JP3748189B2 - スナバ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換器のスナバ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３２は、例えば「スイッチングコンバータの基礎」（１９９２年２月２５日発行、コロナ社、原田、二宮、顧著）の１０４頁に示された従来のRCDスナバ回路付きのフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。図３２において、１は直流電源、２はトランスであり、２aは第１の巻線、２bは第２の巻線、２cはリセット巻線、３はスイッチング素子、４は整流用ダイオード、５は電流の環流手段としての環流用ダイオード、６はチョークコイル、７は平滑コンデンサであり、チョークコイル６と平滑コンデンサ７とで出力LCフィルタを構成している。８はトランスのリセット用のダイオードであり、９はスナバ用ダイオード、１０はスナバ用コンデンサ、１１はスナバ用の放電抵抗である。スナバ用ダイオード９とスナバ用コンデンサ１０、およびスナバ用放電抵抗１１でRCDスナバ回路１２を構成している。
【０００３】
次に動作について説明する。RCDスナバ回路１２はスイッチング素子３をターンオフすると、スナバ用ダイオード９が導通状態となり、配線の寄生インダクタンスやトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーをスナバ用コンデンサ１０に充電し、スイッチング素子３に発生するスパイク電圧を抑制する。スイッチング素子３の電圧がスナバ用コンデンサ１０の電圧より低くなると、スナバ用コンデンサ１０に充電されたエネルギー、即ちスナバエネルギーがスナバ用放電抵抗１１により放電される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、トランスの漏れインダクタンスや配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーをスナバ用コンデンサ１０に充電した後、スナバ用放電抵抗１１により消費することになるため、損失が大きくなり、効率が低下し、発熱が増加する問題があった。
【０００５】
また、スイッチング素子３のターンオフ時の電圧上昇率を抑制することによりスイッチング損失や発生ノイズを低減するためには、スナバ用コンデンサ１０の容量値を大きくする必要があるが、容量値を大きくすればするほどますますRCDスナバ回路１２での損失が大きくなり、効率低下、発熱増加を招くという問題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、その目的は、抵抗を使わないLCスナバによる損失の低減が可能な電力変換器のスナバ回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、低電位側端子が上記直流電源の低電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
アノード端子が上記第１のスイッチング素子の高電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのカソード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の低電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の高電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたものである。
【０００８】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の高電位側端子と直流電源の高電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたものである。
【０００９】
この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、高電位側端子が上記直流電源の高電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
カソード端子が上記第１のスイッチング素子の低電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのアノード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の高電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の低電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたものである。
【００１０】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の低電位側端子と直流電源の低電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたものである。
【００１１】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン期間内において第２のスイッチング手段をオン状態にし、かつ、上記第２のスイッチング手段のオン時間を第１のコンデンサと誘導性素子とで決まる共振周期の１／２以上としたものである。
【００１２】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段の電流を検出し、オン状態から上記電流が零になった後上記第２のスイッチング手段をオフ状態にするようにしたものである。
【００１３】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段を極性を有するものとし、オン状態から電流が零になると自動的にオフするようにしたものである。
【００１４】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン、オフ動作と、第２のスイッチング手段のオン、オフ動作をそれぞれ同期させるものである。
【００１５】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段は、電界効果型トランジスタと逆流防止用のダイオードとの直列接続体であるものである。
【００１６】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））において、上記誘導性素子が磁気飽和を起こさないようにしたものである。
【００１７】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））が、上記第２のスイッチング手段の許容可能な繰り返しピーク電流値以下となるようにしたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるスナバ回路を示す構成図である。従来の図３２で説明したものと同様、例えばフォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換器に適用されるもので、１はその直流電源、また１’は直流電源と同様に機能する第２のコンデンサである。３は上記コンバータの主回路要素である、例えば、トランジスタやＩＧＢＴ等の第１のスイッチング手段である。１３は第１のダイオード、１４は第１のコンデンサであり、これらは直列接続されており、第１のスイッチング手段３と並列に接続されている。１５は誘導性素子としてのリアクトル、１６は補助スイッチング手段である第２のスイッチング手段でありこれらは直列接続され、その一端は第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点に接続されている。また、その他端側は直流電源１の高電位側端子、または平滑コンデンサなどの第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されている。直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子は第１のスイッチング手段３の低電位側端子に接続されており、第１のスイッチング手段３の高電位側端子には第１のダイオード１３のアノード端子が接続されている。また、第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続され、スナバ回路１８が構成されている。
【００１９】
なお、図１で直流電源１と別に第２のコンデンサ１’を表示しているのは、以下に詳述するように、本願発明になるスナバ回路１８において、第１のスイッチング手段３のオフ期間中に第１のコンデンサ１４に蓄積された電荷を回生する回生先が、図１の直流電源１に限られるものではないことを意味している。即ち、第１のスイッチング手段３を備えて動作する電力変換器が、入力側直流電源（第１の直流電源）からの電力を変換して出力側トランス（第２の直流電源）に出力する場合、上記した回生は、上記いずれかの直流電源また、その双方に行うことができる。
但し、この回生先の具体的な変形例については、後段の実施の形態１５以降で説明し、それに至る形態例では、回生先としては、第２のコンデンサ１’を直流電源１とほぼ同様の扱いにして説明するものとする。
【００２０】
次に動作について説明する。図２は本発明のスナバ回路動作の一実施例を示す動作波形図である。図中の図（a）は第１のスイッチング手段３の駆動波形、図（b）は第２のスイッチング手段１６の駆動波形、図（c）は第１のコンデンサ１４の電圧波形Vc、図（d）はリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLの波形、図（e）は第２のダイオード１７に流れる電流iDの波形、図（ｆ）はリアクトル１５の電圧VLの波形である。
【００２１】
電力変換器の第１のスイッチング手段３がターンオフすると、電力変換器の配線の寄生インダクタンス等に蓄積されていたエネルギーが第１のダイオード１３を介して、第１のコンデンサ１４に充電され、第１のスイッチング手段３にかかる電圧を緩やかに上昇させて、ターンオフ時のスパイク電圧を吸収する。また、ターンオフ時の第１のスイッチング手段３の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。第１のコンデンサ１４に充電されたエネルギーは第１のスイッチング手段３のオフ期間中保持される。
【００２２】
図２（a）（b）に示すように第１のスイッチング手段３がターンオンしたと同時に、第２のスイッチング手段１６をターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図２（c）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６に流れる電流波形は図２（d）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生される。
【００２３】
図２（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード１７がオン状態になり、リアクトル１５に残っているエネルギーをリアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード１７→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。図２（c）および図２（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になった後に、第２のスイッチング手段１６をオフする。
【００２４】
以上のように電力変換器の配線の寄生インダクタンス等に蓄積されたエネルギーを第１のコンデンサ１４に充電し、そのエネルギーを直流電源１や第２のコンデンサ１’に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００２５】
更に、上記第２のスイッチング手段１６がターンオンした時に上記リアクトル１５にかかる電圧値VLを、上記リアクトル１５のインダクタンス値Lを上記第１のコンデンサ１４の容量値Cで割った値の平方根√（L／C）で表わされる特性インピーダンスで割った値VL／√（L／C）とほぼ等価な電流値において、上記リアクトル１５が磁気飽和を起こさないようにすることにより、過大な電流による第２のスイッチング素子１６の破壊を防止し、効率良く第１のコンデンサ１４に蓄積されたエネルギーを直流電源１や第２のコンデンサ１’に回生できる効果がある。
【００２６】
また更に、上記第２のスイッチング手段１６がターンオンした時に上記リアクトル１５にかかる電圧値VLを、上記リアクトル１５のインダクタンス値Lを上記第１のコンデンサ１４の容量値Cで割った値の平方根√（L／C）で表わされる特性インピーダンスで割った値VL／√（L／C）とほぼ等価な電流値が、上記第２のスイッチング手段１６の許容可能な繰り返しピーク電流値以下にすることにより、第２のスイッチング素子１６の破壊を防止できる効果がある。
【００２７】
なお、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との接続関係は逆であっても良い。また、第２のスイッチング手段１６のターンオンは、第１のスイッチング手段３のターンオンと同時でなくても第１のスイッチング手段３のターンオン後であれば同様の動作、効果を得ることができる。
【００２８】
また、上記の説明では、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の、リアクトル１５に残っているエネルギーの回生は、第２のダイオード１７を経由して行うとしているが、次の条件が成立する場合は、第２のダイオード１７を省略しても上記リアクトル１５の残留エネルギーの回生が可能となる。即ち、第１のスイッチング手段３がそのオンの期間に流れる電流の絶対値が、上記したリアクトル１５の残留エネルギーの回生時に流れる電流の絶対値より大きければ、第２のダイオード１７がなくても、リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のスイッチング手段３→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路が成立して回生動作が可能となるからである。
【００２９】
実施の形態２．
上記実施の形態１ではリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になったのを検出し、その後に第２のスイッチング手段１６をオフするものについて示したが、電流検出手段を用いずに第１のスイッチング手段３の最小オン時間以内で、第２のスイッチング手段１６のオン時間を第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間にあらかじめ設定しておいても良く、上記実施の形態１と同様の効果を奏すると共に、電流検出手段が不要になり低コスト化できる効果がある。
【００３０】
図３はこの発明の実施の形態２によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２と同一部分の波形である。この図を用いて動作を説明する。
【００３１】
上記図１の第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１と全く同様であり、説明は省略する。第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に図３（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lとを設定しておき、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上に第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2を設定しておく。第２のスイッチング手段１６がターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図３（c）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６に流れる電流波形は図３（d）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生される。
【００３２】
図３（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード１７がオン状態になり、リアクトル１５の残りのエネルギーをリアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード１７→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図３（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっており、あらかじめ設定された第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2で第２のスイッチング手段１６をオフする。この動作により、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００３３】
第１のスイッチング手段３と第２のスイッチング手段１６とは、ハードウエアとしては一般に、異なったものとなり、通常、前者の容量は後者のそれより大きくなる。従って図示しない制御系から両スイッチング手段３，１６に対し、同時にターンオンの信号を送出すると、両者のハードウエアの相違に基づくターンオン動作特性の差から第２のスイッチング手段１６が第１のスイッチング手段３より先にターンオンする可能性が否定できない。この場合には、第２のスイッチング手段１６のターンオンにより、電力変換器の主回路動作への影響が発生しうる。
ところが、図３（ｂ）に示すように、第２のスイッチング手段１６のターンオンのタイミングを、第１のスイッチング手段３のそれより時間Tdだけ遅らせるよう設定し、このTdの値を両者の特性を考慮して適当に選定すれば、第２のスイッチング手段１６のターンオンのタイミングが第１のスイッチング手段３のそれより必ず遅くなり、上述した不具合の懸念が解消される訳である。
【００３４】
