JP3687043B2

JP3687043B2 - Control method of synchronous motor

Info

Publication number: JP3687043B2
Application number: JP16793296A
Authority: JP
Inventors: 恭祐宮本; 栄治山本
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1996-06-27
Filing date: 1996-06-27
Publication date: 2005-08-24
Anticipated expiration: 2016-06-27
Also published as: JPH1014299A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた永久磁石同期電動機の制御方式に関し、さらに詳しくは、広範囲の定出力範囲を必要とする電動機の高効率駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来における同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法は、図６，７に示すように負荷率に対しても、モータ回転速度に対しても、モータに流す電流を、モータの誘起電圧（以降ＥＭＦと称す）と同相、つまり電流をｄ−ｑ理論の直軸成分Ｉ_dと横軸成分Ｉ_qに振り分けた時、電流がＩ_d＝０の磁石磁束に対し直交するように流れるよう制御する事が一般的であった。
また、特開平４−１０１６９２号公報には、回転速度に対応する位相の遅れとトルク指令の振幅補正係数をそれぞれ位相補正テーブルと振幅補正係数データテーブルを予め作成しておき、モータの回転速度が定格を越えた場合に、その回転速度に応じて各テーブルより読み出した補正係数により位相とトルク指令を補正することによって、定出力制御を可能にした永久磁石界磁をもつ直流ブラシレスモータの制御装置が開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図６，７に示す従来技術では、界磁が永久磁石という固定界磁に加え、前記Ｉ_d＝０であるために界磁制御を行なえないため、モータの出力特性は、図７に示すように定トルク特性となり、定出力特性を得ようとする場合は、より大きな電源容量を必要とした。
また、特開平４−１０１６９２号公報に開示された制御装置では、位相補償を行う制御を行っているが、これでは結果としてｄ軸電流、ｑ軸電流が流れ、高速域の出力特性の改善が可能である。しかし、定出力を得ることを目的とせず、結果としては近い特性を得る可能性はあるものの、必要とされる定出力特性を正確に得ることができないという問題があった。
本発明が解決しようとする課題は、大きな電源容量を要することなく定出力特性を実現し、また電動機効率の向上を図ることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の制御方法であって、
同期電動機最高回転速度をＮ_topとし、基底回転速度Ｎ_baseを
Ｎ_base＝Ｎ_top／ｎ
と表したとき、同期電動機回転速度Ｎが（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topの二つの制御範囲に分け、
（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）［但し、Ｉ_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
と定め、
（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、
Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但し、Ｋ_d2は比例定数］
とし、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1
と定めてベクトル制御を行う同期電動機の制御方法において、
前記ｑ軸電流Ｉ _q とｄ軸電流Ｉ _d の関係式に、
Ｉ _d2 ＝Ｋ _d3 ×｛（Ｔ _ref ／１００）−１｝［但し、Ｋ _d3 は比例定数］
を付加し、
（１）０＜Ｎ≦Ｎ _base では、
所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ _ref （％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ _q とｄ軸電流の関係を、
Ｉ _q ＝Ｉ _qmax ×（Ｔ _ref ／１００）［但し、Ｉ _qmax は１００％定格時のＩ _q 電流］
Ｉ _d ＝Ｉ _d1 ＋Ｉ _d2 ＝Ｋ _d1 ×Ｉ _q ＋［Ｋ _d3 ×｛（Ｔ _ref ／１００）−１｝］
［但し、Ｋ _d1 ，Ｋ _d3 は比例定数］
と定め、
（２）Ｎ _base ＜Ｎ≦Ｎ _top では、前記所要出力を確保するためのＩ _q1 とＩ _d1 の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ _d0 を、
Ｉ _d0 ＝Ｋ _d2 ×（Ｎ−Ｎ _base ）／（Ｎ _top −Ｎ _base ）［但し、Ｋ _d2 は比例定数］
とし、
Ｉ _d ＝Ｉ _d0 ＋Ｉ _d1 ＋Ｉ _d2
と定めてベクトル制御を行うものである。
【０００５】
この制御方法における実施態様として、前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数（−）にし、制御対象となる同期電動機を、直軸（ｄ軸）インダクタンスＬ_dが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とする。
【０００６】
本発明においては、速度０から基底回転速度Ｎ_baseまでは、直軸電流Ｉ_d1を横軸電流Ｉ_qの比例関数におき、さらに基底回転速度から最高回転速度までは、もう一つの直軸電流Ｉ_d0を速度の関数におき、これを足し合わせることで、同期電動機の等価界磁制御を行う。
また、同期電動機の負荷率の変化に対応した直軸電流Ｉ_d3を、上記等価界磁制御に加えることで、低負荷時（同期電動機の１００％負荷トルク以下の領域）の効率特性を改善させるものである。
上記手段により、同期電動機、特に永久磁石同期電動機の定出力制御が可能になる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本発明の第１実施例のブロック図を示す。図中１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生器、３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（モータ）、５は位置検出器、６は速度演算器、７は３相ｄ−ｑ変換器、８はＩ_d1演算器、９はＩ_d0演算器、１０は電流検出器、１１〜１３は減算器、１４は加算器である。
本第１実施例は、速度制御を前提としたものになっている。速度指令ω^*から速度フィードバック信号ω_fdを減算して得られたｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が、トルク指令比例成分としてＩ_d1演算器８に入力されることで、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*に比例係数Ｋ_d1を掛けたｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*が生成される。ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*は、モータ電流を３相ｄ−ｑ変換器７に入力することで得られたｑ軸電流フィードバックＩ_qfbと減算され、ベクトル演算部１に入る。一方、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、速度比例成分として、速度フィードバックω_fbがＩ_d0演算器９に入ることで作られたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*と前記ｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*とが足し合わされることで作られ、ｄ軸電流フィードバックＩ_dfbと足し引きされベクトル演算部１に入力される。そして、このベクトル演算部１でモータ４の電圧指令Ｖ^*と位相制御角指令θ^*を作り、この信号がＰＷＭ発生器２に入ることで、インバータパワー部３をコントロールしモータ４の速度制御を行うものである。
