能となる。これは安全上の理由で非常に有利である。それというのも、電位補償導体に障害が発生した場合、電源漏れ電流全体あるいは交直両電流感応形で捕捉された全差分電流が、人間を危険に晒す障害電流となる可能性があるからである。このような危険な状況は請求項５によれば、電位補償導体において最悪の場合にはゼロまでの比較的大きい電流減少が検出されることにより捕捉することができる。正常時、全差分電流は保護導体ないし電位補償導体の抵抗と、付加的なアースの抵抗（アース抵抗）にそれ相応に分かれる。つまり正常時、全差分電流と電位補償導体中の電流との間の比例関係が成り立つ。
請求項７の特徴によれば、本発明による方法を三相交流電源に好適に拡張することができる。
請求項８によれば障害発生時にすべての極で負荷の遮断または電源の遮断を行うことは、安全上の理由から有利である。このことはとりわけ、請求項９により実施形態についてもあてはまる。それというのもこれによれば、電源が依然として絶縁障害を有しているにもかかわらず新たなスイッチオンが行われてしまうのが阻止されるからである。このような措置がないと、過剰なあるいは危険なスイッチオンとスイッチオフの反復が行われてしまうことになる。
さらに本発明による装置によれば位相モジュールによって、本発明による方法の効果的な実現ならびに実施が可能となる。さらに本発明の場合、交直両電流感応形による捕捉によって、著しく広い適用範囲が開拓され、著しく高い安全性が得られる。このことは請求項１１の特徴部分について、ならびにそれに付随する（かなり小さい抵抗性の障害電流に対する）人員保護と、（電源の大きさが大きくなるにつれて高まる容量性漏れ電流を含むいっそう大きい全差分電流に対する）施設の保護について別個に監視することについてもあてはまる。
磁気的な和電流または差分電流を測定する方式に基づく障害電流保護回路は、２０年代から公知である。しかし６０年代になってはじめて、基本的に低い閾値（１０〜６０ｍＡ）により人員保護を可能とする応答感度が達成された。ドイツでは今日まで、直接および間接的な接触に対し人間を保護するための、電源電圧に依存しない障害電流保護機構が規格に記述されてきたし、使用されてきた。電源電圧に依存しない障害電流保護機構によれば、磁心を用いて電源の差分電流が捕捉される。この場合、電流を案内する電源導体が磁心を通って導かれており、さらにこの磁心は差分電流発生時に電圧の誘導される２次巻線を有している。２次側は、誘導電圧により十分大きい電流を駆動できるように構成されており、それによって電磁的なラッチが操作され、このラッチが電源のスイッチングコンタクトを切り離す。トリガシステムは電気的および磁気的に、一定の閾値においてトリガが行われるよう調チューニングされている（人員保護のためにはたいてい３０ｍＡ）。利用できるエネルギーがかなり小さいため、スイッチングコンタクトを切り離すためのメカニックを含め、センサ機構と磁気システムとの間できわめて敏感なチューニングが必要である。敏感なメカニックが堆積により「鈍重」になり、ひいては閾値が場合によってはトリガされないほど高くなってしまうのを避ける目的で、システムを規則的に運動させる必要がある。これは検査キーの操作により行われ、これによって差分電流がシミュレートされ、障害電流保護スイッチがトリガされる。しかし実践では、障害電流保護スイッチは必要なほどには検査されず、その結果、障害発生時の保護措置が保証されないことも多い。
上述の欠点の存在しない補助電圧に依存する電子システムは、これまで安全上の理由から許されていなかった。現在まで、電子コンポーネントにおいて発生する可能性のある故障からすると、障害発生時の保護措置は保証できないとされてきた。
しかしながら本発明による障害電流保護装置によればこのような偏見が克服され、被監視電源から給電されるきわめて安全な補助電圧依存形の電子システムが得られる。様々な構成により、たとえば請求項１２〜１６に記載の構成により、従来の装置の安全性を大きく凌駕する著しく高い機能安全性が達成される。つまりたとえば請求項１２によるシステムによれば、機器障害発生時に負荷の遮断または電源の遮断を伴う継続的な機能監視が得られる。請求項１３によれば冗長的な電圧供給が行われ、これは部分的な故障であってもそのまま維持される。請求項１４によれば、電圧供給に障害が生じたとき、依然として安全な遮断を行えるよう蓄積コンデンサ自身で給電を行う。
請求項１５による手段によれば、電位補償導体の機能を確実に監視することができる。このことを交直両電流感応形で行うこともできるし、といって必ずそのようにしなくてもよい。請求項１６の手段によっても、電位補償導体の機能を安全に監視することができる。
請求項１７の有利な構成つまりディジタルインタフェースの使用は、電子回路技術の適用によってはじめて可能となり、まったく新しい可能性が開ける。これにより、他の関連で知られていた安全上重要な全く異なる測定量を、別の遮断判定基準として利用することもできる。このことはたとえば、遮断された電源の絶縁抵抗や、障害電流保護装置におけるアースの抵抗についてあてはまる。絶縁されたＩＴ電源によってしか知られていない絶縁監視を障害電流保護装置と組み合わせること（これはアースされかつ絶縁された電源に使用可能である）は新規であり、驚くべき組み合わせの効果が得られる。しかもこのような新たな障害電流保護装置は、絶縁劣化の監視による予防的な監視という新たな役割も引き受けることができるようになる。そしてこのようにして保守や障害探索を優先させることで、遮断しそうであるのを未然に防ぐことができるようになる。このことが成り立つのは、設備の劣化だけを指摘するような障害電流が所期のように選択されるからである。