なお、上記実施の形態２では第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に第２のスイッチング手段１６をターンオンするものについて示したが、上記実施例１と同様に、第１のスイッチング手段３がターンオンと同時に第２のスイッチング手段１６をターンオンしても同様の効果が得られる。
【００３５】
実施の形態３．
上記実施の形態２では第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上に第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2をあらかじめ設定しておくものについて示したが、共振周期のほぼ半分の時間以上であれば良いので、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフするものであっても良く、上記実施の形態２と同様の効果を奏する。
【００３６】
図４はこの発明の実施の形態３によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２および図３と同一部分の波形である。この図を用いて動作について説明する。
【００３７】
第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１および実施の形態２と全く同様であり、説明は省略する。上記図１の第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に図４（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lを設定しておく。第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1と第１のスイッチング手段３のターンオンから第２のスイッチング手段１６をターンオンするまでの遅延時間Tdの差の時間Ton2が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上になるようにあらかじめ遅延時間Tdを設定しておく。エネルギーの回生動作は上記実施の形態２と同様の動作をするので詳細説明は省略するが、第２のスイッチング手段１６のターンオン後、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図４（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっており、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフしても、上記実施の形態１あるいは実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【００３８】
実施の形態４．
上記実施の形態２と実施の形態３では、第１のスイッチング手段３のターンオンから遅延時間Tdを設けて第２のスイッチング手段１６をターンオンするものについて示したが、第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上であれば良いので、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に同期して第２のスイッチング手段１６をオン、オフ動作させるものであっても良く、上記実施の形態２、実施の形態３と同様の効果を奏すると共に、第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lをより広い範囲で選定できる効果がある。
【００３９】
図５はこの発明の実施の形態４によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２〜図４と同一部分の波形である。この図を用いて動作について説明する。
【００４０】
第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１〜３と全く同様であり、説明は省略する。上記図１の第１のスイッチング手段３のターンオンに同期して、図５（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lとを設定しておく。エネルギーの回生動作は上記実施の形態２、実施の形態３と同様の動作をするので詳細説明は省略するが、第２のスイッチング手段１６のターンオン後、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図５（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcは零になっており、また図５（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっているので、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフすることができる。これにより容易に上記実施の形態２、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2が許容可能な最大時間にしたので、第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lをより広い範囲で選定できる効果が得られる。
【００４１】
なお、第２のスイッチング手段１６のターンオフのタイミングについては、第２のスイッチング手段１６自体を極性を有するものとし、第１のスイッチング手段３のターンオフのタイミングと関連させることなく、第２のスイッチング手段１６の電流が零となったタイミングでオフさせるようにしてもよいことは勿論である。
【００４２】
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態１〜４と同様の効果を奏する。
【００４３】
図６はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１７は上記図１に示した実施の形態１の構成要素と同等のものである。１４は第１のコンデンサ、１３は第１のダイオードであり、これらは直列接続されており、第１のスイッチング手段３と並列に接続されている。１５はリアクトル、１６は補助スイッチング手段である第２のスイッチング手段でありこれらは直列接続され、その一端は第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３との接続点に接続されている。また、その他端側は直流電源１の低電位側端子、または平滑コンデンサなどの第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されている。直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子は第１のスイッチング手段３の高電位側端子に接続されており、第１のスイッチング手段３の低電位側端子には第１のダイオード１３のカソード端子が接続されている。また、第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続され、スナバ回路１９が構成されている。なお、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６の接続関係は逆であっても良い。
【００４４】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のスイッチング手段１６をターンオンした時の第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーの放電経路であり、第１のコンデンサ１４→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’にスナバエネルギーが回生される。
【００４５】
また、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路は、リアクトル１５→第１のダイオード１３→第２のダイオード１７→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５の上記実施の形態１〜４と逆向きの経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。
【００４６】
なお、第１のスイッチング手段３のオン期間における通電状態の条件によっては、第２のダイオード１７を省略し得ることは実施の形態１で説明したと同様である。
【００４７】
実施の形態６．
上記実施の形態１〜４では第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続されたものについて示したが、第２のダイオードが第１のコンデンサ１４と並列に接続されたものでも良く、上記実施の形態１〜４と同様の効果を奏すると共に、第１のコンデンサ１４の電圧が零になった後の電流経路に第１のダイオード１３が含まれず、回生時に第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギー損失が発生せず、その分、有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる効果がある。
【００４８】
図７はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図１に示した実施の形態１の構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３と逆並列に接続された第２のダイオード１７の代わりに、第１のコンデンサ１４と並列に第２のダイオード２０が接続され、スナバ回路２１が構成されているところである。
【００４９】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路であり、リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２０→リアクトル１５の経路で第１のダイオード１３を通らずに直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生するところであり、第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００５０】
実施の形態７．
上記実施の形態５では第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続されたものについて示したが、上記実施の形態６と同様に第２のダイオード２０が第１のコンデンサ１４と並列に接続されたものでも良く、上記実施の形態６と同様の効果を奏する。
【００５１】
図８はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図６に示した実施の形態５の構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３と逆並列に接続された第２のダイオード１７の代わりに、第１のコンデンサ１４と並列に第２のダイオード２０が接続され、スナバ回路２２が構成されているところである。
【００５２】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態５とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路であり、リアクトル１５→第２のダイオード２０→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５の経路で第１のダイオード１３を通らずに直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生するところであり、第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００５３】
実施の形態８．
ところで、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧は、回路の寄生インダクタンスや漏れインダクタンスの大きさや流れる電流により決まる。従って、回路の構成や電力変換器としての定格が決まれば上記した第１のコンデンサ１４の電圧はほぼ決定される。
既述した実施の形態１〜７では、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧は、直流電源１の電圧Ｅの２倍以上であり、原理上、第２のスイッチング手段１６のターンオンで減少し始める第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零までになるケースについて説明したが、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、第１のコンデンサ１４の電圧が零にならず、第２のダイオード１７および２０の無いスナバ回路であっても良く、上記実施の形態１〜７と同様の効果を奏すると共に、部品点数を低減でき低コスト化できる効果がある。
【００５４】
図９はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図１あるいは図７に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第２のダイオード１７または２０を使用せずにスナバ回路２３が構成されているところである。
【００５５】
図１０はこの発明の実施の形態８によるスナバ回路動作の一例を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（d）は上記図２〜図５と同一部分の波形である。この図を用いて動作を説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４や実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、図１０（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならずに、図１０（d）に示すようにリアクトル１５の電流が零となってスナバエネルギーの回生が終了するところである。なお、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧のちょうど２倍の場合に、抵抗成分を無視するとリアクトル１５の電流が零となると同時に、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になるため、少なくとも２倍以下迄は第２のダイオード１７または２０を不要にできる。
【００５６】
なお、図１０（ｃ）で第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならず残留した電荷量は、直流電源１への回生の対象外となる。
【００５７】
実施の形態９．
上記実施の形態８では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態８と同様の効果を奏する。
【００５８】
図１１はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図６あるいは図８に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第２のダイオード１７または２０を使用せずにスナバ回路２４が構成されているところである。
【００５９】
基本的な動作は、上記実施の形態５や実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、上記実施の形態８と同様に第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、上記図１０（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならずに、上記図１０（d）に示すようにリアクトル１５の電流が零となってスナバエネルギーの回生が終了するところである。なお、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧のちょうど２倍の場合に、抵抗成分を無視するとリアクトル１５の電流が零となると同時に、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になるため、少なくとも２倍以下迄は第２のダイオード１７または２０を不要にできる。
【００６０】
実施の形態１０．
ところで、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が例えば電力変換器の無負荷時や軽負荷時等で非常に短い時間になる場合があるが、一方において第１のスイッチング手段３のターンオフ時のスパイク電圧の抑制、スイッチングノイズの低減、スイッチング損失の低減をするために第１のコンデンサ１４の容量値をある程度大きくする必要から、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間が第１のスイッチング手段３の最小オン時間より長くなってしまう場合が起こりうる。この場合、リアクトル１５に電流が流れている状態、即ちエネルギーが残っている状態で第２のスイッチング手段１６をオフすることになり、第２のスイッチング手段１６にはそのターンオフ時に過大なスパイク電圧が発生し、ノイズの増加、効率の低下、あるいは発熱を引き起こす問題があり、第２のスイッチング手段１６が破壊に到る場合もあると言った問題もある。
【００６１】
この実施の形態１０はこの問題を解消するために検討されたもので、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後、第２のスイッチング手段１６を経由することなくリアクトル１５のエネルギーを直流電源１に回生することを可能とするものである。
【００６２】
図１２はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図７に示した構成要素と同等のものである。電力変換器の第１のスイッチング手段３と並列に、直列接続した第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４とを接続し、第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点に第２のスイッチング手段１６、リアクトル１５を順に直列に接続し、リアクトル１５の他端側を直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続し、また直流電源１の低電位側端子、または上記第２のコンデンサ１’の低電位側端子は第１のスイッチング手段３の低電位側端子に接続した回路であり、第２のスイッチング手段１６とリアクトル１５との接続点と直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子との間に第２のダイオード２５を接続してスナバ回路２６が構成されている。
