JP3629252B2 - Microwave concentration measuring device - Google Patents

Description

【００２１】
ただし、σは導電率、ε_ｒ ´，ε_ｒ ’’は媒質の複素比誘電率の実部と虚部である。
【００２２】
測定物質である汚泥やパルプ等の濃度が変わると、実効的な誘電率が変わることが知られており、特に誘電率実部と濃度との相関性が高い。
【００２３】
上記（２）式、（３）式で、
【数２】

であれば、すなわち誘電率虚部が小さく、導電率も小さければ、
【数３】

上記（４）式、（５）式で求めたα、βから、減衰量、位相遅れを求める。送信電力をＰ_０ 、ｚ方向に進むマイクロ波電力をＰとすると、
Ｐ＝Ｐ_０ ｅｘｐ（−２αｚ） …（６）
であり、減衰量は２０αｚ／ｌｎ１０（ｄＢ）になる。また、位相遅れは βｚ（ｒａｄ）である。
【００２４】
上述した方式では、位相遅れを求めることで、濃度を求める。上記（５）式に示すように、ε_ｒ ´の微小変化領域では、ε_ｒ ´とβが比例するため、βｚから濃度が求められる。なお、αはβよりも相関度が小さいため、直接的には濃度測定に使用しない。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のマイクロ波濃度計では、次のような問題点がある。
【００２６】
（ａ）測定液体の温度や導電率が変化すると、測定液体によるマイクロ波の減衰量が大幅に変化する。マイクロ波が減衰して測定側ヘテロダイン出力７６の振幅が小さくなると、コンパレータ７７によってデジタル化する時に、雑音やドリフトの影響によって切り替わりの時刻が変化し、結果的に測定誤差となる。
【００２７】
（ｂ）上記（ａ）と同様の理由により、受信信号７３の電力が変化すると、電子回路の非直線性によって位相が変化するため、結果的に測定誤差を生じる。
【００２８】
（ｃ）電子回路の温度ドリフトの影響を固定基準により補償しているが、測定側ヘテロダイン出力７６の信号レベルが変化すると、温度による影響が変化するため、完全には補償することができない。
【００２９】
（ｄ）濃度を位相変化で求めるため、受信信号７３の位相が３６０度を越えると、正しく濃度を求めることができない。
すなわち、管径が大きかったり、測定物質が高濃度の場合には、位相が３６０度以上変化するため、位相変化から濃度が一意的に決まらなくなる。連続的に測定を続けていれば、例えば“特開平８−８２６０６号”に示されるように、前後の関係で回転数を求めることができるが、一度空になると、次に被測定対象で満たされた場合に、正しい濃度を測定することができなくなる。
【００３０】
（ｅ）回路の配線パターンからの回り込みや誘導により、マイクロ波が液体中以外の場所を通って受信され、結果的に測定誤差を生じる。
【００３１】
（ｆ）測定液体中に気泡があると、マイクロ波の伝搬経路が長くなったり、マイクロ波の反射により複数の経路を通って受信される等の原因により、結果的に測定誤差を生じる。
【００３２】
（ｇ）測定液体の温度や導電率が変化すると、マイクロ波の位相が変化して誤差を生じる。そのため、温度および導電率を求めて補正を行なう必要があり、例えば“特開平９−４３１８１号”に示されるように、導電率を測定する方法が提案されてきている。
しかしながら、導電率センサには汚れが付着し易く、測定精度の低下や保守作業といった問題があるため、実用化が困難である。
【００３３】
本発明の目的は、被測定対象中に気泡の発生等がある場合でも、被測定対象中の固形物・懸濁物質の濃度を高精度にかつリアルタイムで求めることが可能な低価格のマイクロ波濃度測定装置を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明では、直線偏波のマイクロ波を被測定対象に送出して受信した受信信号と前記マイクロ波と異なる周波数のマイクロ波の参照信号とを混合して位相差を測定し濃度を計測するマイクロ波濃度測定装置において、送出されたマイクロ波と同相のマイクロ波の受信信号と送出されたマイクロ波と直角のマイクロ波の受信信号から気泡の量を計算し、位相計測値を補正する補正手段を備えている。
【００３５】
また、請求項２の発明では、円偏波のマイクロ波を被測定対象に送出して受信した受信信号と前記マイクロ波と異なる周波数のマイクロ波の参照信号とを混合して位相差を測定し濃度を計測するマイクロ波濃度測定装置において、送出されたマイクロ波と同一回転方向のマイクロ波の受信信号と送出されたマイクロ波と逆回転方向のマイクロ波の受信信号から気泡の量を計算し、位相計測値を補正する補正手段を備えている。
【００３６】
従って、請求項１および請求項２の発明のマイクロ波濃度測定装置においては、送出するマイクロ波を直線偏波または円偏波として、受信するマイクロ波は送信側が直線偏波の場合は同相とこれに直角、送信側が円偏波の場合は同一回転方向と逆回転方向を検出するようにし、さらに二つの信号より泡の量を計算し位相計測値を補正することにより、液体中に気泡がある場合でも、気泡の量を測定してその影響を補償するため、高精度に濃度を測定することができる。
【００３７】
さらに、請求項３の発明では、上記請求項１または請求項２の発明のマイクロ波濃度測定装置において、位相差をセンタ位置でカウントする位相カウント手段を有する位相差測定手段を備えている。
【００３８】
従って、請求項３の発明のマイクロ波濃度測定装置においては、上記請求項１または請求項２の発明と同様の作用を奏する他、位相差をセンタ位置でカウントすることにより、測定誤差が生じず、高精度に濃度を測定することができる。
【００３９】
一方、請求項４の発明では、上記請求項１乃至請求項３のいずれか１つの発明のマイクロ波濃度測定装置で、測定値として被測定対象と固定基準とを切り替えて測定する方式のものにおいて、固定基準として、外部の送信アンテナ位置からの信号を用いる固定基準測定手段を備えている。
【００４０】
従って、請求項４の発明のマイクロ波濃度測定装置においては、上記請求項１乃至請求項３のいずれか１つの発明と同様の作用を奏する他、外部の送信アンテナ位置からの信号を固定基準として測定することにより、回路内部の温度変化等によって位相変化がある場合でも、固定基準を通した位相差を計測して補償するため、高精度に濃度を測定することができる。
【００４１】
また、請求項５の発明では、上記請求項１乃至請求項４のいずれか１つの発明のマイクロ波濃度測定装置において、混合した信号のレベルを一定になるように制御する信号レベル制御手段を備えている。
【００４２】
従って、請求項５の発明のマイクロ波濃度測定装置においては、上記請求項１乃至請求項４のいずれか１つの発明と同様の作用を奏する他、混合した信号のレベルを一定になるように制御することにより、被測定対象の温度や導電率によって、マイクロ波の減衰が大きい場合でも、誤差が生じず、また測定信号レベルが小さい場合、信号を増幅して雑音に対するＳＮ比を改善できるため、高精度に濃度を測定することができる。
【００４３】
さらに、請求項６の発明では、上記請求項１乃至請求項５のいずれか１つの発明のマイクロ波濃度測定装置において、測定装置本体が収納される筐体の温度を測定する筐体温度測定手段と、筐体温度測定手段により測定された筐体温度が一定値以下の場合は、当該筐体温度を一定値になるように制御する温度制御手段と、筐体温度測定手段により測定された筐体温度が一定値以上の場合は、あらかじめ設定した補正値により上記計測値を補正する補正手段とを備えている。
【００４４】
従って、請求項６の発明のマイクロ波濃度測定装置においては、上記請求項１乃至請求項５のいずれか１つの発明と同様の作用を奏する他、筐体温度が一定値以下の場合には、温度を一定値になるように制御し、温度が一定値以上の場合には、あらかじめ設定した補正値によって計測値を補正することにより、周囲の温度が変化しても、高精度に濃度を測定することができ、また回路が簡単になり、低コストにすることができる。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４６】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図である。
【００４７】
図１において、クロック源１は、低周波の信号である、位相基準として基準信号（θ_ＲＥＦ ）２を発生する。
【００４８】
マイクロ波発生手段の一部を構成する発振器３は、ＰＬＬ回路（フェーズド・ロック・ループ回路）を含むものであり、クロック源１からの基準信号２をＰＬＬ回路の同期信号として用いることにより、クロック源１からの基準信号２に同期して、周波数ｆのマイクロ波（請求項の一方のマイクロ波に相当）を発生する。
【００４９】
発振器３からのマイクロ波は、増幅器４によって増幅し、スイッチ５とスイッチ６が図示状態の場合に、送信アンテナ７から配管８内の被測定対象である測定液体に送出して、受信アンテナ９により受信し、増幅器１０により増幅して受信信号１２とする。
【００５０】
マイクロ波発生手段の一部を構成する参照用発振器１１は、発振器３と同様に、ＰＬＬ回路を含むものであり、クロック源１からの基準信号２をＰＬＬ回路の同期信号として用いることにより、クロック源１からの基準信号２に同期して、発振器３からのマイクロ波の周波数ｆとΔｆだけ異なる周波数ｆ＋Δｆのマイクロ波（請求項の他方のマイクロ波に相当）を、参照信号１３として発生する。
【００５１】
マイクロ波混合手段であるミキサ１４は、受信信号１２と参照信号１３とを混合して、周波数Δｆのヘテロダイン出力１５を得る。このヘテロダイン出力１５は、図示しないが、必要によりフィルタ等で不要高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【００５２】
コンパレータ１６は、ヘテロダイン出力１５を入力とし、測定デジタル信号 θ_ＦＢ１７を出力する。
【００５３】
位相差測定手段１８は、測定デジタル信号１７とクロック源１からの基準信号２とを比較して位相差を測定し、位相差Φを出力する。
【００５４】
ここで、位相差測定手段１８としては、本例では特に、位相差の実質的なセンタ位置で当該位相差をカウントする位相カウント手段を備えるようにしている。
【００５５】
演算装置１９は、位相差測定手段１８からの位相差Φから、被測定対象の濃度を算出して出力する。
【００５６】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、位相基準として、クロック源１により基準信号２を発生し、この基準信号２に同期して、発信器３と参照用発振器１１により互いに周波数が異なる２つのマイクロ波を発生させ、一方のマイクロ波で測定した信号１２と他方のマイクロ波１３とを混合し、この混合により得られたヘテロダイン出力１５に基づく測定デジタル信号θ_ＦＢ１７とクロック源１からの基準信号２とを位相比較していることにより、前述した図１１の従来例では、マイクロ波の混合手段であるミキサが２個必要であったのを、１個に削減することができる。すなわち、図１１の従来例におけるミキサ６８を省略することができる。
【００５７】
これにより、高価なマイクロ波回路を省略でき、ミキサの後のコンパレータ回路（図１１の従来例におけるコンパレータ７０）も省略できるため、回路が極めて簡単になり、安価で信頼性が高いものとなる。
【００５８】
すなわち、これが可能になったのは、２個のマイクロ波発振器３，１１が、マイクロ波でない低周波のクロック源１と完全に同期するようにＰＬＬ回路により制御されていることにより、このクロック源１からの信号の低周波が基準の周波数として使用できるからである。
【００５９】
なお、位相差測定に用いる基準信号θ_ＲＥＦ２は、測定デジタル信号θ_ＦＢ１７との相対値を求めるのに用いられ、固定基準２０から求めた基準信号θ_ＲＥＦ２と測定デジタル信号θ_ＦＢ１７との相対値から、その絶対値が求められ、この絶対値と予め用意された検量線データとの比較により、測定液体中の測定物質の濃度が計算される。
【００６０】
一方、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、位相差の実質的なセンタ位置で位相差をカウントしていることにより、測定誤差が生じず、高精度に濃度を測定することができる。