請求項１８によれば、装置の個別部分を種々の構成モジュールにまとめることができる。
請求項１９によれば、交直両電流感応形で動作する差分電流センサを振動回路の形態で実現することができる。
次に、図面を参照しながら本発明について詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明による装置のブロック図である。
図２は、実効電流または障害電流を求めるため極性符号の切り替えられる同期整流器のブロック図である。
図３は、実効電流または障害電流を求めるために乗算器を備えた同期整流器のブロック図である。
図４は、実効電力測定に基づく実効電流または障害電流を求めるためのブロック図である。
図５は、本発明による装置を簡略化して示したブロック図である。
図６は、交流成分と直流成分を捕捉するための交直両電流感応形の差分電流センサに関する実例を示す基本回路図である。
実施例
まずはじめに、図５のブロック概略図を参照して本発明の原理について一般的に説明する。この図面には、２つの線路つまり電源線路Ｌと中性線路Ｎならびに電位補償線路ＰＥを備えた接地された単相の交流電源が示されている。ここで参照符号Ｃ_ＥとＲ_Ｅによって、交流電源（および場合によっては電源の直流側）における通常の容量性のおよび抵抗性つまり抵抗を伴う電源漏れ（電源漏れインピーダンス）が表されている。この交流電源は、多極この実施例では２極の分離スイッチないし負荷スイッチ２を介して、消費機器としての負荷Ｖと接続可能である。図示されているようにこの接続は、整流器ＧＬの介在回路を設けて行うことができる。この場合、参照符号Ｃ_Ｅ＋ならびにＲ_Ｅ＋およびＣ_Ｅ−ならびにＲ_Ｅ−によって、交流電源の直流側における通常の容量性のおよび抵抗性つまり抵抗を伴う電源漏れ（電源漏れインピーダンス）が表されている。負荷のケーシングは付加的に接地されており、このことは図中、アース抵抗Ｒ_Ｇによって表されている。これにより回路内に存在するすべてのアースのアース抵抗全体が扱われる。さらに参照符号Ｒ_ＰＥによって電位補償線路ＰＥの線路抵抗が表されており、これは実質的にアース抵抗Ｒ_Ｇと並列におかれている。
両方の線路ＬとＮは和電流変換器または差分電流センサを介して案内されており、これによって線路ＬとＮにおける電流のベクトルの和が形成され、つまりはそれらの差分電流が形成される。これはできるかぎり小さくすべきであって、電源漏れインピーダンスが小さくなるにつれて大きくなる。差分電流は抵抗成分と容量成分からなり、ここで抵抗成分は障害電流を成し、容量成分は、不可避であるし殊に電源サイズとともに増加もする容量性漏れ電流を成す。
差分電流は、たとえば後置接続された整流器またはインバータにおいて、純な交流成分に加えて直流成分も含んでいる可能性がある。差分電流センサによって直流成分も検出すべきならば、それを交直両電流感応形に設計しておく必要がある。このような交直両用電流感応形差分電流センサそれ自体は周知であり、たとえば図６を参照してあとで説明するようにしてはたらかせることができる。
差分電流センサ３により検出された差分電流は、設けられている電位補償線路ＰＥにおいて分割され、アース抵抗Ｒ_Ｇおよび電位補償線路の線路抵抗Ｒ_ＰＥを介して流れる。
図５によれば、電源供給される差分電流リレーないしは障害電流リレー１の形態の評価回路においてまずはじめに１度、電源線路Ｌと中線線路Ｎの差分電流の交流成分が、第１の回路変量として捕捉される。さらに差分電流リレーないし障害電流リレー１において、電源線路Ｌと中性線路Ｎまたは他の線路との間の電源交流電圧が、第２の回路変量として捕捉される。そして差分電流リレー１において、第１の回路変量と第２の回路変量との間の位相角φを求めることができる。ついで差分電流リレー１において、差分電流における交流成分の振幅と、捕捉された２つの回路変量間の位相角φのコサインとの積が、電源の抵抗性障害電流に対する尺度として求められる。この積は、捕捉された個々の変量からじかに計算することもできるし、あるいはそのような個々の（たとえば位相角φの）捕捉を行うことなく、間接的に求めることもできる。このような間接的な確定については、あとで詳しく説明する。
さらに、差分電流センサ３が交直両電流感応形で動作するならば、差分電流リレー１ないしは障害電流リレー１において、交直両電流感応形で捕捉可能な差分電流の直流成分も評価され、考慮される。このような直流成分は常に障害電流として評価されるべきものであって、交流電流側の障害電流に２乗和することができる。交流電流と直流電流に対し限界値がそれぞれ異なる場合には、直流成分を別個の評価回路において処理することもできる。
差分電流における交流成分の振幅と位相角φのコサインとの間の上述の積つまりは交流側の抵抗性障害電流は、場合によっては抵抗性直流障害電流の２乗和の後、必要に応じて調整可能な限界値ないしは閾値と比較される。積がこの値を超えているとただちに、そして超えている間は、差分電流リレー１によって電力スイッチないしは負荷スイッチ２のリレーが制御され、これによって負荷Ｖが交流電源から全部の極で分離される。