【００６３】
基本的な動作は、上記実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり第２のスイッチング手段１６を通らずに、第２のスイッチング手段１６の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できるところである。
【００６４】
以上のように、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となるようにすることにより、リアクトル１５に残ったエネルギーが上記経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる効果があり、第２のスイッチング手段１６にはターンオフ時のスパイク電圧の防止、ノイズ発生の防止、効率低下の防止、あるいは発熱防止、第２のスイッチング手段１６の破壊防止の効果がある。この場合、第２のスイッチング手段１６のオン時間は第１のスイッチング手段３のオン時間以内にする。
【００６５】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４と誘導性素子１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００６６】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４と誘導性素子１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に、第２のスイッチング手段１６のオン、オフを同期させることにより、第２のスイッチング手段１６のオン時間が第１のスイッチング手段３のオン時間と同一の、許容できる最大オン時間にできるため、第１のコンデンサ１４に蓄積したエネルギーを最大限、直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生でき、第１のコンデンサ１４の残留電荷を最小にすることができる。
【００６７】
実施の形態１１．
上記実施の形態１０では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態１０と同様の効果を奏する。
【００６８】
図１３はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図８に示した構成要素と同等のものである。電力変換器の第１のスイッチング手段３と並列に、直列接続した第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３とを接続し、第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３との接続点に第２のスイッチング手段１６、リアクトル１５を順に直列に接続し、リアクトル１５の他端側を直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続し、また直流電源１の高電位側端子、または上記第２のコンデンサ１’の高電位側端子は第１のスイッチング手段３の高電位側端子に接続した回路であり、第２のスイッチング手段１６とリアクトル１５との接続点と直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子との間に第２のダイオード２５を接続してスナバ回路２７が構成されている。
【００６９】
基本的な動作は、上記実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路が、リアクトル１５→第２のダイオード２５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→リアクトル１５の経路となり第２のスイッチング手段１６を通らずに、第２のスイッチング手段１６の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できるところである。
【００７０】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→第２のダイオード２５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００７１】
また、上記実施の形態１０と同様に、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に、第２のスイッチング手段１６のオン、オフを同期させることにより、第２のスイッチング手段１６のオン時間が許容できる最大オン時間にできるため、第１のコンデンサ１４に蓄積したエネルギーを最大限、直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生でき、第１のコンデンサ１４の残留電荷を最小にすることができる。
【００７２】
実施の形態１２．
上記実施の形態１〜１１では配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーを第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するものについて示したが、配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーだけでなく、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサ１４に吸収し、直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するものであっても良く、上記実施の形態１〜１１と同様の効果を奏すると共に、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００７３】
図１４はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１８は上記図１に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路１８が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７４】
図１５はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１７、および１９は上記図６に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路１９が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態５とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７５】
図１６はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２０、２１は上記図７に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２１が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７６】
図１７はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２０、２２は上記図８に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２２が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７７】
図１８はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６は上記図１４に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３が電界効果型トランジスタであって、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード２８が使用されて、スナバ回路２９が構成されているところである。
１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、リアクトル１５、ダイオード１６b、電界効果型トランジスタ１６aの接続順序は任意にできる。
【００７８】
基本的な動作は、上記図１４に示した実施の形態とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード２８が使用しているところで、これにより部品点数の削減ができ、低コスト化ができる効果がある。
【００７９】
図１９はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６は上記図１５に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、上記図１８と同様に第１のスイッチング手段３が電界効果型トランジスタであって、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード３０が使用されて、スナバ回路３１が構成されているところである。１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、リアクトル１５、ダイオード１６b、電界効果型トランジスタ１６aの接続順序は任意にできる。
【００８０】
基本的な動作は、上記図１５に示した実施の形態とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード３０が使用しているところで、これにより部品点数の削減ができ、低コスト化できる効果がある。
【００８１】
図２０、図２１はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６、および２３、２４は上記図９または図１１に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２３または２４が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態８または実施の形態９とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００８２】
図２２、図２３はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５〜２７は上記図１２または図１３に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２６または２７が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態１０または実施の形態１１とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００８３】
実施の形態１３．
図２４は、この発明の他の実施の形態としてフォワード形DC／DCコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。図において、１〜８は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５、２６は上記実施の形態１２の図２２に示した構成要素と同等のものである。１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、ダイオード１６bはリアクトル１５と直列に接続しても良いし、電界効果型トランジスタ１６aと接続関係が逆でも良い。
【００８４】
次に動作について説明する。図２５は本発明のスナバ回路２６を適用したフォワード形DC／DCコンバータとスナバ回路の動作の一実施の形態を示す図である。図中の図（a）は第１のスイッチング手段３の駆動波形、図（b）は第２のスイッチング手段１６aの駆動波形、図（c）は第１のスイッチング手段３の電流idと電圧vdsの波形、図（d）は第１のコンデンサ１４に流れる電流波形、図（e）は第１のコンデンサ１４の電圧波形、図（f）はリアクトル１５に流れる電流波形である。
【００８５】
第１のスイッチング手段３がターンオフすると、配線の寄生インダクタンスとトランス２の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーが第１のダイオード１３を介して、第１のコンデンサ１４に充電され、第１のスイッチング手段３にかかる電圧を緩やかに上昇させて、ターンオフ時のスパイク電圧を吸収する。また、ターンオフ時の第１のスイッチング手段３の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。第１のコンデンサ１４に充電されたエネルギーは第１のスイッチング手段３のオフ期間中保持される。
【００８６】
図２５（a）（b）に示すように第１のスイッチング手段３がターンオンしたと同時に、第２のスイッチング手段１６aをターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図２５（e）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６aに流れる電流波形は図２５（f）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→第２のスイッチング手段１６a、１６b→リアクトル１５→直流電源１→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１に回生される。
【００８７】
図２５（e）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード２５がオン状態になり、リアクトル１５の残りのエネルギーをリアクトル１５→直流電源１→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路で直流電源１に引き続き回生する。図２５（e）および図２５（f）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６aに流れる電流が零になった後に、第２のスイッチング手段１６aを第１のスイッチング手段３と同期してオフする。
【００８８】
以上のように配線の寄生インダクタンスとトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを第１のコンデンサ１４に充電し、そのエネルギーを直流電源１に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００８９】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１に回生できる。
【００９０】
実施の形態１４．
図２６は、この発明の他の実施の形態としてブーストフォワード形DC／DCコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。図において、１〜３および８は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５、２６は上記実施の形態１３の図２４に示した構成要素と同等のものである。３３は整流用ダイオード、３４は環流用ダイオード、３５はチョークコイル、３６は出力平滑コンデンサである。
【００９１】
基本的な動作は、上記図２４に示した実施の形態１３とほぼ同様の動作をし、同様の効果を奏するので詳細な説明は省略する。
【００９２】
実施の形態１５．
以下の形態例では、先に直流電源１と同様に扱った第２のコンデンサ１’の変形例、即ち、先の形態例とは異なる直流電源を回生先とするスナバ回路について説明する。
先ず、図２７はＡＣ／ＤＣ／ＤＣコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。このコンバータは、交流電源５０の電圧を整流用ダイオードブリッジ５１ａ〜５１ｄで整流しその出力電圧が入力平滑コンデンサ５２で平滑される。この入力平滑コンデンサ５２が後段のＤＣ／ＤＣコンバータの直流電源として機能する。
【００９３】
このＤＣ／ＤＣコンバータの部分は、先の実施の形態１３の図２４の構成と全く同一であり説明は省略する。
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して直流電源である入力平滑コンデンサ５２に回生される。即ち、この入力平滑コンデンサ５２が既述した第２のコンデンサ１’に相当する訳である。
【００９４】
実施の形態１６．
図２８はこの発明の実施の形態１６におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。これは非絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータである降圧形のチョッパ装置である。チョッパとしての動作は周知であるので説明は省略するが、第１のスイッチング手段３のオンオフ動作により、直流電源（第１の直流電源）１の電圧が変換（降圧）されて平滑コンデンサ（第２の直流電源）７に出力される。
【００９５】
第１のスイッチング手段３の両極間に接続された、第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との直列接続体、およびこの第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点とリアクトル６と平滑コンデンサ７との接続点との間に接続された、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との直列接続体からスナバ回路６０を構成している。
【００９６】
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して第２の直流電源である平滑コンデンサ７に回生される、即ち、この平滑コンデンサ７が既述した第２のコンデンサ１’の相当する。
【００９７】
実施の形態１７．