【００６１】
図２（ａ）〜（ｃ）は、位相カウント手段の動作を説明する図である。
【００６２】
図２において、θ_ＲＥＦ は基準信号２であり、θ_ＦＢは測定デジタル信号１７であり、前述した従来方式では、立ち上がりの時間差Φ_１ を求めていたのに対して、図２（ａ）では、Φ_１ とΦ_２ の平均値を求めるようにしている。
【００６３】
すなわち、ヘテロダイン出力１５のＤＣ成分や、ドリフトや、コンパレータ１６のしきい値が厳密に０［ｖ］でない等の原因により、図２（ｂ），（ｃ）に示すように、θ_ＦＢの“０”と“１”の比率が異なる場合、前述した従来方式では、誤差が生じるが、本実施の形態のセンタ方式とすることにより、誤差が生じず、高精度に濃度を測定することができる。特に、マイクロ波の減衰が大きく、ヘテロダイン出力１５の振幅が小さい場合に効果が大きい。
【００６４】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、位相基準として、クロック源１により低周波の基準信号２を発生し、この低周波の基準信号２に同期して互いに周波数が異なる２つのマイクロ波をＰＬＬ制御により発生させ、一方のマイクロ波を測定液体に通して得た受信信号と他方のマイクロ波とを混合し、クロック源１からの基準信号２と位相比較をするようにしているため、回路が簡単になり、安価で信頼性が高いものとすることが可能となる。
【００６５】
また、位相差の実質的なセンタ位置で位相差をカウントするようにしているため、測定誤差が生じず、高精度に濃度を測定することが可能となる。
【００６６】
なお、本実施の形態は、前述した図１１に示すような従来例に対しても適用することができる。
【００６７】
（第１の実施の形態の変形例）
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、前述した第１の実施の形態における発振器３および参照用発振器１１として、複数の同一周波数差のマイクロ波を発生するようにする。
【００６８】
すなわち、発振器３を、周波数ｆ_１ ，ｆ_{２ の}マイクロ波を発生するものとし、参照用発振器１１を、周波数ｆ_１＋Δｆ，ｆ_２＋Δｆのマイクロ波を発生するものとする。
【００６９】
また、位相差測定手段１８として、これら複数の同一周波数差のマイクロ波に基づいて位相差を測定するものとし、これらからのマイクロ波を切り替えて測定し、３６０度以上の位相差を測定するようにしている。
【００７０】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、複数の同一周波数差のマイクロ波を発生し、切り替えて測定し、３６０度以上の位相差を測定していることにより、位相が３６０度を越えて変化する場合にも、正しい位相変化量を求めることができる。
【００７１】
すなわち、本例では、２組の周波数ｆ_{１ ，}ｆ_２ とｆ_１ ＋Δｆ，ｆ_２ ＋Δｆを発生し、各々の組み合わせにおける位相差を計測する。そして、この２つの位相差から、位相変化の回転数を求め、３６０度を越える場合の位相変化を求める。
【００７２】
ここで、２つの位相差をΦ_１ 、Φ_２ とする。また、濃度０の時の位相差を、 ｆ_１ 、ｆ_２ について各々Φ_１０、Φ_２０とし、濃度の変化によって次のように変化したとする。
【００７３】
ｆ_１ ：Φ_１０ → Φ_１ ＋２πｍ （ｍは０または正の整数）
ｆ_２ ：Φ_２０ → Φ_２ ＋２πｎ （ｎは０または正の整数）
ｍ、ｎ、は回転数である。
【００７４】
位相差の変化量ΔΦ_１ 、ΔΦ_２ としては、
ΔΦ_１ ＝Φ_１ ＋２πｍ−Φ_１０ …（７）
ΔΦ_２ ＝Φ_２ ＋２πｎ−Φ_２０ …（８）
ｆ_１ 、ｆ_２ における位相変化率をβ_１ 、β_２ とすると、
ΔΦ_２ ＝（β_２ ／β_１ ）・ΔΦ_１ …（９）
である。
【００７５】
（９）式の左辺から右辺を引き、上記（７）式、（８）式を代入すると、
Φ_２ ＋２πｎ−Φ_２０−（β_２ ／β_１ ）・（Φ_１ ＋２πｍ−Φ_１０）＝０…（１０）
実際には、位相差測定値に誤差があるから、上記（１０）式の左辺に整数ｍ、ｎを代入して、値が誤差の許容値以内になるｍ、ｎの組み合わせを求めればよい。
【００７６】
このｍ、ｎから、上記（８）式、（９）式により位相差変化量ΔΦ_１ 、ΔΦ_２ を求め、濃度を算出する。
【００７７】
β_２ ／β_１ は、上記（５）式よりε_ｒ ´が同じならｆ_１ ／ｆ_２ に等しい。ｆ_１ とｆ_２ とは比較的近い値をとるため、ε_ｒ ´は一般的にはそれほど大きく変化しない。
【００７８】
上述したように、本実施の形態の変形例のマイクロ波濃度測定装置では、マイクロ波信号源である発信器３，１１は、複数の同一周波数差のマイクロ波を発生し、切り替えて測定し、３６０度以上の位相差を測定するようにしているため、位相が３６０度を越えて変化する場合に、前述した“特開平８−８２６０６号”のような方法を用いなくても、正しい位相変化量を求めることができる。
【００７９】
これにより、管径が大きかったり、測定物質が高濃度の場合や、管内が一度空になってから測定液体で満たされた場合にも、正しい濃度を測定することが可能となる。
【００８０】
なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の変形例として説明したが、これに限らず、前述した図１１に示すような従来例に対しても適用することができる。
【００８１】
（第２の実施の形態）
図３は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００８２】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、発振器３と参照用発振器１１で発生したマイクロ波を、ミキサ２２で混合して基準側ヘテロダイン信号２３を求め、コンパレータ２４によって基準信号２５を求めるようにする。
【００８３】
この測定側ヘテロダイン出力１５は、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【００８４】
また、送信アンテナ７に隣接して、基準用端子２６を設けている。すなわち、固定基準として、外部の送信アンテナ７位置からの信号を用いる固定基準測定手段を備えるようにしている。
【００８５】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、固定基準を通した位相差を計測して補償していることにより、回路内部の温度変化等によって位相変化がある場合でも、高精度に濃度を測定することができる。
【００８６】
特に、受信アンテナ９から電子回路である濃度計回路の入口までの距離と、基準用端子２６から電子回路である濃度計回路の入口までの距離を同じくすることができる。このため、固定基準は、送信アンテナ７と受信アンテナ９までのケーブルによる位相遅れを補償することができ、かかる位相遅れの補償により、温度変化による位相変動を除くことができるため、精密な測定をすることができる。
【００８７】
これに対し、前述した従来例では、固定減衰器を用いた固定基準であることから、ケーブルの温度が変化すると誤差が出る可能性がある。すなわち、前述した従来例では、回路内部の温度変化等によって位相が変化するため、固定基準を通した位相差Φ_Ｒ を計測して、位相差Φ_Ｖ から引くことにより位相変化を補償していた。
【００８８】
これに対して、本実施の形態では、送信アンテナ７に隣接して基準用端子２６を設け、これにより受信される信号を固定基準としている。そして、スイッチ６を基準用端子２６側に切り替え、固定基準を通した位相差Φ_Ｒ を計測して、位相差Φ_Ｖ から引くことにより、前記の誤差を補償することが可能となる。
【００８９】
なお、本実施の形態では、基準用端子２６としては、送信アンテナ７からの電波を受信するアンテナとしたが、送信アンテナ７への電力の一部を分割して受け取る手段を用いるようにしてもよい。
【００９０】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、固定基準を通した位相差を計測して補償するようにしているため、回路内部の温度変化等によって位相変化がある場合でも、高精度に濃度を測定することが可能となる。
【００９１】
なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の変形例として説明したが、これに限らず、前述した図１１に示すような従来例に対しても適用することができる。
【００９２】
（第３の実施の形態）
図４は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図３と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９３】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、発振器３と参照用発振器１１で発生したマイクロ波を、ミキサ２２で混合して基準側ヘテロダイン信号２３を求め、コンパレータ２４によって基準信号２５を求めるようにする。
【００９４】
この測定側ヘテロダイン出力１５は、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【００９５】
また、周波数混合手段２８で、参照信号１３の位相を複数の値として計測を行なう。特に、本例では、９０度異なる２つの位相のマイクロ波を作って、ミキサ１４により混合している。この９０度異なる位相は、ハイブリッド２９により作る。
【００９６】
なお、固定基準２７には、減衰器を用いている。
【００９７】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、測定側ヘテロダイン出力１５を得るための一方のマイクロ波を複数の位相値として、位相差を測定していることにより、回路の配線パターンからの回り込みや誘導があっても、複数の位相で計測して補償するため、高精度に濃度を測定することができる。
【００９８】
また、ハイブリッド２９は容易に入手可能であることから、９０度またはその整数倍の位相のマイクロ波の発生を容易に実現することができる。
【００９９】
すなわち、本実施の形態による位相計測は、図５（ａ）に示すように、９０度異なる位相Φ_Ｉ とΦ_Ｑ を計測し、その平均を求めて、これを濃度値演算のための位相Φとしている。
【０１００】
この方式で、測定液体を通過したマイクロ波の位相が、ある基準から＋３６０度まで変化したとして、実験により測定される位相Φの誤差の特性の代表例を図５（ｂ）に示す。
【０１０１】
すなわち、回路の配線パターンからの回り込みや誘導のように、固定の位相である外乱により、Φ_Ｉ とΦ_Ｑ はサイン成分の非直線性誤差を持っているが、これらΦ_Ｉ とΦ_{Ｑ の}平均をとることにより得たΦは、誤差が相殺されて，位相Φは直線性の良いものとなる。
【０１０２】
なお、本実施の形態では、９０度異なる２つの位相を用いたが、これ以外に、１８０度異なる２個の計測、あるいは、０°，９０°，１８０°，２７０°の４個の計測を行なうようにすることもできる。
【０１０３】
また、本実施の形態では、参照信号の位相を変化させたが、受信信号の位相を変化させる方式、あるいはミキサを２個設けて、一方は０゜、他方は９０゜というように、２組の回路を設けるようにすることもできる。
【０１０４】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、複数の位相で計測して補償するようにしているため、回路の配線パターンからの回り込みや誘導があっても、高精度に濃度を測定することが可能となる。これは、特に、受信されるマイクロ波の電力が小さい場合に効果が大きい。
【０１０５】
また、９０度、またはその整数倍の位相を作るようにしているため、ハイブリッド２９により容易に回路を実現することが可能となる。
【０１０６】
（第４の実施の形態）