図１には、殊に図５に示した差分電流リレー１が被監視交流電源といっしょに詳しく描かれている。これは（この実施例のように）アースしておくこともできるし、アースしないでおくこともでき、この場合、ダイレクトに接続された整流器またはインバータの設けられたまたは設けられていない単相電源または三相電源とすることができる。交直両電流感応形の測定方式により差分電流ＩΔが測定され、これは電源の交流部分における通常の容量性漏れ電流から成り、さらにこれには、電源の交流部分または直流部分における絶縁障害により発生した障害電流も含まれている可能性がある。三相交流電源のための装置における相違点は、その場合には電源が全部で３つの相から供給されることと、あとで詳しく説明するコンポーネント７，９，１２，１３，１８が各相ごとに設けられていることだけである。
この装置は、アースに対する電源のインピーダンスの尺度である電源の差分電流を測定する。この差分電流には、オーミックな絶縁障害により発生する抵抗性成分（障害電流）が含まれている可能性がある。
この実施例の場合、この装置は基本的に、差分電流および障害電流リレー１、電源の差分電流ＩΔを測定する交直両用電流感応形差分電流センサ３、電源の電位補償線路ＰＥ中の（漏れ）電流を測定する第２の電流センサ２５、ならびに電力スイッチまたは負荷スイッチ２から成る。その際、このスイッチ２により、障害電流または全差分電流が限界値を超えたとき、電源が給電側から全部の極で分離される。
差分電流センサ３の出力側（図１参照）に測定信号ＩΔが発生し、これはセンサを貫通して案内されている線路Ｌ，Ｎの差分電流に比例し、差分電流における交流成分場合によっては直流成分も含む。また、電源周波数よりも低い遮断周波数たとえば１０Ｈｚの遮断周波数をもつローパスフィルタ１０において、必ず抵抗性の障害電流とみなすことのできる直流成分Ｉｆ_ＤＣが分離される。
さらに、ローパスフィルタ１０の遮断周波数よりも大きい遮断周波数たとえば１５Ｈｚの遮断周波数を有するハイパスフィルタ１１を介して、差分電流ＩΔの交流成分ＩΔ_ＡＣが出力結合される。さらに交流成分ＩΔ_ＡＣは、周波数評価ないし周波数重み付けを行う適切なローパスフィルタ１５を通過し、このフィルタは人体の周波数依存性をシミュレートする。つまりこの場合、ＩΔ_ＡＣのそれ相応の周波数評価が行われる。ローパスフィルタ１５は、電流に対する接触感度に関して人体の周波数依存性をシミュレートするために用いられる（たとえばこのことはＩＥＣ６０４７９に記載されている）。
差分電流ＩΔの交流成分ＩΔ_ＡＣ成分には、（周波数重み付け後でも、通常の）容量性漏れ電流および場合によっては存在する抵抗性障害電流Ｉｆ_ＡＣが含まれている。両方の値は、フィルタリングされた交流成分から交流差分電流と交流電源電圧との間の位相関係を用いて求めることができる。この目的で、あとで詳しく説明する様々な実施形態がある。
この実施例によればＩｆ_ＡＣを求めるため、電源と位相補償線路ＰＥとの間において２相で結合された分周器７，８，９を介し、さらに回路部分１２を経由してその出力側に比較電圧または補助電圧Ｕ_ｒｍｓが発せられ、これは一定に保持された実効値をもつ電源電圧Ｕを表す。位相モジュール１３において、補助電圧Ｕ_ｒｍｓおよび差分電流ＩΔの周波数評価された交流成分ＩΔ_ＡＣが、出力側に抵抗性の障害電流Ｉｆ_ＡＣの交流成分が生じるように処理する。つまり、位相モジュール１３において間接的に（つまり計算することなく）、差分電流ＩΔの交流成分ＩΔ_ＡＣの振幅と、位相角φのコサインとの積が確定され、これによって有効成分が表される。この方式は有利には有効電力測定を拠り所としており位相角φの個々の知識を前提としていない。これについては図４を参照しながらあとで詳しく説明する。
必要であれば位相モジュール１３において、抵抗性障害電流のほかに（差分電流ＩΔの交流成分ＩΔ_ＡＣにおける容量性成分として）漏れ電流を求めることもできる。
加算モジュール１４において、抵抗性直流成分Ｉｆ_ＤＣと抵抗性交流成分Ｉｆ_ＡＣが２乗和により全障害電流ないし全障害電流信号Ｉｆに合成される。障害電流信号Ｉｆと処理されていない全差分電流ＩΔは比較器モジュール１９へ供給される。このモジュールは、別個の回路、マイクロコントローラまたはＡＳＩＣとして構成することができる。比較モジュール１９は２つの調整手段１６，１７を有しており、これによって障害電流信号Ｉｆに対する小さい閾値または限界値Ｉｆ_ｇと全差分電流ＩΔに対する大きい閾値または限界値ＩΔｇが設定される。これらの閾値または限界値のうちの一方を信号ないし電流が超えるとただちに、比較モジュール１９は論理的なＯＲ素子つまりＯＲ素子２１を介してスイッチ２２を制御し、このスイッチによって電力スイッチまたは負荷スイッチ２が操作され、電源遮断が実行される。
接触に対する安全性の基準となる抵抗性障害電流Ｉｆのほかに、全漏れ電流つまり全差分電流ＩΔも、電源の安全状態に対する尺度を成す。電源の動作に対する安全性にとって重要なことは、全差分電流によって皮相電力を監視することである。このため差分電流ＩΔは、差分電流ＩΔの交流成分ＩΔ_ＡＣのようにローパスフィルタを介して周波数評価してはならない。
抵抗性障害電流Ｉｆをたとえば３０ｍＡである第１の小さい閾値または限界値Ｉｆ_ｇと比較し、全差分電流ＩΔを、たとえば３００ｍＡである第２の大きい閾値または限界値ＩΔ_ｇと比較することにより、人員保護と設備の保護を１つの装置内で組み合わせることができる。