【０００８】
図２に、図１のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。
図２において、モータ最高回転速度をＮ_topとしたとき、基底回転速度Ｎ_baseが
Ｎ_base＝Ｎ_top／ｎ
となり、モータの制御方法を、モータ回転速度Ｎが（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topの二つの制御範囲に分ける。
（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）［但し、Ｉ_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
と定める。
（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、モータ端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、モータ回転速度に比例した関数式で次のように表す。
Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但し、Ｋ_d2は比例定数］
従って、総合したｄ軸電流Ｉ_dは、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1
となり、この結果ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dとの関係は、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）＋Ｋ_d1×Ｉ_q
＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）＋Ｋ_d1×Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）
で表される。そして、上記関数式のＩ_qmax，Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｎ_base，Ｎ_topをパラメータ入力させることで汎用性を持たせる。
【０００９】
図３は、図１の制御を、負荷トルクが小さい場合のモータ効率が良くなるように更に改良した第２実施例であり、基本的には、図１の制御構成と同じであるが、Ｉ_d1演算器８の代わりにＩ_d2演算器８’を設けた点が異なる。前記図１に示すｄ軸電流指令Ｉ_d ^*に、負荷トルク率に応じて変化する成分として、速度指令ω^*から作られたトルク指令と、速度フィードバックω_fbとが、Ｉ_d2演算器８’に入ることで作られたｄ軸電流指令Ｉ_d2 ^*を足し込んでいる。具体的には、前記トルク指令比例成分となるｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*に、負荷トルク率１００％の場合を０とし、１００％以上は、電流を加え、１００％以下の場合は、電流を減じるものである。
【００１０】
図４に、図３のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。
本実施例では、前記ｑ軸電流Ｉ_qと_d軸電流Ｉｄの関係式に、
Ｉ_d2＝Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝［但し、Ｋ_d3は比例定数］
を付加し、
（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）［但し、Ｉ_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d＝Ｉ_d1＋Ｉ_d2=Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝］
［但し、Ｋ_d1，Ｋ_d3は比例定数］
と定める。
（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1ノ関係に加え、モータ端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、モータ回転速度に比例した関数式で次のように表す。
Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但し、Ｋ_d2は比例定数］
従って、総合したｄ軸電流Ｉ_dは、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2
となり、この結果ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dとの関係は、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）
＋Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝］
＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）
＋Ｋ_d1×Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝］
で表される。そして、上記関数式のＩ_qmax，Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3，Ｎ_base，Ｎ_topをパラメータ入力させることで汎用性を持たせたる。
【００１１】
前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数（−）にし、制御対象となる同期電動機を、直軸（ｄ軸）インダクタンスＬ_dが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。
図５はその例を示すものである。同図のように、ｄ軸上には、永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってｄ軸方向インダクタンスＬ_dは小さい。逆にこれと直交する方向のｑ軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア（ロータコア）があるため通りやすく、ｑ軸方向インダクタンスＬ_qは大きくなり、Ｌ_q＞Ｌ_dの関係の突極形となっている。（これに対してＬ_q＝Ｌ_dは円筒形という）。
そして、直交するｄ−ｑ座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス（＋）方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス（−）方向にＩ_d電流（−Ｉ_d）を流すようにする。このために、比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数（−）にして制御すると、電流ベクトルは、モータの誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、前記モータの誘起電圧が弱められ（抑制され）、さらに前記突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。