図２９はこの発明の実施の形態１７におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。先の実施の形態１３の図２４で説明したフォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータのトランス２に補助電源用巻線２ｄを追設したものである。
直流電源１からの電力を変換して平滑コンデンサ７に出力する主たる変換動作は先の図２４と同一であるので説明を省略する。補助電源用巻線２ｄの電圧は整流用ダイオード７１で整流されその出力電圧が平滑コンデンサ７２で平滑される。そして、この平滑コンデンサ７２が第１のスイッチング手段３の駆動回路７３の直流電源として機能する。
【００９８】
第１のスイッチング手段３の両極間に接続された第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との直列接続体、およびこの第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点と整流用ダイオード７１と平滑コンデンサ７２との接続点との間に接続された、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との直列接続体からスナバ回路７０を構成している。
【００９９】
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して補助電源（第２の直流電源）である平滑コンデンサ７２に回生される。即ち、この平滑コンデンサ７２が既述した第２のコンデンサ１’に相当する。
【０１００】
実施の形態１８．
図３０はこの発明の実施の形態１８におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。
昇降圧形のチョッパに適用したもので、チョッパとしての動作は周知であるので説明を省略するが、ここでは、第１のダイオード１３ａ、第１のコンデンサ１４ａ、リアクトル１５ａ、第２のスイッチング手段１６ａからなり第１のコンデンサ１４ａに充電された電荷を出力側の第２の直流電源である出力平滑コンデンサ８２に回生するスナバ回路８０ａと、第１のダイオード１３ｂ、第１のコンデンサ１４ｂ、リアクトル１５ｂ、第２のスイッチング手段１６ｂからなり第１のコンデンサ１４ｂに充電された電荷を入力側の第１の直流電源１に回生するスナバ回路８０ｂとを備えている。
【０１０１】
入力直流電源１の電圧が出力平滑コンデンサ８２の電圧より低い、昇圧動作の場合には、入力直流電源１に回生するスナバ回路８０ｂがメインのスナバとして動作する。逆に、入力直流電源１の電圧が出力平滑コンデンサ８２の電圧より高い、降圧動作の場合には、出力平滑コンデンサ８２に回生するスナバ回路８０ａがメインのスナバとして動作する。これにより、入力電圧の変動に対して、スナバエネルギーを回生し易い方に自動的に回生することができる。
即ち、この形態例では、第１の直流電源（直流電源１）と第２の直流電源（出力平滑コンデンサ８２）との両者への回生が可能となる訳である。
【０１０２】
実施の形態１９．
図３１はこの発明の実施の形態１９におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。ＤＣ／ＡＣ変換装置に適用したもので、直流電源１からの電力を交流に変換してランプ９３を点灯するものである。９２はランプ９３と直列に接続されたリアクトル、９４はランプ９３と並列に接続されたコンデンサである。９１ａ、９１ｂは平滑コンデンサで、直流電源１からの電力が一旦この平滑コンデンサ９１ａ、９１ｂに変換される形となる。
【０１０３】
そして、第１のスイッチング手段３ａの両極間に接続された第１のダイオード１３ａと第１のコンデンサ１４ａとの直列接続体とこの第１のダイオード１３ａと第１のコンデンサ１４ａとの接続点とランプ９３と平滑コンデンサ９１ａとの接続点との間に接続されたリアクトル１５ａと第２のスイッチング手段１６ａとの直列接続体からスナバ回路９０ａを構成し、第１のスイッチング手段３ｂの両極間に接続された第１のダイオード１３ｂと第１のコンデンサ１４ｂとの直列接続体とこの第１のダイオード１３ｂと第１のコンデンサ１４ｂとの接続点とランプ９３と平滑コンデンサ９１ｂとの接続点との間に接続されたリアクトル１５ｂと第２のスイッチング手段１６ｂとの直列接続体からスナバ回路９０ｂを構成する。
【０１０４】
ここでは、第１のスイッチング手段３ａのオフ期間に第１のコンデンサ１４ａに充電された電荷は第１のコンデンサ１４ａとリアクトル１５ａとの共振現象を利用して平滑コンデンサ９１ａに回生され、第１のスイッチング手段３ｂのオフ期間に第１のコンデンサ１４ｂに充電された電荷は第１のコンデンサ１４ｂとリアクトル１５ｂとの共振現象を利用して平滑コンデンサ９１ｂに回生される。
【０１０５】
以上、各実施の形態で説明したように、この発明によるスナバ回路は、直流電源を有する各種の電力変換手段に適用することができ、第１のスイッチング手段のオフ期間にそのスナバ回路のコンデンサに充電された電荷の回生先も、入力側の直流電源に限らず、出力側の直流電源（コンデンサ）、更には、入力／出力両側の直流電源に設定することができる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、低電位側端子が上記直流電源の低電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
アノード端子が上記第１のスイッチング素子の高電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのカソード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の低電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の高電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたので、簡便な構成により、損失、発熱を伴うことなく、第１のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧が吸収でき、ターンオフ時の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失・スイッチングノイズが低減できるスナバ回路を実現でき、一旦誘導性素子に蓄えられたエネルギーをすべて直流電源に回生することができる。
【０１０７】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の高電位側端子と直流電源の高電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたので、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサに吸収し、直流電源に回生することができる。
【０１０８】
また、この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、高電位側端子が上記直流電源の高電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
カソード端子が上記第１のスイッチング素子の低電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのアノード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の高電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の低電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電 源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたので、簡便な構成により、損失、発熱を伴うことなく、第１のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧が吸収でき、ターンオフ時の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失・スイッチングノイズが低減できるスナバ回路を実現でき、一旦誘導性素子に蓄えられたエネルギーをすべて直流電源に回生することができる。
【０１０９】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の低電位側端子と直流電源の低電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたので、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサに吸収し、直流電源に回生することができる。
【０１１０】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン期間内において第２のスイッチング手段をオン状態にし、かつ、上記第２のスイッチング手段のオン時間を
第１のコンデンサと誘導性素子とで決まる共振周期の１／２以上としたので、常に、第１のコンデンサに蓄積されたエネルギーの直流電源への回生が確実になされる。
【０１１１】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段の電流を検出し、オン状態から上記電流が零になった後上記第２のスイッチング手段をオフ状態にするようにしたので、第２のスイッチング手段の適切なオフ動作が確実になされる。
【０１１２】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段を極性を有するものとし、オン状態から電流が零になると自動的にオフするようにしたので、電流検出手段を必要とすることなく、第２のスイッチング手段のオフ動作が確実になされる。
【０１１３】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン、オフ動作と、第２のスイッチング手段のオン、オフ動作をそれぞれ同期させるので、スイッチング手段を駆動する構成が簡便となり、第１のコンデンサの容量値と誘導性素子のインダクタンス値をより広い範囲で選定することができる。
【０１１４】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段は、電界効果型トランジスタと逆流防止用のダイオードとの直列接続体であるので、第２のスイッチング手段の適切なオフ動作が確実になされる。
【０１１５】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））において、上記誘導性素子が磁気飽和を起こさないようにしたので、誘導性素子の磁気飽和による過大な電流の発生を未然に防止して第２のスイッチング手段の安定した動作が確保される。
【０１１６】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））が、上記第２のスイッチング手段の許容可能な繰り返しピーク電流値以下となるようにしたので、第２のスイッチング手段の使用条件が適正化され、その信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１によるスナバ回路を示す回路図である。
【図２】 図１のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図４】 この発明の実施の形態３によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図５】 この発明の実施の形態４によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図６】 この発明の実施の形態５によるスナバ回路を示す回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態６によるスナバ回路を示す回路図である。
【図８】 この発明の実施の形態７によるスナバ回路を示す回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態８によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１０】 図９のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図１１】 この発明の実施の形態９によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１０によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１１によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１９】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２０】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２１】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２２】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２３】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２４】 この発明の実施の形態１３によるスナバ回路を適用したフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。
【図２５】 図２４のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図２６】 この発明の実施の形態１４によるスナバ回路を適用したブーストフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。
【図２７】 この発明の実施の形態１５におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図２８】 この発明の実施の形態１６におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図２９】 この発明の実施の形態１７におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３０】 この発明の実施の形態１８におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３１】 この発明の実施の形態１９におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３２】 従来のスナバ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源、２ トランス、２a トランス２の第１の巻線、
３，３ａ，３ｂ 第１のスイッチング手段、４ａ 補助電源用巻線、
７，７２，９１ａ，９１ｂ 平滑コンデンサ、
１３，１３ａ，１３ｂ 第１のダイオード、１４，１４ａ，１４ｂ 第１のコンデンサ、
１５，１５ａ，１５ｂ リアクトル、１６，１６ａ，１６ｂ 第２のスイッチング手段、
１７，２０，２５ 第２のダイオード、
１８，１９，２１，２２，２３，２４，２６，２７，２９，３１，６０，７０，８０ａ，８０ｂ，９０ａ，９０ｂ スナバ回路、
２８，３０ 電界効果型トランジスタの寄生ダイオード、
５２ 入力平滑コンデンサ、８２ 出力平滑コンデンサ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換器のスナバ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３２は、例えば「スイッチングコンバータの基礎」（１９９２年２月２５日発行、コロナ社、原田、二宮、顧著）の１０４頁に示された従来のRCDスナバ回路付きのフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。図３２において、１は直流電源、２はトランスであり、２aは第１の巻線、２bは第２の巻線、２cはリセット巻線、３はスイッチング素子、４は整流用ダイオード、５は電流の環流手段としての環流用ダイオード、６はチョークコイル、７は平滑コンデンサであり、チョークコイル６と平滑コンデンサ７とで出力LCフィルタを構成している。８はトランスのリセット用のダイオードであり、９はスナバ用ダイオード、１０はスナバ用コンデンサ、１１はスナバ用の放電抵抗である。スナバ用ダイオード９とスナバ用コンデンサ１０、およびスナバ用放電抵抗１１でRCDスナバ回路１２を構成している。
【０００３】
次に動作について説明する。RCDスナバ回路１２はスイッチング素子３をターンオフすると、スナバ用ダイオード９が導通状態となり、配線の寄生インダクタンスやトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーをスナバ用コンデンサ１０に充電し、スイッチング素子３に発生するスパイク電圧を抑制する。スイッチング素子３の電圧がスナバ用コンデンサ１０の電圧より低くなると、スナバ用コンデンサ１０に充電されたエネルギー、即ちスナバエネルギーがスナバ用放電抵抗１１により放電される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、トランスの漏れインダクタンスや配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーをスナバ用コンデンサ１０に充電した後、スナバ用放電抵抗１１により消費することになるため、損失が大きくなり、効率が低下し、発熱が増加する問題があった。
【０００５】
また、スイッチング素子３のターンオフ時の電圧上昇率を抑制することによりスイッチング損失や発生ノイズを低減するためには、スナバ用コンデンサ１０の容量値を大きくする必要があるが、容量値を大きくすればするほどますますRCDスナバ回路１２での損失が大きくなり、効率低下、発熱増加を招くという問題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、その目的は、抵抗を使わないLCスナバによる損失の低減が可能な電力変換器のスナバ回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、低電位側端子が上記直流電源の低電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