閾値または限界値の設定は、固定的であってもよいし可変であってもよい。これらは、個々の設備の状態に合わせてフレキシブルに整合させることができる。たとえば、電気設備の一部分の接触の可能性に対する判定基準は、いわゆる接触電圧である。交際的に最大限界値はＡＣ５０ＶないしＤＣ１２０Ｖに設定されており、この値は持続的な負荷でも無害なものである。このような限界値を遵守するため、漏れ電流と全アース抵抗Ｒ_erdung（Ｒ_erdung＝Ｒ_GとＲ_PEの並列回路）による積が稼働中、上述の電圧のうちの一方よりも小さくなければならない。この条件が遵守されているかについては電源使用開始時、設置時ならびに規則的な間隔で測定技術的に検査される。
ディジタルインタフェース２０，２３を介して、稼働中の全アース抵抗を連続的に測定し目下の測定値をディジタルインタフェースを介して障害電流保護装置へ伝送する補助装置を接続すると、漏れ電流に対する限界値を以下の計算により形成することができる。
ＩΔ_gAC＝５０Ｖ／Ｒ_erdung
ＩΔ_gDC＝１２０Ｖ／Ｒ_erdung
Ｒ_PEで表された導体抵抗をもつ低抵抗の電位補償導体ＰＥによって、電気システムにおいてエラーなく、接触電圧つまりは接触電流を許容値以下に保持できるようになる。しかし電位補償導体ＰＥの遮断時には、電源の漏れ電流が障害電流となる可能性がある。このことはたとえば、大地と接触しており正常時にはアースされている電気回路部分に触れた人間などについてあてはまる。この部分はＰＥの遮断によりかなり高い接触電圧を受ける可能性があり、これによって危険な障害電流の発生する可能性がある。
電位補償導体ＰＥが遮断した場合、障害電流はほとんど純粋に容量性のものである可能性があり、前述の本発明の部分によっては検出できない。この場合も電源を確実に遮断できるようにする目的で、電位補償導体ＰＥ中の電流ＩΔ_PEを電流変換器または差分電流センサ２５によって付加的に測定し、測定値整合に用いられる回路部分２４を介して比較器モジュール１９へ供給することができる。
電気システムの接触可能部分の接地に加えて、導電的に大地と接続された所在位置あるいは他の導電性の機械的連結部分（たとえば冷却用水道管など）を介して、その部分が付加的に接地されている可能性がある。このような付加的な接地により発生するアース抵抗は、参照符号Ｒ_Gによって表されている。
差分電流センサ３により測定された全差分電流は、両方の電流ＩΔ_PEおよびＩΔ_Gの和を有している。この場合、保護導体または電位補償導体ＰＥにおいて測定された電流Ｉ_PEは、式Ｉ_PE＝ＩΔ−ＩΔ_Gに従い全差分電流ＩΔに比例する。電源動作中、電位補償導体の抵抗Ｒ_PEと付加的な接地の抵抗Ｒ_Gとの間は一定の比であるものとすることができる。全差分電流の変化は常に、比例関係にある電位補償導体中の電流変化として表される。そしてこのことを、電位補償導体ＰＥの故障により漏れ電流が障害電流となったときに、電源を確実に遮断する目的で利用できる。
これに加えて、電位補償導体ＰＥの差し込まれる図示されていない第２の電流変換器を介して、小さい電流をＲ_PEとＲ_Gのループへ供給し、やはりＰＥの差し込まれる図示されていない第３の電流変換器を介して、両方の抵抗Ｒ_PEとＲ_Gの直列回路から成るループ抵抗を監視することができる。
障害電流保護装置においては、できるかぎり高い信頼性と機能安全性が前提とされるべきである。この目的で慣用の装置は検査キーを有しており、保護措置の可用性を検査するために、このキーを規則的に操作するようにしている。しかしながら一般に、必要とされる検査はきわめてまれにしか実行されない。その結果、電磁的に操作される慣用の障害電流保護スイッチは、障害発生時にもはやトリガされないことが多い。
ここで説明する装置は、機能安全性を保証する複数の監視メガニズムを有している。この場合、電源電圧に依存する装置であるから、限界値を超えた障害電流が発生すると常に電源が確実に遮断されるようにしなければならないし、障害時に遮断されなくなってしまうような結果をもたらす能障害が装置内で発生したとしても、確実に遮断が行われるようにしなければならない。この課題は、差分電流リレーおよび障害電流リレーの給電を３相電源において冗長的に行うようにした構成によって解決される。このことで、２つの相または１つの相と中性導体が依然として利用できるかぎり、相の欠落または中性導体故障が発生しても、装置を確実に動かし続けることができるようになる。
１つの相を除いてすべての相が欠落するか、または単相システムにおいて中性導体が故障したときでも、保護機能を確実に動作させる目的で、電源供給される内部電源４の給電直流電圧から分離ダイオード６を介して蓄積コンデンサ５が充電される。内部給電電圧がある期間にわたり欠落したとき、この蓄積コンデンサからＵ_Sを介して回路部分１８，２１，２２が冗長的に給電される。この期間中、分周器７，８，９によって、電源導体がアースに対する電圧を依然として案内しているかが確かめられる。これが該当するならば、電力スイッチ２は排他ＯＲ素子（ＥＸＯＲ）１８を介し、さらにＯＲ素子（ＯＲ）およびスイッチ２２を介して、蓄積コンデンサ５からのエネルギーによってトリガされる。たとえば回路全体が遮断されたときには、ＥＸＯＲ結合ゆえに電力スイッチ２の遮断は行われない。
差分電流変換器の接続検査は交直両電流感応形の測定方式であれば、センサにおいて振動の存在を監視し、振動周波数が変化したときまたは振動が途切れたとき欠陥を検出することによって簡単に行うことができる。
電力スイッチ２が実際に接続されていることを保証できるようにする目的で、そのコイル抵抗が重畳された小さい直流電流を用いて連続的に測定される。同じ構成によって、差分電流変換器３と２５の接続が連続的に検査される。