図６は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０７】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、測定側ヘテロダイン出力１５を、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【０１０８】
また、マイクロ波発生手段である送信アンテナ３０は、直線偏波または円偏波のマイクロ波を送出する機能を有する。
【０１０９】
さらに、マイクロ波受信手段である受信アンテナ３１には、第２の端子３２を設け、スイッチ３３を図６に示す状態から第２の端子３２側へ切り替え、送信側が直線偏波の場合は、送信マイクロ波と同相のマイクロ波と、当該同相のマイクロ波に直角のマイクロ波を受信し、一方送信側が円偏波の場合には、送信マイクロ波と同一回転方向のマイクロ波と、送信マイクロ波と逆回転方向のマイクロ波を受信するようにする。
【０１１０】
被測定対象が測定液体である場合、測定液体中に気泡があると、これにマイクロ波が反射して、偏波面の方向や回転方向が変化する。この多重反射したマイクロ波を、第２の端子３２により受信する。
【０１１１】
ここで、多重反射するマイクロ波の量は、気泡の量と正の相関があることから、演算装置１９で二つの信号から気泡の量を計算して、位相計測値を補正するようにする。
【０１１２】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、送出するマイクロ波を直線偏波または円偏波として、受信するマイクロ波は送信側が直線偏波の場合は同相とこれに直角のマイクロ波を受信し、また送信側が円偏波の場合は同一回転方向および逆回転方向のマイクロ波を受信するようにし、さらに二つの信号より気泡の量を計算し位相計測値を補正していることにより、測定液体中に気泡がある場合でも、気泡の量を測定してその影響を補償するため、高精度に濃度を測定することができる。
【０１１３】
すなわち、直線偏波と円偏波の場合、反射の量を受信アンテナ３１の第２の端子３２で検出されるマイクロ波の強度として測定することができる。また、あらかじめ気泡の量と受信されるマイクロ波の強度、および位相変化の特性を求めておけば、気泡の量を測定して、位相への影響を補償することができる。
【０１１４】
以下、かかる点について、より具体的に説明する。
【０１１５】
送信アンテナ３０と受信アンテナ３１には共通部分があり、その基本的な構成を図７（ａ）に示す。
【０１１６】
図７（ａ）において、基板３４は誘電体（比誘電率）から成っている。
【０１１７】
パターン３５は、表側の正方形のベタパターンであり、薄膜状の金属である。１辺の長さは、λ／２（λは波長）であるが、基板３４上のため、λは真空中の波長に比べると１／√ε_ｒ に短縮されている。また、パターン３５には、端子３６および端子３７が設置されている。
【０１１８】
ここで、端子３６は、パターン３５の中心の下で、中心から辺までの距離の約１／３の位置にある。また、端子３７は、パターン３５の中心の右で、中心から辺までの距離の約１／３の位置にある。
【０１１９】
パターン３８は、裏側のベタのグラウンドパターン（これも薄膜状の金属）であり、端子３６および端子３７のリードを通すところだけ穴が開いている。
【０１２０】
送信アンテナ３０と受信アンテナ３１は、端子３６と３７が正しく向かい合う（アンテナの中心と端子３６を結ぶ線同士が平行である）ように設置されている。
【０１２１】
送信アンテナ３０から直線偏波を送出する場合には、端子３７は設置せず、端子３６にのみ給電すればよい。また、送信アンテナ３０から円偏波を送出する場合には、図７（ｂ）に示すように、送信マイクロ波３９から、ハイブリッド４０で、マイクロ波４１と、９０度位相が異なるマイクロ波４２を作り、マイクロ波４１を端子３６、マイクロ波４２を端子３７に給電する。なお、ハイブリッド４０には４つの端子があるが、残りの一つは終端抵抗４３で終端されている。
【０１２２】
直線偏波を用いた場合には、被測定対象中の物体に反射して受信されるマイクロ波の偏波面は、送信マイクロ波とは異なっている。受信アンテナ３１では、端子３６からは送信マイクロ波と同一偏波面の成分、端子３７からは送信マイクロ波と直交する偏波面の成分がそれぞれ受信される。この場合には、端子３７が第２の端子３２に相当する。
【０１２３】
円偏波を用いた場合には、被測定対象中の物体に反射して受信される円偏波のマイクロ波の回転方向は、送信マイクロ波とは反対方向になっている。すなわち、図７（ｃ）に示すように、受信アンテナ３１では、端子３６および端子３７で受信したマイクロ波をハイブリッド４４に入れて合成する。なお、図面上の回転方向を変えないため、図７（ｃ）は透視図として示している。
【０１２４】
ここで、送信側で、図７（ｂ）に示すように、端子３７へ、端子３６に対して９０度位相が遅れるマイクロ波を給電していたとすると、送信マイクロ波と同一回転方向の波を受信すると、端子３７側が端子３６側に対して９０度位相が遅れている。逆回転方向の波の場合には、受信すると端子３６側が端子３７側に対して９０度位相が遅れている。
【０１２５】
従って、ハイブリッド４４で合成すると、端子４５の出力は、送信マイクロ波と同一回転方向の波であれば、位相が合うため二つの入力を強め合うが、逆回転方向の波であれば、位相が１８０度異なるため相殺されて、送信マイクロ波と同一回転方向の波だけが出力される。
【０１２６】
また、逆に、端子４６からは、送信マイクロ波と逆回転方向の波だけが強め合って出力される。この場合には、端子４６が第２の端子３２に相当する。
【０１２７】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、気泡の量を測定してその影響を補償するようにしているため、測定液体中に気泡がある場合でも、高精度に濃度を測定することが可能となる。
【０１２８】
（第５の実施の形態）
図８は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２９】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、測定側ヘテロダイン出力１５を、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【０１３０】
また、信号レベル制御手段である可変ゲイン増幅器４７および電圧測定手段４８を備え、可変ゲイン増幅器４７のゲインを、電圧測定手段４８により測定した値に基づいて制御し、測定側ヘテロダイン出力１５の振幅（レベル）を一定にするようにする。
【０１３１】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、可変ゲイン増幅器４７によって出力の振幅を一定にしていることにより、測定液体の温度や導電率によって、マイクロ波の減衰が大きい場合でも、振幅の変化によりコンパレータ１６の切り替わり時刻が変化することによる誤差が生じない。
【０１３２】
また、測定信号レベルが小さい場合には、信号を増幅して雑音に対するＳＮ比を改善することができるため、高精度に濃度を測定することができる。
【０１３３】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、混合した信号のレベルを一定になるように制御するようにしているため、測定液体の温度や導電率によって、マイクロ波の減衰が大きい場合でも、誤差が生じず、また測定信号レベルが小さい場合には、信号を増幅して雑音に対するＳＮ比を改善できるため、高精度に濃度を測定することが可能となる。
【０１３４】
（第６の実施の形態）
図９は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３５】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、測定側ヘテロダイン出力１５を、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【０１３６】
また、破線で示す濃度計回路４９は、同一筐体内に納められている。この筐体に、筐体温度測定手段である筐体温度計５０を設置しており、この筐体温度計５０により筐体温度を測定し、この筐体温度が一定値以下の場合には、筐体に設置した温度制御手段であるヒータ制御回路５１およびヒータ５２により、筐体温度を一定値になるように制御するようにする。
【０１３７】
さらに、濃度計回路４９の内部発熱や環境温度によって回路温度が一定値以上になった場合には、あらかじめ設定した補正値により、演算装置１９で計測値の補正を行なうようにする。
【０１３８】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、回路温度を一定に制御あるいは補正していることにより、周囲の温度が変化しても、回路温度変化による位相変化を防止して、高精度に濃度を測定することができる。
【０１３９】
また、電源投入時の温度が低い状態から，早く安定な状態にすることができる。
【０１４０】
さらに、温度が上がった時に、冷却を行なうことは、回路が複雑になり、制御が簡単でなく、冷却用の部品のコストが高くなるが、演算装置で１９で計測値を補正していることにより、回路を簡単に、低コストにすることができる。
【０１４１】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、筐体温度が一定値以下の場合には、温度を一定値になるように制御し、温度が一定値以上の場合には、あらかじめ設定した補正値によって計測値を補正するようにしているため、周囲の温度が変化しても、高精度に濃度を測定することが可能となり、また回路が簡単になり、低コストにすることが可能となる。
【０１４２】
（第７の実施の形態）
図１０は、本実施の形態によるマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図であり、図８と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４３】
すなわち、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置は、その基本的な構成は前述した従来例と同様であり、測定側ヘテロダイン出力１５を、図示しないが、必要によりフィルタ等で高周波を減衰して、周波数Δｆ成分を増幅するようにする。
【０１４４】
また、電圧測定手段４８により測定した信号レベルと温度計５３により計測した測定液体の温度とから、測定液体の温度、信号レベルによる位相変化を補正して、濃度を算出するようにする。
【０１４５】
さらに、信号レベルと測定液体の温度から、測定液体の導電率と位相の補正値を算出し、導電率による位相変化を補正して、濃度を算出するようにする。
【０１４６】
ここで、補正演算を含む位相計算は、変数が多く、それらと位相の関係は簡単には数式化できないことから、補正値演算手段であるニューラルネットワーク５４により実現するようにする。このニューラルネットワーク５４の学習機能により、各変数と実際の濃度・温度等を実際の測定で設定して学習させ、補正演算と位相計算を行なうようにする。
【０１４７】
次に、以上のように構成した本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置においては、受信した信号のレベル、測定液体の温度から、測定液体の導電率と位相の補正値を演算していることにより、測定液体の温度や導電率によってマイクロ波の減衰が大きい場合や、測定液体の温度によってマイクロ波の位相が変化する場合でも、高精度に濃度を測定することができる。
【０１４８】
すなわち、例えば塩分等が混入して被測定対象の導電率が変化した場合には、前記（２）式、（４）式に示したように、減衰率αが大きく変化する。
【０１４９】
一方、測定液体の温度が変化すると、比誘電率ε_ｒ の変化があるので、温度を計測して、あらかじめ決められた補正を行なうことにより、濃度の補正を行なう。
【０１５０】
位相差Δθは、
Δθ＝｛θ_２ −ｋ（Ｔ−Ｔ_０ ）−γ（Ｅ−Ｅ_０ ）｝−θ_１ （１１）