アノード端子が上記第１のスイッチング素子の高電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのカソード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の低電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の高電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたものである。
【０００８】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の高電位側端子と直流電源の高電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたものである。
【０００９】
この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、高電位側端子が上記直流電源の高電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
カソード端子が上記第１のスイッチング素子の低電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのアノード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の高電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の低電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたものである。
【００１０】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の低電位側端子と直流電源の低電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたものである。
【００１１】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン期間内において第２のスイッチング手段をオン状態にし、かつ、上記第２のスイッチング手段のオン時間を第１のコンデンサと誘導性素子とで決まる共振周期の１／２以上としたものである。
【００１２】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段の電流を検出し、オン状態から上記電流が零になった後上記第２のスイッチング手段をオフ状態にするようにしたものである。
【００１３】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段を極性を有するものとし、オン状態から電流が零になると自動的にオフするようにしたものである。
【００１４】
この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン、オフ動作と、第２のスイッチング手段のオン、オフ動作をそれぞれ同期させるものである。
【００１５】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段は、電界効果型トランジスタと逆流防止用のダイオードとの直列接続体であるものである。
【００１６】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））において、上記誘導性素子が磁気飽和を起こさないようにしたものである。
【００１７】
この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））が、上記第２のスイッチング手段の許容可能な繰り返しピーク電流値以下となるようにしたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるスナバ回路を示す構成図である。従来の図３２で説明したものと同様、例えばフォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換器に適用されるもので、１はその直流電源、また１’は直流電源と同様に機能する第２のコンデンサである。３は上記コンバータの主回路要素である、例えば、トランジスタやＩＧＢＴ等の第１のスイッチング手段である。１３は第１のダイオード、１４は第１のコンデンサであり、これらは直列接続されており、第１のスイッチング手段３と並列に接続されている。１５は誘導性素子としてのリアクトル、１６は補助スイッチング手段である第２のスイッチング手段でありこれらは直列接続され、その一端は第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点に接続されている。また、その他端側は直流電源１の高電位側端子、または平滑コンデンサなどの第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されている。直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子は第１のスイッチング手段３の低電位側端子に接続されており、第１のスイッチング手段３の高電位側端子には第１のダイオード１３のアノード端子が接続されている。また、第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続され、スナバ回路１８が構成されている。
【００１９】
なお、図１で直流電源１と別に第２のコンデンサ１’を表示しているのは、以下に詳述するように、本願発明になるスナバ回路１８において、第１のスイッチング手段３のオフ期間中に第１のコンデンサ１４に蓄積された電荷を回生する回生先が、図１の直流電源１に限られるものではないことを意味している。即ち、第１のスイッチング手段３を備えて動作する電力変換器が、入力側直流電源（第１の直流電源）からの電力を変換して出力側トランス（第２の直流電源）に出力する場合、上記した回生は、上記いずれかの直流電源また、その双方に行うことができる。
但し、この回生先の具体的な変形例については、後段の実施の形態１５以降で説明し、それに至る形態例では、回生先としては、第２のコンデンサ１’を直流電源１とほぼ同様の扱いにして説明するものとする。
【００２０】
次に動作について説明する。図２は本発明のスナバ回路動作の一実施例を示す動作波形図である。図中の図（a）は第１のスイッチング手段３の駆動波形、図（b）は第２のスイッチング手段１６の駆動波形、図（c）は第１のコンデンサ１４の電圧波形Vc、図（d）はリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLの波形、図（e）は第２のダイオード１７に流れる電流iDの波形、図（ｆ）はリアクトル１５の電圧VLの波形である。
【００２１】
電力変換器の第１のスイッチング手段３がターンオフすると、電力変換器の配線の寄生インダクタンス等に蓄積されていたエネルギーが第１のダイオード１３を介して、第１のコンデンサ１４に充電され、第１のスイッチング手段３にかかる電圧を緩やかに上昇させて、ターンオフ時のスパイク電圧を吸収する。また、ターンオフ時の第１のスイッチング手段３の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。第１のコンデンサ１４に充電されたエネルギーは第１のスイッチング手段３のオフ期間中保持される。
【００２２】
図２（a）（b）に示すように第１のスイッチング手段３がターンオンしたと同時に、第２のスイッチング手段１６をターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図２（c）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６に流れる電流波形は図２（d）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生される。
【００２３】
図２（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード１７がオン状態になり、リアクトル１５に残っているエネルギーをリアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード１７→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。図２（c）および図２（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になった後に、第２のスイッチング手段１６をオフする。
【００２４】
以上のように電力変換器の配線の寄生インダクタンス等に蓄積されたエネルギーを第１のコンデンサ１４に充電し、そのエネルギーを直流電源１や第２のコンデンサ１’に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００２５】
更に、上記第２のスイッチング手段１６がターンオンした時に上記リアクトル１５にかかる電圧値VLを、上記リアクトル１５のインダクタンス値Lを上記第１のコンデンサ１４の容量値Cで割った値の平方根√（L／C）で表わされる特性インピーダンスで割った値VL／√（L／C）とほぼ等価な電流値において、上記リアクトル１５が磁気飽和を起こさないようにすることにより、過大な電流による第２のスイッチング素子１６の破壊を防止し、効率良く第１のコンデンサ１４に蓄積されたエネルギーを直流電源１や第２のコンデンサ１’に回生できる効果がある。
【００２６】
また更に、上記第２のスイッチング手段１６がターンオンした時に上記リアクトル１５にかかる電圧値VLを、上記リアクトル１５のインダクタンス値Lを上記第１のコンデンサ１４の容量値Cで割った値の平方根√（L／C）で表わされる特性インピーダンスで割った値VL／√（L／C）とほぼ等価な電流値が、上記第２のスイッチング手段１６の許容可能な繰り返しピーク電流値以下にすることにより、第２のスイッチング素子１６の破壊を防止できる効果がある。
【００２７】
なお、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との接続関係は逆であっても良い。また、第２のスイッチング手段１６のターンオンは、第１のスイッチング手段３のターンオンと同時でなくても第１のスイッチング手段３のターンオン後であれば同様の動作、効果を得ることができる。
【００２８】
また、上記の説明では、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の、リアクトル１５に残っているエネルギーの回生は、第２のダイオード１７を経由して行うとしているが、次の条件が成立する場合は、第２のダイオード１７を省略しても上記リアクトル１５の残留エネルギーの回生が可能となる。即ち、第１のスイッチング手段３がそのオンの期間に流れる電流の絶対値が、上記したリアクトル１５の残留エネルギーの回生時に流れる電流の絶対値より大きければ、第２のダイオード１７がなくても、リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のスイッチング手段３→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路が成立して回生動作が可能となるからである。
【００２９】
実施の形態２．
上記実施の形態１ではリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になったのを検出し、その後に第２のスイッチング手段１６をオフするものについて示したが、電流検出手段を用いずに第１のスイッチング手段３の最小オン時間以内で、第２のスイッチング手段１６のオン時間を第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間にあらかじめ設定しておいても良く、上記実施の形態１と同様の効果を奏すると共に、電流検出手段が不要になり低コスト化できる効果がある。
【００３０】
図３はこの発明の実施の形態２によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２と同一部分の波形である。この図を用いて動作を説明する。
【００３１】
上記図１の第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１と全く同様であり、説明は省略する。第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に図３（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lとを設定しておき、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上に第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2を設定しておく。第２のスイッチング手段１６がターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図３（c）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６に流れる電流波形は図３（d）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生される。
【００３２】
図３（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード１７がオン状態になり、リアクトル１５の残りのエネルギーをリアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード１７→第１のダイオード１３→リアクトル１５の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図３（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっており、あらかじめ設定された第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2で第２のスイッチング手段１６をオフする。この動作により、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００３３】
第１のスイッチング手段３と第２のスイッチング手段１６とは、ハードウエアとしては一般に、異なったものとなり、通常、前者の容量は後者のそれより大きくなる。従って図示しない制御系から両スイッチング手段３，１６に対し、同時にターンオンの信号を送出すると、両者のハードウエアの相違に基づくターンオン動作特性の差から第２のスイッチング手段１６が第１のスイッチング手段３より先にターンオンする可能性が否定できない。この場合には、第２のスイッチング手段１６のターンオンにより、電力変換器の主回路動作への影響が発生しうる。
ところが、図３（ｂ）に示すように、第２のスイッチング手段１６のターンオンのタイミングを、第１のスイッチング手段３のそれより時間Tdだけ遅らせるよう設定し、このTdの値を両者の特性を考慮して適当に選定すれば、第２のスイッチング手段１６のターンオンのタイミングが第１のスイッチング手段３のそれより必ず遅くなり、上述した不具合の懸念が解消される訳である。
【００３４】
なお、上記実施の形態２では第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に第２のスイッチング手段１６をターンオンするものについて示したが、上記実施例１と同様に、第１のスイッチング手段３がターンオンと同時に第２のスイッチング手段１６をターンオンしても同様の効果が得られる。
【００３５】
実施の形態３．
上記実施の形態２では第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上に第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2をあらかじめ設定しておくものについて示したが、共振周期のほぼ半分の時間以上であれば良いので、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフするものであっても良く、上記実施の形態２と同様の効果を奏する。
【００３６】
図４はこの発明の実施の形態３によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２および図３と同一部分の波形である。この図を用いて動作について説明する。
【００３７】
第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１および実施の形態２と全く同様であり、説明は省略する。上記図１の第１のスイッチング手段３がターンオンした後、あらかじめ設定された時刻Td後に図４（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lを設定しておく。第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1と第１のスイッチング手段３のターンオンから第２のスイッチング手段１６をターンオンするまでの遅延時間Tdの差の時間Ton2が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上になるようにあらかじめ遅延時間Tdを設定しておく。エネルギーの回生動作は上記実施の形態２と同様の動作をするので詳細説明は省略するが、第２のスイッチング手段１６のターンオン後、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図４（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっており、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフしても、上記実施の形態１あるいは実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【００３８】
実施の形態４．