ディジタルインタフェース２０，２３に絶縁監視装置を接続することができる。この絶縁監視装置は、監視すべき電源を遮断状態においてその絶縁抵抗について監視し、絶縁抵抗が所定の値を下回っているときには、電力スイッチ２のスイッチオンを阻止する。これにより、絶縁抵抗が再び許容可能な最小値をとるまで、電源の新たなスイッチオンが阻止される。さらにディジタルインタフェース２０，２３に、電位補償導体ＰＥの抵抗Ｒ_PEを監視するための既述の装置や、装置の測定データを表示したりディジタル処理したりするための装置を接続することもできる。
抵抗性の交流障害電流Ｉｆ_ACは実効電流Ｉ_Wである。この電流は、差分電流の交流成分の振幅と位相角φのコサインの積に対応し、これをじかに計算してもよいし、間接的に確定してもよい。
この実効電流Ｉ_wをじかに計算する場合、比較器と時間測定器を使用して、差分電流ＩΔ（ｔ）における交流成分ｉ（ｔ）＝ＩΔ_AC（ｔ）と電源交流電圧ｕ（ｔ）との間の位相が求められる。この場合、たとえば、ゼロ点通過および勾配方向を評価することができる。１つのパラメータとして電源交流電圧の周期期間Ｔが、同じ勾配極性符号をもつ２つのゼロ点通過の間の時間測定により求められる。第２のパラメータとして、電源交流電圧ｕ（ｔ）のゼロ点通過と、同じ勾配極性符号をもつ交流成分ＩΔ_AC（ｔ）のその次のゼロ点通過との間の時間ｔが求められる。この場合、位相角φは、式φ＝ｔ・２・π／Ｔにより計算される。差分電流ＩΔ（ｔ）の交流電流成分ＩΔ_AC（ｔ）の振幅を（たとえばピーク値測定により）求めた後、実効電流Ｉ_Wつまり交流側の抵抗性障害電流Ｉｆ_ACを、次式から計算することができる。

三相電源の場合、位相角φの測定と式２による計算を、各電源相ごとに個別に実施することになる。個別結果は２乗和されるかまたは、最大値をもつ個別結果が結果として引き渡される。
実効電流Ｉ_Wをじかに計算するこの方法は、実際にはできるかぎり正弦波形の信号にしか適用できない。高調波およびノイズ成分が増えるにつれて、正確なゼロ点通過の判定つまりはそれに付随する位相角の算出を、大きな誤差を伴ってしか行えない。
次に図２〜図４を参照して、交流側の抵抗性障害電流Ｉｆ_ACつまり実効電流Ｉ_Wを間接的に（つまり計算を行わずに）確定する方法について説明する。
図２において、ｉ（ｔ）は差分電流ＩΔ（ｔ）の漏れ電流ないしは交流成分ｉ（ｔ）＝ＩΔ_AC（ｔ）に対応し、ｕ（ｔ）は電源交流電圧に対応する。比較器３２の基準電圧Ｕ_Refは、以下では０Ｖにより設定される。電源交流電圧が０Ｖよりも大きいとき、接続されている係数素子３０が比較器の出力電圧Ｕ_Sにより制御され、その結果、交流成分または交流側の漏れ電流が、たとえば＋１など一定の係数によって乗算される。また、電源交流電圧が０Ｖよりも小さいとき、ｉ（ｔ）に作用する係数が、絶対値は等しいが極性符号の異なる値たとえば−１となるよう、比較器３２の出力電圧が設定される。ローパスフィルタ３１は理想的な状況では、ｕ（ｔ）の１周期にわたる係数素子３０の出力信号の算術平均を形成する。
したがってこのような同期整流器の出力信号は、交番する係数（振幅＋／−１の矩形波）の畳み込みおよび漏れ電流ｉ（ｔ）によって発生する。係数矩形波の各スペクトル線において、入力信号の信号成分がスペクトル線の振幅により評価されて、出力信号成分として現れる。つまり、振幅１をもつ係数矩形波の場合、ｉ（ｔ）におけるすべての奇数の周波数成分は、次式に従って評価される：

ここでｍ＝２^*ｎ＋１，ｎ＝０，１，２，３．．．
である。
理想的には、ｉ（ｔ）においてｕ（ｔ）の周波数の奇数倍に対応しないすべての信号成分が抑圧される。また、直流成分も抑圧される。つまり、比較的高い周波数に対するｉ（ｔ）中の高調波成分は、対称矩形波のスペクトル成分に従って弱められて考慮されるだけである。
このような周波数選択性のほか、位相を評価する特性が上述の式における項ｃｏｓ（φ）によって生じる。
ｕ（ｔ）とｉ（ｔ）が０°の位相差をもつ同期信号であり、ｉ（ｔ）が単純な正弦波交流であるならば、ｍ＝１，ｃｏｓ（φ）＝１が成り立ち、上述の式から、

となる。
これは、全波整流された信号の算術平均値に対応する。ｕ（ｔ）とｉ（ｔ）が９０°の位相差をもつ同期信号であり、ｉ（ｔ）が単純な正弦波交流であるならば、ｍ＝１，ｃｏｓ（φ）＝０が成り立ち、上述の式からＩ_a＝０となる。つまり、漏れ電流中の容量成分（９０°の位相差）が抑圧される。
じかに計算する方法に対する図２によるこの方法の利点は、漏れ電流中のノイズや障害信号が良好に抑圧されることである。しかしこの方法は、ｕ（ｔ）中のノイズや障害信号に対し敏感に反応する。ｉ（ｔ）中の高調波成分はたしかに考慮されるけれども、誤った評価で結果に入り込んでしまう。
三相電源の場合、各電源相について同期整流器が用いられることになる。結果として、すべての出力信号の２乗和または最大絶対値をもつ出力信号が用いられる。
図３の場合もｉ（ｔ）は、差分電流ＩΔ（ｔ）の漏れ電流ないしは交流成分ｉ（ｔ）＝ＩΔ_AC（ｔ）に対応する。ローパスフィルタ４１は、図２のローパスフィルタ３１と同じ機能をもつ。信号ｕ（ｔ）について、電源交流電圧に対し同期して進行し１Ｖの振幅と０Ｖの直流成分をもつ対称の矩形信号を選択した場合、回路の動作は図２の回路に精確に対応する。これに対しｕ（ｔ）が、直流成分がなく一定の振幅をもち電源同期した単純な正弦波信号であるならば、この回路によって信号ｉ（ｔ）の基本波しか位相評価されない。直流成分、高調波、ノイズあるいは障害信号は抑圧される。