ただし、
θ_２ ：被測定対象の位相
θ_１ ：基準の水の測定時位相
ｋ ：液温補正計数
Ｔ ：液温
Ｔ_０ ：基準の水温
γ ：導電率補正係数
Ｅ ：被測定物の減衰量
Ｅ_０ ：基準水の減衰量
濃度Ｘは、
Ｘ＝ａ×Δθ＋ｂ （１２）
ただし、
ａ：比例定数
ｂ：バイアス
導電率の変化は、前述したように、減衰率αが大きく変化する。ε_ｒ の変化の影響もあるので、（１１）式のγをε_ｒ の変化によりテーブルを作って選択する。
【０１５１】
これにより、（１１）式によりΔθを求め、（１２）式により、あらかじめ求められているａ，ｂにより濃度を計算する。
【０１５２】
また、上記補正値の演算をニューラルネットワーク５４で実行していることにより、補正演算を容易に実現することができる。
【０１５３】
上述したように、本実施の形態のマイクロ波濃度測定装置では、測定液体の温度、導電率、信号レベルの変化による位相変化を補正しているため、測定液体の温度や導電率によってマイクロ波の減衰が大きい場合や、測定液体の温度によってマイクロ波の位相が変化する場合でも、高精度に濃度を測定することが可能となる。
【０１５４】
また、ニューラルネットワーク５４により、補正値を演算するようにしているため、補正演算を容易に実現することが可能となる。
【０１５５】
尚、前述した各実施の形態以外にも、複数の各実施の形態を適宜組み合わせることによって、より一層高性能なマイクロ波濃度測定装置を実現することが可能である。
【０１５６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のマイクロ波濃度測定装置によれば、被測定対象中に気泡の発生等がある場合でも、被測定対象中の固形物・懸濁物質の濃度を高精度にかつリアルタイムで求めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１の実施の形態のマイクロ波濃度測定装置における作用を説明するための図。
【図３】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図４】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図５】同第３の実施の形態のマイクロ波濃度測定装置における一方のマイクロ波の位相を９０度異なる２つの値として測定する場合の計算方法を説明するための図。
【図６】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図７】同第４の実施の形態のマイクロ波濃度測定装置におけるアンテナの構成例を示す図。
【図８】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第５の実施の形態を示すブロック図。
【図９】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図１０】本発明によるマイクロ波濃度測定装置の第７の実施の形態を示すブロック図。
【図１１】従来のマイクロ波濃度測定装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…クロック源、
２…基準信号、
３…発振器、
４…増幅器、
５…スイッチ、
６…スイッチ、
７…送信アンテナ、
８…配管、
９…受信アンテナ、
１０…増幅器、
１１…参照用発振器、
１２…受信信号、
１３…参照信号、
１４…ミキサ、
１５…ヘテロダイン出力、
１６…コ−ンパレータ、
１７…測定デジタル信号、
１８…位相差測定手段、
１９…演算装置、
２２…ミキサ、
２３…基準側ヘテロダイン信号、
２４…コンパレータ、
２５…基準信号、
２６…基準用端子、
２７…固定基準、
２８…周波数混合手段、
２９…ハイブリッド、
３０…送信アンテナ、
３１…受信アンテナ、
３２…第２の端子、
３３…スイッチ、
３４…基板、
３５…パターン、
３６，３７…端子、
３８…パターン、
３９…送信マイクロ波、
４０…ハイブリッド、
４１…マイクロ波、
４２…マイクロ波、
４３…終端抵抗、
４４…ハイブリッド、
４５，４６…端子、
４７…可変ゲイン増幅器、
４８…電圧測定手段、
４９…濃度計回路、
５０…筐体温度計、
５１…ヒータ制御回路、
５２…ヒータ、
５３…温度計、
５４…ニューラルネットワーク。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a concentration measuring apparatus using a microwave for measuring the concentration of solids and suspended solids in a measurement target, and in particular, the concentration of pollutants in a sewage pipe, pulp in papermaking, and other various substances. The present invention relates to a microwave concentration measuring apparatus capable of measuring a concentration in a measurement target with high accuracy and in real time without disturbing a flow.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method for measuring the concentration of solids and suspended solids in a measurement target, for example, a measurement liquid, a part of the measurement liquid is sampled and the measurement liquid is evaporated to measure the weight of the residue. There is a primitive way. However, with such a method, measurement takes time and it is difficult to achieve automation.
[0003]
For this reason, various sensors have been put to practical use as densitometers. For example, a densitometer using ultrasonic waves is used. However, this ultrasonic densitometer has a problem that measurement cannot be performed when bubbles are present in the liquid.
[0004]
Therefore, recently, in order to solve such problems, for example, a densitometer using a microwave has been developed as disclosed in “JP-A-4-238246”.
[0005]
This microwave densitometer measures the concentration by measuring the phase delay of the microwave because the phase of the microwave causes a delay approximately proportional to the concentration of the measurement substance in the measurement liquid.
[0006]
Hereinafter, an outline of a measurement method using this type of microwave densitometer will be described with reference to FIG.
[0007]
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of this type of conventional microwave densitometer.
[0008]
In FIG. 11, the microwave densitometer includes a transmitting antenna and a receiving antenna 62 and 64 disposed in a pipe 63 that are microwave antennas, a densitometer circuit 79 that is a microwave circuit, and an arithmetic device 81. It is configured.
[0009]
The oscillator 55 generates two microwave signals 56 and 57 having a frequency f. One microwave signal 56 is amplified by the amplifier 58, and when the switches 59 and 60 are in the state shown in FIG. 11, the transmission signal 61 is sent to the antenna 62 arranged in the pipe 63 to be measured. And is received by the antenna 64 disposed in the pipe 63 so as to face the antenna 62.
[0010]
The reference oscillator 65 generates two reference signals 66 and 67 having a frequency f + Δf slightly different from the frequency f of the microwave signals 56 and 57 of the oscillator 55. The other microwave signal 57 and one reference signal 66 are mixed by a mixer 68 to obtain a reference side heterodyne output 69 having a difference frequency Δf, and a reference side digital signal having a voltage 0 as a threshold value by a comparator 70. θ_FB71 is sent to the phase difference measuring means 72.
[0011]
A received signal 73 from the antenna 64 is amplified by an amplifier 74, and the amplified received signal 73 and the other reference signal 67 are mixed by a mixer 75 to obtain a measurement-side heterodyne output 76 having a difference frequency Δf. Measuring side digital signal θ by comparator 77_REF78 is sent to the phase difference measuring means 72.