また図５の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図５中のｄ軸、ｑ軸が入れ替わる（ｄ軸→ｑ軸に変更、ｑ軸→ｄ軸に変更）。そして、比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を正数（＋）にして、＋Ｉ_dを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、ｄ軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【００１２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、同期電動機のｄ−ｑ軸制御方式において、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*に比例したｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*と、同期電動機の回転速度の関数となるｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*を足し合わしたものにすることで、同期電動機、中でも、従来の制御法では困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能にした。
また、前記制御方式において、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*に、更に負荷率の関数となるｄ軸電流指令Ｉ_d2 ^*を加えることで、負荷トルクが小さい場合でも、同期電動機効率が最大に近くなる電流位相角にコントロールすることができ、このポイントの効率の改善が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す制御ブロツク図である。
【図２】本発明の実施例を示す出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【図３】本発明の応用（改良）例を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の応用（改良）例を示す出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【図５】本発明の他の実施例を示す説明図である。
【図６】従来制御方式の制御ブロック図である。
【図７】従来制御方式の出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【符号の説明】
１ベクトル演算部、２ＰＷＭ発生器、３インバータパワー部、４永久磁石同期電動機（モータ）、５位置検出器、６速度演算器、７３相ｄ−ｑ変換器、８Ｉｄ１演算器、８’ Ｉｄ２演算器、９Ｉｄ０演算器、１０電流検出器、１１〜１３減算器、１４加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control method for a synchronous motor, particularly a permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet as a field, and more particularly to a high-efficiency drive control method for a motor that requires a wide constant output range.
[0002]
[Prior art]
As shown in FIGS. 6 and 7, the control method of a permanent magnet synchronous motor, which is a kind of conventional synchronous motor, is based on the induced voltage of the motor, regardless of the load factor and the motor rotational speed. (Hereinafter referred to as EMF), that is, when the current is distributed to the direct-axis component I _d and the horizontal-axis component I _q of the dq theory, the current flows so as to be orthogonal to the magnetic flux of I _d = 0. It was common to control.
Japanese Patent Laid-Open No. 4-101692 discloses that a phase delay table and an amplitude correction coefficient data table are prepared in advance for the phase delay corresponding to the rotation speed and the amplitude correction coefficient of the torque command, respectively. Control device for DC brushless motor with permanent magnet field that enables constant output control by correcting the phase and torque command with the correction coefficient read from each table according to the rotation speed when exceeding the rating Is disclosed.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the prior art shown in FIGS. 6 and 7, the field characteristics cannot be controlled because the field is in addition to the fixed field of permanent magnets and I _d = 0. Therefore, the output characteristics of the motor are as shown in FIG. In order to obtain constant torque characteristics and to obtain constant output characteristics, a larger power source capacity was required.
Further, the control device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-101692 performs control for phase compensation, but as a result, d-axis current and q-axis current flow, and the output characteristics in the high-speed region are improved. Is possible. However, the purpose is not to obtain a constant output. As a result, there is a possibility that a close characteristic may be obtained, but there is a problem that a required constant output characteristic cannot be obtained accurately.