ｕ（ｔ）が１Ｖの振幅をもちファクタのない乗算器４０を用いることで、ｉ（ｔ）の電源周波数の基本波について実効電流Ｉ_W＝が次式に従って求められる：

ファクタ１／２を除いてこの式は、じかに計算する際に説明したものと一致している。つまりこの場合も、φまたはｃｏｓ（φ）を値として認識することなく、ｃｏｓ（φ）が実効電流Ｉ_Wを求めるために利用される。
この方法の欠点は、ｉ（ｔ）の基本波の評価に制約されることである。利点は、障害電圧やノイズに対し不感なことである。また、ｕ（ｔ）中に存在するノイズも先に述べた方法と同様、クリティカルなものではない。
図４の場合、ｉ（ｔ）は差分電流ＩΔ（ｔ）の漏れ電流または交流成分ｉ（ｔ）＝ＩΔ_AC（ｔ）に対応し、ｕ（ｔ）は電源交流電圧である。機能ブロック５２〜５５によって電源電圧ｕ（ｔ）から、一定に保持された実効値をもつイメージｕ′（ｔ）が生成される。この場合、以下の機能ブロックが設けられている。すなわち、乗算器５０、ローパスフィルタ５１、調整可能な減衰器５２、調整増幅器５３、差分形成器５４、ＲＭＳ値形成器５５が設けられている。
ｕ（ｔ）をｉ（ｔ）とじかに乗算すると結果はｐ（ｔ）となり、つまり漏れインピーダンスに変換された瞬時電力となる。ｐ（ｔ）が電源周期の整数倍にわたり積分されると（ローパスフィルタ５１）、漏れインピーダンスに変換された実効電力Ｐが生じる：

ここで項ｕ（ｔ）が一定のＲＭＳ値（実効値）をもつｕ′（ｔ）になると、乗算および積分の結果は、漏れ電流インピーダンスに変換された電力の原因となる電流つまり実効電流Ｉ_Wに対応する。

ｉ（ｔ）中に存在するすべての実効成分の正確な捕捉は理論的には、使用されている回路がそれを妨げず、つまりすべての直流成分および高調波成分を含めて通すよう、広帯域で行われる。しかし直流成分の正確な捕捉は、実践では漏れ電流を流すソース電圧がｕ（ｔ）として用いられるのではなく、電源電圧がそのイメージとして用いられることによって損なわれる。
三相電源の場合、図４の回路は各電源相ごとに構成されることになる。結果として、すべての出力信号の２乗和あるいは最大絶対値をもつ出力信号が用いられる。
図６には、差分電流の交流成分と直流成分を測定可能な交直両電流感応形で動作する差分電流センサの実施例の基本構成が示されている。交流電流感応形およびパルス電流感応形の差分電流測定のために通常は和電流変換器が使用され、これはトランスの原理に従って測定量を捕捉する。差分電流はこの測定方式によっても捕捉できない。なぜならば、直流は伝達に必要な磁束の変化を引き起こさないからである。
差分直流を測定することのできる構成は、鉄心の磁化の評価である（磁束密度Ｂ）。周知のように磁化曲線（ＢーＨ曲線）によって、軟磁性材料の磁束密度Ｂと磁界強度Ｈとの関係が表される。この場合、磁化曲線の経過は基本的にゼロ点対称である。
和電流変換器において差分電流により磁界強度Ｈが発生し、これは電流の流される巻線の巻回数と磁心の平均経路長に依存する。この磁界強度によって磁心に磁束Ｂが形成され、この磁束Ｂから磁心の横断面積に依存して磁束密度Ｂを形成することができる。差分電流がゼロであれば、（ヒステリシス作用を無視すれば）磁束密度Ｂも同様にゼロである。和電流変換器の磁心がたとえば差分直流により磁化されると、磁界強度Ｈに基づき磁束密度Ｂが発生し、これは使用されるコア材料に依存する。
図６には、差分電流の直流も捕捉するための基本回路図が示されている。この測定の基礎は振動回路であり、この場合、和電流変換器は振動発生部材として用いられる。図６によれば、和電流変換器は互いに逆向きであるが同じ巻回数で取り付けられた巻線Ｗ１，Ｗ２から成る。発振器の電子スイッチＳ１，Ｓ２（たとえばトランジスタ）が交互に接続され、その結果、両方の巻線にやはり交互に電流が流れるようになる。巻線が逆向きに取り付けられていることから、磁心が交互に両方向で磁化され、その結果、磁化曲線は完全に両方の方向で経過することになる。磁心が巻線電流により飽和すると、回路が反転する。磁心が飽和したとき、巻線電流の電流変化は起こらず（巻線のインダクタンスは無視できる程度に小さい）、その結果、導通接続されているスイッチの制御入力側にも電圧が誘導されることはない。したがってこのスイッチは開放される。スイッチの開放によって、これまで開いていたスイッチの制御入力側に電圧Ｕ_b（一定の供給直流電圧）が発生し、これに対し目下遮断されている巻線の誘導電圧が形成される。その後、これまで開いていたスイッチが閉じられる。
スイッチが交互に閉じられることで、電流によって測定抵抗Ｒ_mに電圧降下が発生し、その周波数は振動周波数に対応する。両方の電圧降下の差分形成により、発振器の両方の分岐が評価される。差分電圧Ｕ_difは基本的に、矩形電圧とみなすことができる。差分電圧が流れていなければ、オン／オフ比は５０％である。それというのも、磁化曲線のゼロ点から飽和点（振動回路の反転点）に到達するまでにそのつど同じ時間が必要とされるからである。
既述のように、差分直流によって磁心のバイアス磁化が生じる。バイアス磁化方向では逆方向よりも時間的に速く、磁化曲線のゼロ点から飽和状態に到達する。この場合、比は５０％に等しくない。差分電流によって和電流変換器が飽和されないかぎり、差分電流と電圧Ｕ_difのオン／オフ比との直線的な関係から計算を十分に行うことができる。両方の電圧降下の差分形成によって、オン／オフ比は１つの発振器分岐の評価の場合の２倍の大きさになる。