上記実施の形態２と実施の形態３では、第１のスイッチング手段３のターンオンから遅延時間Tdを設けて第２のスイッチング手段１６をターンオンするものについて示したが、第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間以上であれば良いので、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に同期して第２のスイッチング手段１６をオン、オフ動作させるものであっても良く、上記実施の形態２、実施の形態３と同様の効果を奏すると共に、第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lをより広い範囲で選定できる効果がある。
【００３９】
図５はこの発明の実施の形態４によるスナバ回路動作を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（e）は上記図２〜図４と同一部分の波形である。この図を用いて動作について説明する。
【００４０】
第１のスイッチング手段３のオフ期間の動作は上記実施の形態１〜３と全く同様であり、説明は省略する。上記図１の第１のスイッチング手段３のターンオンに同期して、図５（b）のように第２のスイッチング手段１６をターンオンする。第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分の時間が、第１のスイッチング手段３の最小オン時間Ton1以内になるように、あらかじめ第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lとを設定しておく。エネルギーの回生動作は上記実施の形態２、実施の形態３と同様の動作をするので詳細説明は省略するが、第２のスイッチング手段１６のターンオン後、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期のほぼ半分以上の時間が経過すると、図５（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcは零になっており、また図５（d）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６に流れる電流iLが零になっているので、第１のスイッチング手段３のターンオフに同期して第２のスイッチング手段１６をターンオフすることができる。これにより容易に上記実施の形態２、実施の形態３と同様の効果を得ることができると共に、第２のスイッチング手段１６のオン時間Ton2が許容可能な最大時間にしたので、第１のコンデンサ１４の容量値Cとリアクトル１５のインダクタンス値Lをより広い範囲で選定できる効果が得られる。
【００４１】
なお、第２のスイッチング手段１６のターンオフのタイミングについては、第２のスイッチング手段１６自体を極性を有するものとし、第１のスイッチング手段３のターンオフのタイミングと関連させることなく、第２のスイッチング手段１６の電流が零となったタイミングでオフさせるようにしてもよいことは勿論である。
【００４２】
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態１〜４と同様の効果を奏する。
【００４３】
図６はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１７は上記図１に示した実施の形態１の構成要素と同等のものである。１４は第１のコンデンサ、１３は第１のダイオードであり、これらは直列接続されており、第１のスイッチング手段３と並列に接続されている。１５はリアクトル、１６は補助スイッチング手段である第２のスイッチング手段でありこれらは直列接続され、その一端は第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３との接続点に接続されている。また、その他端側は直流電源１の低電位側端子、または平滑コンデンサなどの第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されている。直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子は第１のスイッチング手段３の高電位側端子に接続されており、第１のスイッチング手段３の低電位側端子には第１のダイオード１３のカソード端子が接続されている。また、第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続され、スナバ回路１９が構成されている。なお、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６の接続関係は逆であっても良い。
【００４４】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のスイッチング手段１６をターンオンした時の第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーの放電経路であり、第１のコンデンサ１４→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’にスナバエネルギーが回生される。
【００４５】
また、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路は、リアクトル１５→第１のダイオード１３→第２のダイオード１７→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５の上記実施の形態１〜４と逆向きの経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に引き続き回生する。
【００４６】
なお、第１のスイッチング手段３のオン期間における通電状態の条件によっては、第２のダイオード１７を省略し得ることは実施の形態１で説明したと同様である。
【００４７】
実施の形態６．
上記実施の形態１〜４では第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続されたものについて示したが、第２のダイオードが第１のコンデンサ１４と並列に接続されたものでも良く、上記実施の形態１〜４と同様の効果を奏すると共に、第１のコンデンサ１４の電圧が零になった後の電流経路に第１のダイオード１３が含まれず、回生時に第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギー損失が発生せず、その分、有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる効果がある。
【００４８】
図７はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図１に示した実施の形態１の構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３と逆並列に接続された第２のダイオード１７の代わりに、第１のコンデンサ１４と並列に第２のダイオード２０が接続され、スナバ回路２１が構成されているところである。
【００４９】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路であり、リアクトル１５→第２のスイッチング手段１６→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２０→リアクトル１５の経路で第１のダイオード１３を通らずに直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生するところであり、第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００５０】
実施の形態７．
上記実施の形態５では第１のスイッチング手段３と逆並列に第２のダイオード１７が接続されたものについて示したが、上記実施の形態６と同様に第２のダイオード２０が第１のコンデンサ１４と並列に接続されたものでも良く、上記実施の形態６と同様の効果を奏する。
【００５１】
図８はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図６に示した実施の形態５の構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３と逆並列に接続された第２のダイオード１７の代わりに、第１のコンデンサ１４と並列に第２のダイオード２０が接続され、スナバ回路２２が構成されているところである。
【００５２】
次に動作について説明する。基本的な動作は、上記実施の形態５とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路であり、リアクトル１５→第２のダイオード２０→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のスイッチング手段１６→リアクトル１５の経路で第１のダイオード１３を通らずに直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生するところであり、第１のダイオード１３の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００５３】
実施の形態８．
ところで、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧は、回路の寄生インダクタンスや漏れインダクタンスの大きさや流れる電流により決まる。従って、回路の構成や電力変換器としての定格が決まれば上記した第１のコンデンサ１４の電圧はほぼ決定される。
既述した実施の形態１〜７では、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧は、直流電源１の電圧Ｅの２倍以上であり、原理上、第２のスイッチング手段１６のターンオンで減少し始める第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零までになるケースについて説明したが、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、第１のコンデンサ１４の電圧が零にならず、第２のダイオード１７および２０の無いスナバ回路であっても良く、上記実施の形態１〜７と同様の効果を奏すると共に、部品点数を低減でき低コスト化できる効果がある。
【００５４】
図９はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図１あるいは図７に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第２のダイオード１７または２０を使用せずにスナバ回路２３が構成されているところである。
【００５５】
図１０はこの発明の実施の形態８によるスナバ回路動作の一例を示す動作波形図である。図中の図（a）〜（d）は上記図２〜図５と同一部分の波形である。この図を用いて動作を説明する。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４や実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、図１０（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならずに、図１０（d）に示すようにリアクトル１５の電流が零となってスナバエネルギーの回生が終了するところである。なお、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧のちょうど２倍の場合に、抵抗成分を無視するとリアクトル１５の電流が零となると同時に、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になるため、少なくとも２倍以下迄は第２のダイオード１７または２０を不要にできる。
【００５６】
なお、図１０（ｃ）で第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならず残留した電荷量は、直流電源１への回生の対象外となる。
【００５７】
実施の形態９．
上記実施の形態８では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態８と同様の効果を奏する。
【００５８】
図１１はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図６あるいは図８に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第２のダイオード１７または２０を使用せずにスナバ回路２４が構成されているところである。
【００５９】
基本的な動作は、上記実施の形態５や実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、上記実施の形態８と同様に第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧の２倍未満である場合には、上記図１０（c）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零にならずに、上記図１０（d）に示すようにリアクトル１５の電流が零となってスナバエネルギーの回生が終了するところである。なお、第１のスイッチング手段３のターンオン直前の第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源１の電圧または第２のコンデンサ１’の電圧のちょうど２倍の場合に、抵抗成分を無視するとリアクトル１５の電流が零となると同時に、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になるため、少なくとも２倍以下迄は第２のダイオード１７または２０を不要にできる。
【００６０】
実施の形態１０．
ところで、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が例えば電力変換器の無負荷時や軽負荷時等で非常に短い時間になる場合があるが、一方において第１のスイッチング手段３のターンオフ時のスパイク電圧の抑制、スイッチングノイズの低減、スイッチング損失の低減をするために第１のコンデンサ１４の容量値をある程度大きくする必要から、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間が第１のスイッチング手段３の最小オン時間より長くなってしまう場合が起こりうる。この場合、リアクトル１５に電流が流れている状態、即ちエネルギーが残っている状態で第２のスイッチング手段１６をオフすることになり、第２のスイッチング手段１６にはそのターンオフ時に過大なスパイク電圧が発生し、ノイズの増加、効率の低下、あるいは発熱を引き起こす問題があり、第２のスイッチング手段１６が破壊に到る場合もあると言った問題もある。
【００６１】
この実施の形態１０はこの問題を解消するために検討されたもので、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後、第２のスイッチング手段１６を経由することなくリアクトル１５のエネルギーを直流電源１に回生することを可能とするものである。
【００６２】
図１２はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図７に示した構成要素と同等のものである。電力変換器の第１のスイッチング手段３と並列に、直列接続した第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４とを接続し、第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点に第２のスイッチング手段１６、リアクトル１５を順に直列に接続し、リアクトル１５の他端側を直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続し、また直流電源１の低電位側端子、または上記第２のコンデンサ１’の低電位側端子は第１のスイッチング手段３の低電位側端子に接続した回路であり、第２のスイッチング手段１６とリアクトル１５との接続点と直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子との間に第２のダイオード２５を接続してスナバ回路２６が構成されている。
【００６３】
基本的な動作は、上記実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり第２のスイッチング手段１６を通らずに、第２のスイッチング手段１６の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できるところである。
【００６４】
以上のように、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となるようにすることにより、リアクトル１５に残ったエネルギーが上記経路で直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる効果があり、第２のスイッチング手段１６にはターンオフ時のスパイク電圧の防止、ノイズ発生の防止、効率低下の防止、あるいは発熱防止、第２のスイッチング手段１６の破壊防止の効果がある。この場合、第２のスイッチング手段１６のオン時間は第１のスイッチング手段３のオン時間以内にする。
【００６５】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４と誘導性素子１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００６６】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４と誘導性素子１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に、第２のスイッチング手段１６のオン、オフを同期させることにより、第２のスイッチング手段１６のオン時間が第１のスイッチング手段３のオン時間と同一の、許容できる最大オン時間にできるため、第１のコンデンサ１４に蓄積したエネルギーを最大限、直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生でき、第１のコンデンサ１４の残留電荷を最小にすることができる。
【００６７】
実施の形態１１．