[0012]
The phase difference measuring means 72 has two digital outputs θ_FB71, θ_REF78 phase difference Φ_VAsk for. In this case, the phase difference Φ_VIs obtained as shown in FIG._FB, Θ_{REF of}Rise time difference is phase difference Φ_VAsking.
[0013]
Here, in the densitometer circuit 79 indicated by a dotted line, the phase changes due to a temperature change or the like inside the circuit, which causes an error. Therefore, the switches 59 and 60 are switched to the opposite side as shown in FIG._R, And measure the phase difference Φ_VThe above error is compensated by subtracting from.
[0014]
That is, the desired phase difference Φ is
Φ = Φ_V−Φ_R
It becomes.
[0015]
Here, as the fixed reference 80, an attenuator is used in order to lower the microwave signal level to a level equivalent to that received by the antenna 64.
[0016]
If data relating to the phase difference at the reference concentration (calibration curve data) is obtained in advance, the concentration of the measurement substance in the measurement liquid can be calculated from the obtained phase difference Φ using the calculation device 81 based on the data. it can.
[0017]
Here, when the density is D, the relationship with the phase difference is
D = aΦ + b (1)
Thus, it is almost linear, so the phase difference is measured by changing the concentration, and regression analysis is performed to determine a and b.
[0018]
Theoretically, the relationship between the attenuation and phase delay of the microwave and the conductivity σ, dielectric constant, and temperature t of the medium in a conductive medium (for example, water) as the measurement liquid is as follows.
[0019]
The microwave attenuation rate α (Neper / m) and the phase change rate β (rad / m) of the angular frequency ω (rad / s) can be expressed as the following equations (2) and (3).
[0020]
[Expression 1]

[0021]
Where σ is conductivity and ε_r´, ε_r″ Is a real part and an imaginary part of the complex relative permittivity of the medium.
[0022]
It is known that the effective dielectric constant changes when the concentration of the measurement substance, such as sludge and pulp, changes, and the correlation between the real part of the dielectric constant and the concentration is particularly high.
[0023]
In the above equations (2) and (3),
[Expression 2]

If the imaginary part of the dielectric constant is small and the conductivity is small,
[Equation 3]

The attenuation and the phase lag are obtained from α and β obtained by the above equations (4) and (5). Set the transmission power to P₀, Where P is the microwave power traveling in the z direction,
P = P₀exp (-2αz) (6)
And the attenuation is 20αz / ln10 (dB). The phase delay is βz (rad).
[0024]
In the method described above, the concentration is obtained by obtaining the phase delay. As shown in the above equation (5), ε_rIn the small change region of ´, ε_rSince ′ and β are proportional, the concentration is obtained from βz. Since α has a smaller correlation than β, it is not directly used for concentration measurement.
[0025]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional microwave densitometer described above has the following problems.
[0026]
(A) When the temperature and conductivity of the measurement liquid are changed, the attenuation amount of the microwave by the measurement liquid is significantly changed. When the microwave is attenuated and the amplitude of the measurement-side heterodyne output 76 is reduced, when digitized by the comparator 77, the switching time changes due to the influence of noise and drift, resulting in a measurement error.
[0027]
(B) For the same reason as in (a) above, if the power of the received signal 73 changes, the phase changes due to the non-linearity of the electronic circuit, resulting in a measurement error.
[0028]
(C) Although the influence of the temperature drift of the electronic circuit is compensated by a fixed reference, if the signal level of the measurement-side heterodyne output 76 changes, the influence of the temperature changes, so that it cannot be completely compensated.
[0029]
(D) Since the density is obtained by phase change, the density cannot be obtained correctly if the phase of the received signal 73 exceeds 360 degrees.
That is, when the tube diameter is large or the measurement substance has a high concentration, the phase changes by 360 degrees or more, so the concentration cannot be uniquely determined from the phase change. If the measurement is continued continuously, the rotational speed can be obtained in the relationship between before and after, for example, as disclosed in “Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-82606”. In such a case, the correct concentration cannot be measured.
[0030]
(E) Microwaves are received through a place other than in the liquid due to wraparound and guidance from the circuit wiring pattern, resulting in measurement errors.
[0031]
(F) If there is a bubble in the measurement liquid, a measurement error will occur as a result of the propagation path of the microwave becoming longer or reception through a plurality of paths due to reflection of the microwave.
[0032]
(G) When the temperature or conductivity of the measurement liquid changes, the phase of the microwave changes and an error occurs. Therefore, it is necessary to determine the temperature and the conductivity and perform correction. For example, a method for measuring the conductivity has been proposed as disclosed in “Japanese Patent Laid-Open No. 9-43181”.
However, dirt is likely to adhere to the conductivity sensor, and there are problems such as a decrease in measurement accuracy and maintenance work, making it difficult to put it into practical use.
[0033]
The object of the present invention is to provide a low-cost microwave capable of obtaining the concentration of solid matter / suspended substance in the measurement target with high accuracy and in real time even when bubbles are generated in the measurement target. The object is to provide a concentration measuring device.
[0034]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the invention of claim 1,Linear polarizationOf received microwaves sent to the object to be measuredDifferent frequency from the microwaveMicrowaveReference signalIn the microwave concentration measuring device that measures the phase difference by mixing and measuring the concentration,Correction means for correcting the phase measurement value by calculating the amount of bubbles from the reception signal of the microwave in phase with the transmitted microwave and the reception signal of the microwave orthogonal to the transmitted microwaveIt has.
[0035]
In the invention of claim 2,A microwave concentration measuring device for measuring a concentration by mixing a received signal transmitted by sending a circularly polarized microwave to an object to be measured and a reference signal of a microwave having a frequency different from that of the microwave to measure a concentration , Microwave reception signal in the same rotation direction as the transmitted microwave and microwave reception signal in the reverse rotation direction of the transmitted microwaveIs provided with a correcting means for calculating the amount of bubbles from the above and correcting the phase measurement value.
[0036]
Therefore, in the microwave concentration measuring apparatus according to the first and second aspects of the present invention, when the microwave to be transmitted is linearly polarized or circularly polarized, and the received microwave is in the same phase when the transmitting side is linearly polarized, When the transmission side is circularly polarized, the same direction of rotation and the reverse direction of rotation are detected, and the amount of bubbles is calculated from the two signals and the phase measurement value is corrected, so that there are bubbles in the liquid. Even in this case, since the amount of bubbles is measured to compensate for the influence, the concentration can be measured with high accuracy.
[0037]
Further, the invention of claim 3 is the microwave concentration measuring apparatus of the invention of claim 1 or 2, further comprising phase difference measuring means having phase counting means for counting the phase difference at the center position.
[0038]
Therefore, in the microwave concentration measuring apparatus according to the third aspect of the present invention, the same effect as that of the first or second aspect of the present invention is achieved, and no measurement error occurs by counting the phase difference at the center position. The concentration can be measured with high accuracy.
[0039]
On the other hand, in the invention of claim 4, in the microwave concentration measuring device of any one of claims 1 to 3, in the method of measuring by switching between the object to be measured and a fixed reference as a measurement value As a fixed reference, a fixed reference measuring means using a signal from an external transmitting antenna position is provided.
[0040]
Therefore, in the microwave concentration measuring apparatus according to the fourth aspect of the present invention, the same effect as that of any one of the first to third aspects of the present invention is achieved, and a signal from an external transmitting antenna position is used as a fixed reference. By measuring, even when there is a phase change due to a temperature change or the like inside the circuit, the phase difference through the fixed reference is measured and compensated, so that the concentration can be measured with high accuracy.
[0041]
According to a fifth aspect of the present invention, in the microwave concentration measuring apparatus according to any one of the first to fourth aspects of the present invention, a signal level control means for controlling the level of the mixed signal to be constant is provided. ing.
[0042]
Therefore, in the microwave concentration measuring apparatus according to the fifth aspect of the present invention, the same effect as that of any one of the first to fourth aspects of the present invention is achieved, and the level of the mixed signal is controlled to be constant. By doing so, even if the attenuation of the microwave is large due to the temperature and conductivity of the object to be measured, an error does not occur, and if the measurement signal level is small, the signal can be amplified and the SN ratio to noise can be improved. The concentration can be measured with high accuracy.
[0043]
Furthermore, in the invention of claim 6, in the microwave concentration measuring device according to any one of claims 1 to 5, the housing temperature measuring means for measuring the temperature of the housing in which the measuring device body is housed. If the housing temperature measured by the housing temperature measuring means is below a certain value, the temperature control means for controlling the housing temperature to be a constant value, and the housing temperature measured by the housing temperature measuring means. When the body temperature is equal to or higher than a certain value, there is provided correction means for correcting the measured value with a preset correction value.
[0044]
Therefore, in the microwave concentration measuring apparatus of the invention of claim 6, in addition to the same effect as any one of the inventions of claims 1 to 5, when the housing temperature is below a certain value, The temperature is controlled to a constant value, and when the temperature is above a certain value, the measured value is corrected with a preset correction value, so that the concentration can be measured with high accuracy even if the ambient temperature changes. The circuit can be simplified and the cost can be reduced.
[0045]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0046]
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment.
[0047]
In FIG. 1, a clock source 1 is a low-frequency signal, and a reference signal (θ_REF) 2 is generated.
[0048]
The oscillator 3 that constitutes a part of the microwave generation means includes a PLL circuit (phased-lock loop circuit). By using the reference signal 2 from the clock source 1 as a synchronization signal of the PLL circuit, a clock is generated. In synchronization with the reference signal 2 from the source 1, a microwave having a frequency f (corresponding to one of the claims) is generated.