The problem to be solved by the present invention is to realize a constant output characteristic without requiring a large power source capacity and to improve the motor efficiency.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention is a control method of a synchronous motor that requires a constant output ratio of 1: n ,
The maximum rotation speed of the synchronous motor is N _top and the base rotation speed N _base is N _base = N _top / n
The synchronous motor rotational speed N is divided into two control ranges of (1) 0 <N ≦ N _base and (2) N _base <N ≦ N _top ,
(1) When 0 <N ≦ N _base , the relationship between the q-axis current I _q flowing in accordance with the torque command T _ref (%) and the d-axis current necessary to ensure the required output is
I _q = I _q1 = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is I _q current at 100% rating]
I _d = I _d1 = K _d1 × I _q [where K _d1 is a proportional constant]
And
(2) In N _base <N ≦ N _top , in addition to the relationship between I _q1 and I _d1 for ensuring the required output, the d-axis current I _d0 for suppressing the synchronous motor terminal voltage is
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
age,
I _d = I _d0 + I _d1
A method for controlling a row cormorants synchronous motor vector control stipulates that,
In the relational expression between the q-axis current I _q and the d-axis current I _d ,
I _d2 = K _d3 × {(T _ref / 100) −1} [where K _d3 is a proportional constant]
And add
(1) If 0 <N ≦ N _base ,
The relationship between the q-axis current I _q and the d-axis current flowing in accordance with the torque command T _ref (%) necessary to secure the required output
I _q = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is I _q current at 100% rating ]
I _d = I _d1 + I _d2 = K _d1 × I _q + [K _d3 × {(T _ref / 100) −1}]
[However, K _d1 and K _d3 are proportional constants]
And
(2) the N _base <N ≦ N _top, in addition to the relationship of I _q1 and I _d1 to ensure the required output, the d-axis current I _d0 in order to suppress the synchronous motor terminal voltage,
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
age,
I _d = I _d0 + I _d1 + I _d2
And vector control is performed .
[0005]
As an embodiment of the control method, the proportionality constant K _d1, K _d2, K _d3 negative (-) to, control a control subject to the synchronous motor, the direct-axis (d-axis) inductance L _d, the horizontal axis ( (q axis) A permanent magnet synchronous motor having a saliency that _satisfies L _q > L _d smaller than the inductance L _q .
[0006]
In the present invention, from the speed 0 to the base rotational speed N _base , the direct current I _d1 is _placed as a proportional function of the horizontal current I _q , and from the base rotational speed to the maximum rotational speed, another direct current I _d0 is set as a function of speed, and by adding these, equivalent field control of the synchronous motor is performed.
In addition, by adding the direct current I _d3 corresponding to the change of the load factor of the synchronous motor to the equivalent field control, the efficiency characteristic at the time of low load (region of 100% load torque or less of the synchronous motor) is improved. is there.
By the above means, it becomes possible to perform constant output control of a synchronous motor, particularly a permanent magnet synchronous motor.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below.
FIG. 1 shows a block diagram of a first embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a vector calculation unit, 2 is a PWM generator, 3 is an inverter power unit, 4 is a permanent magnet synchronous motor (motor), 5 is a position detector, 6 is a speed calculator, and 7 is a three-phase dq conversion. 8 is an I _d1 arithmetic unit, 9 is an I _d0 arithmetic unit, 10 is a current detector, 11 to 13 are subtractors, and 14 is an adder.
The first embodiment is premised on speed control. The q-axis current command I _q ^* obtained by subtracting the speed feedback signal ω _fd from the speed command ω ^* is input to the I _d1 calculator 8 as a torque command proportional component, whereby the q-axis current command I _q ^*. Is multiplied by a proportional coefficient K _d1 to generate a d-axis current command I _d1 ^* . The q-axis current command I _q ^* is subtracted from the q-axis current feedback I _qfb obtained by inputting the motor current to the three-phase dq converter 7 and enters the vector calculation unit 1. On the other hand, the d-axis current command I _d ^* is a velocity proportional component, and the d-axis current command I _d0 ^* and the d-axis current command I _d1 ^* are _generated by the speed feedback ω _fb entering the I _d0 calculator 9. Are added together and added to the d-axis current feedback I _dfb and input to the vector calculation unit 1. The vector calculation unit 1 creates a voltage command V ^* and a phase control angle command θ ^* for the motor 4 and these signals enter the PWM generator 2 to control the inverter power unit 3 and control the speed of the motor 4. Is what you do.
[0008]
FIG. 2 shows how each axis current flows in the block diagram of FIG.
In FIG. 2, when the maximum motor rotation speed is N _top , the base rotation speed N _base is N _base = N _top / n
Thus, the motor control method is divided into two control ranges in which the motor rotation speed N is (1) 0 <N ≦ N _base and (2) N _base <N ≦ N _top .
(1) When 0 <N ≦ N _base , the relationship between the q-axis current I _q flowing in accordance with the torque command T _ref (%) and the d-axis current necessary to ensure the required output is
I _q = I _q1 = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is I _q current at 100% rating]
I _d = I _d1 = K _d1 × I _q [where K _d1 is a proportional constant]
It is determined.