上記実施の形態１０では第１のスイッチング手段３の低電位側端子が直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続されたものについて示したが、第１のスイッチング手段３の高電位側端子が直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子に接続されたものでも良く、上記実施の形態１０と同様の効果を奏する。
【００６８】
図１３はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１３〜１６は上記図８に示した構成要素と同等のものである。電力変換器の第１のスイッチング手段３と並列に、直列接続した第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３とを接続し、第１のコンデンサ１４と第１のダイオード１３との接続点に第２のスイッチング手段１６、リアクトル１５を順に直列に接続し、リアクトル１５の他端側を直流電源１の低電位側端子、または第２のコンデンサ１’の低電位側端子に接続し、また直流電源１の高電位側端子、または上記第２のコンデンサ１’の高電位側端子は第１のスイッチング手段３の高電位側端子に接続した回路であり、第２のスイッチング手段１６とリアクトル１５との接続点と直流電源１の高電位側端子、または第２のコンデンサ１’の高電位側端子との間に第２のダイオード２５を接続してスナバ回路２７が構成されている。
【００６９】
基本的な動作は、上記実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になった後の電流経路が、リアクトル１５→第２のダイオード２５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→リアクトル１５の経路となり第２のスイッチング手段１６を通らずに、第２のスイッチング手段１６の導通損失分のエネルギーを有効に直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できるところである。
【００７０】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→第２のダイオード２５→直流電源１または第２のコンデンサ１’→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生できる。
【００７１】
また、上記実施の形態１０と同様に、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第１のスイッチング手段３のオン、オフ動作に、第２のスイッチング手段１６のオン、オフを同期させることにより、第２のスイッチング手段１６のオン時間が許容できる最大オン時間にできるため、第１のコンデンサ１４に蓄積したエネルギーを最大限、直流電源１または第２のコンデンサ１’に回生でき、第１のコンデンサ１４の残留電荷を最小にすることができる。
【００７２】
実施の形態１２．
上記実施の形態１〜１１では配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーを第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するものについて示したが、配線の寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーだけでなく、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサ１４に吸収し、直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するものであっても良く、上記実施の形態１〜１１と同様の効果を奏すると共に、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも直流電源１、または第２のコンデンサ１’に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００７３】
図１４はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１８は上記図１に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路１８が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態１〜４とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７４】
図１５はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１７、および１９は上記図６に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路１９が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態５とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７５】
図１６はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２０、２１は上記図７に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２１が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態６とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７６】
図１７はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２０、２２は上記図８に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２２が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態７とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００７７】
図１８はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６は上記図１４に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、第１のスイッチング手段３が電界効果型トランジスタであって、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード２８が使用されて、スナバ回路２９が構成されているところである。
１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、リアクトル１５、ダイオード１６b、電界効果型トランジスタ１６aの接続順序は任意にできる。
【００７８】
基本的な動作は、上記図１４に示した実施の形態とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード２８が使用しているところで、これにより部品点数の削減ができ、低コスト化ができる効果がある。
【００７９】
図１９はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６は上記図１５に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、上記図１８と同様に第１のスイッチング手段３が電界効果型トランジスタであって、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード３０が使用されて、スナバ回路３１が構成されているところである。１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、リアクトル１５、ダイオード１６b、電界効果型トランジスタ１６aの接続順序は任意にできる。
【００８０】
基本的な動作は、上記図１５に示した実施の形態とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、第２のダイオード１７の代わりに電界効果型トランジスタ３の寄生ダイオード３０が使用しているところで、これにより部品点数の削減ができ、低コスト化できる効果がある。
【００８１】
図２０、図２１はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６、および２３、２４は上記図９または図１１に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２３または２４が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態８または実施の形態９とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００８２】
図２２、図２３はこの発明の他の実施の形態を示す図である。図において、１〜３は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５〜２７は上記図１２または図１３に示した構成要素と同等のものである。異なる点は、直流電源１とトランスの巻線２aと第１のスイッチング手段３とからなる直列回路における、第１のスイッチング手段３にスナバ回路２６または２７が接続されているところである。基本的な動作は、上記実施の形態１０または実施の形態１１とほぼ同様の動作をするので詳細な説明は省略する。異なる点は、トランス２の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１にコンデンサ１４に吸収し、直流電源１に回生するところである。
【００８３】
実施の形態１３．
図２４は、この発明の他の実施の形態としてフォワード形DC／DCコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。図において、１〜８は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５、２６は上記実施の形態１２の図２２に示した構成要素と同等のものである。１６a、１６bは第２のスイッチング手段であり、ダイオード１６bは逆流を防止して一方向のスイッチング手段を構成している。なお、ダイオード１６bはリアクトル１５と直列に接続しても良いし、電界効果型トランジスタ１６aと接続関係が逆でも良い。
【００８４】
次に動作について説明する。図２５は本発明のスナバ回路２６を適用したフォワード形DC／DCコンバータとスナバ回路の動作の一実施の形態を示す図である。図中の図（a）は第１のスイッチング手段３の駆動波形、図（b）は第２のスイッチング手段１６aの駆動波形、図（c）は第１のスイッチング手段３の電流idと電圧vdsの波形、図（d）は第１のコンデンサ１４に流れる電流波形、図（e）は第１のコンデンサ１４の電圧波形、図（f）はリアクトル１５に流れる電流波形である。
【００８５】
第１のスイッチング手段３がターンオフすると、配線の寄生インダクタンスとトランス２の漏れインダクタンスに蓄積されていたエネルギーが第１のダイオード１３を介して、第１のコンデンサ１４に充電され、第１のスイッチング手段３にかかる電圧を緩やかに上昇させて、ターンオフ時のスパイク電圧を吸収する。また、ターンオフ時の第１のスイッチング手段３の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。第１のコンデンサ１４に充電されたエネルギーは第１のスイッチング手段３のオフ期間中保持される。
【００８６】
図２５（a）（b）に示すように第１のスイッチング手段３がターンオンしたと同時に、第２のスイッチング手段１６aをターンオンすると、第１のコンデンサ１４に蓄積され保持されていたエネルギーが図２５（e）のように放電を開始する。この放電は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振により行なわれ、リアクトル１５や第２のスイッチング手段１６aに流れる電流波形は図２５（f）のように正弦波状となる。第１のコンデンサ１４に蓄積されていたスナバエネルギーは第１のコンデンサ１４→第２のスイッチング手段１６a、１６b→リアクトル１５→直流電源１→第１のコンデンサ１４の経路で直流電源１に回生される。
【００８７】
図２５（e）に示すように第１のコンデンサ１４の電圧Vcが零になると、第２のダイオード２５がオン状態になり、リアクトル１５の残りのエネルギーをリアクトル１５→直流電源１→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路で直流電源１に引き続き回生する。図２５（e）および図２５（f）に示すようにリアクトル１５または第２のスイッチング手段１６aに流れる電流が零になった後に、第２のスイッチング手段１６aを第１のスイッチング手段３と同期してオフする。
【００８８】
以上のように配線の寄生インダクタンスとトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを第１のコンデンサ１４に充電し、そのエネルギーを直流電源１に回生するので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。また、第１のコンデンサ１４により第１のスイッチング手段３にかかる電圧が緩やかに変化し、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、ターンオフ時の第１のスイッチング手段の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失が低減され、スイッチングノイズも低減される。
【００８９】
また、第１のスイッチング手段３の最小オン時間が、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振周期の半分の時間より短い場合においては、第２のスイッチング手段１６をオフした後の電流経路が、リアクトル１５→直流電源１→第２のダイオード２５→リアクトル１５の経路となり、リアクトル１５に残ったエネルギーが直流電源１に回生できる。
【００９０】
実施の形態１４．
図２６は、この発明の他の実施の形態としてブーストフォワード形DC／DCコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。図において、１〜３および８は上記従来例の図３２に示した構成要素と同等のものであり、１３〜１６および２５、２６は上記実施の形態１３の図２４に示した構成要素と同等のものである。３３は整流用ダイオード、３４は環流用ダイオード、３５はチョークコイル、３６は出力平滑コンデンサである。
【００９１】
基本的な動作は、上記図２４に示した実施の形態１３とほぼ同様の動作をし、同様の効果を奏するので詳細な説明は省略する。
【００９２】
実施の形態１５．
以下の形態例では、先に直流電源１と同様に扱った第２のコンデンサ１’の変形例、即ち、先の形態例とは異なる直流電源を回生先とするスナバ回路について説明する。
先ず、図２７はＡＣ／ＤＣ／ＤＣコンバータに適用したスナバ回路を示す構成図である。このコンバータは、交流電源５０の電圧を整流用ダイオードブリッジ５１ａ〜５１ｄで整流しその出力電圧が入力平滑コンデンサ５２で平滑される。この入力平滑コンデンサ５２が後段のＤＣ／ＤＣコンバータの直流電源として機能する。
【００９３】
このＤＣ／ＤＣコンバータの部分は、先の実施の形態１３の図２４の構成と全く同一であり説明は省略する。
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は、第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して直流電源である入力平滑コンデンサ５２に回生される。即ち、この入力平滑コンデンサ５２が既述した第２のコンデンサ１’に相当する訳である。
【００９４】
実施の形態１６．
図２８はこの発明の実施の形態１６におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。これは非絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータである降圧形のチョッパ装置である。チョッパとしての動作は周知であるので説明は省略するが、第１のスイッチング手段３のオンオフ動作により、直流電源（第１の直流電源）１の電圧が変換（降圧）されて平滑コンデンサ（第２の直流電源）７に出力される。
【００９５】
第１のスイッチング手段３の両極間に接続された、第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との直列接続体、およびこの第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点とリアクトル６と平滑コンデンサ７との接続点との間に接続された、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との直列接続体からスナバ回路６０を構成している。
【００９６】
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して第２の直流電源である平滑コンデンサ７に回生される、即ち、この平滑コンデンサ７が既述した第２のコンデンサ１’の相当する。
【００９７】
実施の形態１７．
図２９はこの発明の実施の形態１７におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。先の実施の形態１３の図２４で説明したフォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータのトランス２に補助電源用巻線２ｄを追設したものである。
直流電源１からの電力を変換して平滑コンデンサ７に出力する主たる変換動作は先の図２４と同一であるので説明を省略する。補助電源用巻線２ｄの電圧は整流用ダイオード７１で整流されその出力電圧が平滑コンデンサ７２で平滑される。そして、この平滑コンデンサ７２が第１のスイッチング手段３の駆動回路７３の直流電源として機能する。
【００９８】
第１のスイッチング手段３の両極間に接続された第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との直列接続体、およびこの第１のダイオード１３と第１のコンデンサ１４との接続点と整流用ダイオード７１と平滑コンデンサ７２との接続点との間に接続された、リアクトル１５と第２のスイッチング手段１６との直列接続体からスナバ回路７０を構成している。