[0049]
The microwave from the oscillator 3 is amplified by the amplifier 4, and when the switch 5 and the switch 6 are in the illustrated state, the microwave is sent from the transmission antenna 7 to the measurement liquid to be measured in the pipe 8 and is received by the reception antenna 9. The received signal is amplified by the amplifier 10 to be a received signal 12.
[0050]
The reference oscillator 11 that constitutes a part of the microwave generation means includes a PLL circuit, like the oscillator 3, and uses the reference signal 2 from the clock source 1 as a synchronization signal of the PLL circuit. In synchronization with the reference signal 2 from the source 1, a microwave having a frequency f + Δf that is different from the microwave frequency f from the oscillator 3 by Δf (corresponding to the other microwave in the claims) is generated as a reference signal 13.
[0051]
The mixer 14 which is a microwave mixing unit mixes the received signal 12 and the reference signal 13 to obtain a heterodyne output 15 having a frequency Δf. Although not shown, this heterodyne output 15 amplifies the frequency Δf component by attenuating unnecessary high frequencies with a filter or the like as necessary.
[0052]
The comparator 16 has the heterodyne output 15 as an input, and the measurement digital signal θ_FB17 is output.
[0053]
The phase difference measuring means 18 compares the measurement digital signal 17 with the reference signal 2 from the clock source 1 to measure the phase difference, and outputs the phase difference Φ.
[0054]
Here, as the phase difference measuring means 18, in this example, phase counting means for counting the phase difference at a substantial center position of the phase difference is provided.
[0055]
The arithmetic unit 19 calculates and outputs the concentration of the measurement object from the phase difference Φ from the phase difference measuring means 18.
[0056]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the reference signal 2 is generated by the clock source 1 as the phase reference, and the transmitter 3 is synchronized with the reference signal 2. The reference oscillator 11 generates two microwaves having different frequencies, mixes the signal 12 measured by one microwave and the other microwave 13, and the measurement digital based on the heterodyne output 15 obtained by the mixing. Signal θ_FB17 and the reference signal 2 from the clock source 1 are compared in phase, so that in the above-described conventional example of FIG. 11, two mixers as microwave mixing means are required. Can be reduced. That is, the mixer 68 in the conventional example of FIG. 11 can be omitted.
[0057]
Thus, an expensive microwave circuit can be omitted, and a comparator circuit after the mixer (the comparator 70 in the conventional example of FIG. 11) can be omitted, so that the circuit becomes extremely simple, inexpensive, and highly reliable.
[0058]
That is, this is possible because the two microwave oscillators 3 and 11 are controlled by the PLL circuit so as to be completely synchronized with the low-frequency clock source 1 which is not a microwave. This is because the low frequency of the signal from 1 can be used as the reference frequency.
[0059]
Reference signal θ used for phase difference measurement_REF2 is the measurement digital signal θ_FBThe reference signal θ obtained from the fixed reference 20 is used to obtain a relative value with respect to 17._REF2 and measurement digital signal θ_FBThe absolute value is obtained from the relative value with respect to 17, and the concentration of the measurement substance in the measurement liquid is calculated by comparing this absolute value with calibration curve data prepared in advance.
[0060]
On the other hand, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment, the phase difference is counted at the substantial center position of the phase difference, so that no measurement error occurs and the concentration can be measured with high accuracy. .
[0061]
2A to 2C are diagrams for explaining the operation of the phase counting means.
[0062]
In FIG. 2, θ_REFIs the reference signal 2 and θ_FBIs a measurement digital signal 17, and in the conventional method described above, the rise time difference Φ₁In FIG. 2 (a), Φ₁And Φ₂The average value is calculated.
[0063]
That is, due to causes such as the DC component of the heterodyne output 15, drift, and the threshold value of the comparator 16 not strictly 0 [v], as shown in FIGS._FBWhen the ratio of “0” and “1” is different, an error occurs in the above-described conventional method, but by using the center method of this embodiment, no error occurs and the concentration can be measured with high accuracy. Can do. In particular, the effect is large when the attenuation of the microwave is large and the amplitude of the heterodyne output 15 is small.
[0064]
As described above, in the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment, the clock source 1 generates the low frequency reference signal 2 as the phase reference, and the frequencies are different from each other in synchronization with the low frequency reference signal 2. Two microwaves are generated by PLL control, and the received signal obtained by passing one of the microwaves through the measurement liquid is mixed with the other microwave, and the phase comparison with the reference signal 2 from the clock source 1 is performed. Therefore, the circuit becomes simple, and it is possible to make it inexpensive and highly reliable.
[0065]
In addition, since the phase difference is counted at the substantial center position of the phase difference, no measurement error occurs and the concentration can be measured with high accuracy.
[0066]
The present embodiment can also be applied to the conventional example as shown in FIG.
[0067]
(Modification of the first embodiment)
That is, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment, a plurality of microwaves having the same frequency difference are generated as the oscillator 3 and the reference oscillator 11 in the first embodiment described above.
[0068]
That is, the oscillator 3 has a frequency f₁, F_{2 of}It is assumed that a microwave is generated, and the reference oscillator 11 has a frequency f.₁+ Δf, f₂A microwave of + Δf is generated.
[0069]
Further, as the phase difference measuring means 18, the phase difference is measured based on the plurality of microwaves having the same frequency difference, and the microwaves from these are switched and measured to measure a phase difference of 360 degrees or more. I have to.
[0070]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, a plurality of microwaves having the same frequency difference are generated and switched to measure a phase difference of 360 degrees or more. Thus, even when the phase changes beyond 360 degrees, a correct phase change amount can be obtained.
[0071]
That is, in this example, two sets of frequencies f_{1 ,}f₂And f₁+ Δf, f₂+ Δf is generated, and the phase difference in each combination is measured. Then, from the two phase differences, the rotation speed of the phase change is obtained, and the phase change when exceeding 360 degrees is obtained.
[0072]
Where the two phase differences are Φ₁, Φ₂And Also, the phase difference when the density is 0 is expressed as f₁, F₂About Φ each₁₀, Φ₂₀And the following changes due to changes in concentration.
[0073]
f₁: Φ₁₀  → Φ₁+ 2πm (m is 0 or a positive integer)
f₂: Φ₂₀  → Φ₂+ 2πn (n is 0 or a positive integer)
m and n are rotation speeds.
[0074]
Phase difference change ΔΦ₁, ΔΦ₂as,
ΔΦ₁= Φ₁+ 2πm-Φ₁₀      ... (7)
ΔΦ₂= Φ₂+ 2πn-Φ₂₀      ... (8)
f₁, F₂Is the phase change rate at β₁, Β₂Then,
ΔΦ₂= (Β₂/ Β₁) ・ ΔΦ₁      ... (9)
It is.
[0075]
Subtracting the right side from the left side of equation (9) and substituting the above equations (7) and (8),
Φ₂+ 2πn-Φ₂₀− (Β₂/ Β₁) ・ (Φ₁+ 2πm-Φ₁₀) = 0 ... (10)
Actually, since there is an error in the phase difference measurement value, the integers m and n are substituted into the left side of the above equation (10), and the combination of m and n within which the value is within the allowable error may be obtained.
[0076]
From these m and n, the phase difference variation ΔΦ according to the above equations (8) and (9).₁, ΔΦ₂And calculate the concentration.
[0077]
β₂/ Β₁Is ε from the above equation (5)._rF if ´ is the same₁/ F₂be equivalent to. f₁And f₂Takes a relatively close value, so ε_rIn general, ′ does not change so much.
[0078]
As described above, in the microwave concentration measurement apparatus according to the modification of the present embodiment, the transmitters 3 and 11 that are the microwave signal sources generate a plurality of microwaves having the same frequency difference, switch and measure, Since the phase difference of 360 degrees or more is measured, when the phase changes beyond 360 degrees, the correct phase change can be achieved without using the method described in "JP-A-8-82606" described above. The amount can be determined.
[0079]
This makes it possible to measure the correct concentration even when the tube diameter is large or the measurement substance has a high concentration or when the tube is once empty and filled with the measurement liquid.
[0080]
Although the present embodiment has been described as a modification of the first embodiment, the present embodiment is not limited to this, and can be applied to the conventional example shown in FIG.
[0081]
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts are described here. .
[0082]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment is the same as that of the above-described conventional example, and the microwave generated by the oscillator 3 and the reference oscillator 11 is mixed by the mixer 22 as a reference. The side heterodyne signal 23 is obtained, and the reference signal 25 is obtained by the comparator 24.
[0083]
Although not shown, the measurement side heterodyne output 15 amplifies the frequency Δf component by attenuating the high frequency with a filter or the like if necessary.
[0084]
A reference terminal 26 is provided adjacent to the transmission antenna 7. That is, as a fixed reference, fixed reference measuring means using a signal from the position of the external transmitting antenna 7 is provided.
[0085]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the phase change caused by the temperature change or the like inside the circuit is obtained by measuring and compensating for the phase difference through the fixed reference. Even in some cases, the concentration can be measured with high accuracy.
[0086]
In particular, the distance from the receiving antenna 9 to the entrance of the densitometer circuit that is an electronic circuit can be made equal to the distance from the reference terminal 26 to the entrance of the densitometer circuit that is an electronic circuit. For this reason, the fixed reference can compensate for the phase lag due to the cable to the transmitting antenna 7 and the receiving antenna 9, and the phase lag can be eliminated by compensating for the phase lag. can do.
[0087]
On the other hand, in the above-described conventional example, since it is a fixed reference using a fixed attenuator, an error may occur when the temperature of the cable changes. That is, in the above-described conventional example, the phase changes due to a temperature change or the like inside the circuit, so the phase difference Φ through the fixed reference_RTo measure the phase difference Φ_VThe phase change was compensated by subtracting from.