(2) When N _base <N ≦ N _top , in addition to the relationship between I _q1 and I _d1 for ensuring the required output, the d-axis current I _d0 for suppressing the motor terminal voltage is proportional to the motor rotation speed. This is expressed as follows in the function expression.
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
Therefore, the total d-axis current I _d is
I _d = I _d0 + I _d1
As a result, the relationship between the q-axis current I _q and the d-axis current I _d is
I _d = I _d0 + I _d1 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) + K _d1 × I _q
= K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) + K _d1 × I _qmax × (T _ref / 100)
It is represented by Then, I _qmax , K _d1 , K _d2 , N _base , and N _top of the above function formula are input as parameters to provide versatility.
[0009]
FIG. 3 is a second embodiment in which the control of FIG. 1 is further improved to improve the motor efficiency when the load torque is small, and is basically the same as the control configuration of FIG. _The difference is that an I _d2 computing unit 8 ′ is provided instead of the _d1 computing unit 8. In FIG. 1 to show d-axis current command I _d ^*, as a component which varies according to the load torque factor, and a torque command made from the speed command omega ^*, and a speed feedback omega _fb, I _d2 calculator 8 ' The d-axis current command I _d2 ^* created by entering is added. Specifically, the d-axis current command I _d1 ^* , which is the torque command proportional component, is set to 0 when the load torque ratio is 100%, the current is added when the load torque rate is 100% or more, and the current is applied when the load torque rate is 100% or less. It will be reduced.
[0010]
FIG. 4 shows how each axis current flows in the block diagram of FIG.
In this embodiment, the relational expression between the q-axis current I _q and the _d- axis current Id is
I _d2 = K _d3 × {(T _ref / 100) −1} [where K _d3 is a proportional constant]
And add
(1) When 0 <N ≦ N _base , the relationship between the q-axis current I _q and the d-axis current flowing in accordance with the torque command T _ref (%) necessary to secure the required output is
I _q = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is the I _q current at 100% rating]
I _d = I _d1 + I _{d2 =} K _d1 × I _q + [K _d3 × {(T _ref / 100) −1}]
[However, K _d1 and K _d3 are proportional constants]
It is determined.
(2) When N _base <N ≦ N _top , in addition to the relationship between I _q1 and I _d1 for ensuring the required output, the d-axis current I _d0 for suppressing the motor terminal voltage is proportional to the motor rotation speed. This is expressed as follows in the function expression.
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
Therefore, the total d-axis current I _d is
I _d = I _d0 + I _d1 + I _d2
As a result, the relationship between the q-axis current I _q and the d-axis current I _d is
I _d = I _d0 + I _d1 + I _d2 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base )
+ K _d1 × I _q + [K _d3 × {(T _ref / 100) −1}]
= K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base )
+ K _d1 × I _qmax × (T _ref / 100) + [K _d3 × {(T _ref / 100) −1}]
It is represented by Then, I _qmax , K _d1 , K _d2 , K _d3 , N _base , and N _top in the above functional formula are input as parameters to provide versatility.
[0011]
The proportional constants K _d1 , K _d2 , and K _d3 are set to negative numbers (−), and the synchronous motor to be controlled is set to have a direct axis (d axis) inductance L _d smaller than a horizontal axis (q axis) inductance L _q. A permanent magnet synchronous motor having a saliency that _{satisfies q} > L _d can be obtained.
FIG. 5 shows an example. As shown in the figure, a permanent magnet exists on the d-axis, and the magnetic flux due to the armature reaction from the stator side hardly passes, and therefore the d-axis direction inductance L _d is small. Conversely, in the q-axis direction perpendicular to this, the armature reaction magnetic flux easily passes through the iron core (rotor core), the q-axis direction inductance L _q becomes large, and the salient pole shape in the relationship of L _q > L _d. It has become. (On the other hand, L _q = L _d is called cylindrical).
When the magnet magnetic flux vector direction is taken in the plus (+) direction on the orthogonal dq coordinate axes, an I _d current (−I _d ) is caused to flow in a direction in which the magnet magnetic flux is weakened, that is, in the minus (−) direction. Like that. For this reason, when the proportional constants K _d1 , K _d2 , and K _d3 are controlled to be negative numbers (−), the current vector becomes a leading phase with respect to the induced voltage vector of the motor, and the induced voltage of the motor is weakened (suppressed). In addition, since the reluctance torque is superimposed on the magnet torque by the saliency, the constant output range of the motor can be widened.