磁気回路がゼロ点対称であるがゆえに、図６による回路は差分交流にも適している。差分交流は磁化矩形電圧も「変調」する。つまり、差分電流の周波数が矩形電圧の半分の周波数よりも小さいかぎり、正確な評価が行われる。
したがってこの回路方式を交直両用電流感応形測定方式として用いることができ、この場合、差分電流の交流成分および直流成分を、矩形波電圧Ｕ_difからローパスフィルタリングにより取り戻すことができる。既述の方式を変形してもよい。たとえば、１つの巻線しか用いず、その巻線が常に極性の変わる直流電圧によって磁心を正と負の極性に変えるようにしてもよい。

Claims (19)

1. 交流電源内で、ベクトルの和により形成される電源の少なくとも２つの電源導体間の差分電流を測定し、
   差分電流における交流成分の振幅と、差分電流における交流成分と電源の少なくとも２つの導体間の電源交流電圧との間の位相角（φ）のコサインとの積を、電源の抵抗性障害電流に対する尺度として求め、
   該抵抗性障害電流が所定の閾値を超えたとき、負荷の遮断を実行する形式の、
   交流電源における絶縁および障害電流の監視方法において、
   交流成分と直流成分を含む交流電源の差分電流を交直両電流感応形で捕捉し、
   交直両電流感応形で捕捉した差分電流において容量性および抵抗性の成分を含む交流成分を、電源周波数よりも低い第１の遮断周波数によるハイパスフィルタリングにより獲得し、
   交直両電流感応形で捕捉した差分電流において抵抗性障害電流信号とみなすべき直流成分を、前記第１の遮断周波数よりも低い第２の遮断周波数によるローパスフィルタリングにより獲得し、
   差分電流における交流成分を人員保護のためハイパスフィルタリング後、ローパスフィルタリングにより周波数に依存して評価し、
   差分電流における交流成分の振幅と位相角φのコサインとの前記の積を、実効電力測定により間接的に求め、
   該実効電力測定にあたり差分電流の交流成分を乗算信号と乗算し、ついで算術平均を行い、ここで前記乗算信号はその実効値に関して一定に保持された電源交流電圧に対応し、
   抵抗性全障害電流信号を求めるため、直流側の抵抗性障害電流信号と、交流成分から求められる交流側の抵抗性障害電流信号に対し２乗和を施し、
   抵抗性の全障害電流信号が所定の閾値を超えたとき、負荷の遮断を実行することを特徴とする、
   交流電源における絶縁および障害電流の監視方法。
2. 求められた抵抗性障害電流を、人員保護に適した小さい閾値と比較し、
   交流成分を含み付加的に直流成分も含んでいる可能性のある捕捉された全差分電流を、設備保護に適した大きい閾値と比較し、
   これらの閾値のうち少なくとも１つを電流が超えたとき、負荷の遮断または電源の遮断を実行する、請求項１記載の方法。
3. 前記の小さい閾値を調整可能であり、または前記の大きい閾値を調整可能であり、または前記の小さい閾値と大きい閾値を調整可能である、請求項２記載の方法。
4. 人員保護のための前記の小さい閾値を動作中に生じる電源状態に合わせて整合し、アース抵抗を測定し、最大許容接触電圧とアース抵抗の商に対応するよう前記閾値を設定する、請求項３記載の方法。
5. 交流電源に電位補償導体が設けられており、該電位補償導体の機能を検査するため、正常時には全差分電流の特定の配分として前記電位補償導体中を流れる電流を測定し、該電流が前記特定の配分よりも小さければ負荷の遮断または電源の遮断を実行する、請求項１〜４のいずれか１項記載の方法。
6. 交流電源に電位補償導体が設けられており、該電位補償導体の機能を検査するため、該導体に検査電流を入力結合し、正常時に電位補償導体およびアース抵抗を流れる該検査電流を測定し、全アース抵抗が許容値よりも高くなったことが検出されると、負荷の遮断または電源の遮断を行う、請求項１〜４のいずれか１項記載の方法。
7. 中性導体の設けられたまたは設けられていない三相交流電源を監視するため、３つの電源導体の各々について方法を別個に実施し、３つの電源導体すべての差分電流における交流成分を第１の回路変量として捕捉し、
   各電源導体と中性導体間または中性導体がエラーのときは各電源導体と電位補償導体間で、３つの電源交流電圧を測定し、差分電流における交流成分の振幅と３つの位相角（φ）のコサインとの対応する３つの積を求め、
   該積が所定の閾値を超えたとき、負荷の遮断を実行する、
   請求項１〜６のいずれか１項記載の方法。
8. 負荷の遮断または電源の遮断をすべての極で実行する、請求項１〜７のいずれか１項記載の方法。
9. 差分電流または障害電流に起因する負荷ないし電源の遮断、またはその他の電源遮断後、遮断された電源における絶縁抵抗を測定して、正常状態を表す限界値と比較し、測定された電源の絶縁抵抗が限界値を超えているときのみ、新たなスイッチオンを行わせる、請求項１〜８のいずれか１項記載の方法。
10. 交流電源における少なくとも２つの電源導体を有する差分電流センサ（３）と差分電流リレー（１）が設けられており、該差分電流リレー（１）は、差分電流（ＩΔ）が所定の閾値を超えるとただちに、電力スイッチまたは負荷スイッチ（２）を介して負荷または電源の遮断を実行する、請求項１〜９のいずれか１項記載の方法を実行する装置において、
    差分電流センサ（３）は、交流成分と直流成分も含めて交直両電流感応形で差分電流（ＩΔ）を捕捉し、
    前記差分電流センサ（３）と接続された第１のローパスフィルタ（１０）は出力側から、直流に起因する交流電源の抵抗性障害電流を表す障害電流信号（Ｉｆ_DC）を供給し、