[0088]
On the other hand, in this embodiment, a reference terminal 26 is provided adjacent to the transmission antenna 7 and a signal received thereby is used as a fixed reference. Then, the switch 6 is switched to the reference terminal 26 side, and the phase difference Φ through the fixed reference_RTo measure the phase difference Φ_VBy subtracting from the above, it becomes possible to compensate for the error.
[0089]
In the present embodiment, the reference terminal 26 is an antenna that receives radio waves from the transmission antenna 7. However, a means for receiving a part of the power to the transmission antenna 7 in a divided manner may be used. Good.
[0090]
As described above, in the microwave concentration measurement apparatus of the present embodiment, since the phase difference through the fixed reference is measured and compensated, even when there is a phase change due to a temperature change or the like inside the circuit, It becomes possible to measure the concentration with high accuracy.
[0091]
Although the present embodiment has been described as a modification of the first embodiment, the present embodiment is not limited to this, and can be applied to the conventional example shown in FIG.
[0092]
(Third embodiment)
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts are described here. .
[0093]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment is the same as that of the above-described conventional example, and the microwave generated by the oscillator 3 and the reference oscillator 11 is mixed by the mixer 22 as a reference. The side heterodyne signal 23 is obtained, and the reference signal 25 is obtained by the comparator 24.
[0094]
Although not shown, the measurement side heterodyne output 15 amplifies the frequency Δf component by attenuating the high frequency with a filter or the like if necessary.
[0095]
Further, the frequency mixing means 28 measures the phase of the reference signal 13 as a plurality of values. In particular, in this example, microwaves having two phases different by 90 degrees are produced and mixed by the mixer 14. The phase different by 90 degrees is created by the hybrid 29.
[0096]
For the fixed reference 27, an attenuator is used.
[0097]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, one microwave for obtaining the measurement-side heterodyne output 15 is used as a plurality of phase values, and the phase difference is measured. Therefore, even if there is a wraparound or induction from the circuit wiring pattern, the concentration can be measured with high accuracy because it is measured and compensated in a plurality of phases.
[0098]
In addition, since the hybrid 29 is easily available, generation of microwaves having a phase of 90 degrees or an integral multiple thereof can be easily realized.
[0099]
That is, the phase measurement according to the present embodiment is performed by the phase Φ different by 90 degrees as shown in FIG._IAnd Φ_QIs measured and the average is obtained, and this is used as the phase Φ for calculating the concentration value.
[0100]
FIG. 5B shows a typical example of the error characteristic of the phase Φ measured by experiment, assuming that the phase of the microwave that has passed through the measurement liquid has changed from a certain reference to +360 degrees in this manner.
[0101]
That is, due to disturbance that is a fixed phase, such as wraparound and induction from the circuit wiring pattern,_IAnd Φ_QHas non-linearity errors of sine components, but these Φ_IAnd Φ_{Q of}The error Φ obtained by taking the average is canceled out, and the phase Φ has a good linearity.
[0102]
In this embodiment, two phases differing by 90 degrees are used, but in addition to this, two measurements differing by 180 degrees, or four measurements of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° are performed. You can also do it.
[0103]
In the present embodiment, the phase of the reference signal is changed. However, a method of changing the phase of the received signal or two mixers are provided, one set at 0 ° and the other at 90 °. This circuit can also be provided.
[0104]
As described above, in the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment, measurement is performed with a plurality of phases to compensate, so even if there is a wraparound or induction from the circuit wiring pattern, the concentration is highly accurate. Can be measured. This is particularly effective when the received microwave power is small.
[0105]
In addition, since a phase of 90 degrees or an integral multiple thereof is created, a circuit can be easily realized by the hybrid 29.
[0106]
(Fourth embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Only different parts will be described here. .
[0107]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment is the same as that of the conventional example described above, and the measurement-side heterodyne output 15 is not shown, but the high frequency is attenuated by a filter or the like if necessary. The frequency Δf component is amplified.
[0108]
The transmission antenna 30 serving as a microwave generation unit has a function of transmitting a linearly polarized wave or a circularly polarized microwave.
[0109]
Furthermore, the receiving antenna 31 that is the microwave receiving means is provided with a second terminal 32, and the switch 33 is switched from the state shown in FIG. 6 to the second terminal 32 side. When a microwave having the same phase as that of the microwave and a microwave orthogonal to the microwave of the same phase are received and the transmission side is circularly polarized, a microwave having the same rotational direction as the transmission microwave, a transmission microwave, Receive microwaves in the reverse rotation direction.
[0110]
When the object to be measured is a measurement liquid, if there are bubbles in the measurement liquid, microwaves are reflected on the measurement liquid, and the direction of polarization and the direction of rotation change. The multiple reflected microwaves are received by the second terminal 32.
[0111]
Here, since the amount of microwaves that are multiple-reflected has a positive correlation with the amount of bubbles, the amount of bubbles is calculated from the two signals by the arithmetic unit 19 to correct the phase measurement value.
[0112]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the microwave to be transmitted is in the same phase when the transmission side is a linearly polarized wave and the microwave to be received is in the same phase. If the transmitting side is circularly polarized, receive microwaves in the same rotation direction and reverse rotation direction, calculate the amount of bubbles from the two signals, and measure the phase. By correcting the above, even when there are bubbles in the measurement liquid, the amount of bubbles is measured to compensate for the influence, so that the concentration can be measured with high accuracy.
[0113]
That is, in the case of linear polarization and circular polarization, the amount of reflection can be measured as the intensity of the microwave detected at the second terminal 32 of the receiving antenna 31. Further, if the amount of bubbles, the intensity of received microwaves, and the characteristics of phase change are obtained in advance, the amount of bubbles can be measured to compensate for the influence on the phase.
[0114]
Hereinafter, this point will be described more specifically.
[0115]
The transmitting antenna 30 and the receiving antenna 31 have a common part, and a basic configuration thereof is shown in FIG.
[0116]
In FIG. 7A, the substrate 34 is made of a dielectric (relative permittivity).
[0117]
The pattern 35 is a square solid pattern on the front side, and is a thin-film metal. The length of one side is λ / 2 (λ is the wavelength), but since it is on the substrate 34, λ is 1 / √ε compared to the wavelength in vacuum._rHas been shortened to. The pattern 35 is provided with a terminal 36 and a terminal 37.
[0118]
Here, the terminal 36 is located at about 1/3 of the distance from the center to the side under the center of the pattern 35. Further, the terminal 37 is on the right of the center of the pattern 35 and is located at about 1/3 of the distance from the center to the side.
[0119]
The pattern 38 is a solid ground pattern on the back side (also a thin-film metal), and has holes only where the leads of the terminals 36 and 37 are passed.
[0120]
The transmitting antenna 30 and the receiving antenna 31 are installed so that the terminals 36 and 37 face each other correctly (lines connecting the center of the antenna and the terminal 36 are parallel to each other).
[0121]
When the linearly polarized wave is transmitted from the transmitting antenna 30, the terminal 37 is not installed, and only the terminal 36 needs to be fed. When transmitting circularly polarized waves from the transmitting antenna 30, as shown in FIG. 7 (b), a microwave 42 is transmitted from the transmitting microwave 39 to the microwave 41 by a microwave 40, which is 90 degrees out of phase. The microwave 41 is fed to the terminal 36 and the microwave 42 is fed to the terminal 37. The hybrid 40 has four terminals, but the remaining one is terminated with a termination resistor 43.
[0122]
When linearly polarized waves are used, the polarization plane of the microwave reflected and received by the object in the measurement target is different from the transmission microwave. In the receiving antenna 31, a component having the same polarization plane as that of the transmission microwave is received from the terminal 36, and a polarization plane component orthogonal to the transmission microwave is received from the terminal 37. In this case, the terminal 37 corresponds to the second terminal 32.
[0123]
When circularly polarized waves are used, the direction of rotation of the circularly polarized microwaves that are reflected and received by the object in the measurement target is opposite to that of the transmission microwaves. That is, as shown in FIG. 7C, in the receiving antenna 31, the microwaves received at the terminal 36 and the terminal 37 are put into the hybrid 44 and synthesized. In addition, in order not to change the rotation direction on drawing, FIG.7 (c) is shown as perspective drawing.
[0124]
Here, on the transmission side, as shown in FIG. 7B, if a microwave having a phase delayed by 90 degrees with respect to the terminal 36 is fed to the terminal 37, a wave in the same rotation direction as the transmission microwave is transmitted. When receiving, the phase of the terminal 37 side is delayed by 90 degrees with respect to the terminal 36 side. In the case of waves in the reverse rotation direction, when received, the phase of the terminal 36 is delayed by 90 degrees with respect to the terminal 37 side.
[0125]
Therefore, when synthesized by the hybrid 44, if the output of the terminal 45 is a wave in the same rotation direction as that of the transmission microwave, the two inputs are strengthened because the phases match, but if the wave is in the reverse rotation direction, the phase is Since it is different by 180 degrees, it is canceled out and only a wave in the same rotation direction as the transmission microwave is output.
[0126]
On the other hand, from the terminal 46, only the transmission microwave and the wave in the reverse rotation direction are strengthened and output. In this case, the terminal 46 corresponds to the second terminal 32.
[0127]
As described above, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment, the amount of bubbles is measured to compensate for the influence, so even if there are bubbles in the measurement liquid, the concentration can be accurately determined. It becomes possible to measure.
[0128]
(Fifth embodiment)
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts are described here. .
[0129]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment is the same as that of the conventional example described above, and the measurement-side heterodyne output 15 is not shown, but the high frequency is attenuated by a filter or the like if necessary. The frequency Δf component is amplified.
[0130]
Further, a variable gain amplifier 47 and a voltage measuring means 48 which are signal level control means are provided, the gain of the variable gain amplifier 47 is controlled based on the value measured by the voltage measuring means 48, and the amplitude of the measurement side heterodyne output 15 ( Level).