5 is the reluctance type synchronous motor. In this case, the d-axis and the q-axis in FIG. 5 are switched (changed from d-axis to q-axis, changed from q-axis to d-axis). . Then, the proportional constants K _d1 , K _d2 , K _d3 are set to positive numbers (+), and control is performed so that + I _d flows. For this reason, the current vector has a delayed phase with respect to the d-axis magnetic flux vector, and reluctance torque is generated. In addition, a wide range of constant output characteristics can be obtained by using the control formula of the present invention.
[0012]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the dq axis control method of the synchronous motor, the d axis current command I _d ^* is changed to the d axis current command I _d1 ^* proportional to the q axis current command I _q ^*. By adding the d-axis current command I _d0 ^*, which is a function of the rotational speed of the synchronous motor, the constant output control of the synchronous motor, especially the permanent magnet synchronous motor, which is difficult with the conventional control method, can be achieved. Made possible.
Further, in the control method, the d-axis current command I _d ^*, by adding further a function of the load factor d-axis current command I _d2 ^*, even when the load torque is small, the synchronous motor efficiency is close to the maximum The current phase angle can be controlled, and the efficiency of this point can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an output curve and an axial current pattern showing an example of the present invention.
FIG. 3 is a control block diagram showing an application (improved) example of the present invention.
FIG. 4 is an output curve and an axial current pattern showing an application (improved) example of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a control block diagram of a conventional control method.
FIG. 7 is an output curve and a current pattern of each axis in the conventional control method.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Vector calculating part, 2 PWM generator, 3 Inverter power part, 4 Permanent magnet synchronous motor (motor), 5 Position detector, 6 Speed calculator, 7 3 phase dq converter, 8 Id1 calculator, 8 ' Id2 calculator, 9 Id0 calculator, 10 current detector, 11-13 subtractor, 14 adder

Claims

A method for controlling a synchronous motor that requires a constant output ratio of 1: n ,
The maximum rotation speed of the synchronous motor is N _top and the base rotation speed N _base is N _base = N _top / n
The synchronous motor rotational speed N is divided into two control ranges of (1) 0 <N ≦ N _base and (2) N _base <N ≦ N _top ,
(1) When 0 <N ≦ N _base , the relationship between the q-axis current I _q flowing in accordance with the torque command T _ref (%) and the d-axis current necessary to ensure the required output is
I _q = I _q1 = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is I _q current at 100% rating]
I _d = I _d1 = K _d1 × I _q [where K _d1 is a proportional constant]
And
(2) In N _base <N ≦ N _top , in addition to the relationship between I _q1 and I _d1 for ensuring the required output, the d-axis current I _d0 for suppressing the synchronous motor terminal voltage is
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
age,
I _d = I _d0 + I _d1
A method for controlling a row cormorants synchronous motor vector control stipulates that,
In the relational expression between the q-axis current I _q and the d-axis current I _d ,
I _d2 = K _d3 × {(T _ref / 100) −1} [where K _d3 is a proportional constant]
And add
(1) If 0 <N ≦ N _base ,
The relationship between the q-axis current I _q and the d-axis current flowing in accordance with the torque command T _ref (%) necessary to secure the required output
I _q = I _qmax × (T _ref / 100) [where I _qmax is I _q current at 100% rating ]
I _d = I _d1 + I _d2 = K _d1 × I _q + [K _d3 × {(T _ref / 100) −1}]
[However, K _d1 and K _d3 are proportional constants]
And
(2) the N _base <N ≦ N _top, in addition to the relationship of I _q1 and I _d1 to ensure the required output, the d-axis current I _d0 in order to suppress the synchronous motor terminal voltage,
I _d0 = K _d2 × (N−N _base ) / (N _top −N _base ) [where K _d2 is a proportional constant]
age,
I _d = I _d0 + I _d1 + I _d2
And controlling the synchronous motor by performing vector control .

The proportional constants K _d1 , K _d2 , and K _d3 are set to negative numbers (−), and the synchronous motor to be controlled is set to have a direct axis (d axis) inductance L _d smaller than a horizontal axis (q axis) inductance L _q. _The method for controlling a synchronous motor according to claim 1 , wherein the method is applied to a permanent magnet synchronous motor having a saliency that _{satisfies q} > L _d .