    前記差分電流リレー（１）は電子的な位相モジュール（１３）を有しており、該位相モジュールは、ハイパスフィルタ（１１）を介して求められた差分電流（ＩΔ）の交流成分（ＩΔ_AC）と、電源交流電圧から導出された比較電圧から位相角φを考慮して、交流に起因する交流電源の抵抗性障害電流を表す障害電流信号（Ｉｆ_AC）を求め、
    前記のハイパスフィルタ（１１）と位相モジュール（１３）との間に、周波数評価を行う第２のローパスフィルタ（１５）が接続されており、該第２のローパスフィルタ（１５）は、周波数が高くなるにつれて低減する人体の周波数依存性をシミュレートし、
    第１のローパスフィルタ（１０）と位相モジュール（１３）の出力側は加算モジュール（１４）と接続されており、該加算モジュールは前記の両方の障害電流信号（Ｉｆ_AC，Ｉｆ_DC）を、直流信号に対応する出力側の全障害電流信号（Ｉｆ）に２乗加算し、
    前記加算モジュール（１４）の出力側は比較器モジュール（１９）と接続されており、該比較器モジュールは、障害電流信号（Ｉｆ_AC）を人員保護に適した小さい閾値（Ｉｆ_g）と比較し、障害電流信号が該閾値を超えたとき、負荷スイッチ（２）を制御してトリガすることを特徴とする装置。
11. 前記比較モジュール（１９）は全差分電流（ＩΔ）を考慮するため、入力側で差分電流センサ（３）ともダイレクトに接続されており、
    障害電流信号（Ｉｆ）のための小さい閾値と、全差分電流（Ｉｆ）のための大きい閾値（ＩΔ_g）をまえもって設定する２つの調整手段（１６，１７）を有する、
    請求項１０記載の装置。
12. 電子的に構成された電圧供給のための差分電流リレー（１）は、交流電源から給電される電源部（４）を有し、常時動作する機能自己監視部とともに構成されており、該機能自己監視部は差分電流リレー（１）に機能障害が発生しても、該差分電流リレー（１）により負荷の遮断または電源の遮断を行わせる、請求項１０または１１記載の装置。
13. 三相交流電源であれば前記差分電流リレー（１）は、電源側で冗長的な電圧供給を行う電源部を有しており、該電源部は、１つの相が欠落してもまたは中性導体に障害が発生しても、２つの相または１つの相と中性導体が利用できるかぎり動作を継続させる、請求項１０〜１２のいずれか１項記載の装置。
14. 前記電源部（４）により充電される蓄積コンデンサ（５）が設けられており、該コンデンサは機器内部の電圧供給が欠落したとき、前記差分電流リレー（１）の一部分（１８，２１，２２）を駆動するためのエネルギーを一時的に供給し、多相電源であれば１つの電源相を除いてすべての電源相が欠落したとき、または単相電源であれば中性導体が欠落したとき、負荷スイッチ（２）を開放する、請求項１０〜１３のいずれか１項記載の装置。
15. 交流電源の電位補償導体（ＰＥ）を監視するため、電流変換器または差分電流センサ（２５）は電位補償導体（ＰＥ）を含み、比較器モジュール（１９）と接続されており、電流変換器または差分電流センサ（２５）の出力信号によりアース抵抗（Ｒ_G）が許容値を超えたことが検出されると、負荷の遮断または電源の遮断が行われる、請求項１０〜１４のいずれか１項記載の装置。
16. 交流電源の電位補償導体（ＰＥ）を監視するため、該電位補償導体は２つの電流変換器中を案内されており、第１の電流変換器は小さい検査電流を電位補償導体（ＰＥ）とアース抵抗（Ｒ_G）から成るループへ供給し、第２の電流変換器は該検査電流を測定し、第２の電流変換器の出力信号が、保護導体または電位補償導体の抵抗（Ｒ_PE）が許容値以上であることを見分ける所定の配分よりも小さくなると、負荷の遮断または電源の遮断が行われる、請求項１０〜１５のいずれか１項記載の装置。
17. 比較器モジュール（１９）がディジタルインタフェース（２０，２３）と接続されており、該ディジタルインタフェースに、測定データ表示手段または絶縁監視装置など少なくとも１つの補助手段を接続可能であり、前記絶縁監視装置は被監視電源の絶縁抵抗を遮断状態において、ただし接続されている負荷も含めて監視し、または前記ディジタルインタフェースに、電位補償導体（ＰＥ）の抵抗を監視する手段を接続可能である、請求項１０〜１６のいずれか１項記載の装置。
18. 障害電流リレーまたは差分電流リレー、差分電流センサ（３）、負荷スイッチまたは電力スイッチ（２）は、１つの構成モジュールとしてまとめられているかまたは、
    障害電流リレーまたは差分電流リレー（１）、差分電流センサ（３）、負荷スイッチまたは電力スイッチ（２）は、別個の負荷スイッチ（２）を備えた２つの構成モジュールに分配されているかまたは、
    障害電流リレーまたは差分電流リレー（１）、差分電流センサ（３）、負荷スイッチまたは電力スイッチ（２）は、３つの構成モジュールに分配されている、請求項１０〜１７のいずれか１項記載の装置。
19. 交流成分と直流成分を捕捉する交直両電流感応形差分電流センサ（３）は周知のように、互いに逆向きの巻線（Ｗ１，Ｗ２）を備え被監視電源の少なくとも２つの電源導体を取り囲む軟磁性のコアと、交互に動作する２つのスイッチを有しており、これらの部分は振動回路の構成要素であり、出力側の振動信号によってコアを流れる全差分電流が交直両電流感応形で表される、請求項１０〜１８のいずれか１項記載の装置。

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