[0131]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the output amplitude is made constant by the variable gain amplifier 47, so that the microwave can be measured according to the temperature and conductivity of the measurement liquid. Even when the attenuation is large, an error due to a change in the switching time of the comparator 16 due to a change in amplitude does not occur.
[0132]
Further, when the measurement signal level is small, the signal can be amplified to improve the SN ratio with respect to noise, so that the concentration can be measured with high accuracy.
[0133]
As described above, in the microwave concentration measurement apparatus according to the present embodiment, the level of the mixed signal is controlled to be constant, so that the microwave attenuation is caused by the temperature and conductivity of the measurement liquid. Even when it is large, no error occurs, and when the measurement signal level is small, the signal can be amplified to improve the SN ratio to noise, so that the concentration can be measured with high accuracy.
[0134]
(Sixth embodiment)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Only different parts will be described here. .
[0135]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment is the same as that of the conventional example described above, and the measurement-side heterodyne output 15 is not shown, but the high frequency is attenuated by a filter or the like if necessary. The frequency Δf component is amplified.
[0136]
A densitometer circuit 49 indicated by a broken line is accommodated in the same housing. A casing thermometer 50, which is a casing temperature measuring means, is installed in this casing. When the casing temperature is measured by the casing thermometer 50 and the casing temperature is below a certain value, The casing temperature is controlled to be a constant value by the heater control circuit 51 and the heater 52 which are temperature control means installed in the casing.
[0137]
Further, when the circuit temperature becomes equal to or higher than a certain value due to the internal heat generation of the densitometer circuit 49 or the environmental temperature, the measurement value is corrected by the arithmetic unit 19 with a preset correction value.
[0138]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the circuit temperature is controlled or corrected to be constant, so that even if the ambient temperature changes, the phase due to the circuit temperature change The change can be prevented and the concentration can be measured with high accuracy.
[0139]
In addition, a stable state can be quickly achieved from a low temperature when the power is turned on.
[0140]
In addition, cooling when the temperature rises complicates the circuit, makes control difficult, and increases the cost of cooling components. However, the measured value is corrected by 19 in the arithmetic unit. As a result, the circuit can be easily reduced in cost.
[0141]
As described above, in the microwave concentration measurement apparatus according to the present embodiment, when the casing temperature is below a certain value, the temperature is controlled to be a certain value, and when the temperature is above a certain value, Since the measured value is corrected using a preset correction value, it is possible to measure the concentration with high accuracy even if the ambient temperature changes, and the circuit is simplified and the cost is reduced. Is possible.
[0142]
(Seventh embodiment)
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of the microwave concentration measuring apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts are described here. .
[0143]
That is, the basic configuration of the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment is the same as that of the conventional example described above, and the measurement-side heterodyne output 15 is not shown, but the high frequency is attenuated by a filter or the like if necessary. The frequency Δf component is amplified.
[0144]
Further, the concentration is calculated by correcting the phase change due to the temperature of the measurement liquid and the signal level from the signal level measured by the voltage measuring means 48 and the temperature of the measurement liquid measured by the thermometer 53.
[0145]
Further, the correction value of the conductivity and phase of the measurement liquid is calculated from the signal level and the temperature of the measurement liquid, and the concentration is calculated by correcting the phase change due to the conductivity.
[0146]
Here, the phase calculation including the correction calculation has many variables, and the relationship between the phase calculation and the phase cannot be easily expressed in numerical formulas. Therefore, the phase calculation is realized by the neural network 54 as correction value calculation means. With the learning function of the neural network 54, each variable, actual concentration, temperature, etc. are set and learned by actual measurement, and correction calculation and phase calculation are performed.
[0147]
Next, in the microwave concentration measuring apparatus of the present embodiment configured as described above, the conductivity and phase correction values of the measurement liquid are calculated from the level of the received signal and the temperature of the measurement liquid. Thus, the concentration can be measured with high accuracy even when the attenuation of the microwave is large due to the temperature and conductivity of the measurement liquid, or even when the phase of the microwave changes according to the temperature of the measurement liquid.
[0148]
That is, for example, when the conductivity of the object to be measured is changed due to the presence of salt or the like, the attenuation rate α changes greatly as shown in the equations (2) and (4).
[0149]
On the other hand, when the temperature of the measurement liquid changes, the relative dielectric constant ε_rTherefore, the density is corrected by measuring the temperature and performing a predetermined correction.
[0150]
The phase difference Δθ is
Δθ = {θ₂-K (T-T₀) -Γ (EE₀)}-Θ₁      (11)
However,
θ₂: Phase to be measured
θ₁: Reference water phase when measuring water
k: Liquid temperature correction count
T: Liquid temperature
T₀: Standard water temperature
γ: conductivity correction coefficient
E: Attenuation amount of measured object
E₀: Attenuation amount of reference water
Concentration X is
X = a × Δθ + b (12)
However,
a: Proportional constant
b: Bias
As described above, the change in the conductivity greatly changes the attenuation rate α. ε_rΓ in the equation (11) is ε_rCreate and select a table based on changes in
[0151]
As a result, Δθ is obtained from equation (11), and the concentration is calculated from a and b obtained in advance by equation (12).
[0152]
Further, since the correction value calculation is executed by the neural network 54, the correction calculation can be easily realized.
[0153]
As described above, in the microwave concentration measurement apparatus of the present embodiment, the phase change due to the change in the temperature, conductivity, and signal level of the measurement liquid is corrected. Even when the attenuation is large or when the phase of the microwave changes depending on the temperature of the measurement liquid, the concentration can be measured with high accuracy.
[0154]
Further, since the correction value is calculated by the neural network 54, the correction calculation can be easily realized.
[0155]
In addition to the above-described embodiments, it is possible to realize a microwave performance measuring apparatus with higher performance by appropriately combining a plurality of embodiments.
[0156]
【The invention's effect】
As described above, according to the microwave concentration measuring apparatus of the present invention, even when bubbles are generated in the measurement target, the concentration of the solid matter / suspension substance in the measurement target can be accurately determined. It can be obtained in real time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a view for explaining the operation of the microwave concentration measuring apparatus according to the first embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining a calculation method when measuring the phase of one microwave as two values different from each other by 90 degrees in the microwave concentration measuring apparatus according to the third embodiment;
FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of an antenna in the microwave concentration measuring apparatus according to the fourth embodiment.
FIG. 8 is a block diagram showing a fifth embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a sixth embodiment of a microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a seventh embodiment of the microwave concentration measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a conventional microwave concentration measuring apparatus.
[Explanation of symbols]
1 ... clock source,
2 ... reference signal,
3 ... Oscillator,
4 ... Amplifier,
5 ... switch,
6 ... switch,
7 ... Transmitting antenna,
8 ... Piping,
9 ... Receiving antenna,
10 ... Amplifier,
11: Reference oscillator,
12 ... received signal,
13: Reference signal,
14 ... Mixer,
15 ... heterodyne output,
16 ... Comparator,
17 ... Measurement digital signal,
18: Phase difference measuring means,
19 ... arithmetic device,
22 ... Mixer,
23: Reference side heterodyne signal,
24 ... Comparator,
25. Reference signal,
26: Reference terminal,
27 ... Fixed standard,
28: Frequency mixing means,
29 ... Hybrid,
30: Transmitting antenna,
31 ... Receiving antenna,
32 ... second terminal,
33 ... switch,
34 ... substrate,
35 ... pattern,
36, 37 ... terminals,
38 ... pattern,
39 ... Transmitting microwave,
40 ... Hybrid,
41 ... Microwave,
42 ... Microwave,
43 ... Terminal resistance,
44 ... Hybrid,
45, 46 ... terminals,
47. Variable gain amplifier,
48 ... Voltage measuring means,
49 ... Densitometer circuit,
50 ... Case thermometer,
51 ... Heater control circuit,
52 ... heater,
53 ... Thermometer,
54: Neural network.

Claims (6)

Microwave concentration measuring device for measuring the measured concentration phase by mixing the reference signal to the microwave linearly polarized wave and the reception signal received by sending the object to be measured the microwave frequency different microwave In
It is characterized by comprising correction means for calculating the amount of bubbles from the received signal of the microwave in phase with the transmitted microwave and the received signal of the microwave orthogonal to the transmitted microwave, and correcting the phase measurement value. Microwave concentration measurement device. A microwave concentration measuring device that measures a phase difference by measuring a phase difference by mixing a reception signal received by sending a circularly polarized microwave to a measurement target and a microwave reference signal having a frequency different from that of the microwave. In
Compensation means for correcting the phase measurement value by calculating the amount of bubbles from the microwave reception signal in the same rotation direction as the transmitted microwave and the microwave reception signal in the reverse rotation direction of the transmitted microwave . A microwave concentration measuring apparatus characterized by that. In the microwave concentration measuring device according to claim 1 or 2,
A microwave concentration measuring apparatus comprising phase difference measuring means having phase counting means for counting a phase difference at a center position. In the microwave concentration measuring device according to any one of claims 1 to 3, in the method of measuring by switching between a measurement target and a fixed reference as a measurement value,
A microwave concentration measuring apparatus comprising fixed reference measuring means using a signal from an external transmitting antenna position as the fixed reference. In the microwave concentration measuring apparatus according to any one of claims 1 to 4,
A microwave concentration measuring apparatus comprising signal level control means for controlling the level of the mixed signal to be constant. In the microwave concentration measuring device according to any one of claims 1 to 5,
A housing temperature measuring means for measuring the temperature of the housing in which the measuring device main body is housed,
When the housing temperature measured by the housing temperature measuring means is not more than a certain value, the temperature control means for controlling the housing temperature so as to become the certain value;
When the housing temperature measured by the housing temperature measuring unit is a certain value or more, a correcting unit that corrects the measured value with a preset correction value;
A microwave concentration measuring device comprising:

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