【００９９】
ここでは、第１のスイッチング手段３のオフ期間に第１のコンデンサ１４に充電された電荷は第１のコンデンサ１４とリアクトル１５との共振現象を利用して補助電源（第２の直流電源）である平滑コンデンサ７２に回生される。即ち、この平滑コンデンサ７２が既述した第２のコンデンサ１’に相当する。
【０１００】
実施の形態１８．
図３０はこの発明の実施の形態１８におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。
昇降圧形のチョッパに適用したもので、チョッパとしての動作は周知であるので説明を省略するが、ここでは、第１のダイオード１３ａ、第１のコンデンサ１４ａ、リアクトル１５ａ、第２のスイッチング手段１６ａからなり第１のコンデンサ１４ａに充電された電荷を出力側の第２の直流電源である出力平滑コンデンサ８２に回生するスナバ回路８０ａと、第１のダイオード１３ｂ、第１のコンデンサ１４ｂ、リアクトル１５ｂ、第２のスイッチング手段１６ｂからなり第１のコンデンサ１４ｂに充電された電荷を入力側の第１の直流電源１に回生するスナバ回路８０ｂとを備えている。
【０１０１】
入力直流電源１の電圧が出力平滑コンデンサ８２の電圧より低い、昇圧動作の場合には、入力直流電源１に回生するスナバ回路８０ｂがメインのスナバとして動作する。逆に、入力直流電源１の電圧が出力平滑コンデンサ８２の電圧より高い、降圧動作の場合には、出力平滑コンデンサ８２に回生するスナバ回路８０ａがメインのスナバとして動作する。これにより、入力電圧の変動に対して、スナバエネルギーを回生し易い方に自動的に回生することができる。
即ち、この形態例では、第１の直流電源（直流電源１）と第２の直流電源（出力平滑コンデンサ８２）との両者への回生が可能となる訳である。
【０１０２】
実施の形態１９．
図３１はこの発明の実施の形態１９におけるスナバ回路を示す構成図で、スナバ回路の回生先の更なる変形例を示すものである。ＤＣ／ＡＣ変換装置に適用したもので、直流電源１からの電力を交流に変換してランプ９３を点灯するものである。９２はランプ９３と直列に接続されたリアクトル、９４はランプ９３と並列に接続されたコンデンサである。９１ａ、９１ｂは平滑コンデンサで、直流電源１からの電力が一旦この平滑コンデンサ９１ａ、９１ｂに変換される形となる。
【０１０３】
そして、第１のスイッチング手段３ａの両極間に接続された第１のダイオード１３ａと第１のコンデンサ１４ａとの直列接続体とこの第１のダイオード１３ａと第１のコンデンサ１４ａとの接続点とランプ９３と平滑コンデンサ９１ａとの接続点との間に接続されたリアクトル１５ａと第２のスイッチング手段１６ａとの直列接続体からスナバ回路９０ａを構成し、第１のスイッチング手段３ｂの両極間に接続された第１のダイオード１３ｂと第１のコンデンサ１４ｂとの直列接続体とこの第１のダイオード１３ｂと第１のコンデンサ１４ｂとの接続点とランプ９３と平滑コンデンサ９１ｂとの接続点との間に接続されたリアクトル１５ｂと第２のスイッチング手段１６ｂとの直列接続体からスナバ回路９０ｂを構成する。
【０１０４】
ここでは、第１のスイッチング手段３ａのオフ期間に第１のコンデンサ１４ａに充電された電荷は第１のコンデンサ１４ａとリアクトル１５ａとの共振現象を利用して平滑コンデンサ９１ａに回生され、第１のスイッチング手段３ｂのオフ期間に第１のコンデンサ１４ｂに充電された電荷は第１のコンデンサ１４ｂとリアクトル１５ｂとの共振現象を利用して平滑コンデンサ９１ｂに回生される。
【０１０５】
以上、各実施の形態で説明したように、この発明によるスナバ回路は、直流電源を有する各種の電力変換手段に適用することができ、第１のスイッチング手段のオフ期間にそのスナバ回路のコンデンサに充電された電荷の回生先も、入力側の直流電源に限らず、出力側の直流電源（コンデンサ）、更には、入力／出力両側の直流電源に設定することができる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、低電位側端子が上記直流電源の低電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
アノード端子が上記第１のスイッチング素子の高電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのカソード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の低電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の高電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたので、簡便な構成により、損失、発熱を伴うことなく、第１のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧が吸収でき、ターンオフ時の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失・スイッチングノイズが低減できるスナバ回路を実現でき、一旦誘導性素子に蓄えられたエネルギーをすべて直流電源に回生することができる。
【０１０７】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の高電位側端子と直流電源の高電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたので、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサに吸収し、直流電源に回生することができる。
【０１０８】
また、この発明に係るスナバ回路は、直流電源と、高電位側端子が上記直流電源の高電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
カソード端子が上記第１のスイッチング素子の低電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのアノード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の高電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の低電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電 源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたので、簡便な構成により、損失、発熱を伴うことなく、第１のスイッチング手段のターンオフ時のスパイク電圧が吸収でき、ターンオフ時の電圧・電流の重なりが少なくなってスイッチング損失・スイッチングノイズが低減できるスナバ回路を実現でき、一旦誘導性素子に蓄えられたエネルギーをすべて直流電源に回生することができる。
【０１０９】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段の低電位側端子と直流電源の低電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたので、トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーも第１のコンデンサに吸収し、直流電源に回生することができる。
【０１１０】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン期間内において第２のスイッチング手段をオン状態にし、かつ、上記第２のスイッチング手段のオン時間を
第１のコンデンサと誘導性素子とで決まる共振周期の１／２以上としたので、常に、第１のコンデンサに蓄積されたエネルギーの直流電源への回生が確実になされる。
【０１１１】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段の電流を検出し、オン状態から上記電流が零になった後上記第２のスイッチング手段をオフ状態にするようにしたので、第２のスイッチング手段の適切なオフ動作が確実になされる。
【０１１２】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段を極性を有するものとし、オン状態から電流が零になると自動的にオフするようにしたので、電流検出手段を必要とすることなく、第２のスイッチング手段のオフ動作が確実になされる。
【０１１３】
また、この発明に係るスナバ回路は、第１のスイッチング手段のオン、オフ動作と、第２のスイッチング手段のオン、オフ動作をそれぞれ同期させるので、スイッチング手段を駆動する構成が簡便となり、第１のコンデンサの容量値と誘導性素子のインダクタンス値をより広い範囲で選定することができる。
【０１１４】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段は、電界効果型トランジスタと逆流防止用のダイオードとの直列接続体であるので、第２のスイッチング手段の適切なオフ動作が確実になされる。
【０１１５】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））において、上記誘導性素子が磁気飽和を起こさないようにしたので、誘導性素子の磁気飽和による過大な電流の発生を未然に防止して第２のスイッチング手段の安定した動作が確保される。
【０１１６】
また、この発明に係るスナバ回路は、第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））が、上記第２のスイッチング手段の許容可能な繰り返しピーク電流値以下となるようにしたので、第２のスイッチング手段の使用条件が適正化され、その信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１によるスナバ回路を示す回路図である。
【図２】 図１のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図４】 この発明の実施の形態３によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図５】 この発明の実施の形態４によるスナバ回路の各部動作波形図である。
【図６】 この発明の実施の形態５によるスナバ回路を示す回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態６によるスナバ回路を示す回路図である。
【図８】 この発明の実施の形態７によるスナバ回路を示す回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態８によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１０】 図９のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図１１】 この発明の実施の形態９によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１０によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１１によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す回路図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図１９】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２０】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２１】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２２】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２３】 この発明の実施の形態１２によるスナバ回路を示す他の回路図である。
【図２４】 この発明の実施の形態１３によるスナバ回路を適用したフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。
【図２５】 図２４のスナバ回路の各部動作波形図である。
【図２６】 この発明の実施の形態１４によるスナバ回路を適用したブーストフォワード形DC／DCコンバータを示す回路図である。
【図２７】 この発明の実施の形態１５におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図２８】 この発明の実施の形態１６におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図２９】 この発明の実施の形態１７におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３０】 この発明の実施の形態１８におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３１】 この発明の実施の形態１９におけるスナバ回路を示す構成図である。
【図３２】 従来のスナバ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源、２ トランス、２a トランス２の第１の巻線、
３，３ａ，３ｂ 第１のスイッチング手段、４ａ 補助電源用巻線、
７，７２，９１ａ，９１ｂ 平滑コンデンサ、
１３，１３ａ，１３ｂ 第１のダイオード、１４，１４ａ，１４ｂ 第１のコンデンサ、
１５，１５ａ，１５ｂ リアクトル、１６，１６ａ，１６ｂ 第２のスイッチング手段、
１７，２０，２５ 第２のダイオード、
１８，１９，２１，２２，２３，２４，２６，２７，２９，３１，６０，７０，８０ａ，８０ｂ，９０ａ，９０ｂ スナバ回路、
２８，３０ 電界効果型トランジスタの寄生ダイオード、
５２ 入力平滑コンデンサ、８２ 出力平滑コンデンサ。
Claims (11)
- 直流電源と、低電位側端子が上記直流電源の低電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
アノード端子が上記第１のスイッチング素子の高電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのカソード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の低電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の高電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたことを特徴とするスナバ回路。 - 第１のスイッチング手段の高電位側端子と直流電源の高電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたことを特徴とする請求項１記載のスナバ回路。
- 直流電源と、高電位側端子が上記直流電源の高電位側端子に接続された第１のスイッチング手段とを備えた電力変換手段のスナバ回路において、
カソード端子が上記第１のスイッチング素子の低電位側端子に接続された第１のダイオードと、一方の端子が上記第１のダイオードのアノード端子に接続され他方の端子が上記第１のスイッチング手段の高電位側端子に接続された第１のコンデンサと、上記第１のダイオードおよび第１のコンデンサの接続点と上記直流電源の低電位側端子との間に接続された、誘導性素子と第２のスイッチング手段との直列接続体とを備え、
上記第１のスイッチング手段のターンオン直前の上記第１のコンデンサの電圧を直流電源の電圧の２倍以下とし、
上記第１のスイッチング手段のオン期間内で上記第２のスイッチング手段をオンすることにより、上記第１のスイッチング手段のオフ期間に上記第１のコンデンサに充電された電荷を、上記第１のコンデンサと誘導性素子との共振現象を利用して上記直流電源に回生するようにしたことを特徴とするスナバ回路。 - 第１のスイッチング手段の低電位側端子と直流電源の低電位側端子との間に電力変換手段のトランスの巻線が挿入されたことを特徴とする請求項３記載のスナバ回路。
- 第１のスイッチング手段のオン期間内において第２のスイッチング手段をオン状態にし、かつ、上記第２のスイッチング手段のオン時間を第１のコンデンサと誘導性素子とで決まる共振周期の１／２以上としたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスナバ回路。
- 第２のスイッチング手段の電流を検出し、オン状態から上記電流が零になった後上記第２のスイッチング手段をオフ状態にするようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスナバ回路。
- 第２のスイッチング手段を極性を有するものとし、オン状態から電流が零になると自動的にオフするようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスナバ回路。
- 第１のスイッチング手段のオン、オフ動作と、第２のスイッチング手段のオン、オフ動作をそれぞれ同期させることを特徴とする請求項５記載のスナバ回路。
- 第２のスイッチング手段は、電界効果型トランジスタと逆流防止用のダイオードとの直列接続体であることを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載のスナバ回路。
- 第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））において、上記誘導性素子が磁気飽和を起こさないようにしたことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載のスナバ回路。
- 第２のスイッチング手段がターンオンしたときに誘導性素子にかかる電圧値ＶＬを、上記誘導性素子のインダクタンス値Ｌを第１のコンデンサの容量値Ｃで割った値の平方根で表される特性インピーダンスで割って得られる電流値（ＶＬ／√（Ｌ／Ｃ））が、上記第２のスイッチング手段の許容可能な繰り返しピーク電流値以下となるようにしたことを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載のスナバ回路。
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