JP3667719B2

JP3667719B2 - Motor driving apparatus and motor driving method

Info

Publication number: JP3667719B2
Application number: JP2002181063A
Authority: JP
Inventors: 博文坂井; 朋治横内; 泰永山本; 正志稲生; 太志岩永
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-06-21
Filing date: 2002-06-21
Publication date: 2005-07-06
Anticipated expiration: 2022-06-21
Also published as: JP2003079182A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動技術に関し、特にＰＷＭ（pulse width modulation）方式のモータ駆動技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータのＰＷＭ駆動方式として、三角波スライス方式とピーク電流検出方式とが知られている。三角波スライス方式は、コイル電流を検出抵抗に流し、検出抵抗に生じる電圧とトルク指令電圧との差分をスライスレベルとして出力するエラーアンプを用い、このスライスレベルで一定の周期の三角波をスライスして、コイルへの通電期間を決める方式である。ピーク電流検出方式は、エラーアンプを用いずに、コイル電流が流れる電流検出抵抗に生じた電圧がトルク指令電圧に達すると、コイルへの電流の供給を停止し、回生電流モードとする方式である。
【０００３】
図１３は、従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。図１３において、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃは、モータ１０のロータの位置を検出し、それぞれ、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３を求め、通電相切換回路９３に出力する。位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の位相を３０°シフトした信号である。
【０００４】
通電相切替回路９３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３に応じて通電相を決定する。このとき、通電相切替回路９３は、相電流を測定しやすくするため、３相のうちの１相の相電流は流さない。ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩが入力されるとセットされ、通電相切替回路９３へ出力する信号のレベルを変化させて、モータ１０への電流の供給を制御する。基準パルスＰＩは、周期的なパルスである。
【０００５】
図１４は、図１３のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。図１４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電流Ｉ１、Ｉ２，Ｉ３を示していて、各駆動トランジスタ１〜６からモータ１０に向かって流れる電流を正としている。図１４のように、常に１相の相電流はゼロになるので、電気角６０°毎にいずれかの相電流が急激に変化することになる。
【０００６】
いま、ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩによってセットされているとする。通電相切替回路９３は、例えばＷ相上アーム側駆動トランジスタ５及びＵ相下アーム側駆動トランジスタ２のみを導通させる。このとき、Ｗ相コイル１３及びＵ相コイル１１を経由して電流検出抵抗７に電流が流れるので、この電流の大きさを電流検出抵抗７に生じる電圧として検出することができる。この電流は、誘導性のコイルを流れるため、駆動トランジスタ２及び５が導通した後、徐々に増大する。
【０００７】
電流が増大し、電流検出抵抗７に発生する電圧がトルク指令電圧ＴＩに達すると、比較器９６の出力のレベルが変わり、ロジック制御回路９５はリセットされる。ロジック制御回路９５は、通電相切替回路９３に出力する信号のレベルを反転させ、通電相切替回路９３は駆動トランジスタ２を非導通にする。
【０００８】
このように、ロジック制御回路９５がセットされてからリセットされるまでの期間が、スイッチング動作のオンデューティ期間になる。ロジック制御回路９５がリセットされた後、コイル１１及び１３を流れる電流は流れ続けようとするので、駆動トランジスタ１のソース・ドレイン間に存在するダイオード１Ｄを通って回生電流が流れる。回生電流は電流検出抵抗７を通らないので、回生時は電流検出抵抗７に生じる電圧はゼロになる。
【０００９】
回生電流は徐々に減少するが、再び基準パルスＰＩが入力されると、ロジック制御回路９５がセットされ、通電相切替回路９３は駆動トランジスタ２を導通させる。通電相切替回路９３が通電相を切り替えるまで、このような動作が繰り返される。このように、ロジック制御回路９５がセットされたときに流れる駆動電流とリセットされたときに流れる回生電流とが交互に流れる結果、トルク指令電圧ＴＩに概略相当した相電流を所定のコイルに流すことができる。
【００１０】
図１５は、図１４の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧（モータ電流検出信号）ＭＣ、Ｖ相及びＷ相の相電流Ｉ２，Ｉ３を、時間軸を拡大して示したグラフである。図１５において、期間Ｔ９１は、Ｕ相、Ｖ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９２は、回生電流としてＵ相、Ｖ相電流が流れる期間である。期間Ｔ９３は、Ｕ相、Ｗ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９４は、回生電流としてＵ相、Ｗ相電流が流れる期間である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１３のような従来のモータ駆動装置では、図１４に示すように相電流が急激に変化するため、相電流が切り替わった時に、モータが振動したり、電磁音を生じるという問題があった。
【００１２】
このような問題が生じないようにするためには、各相電流を急激に変化させないように制御すればよいが、複数の相電流を検出して制御するためには、相数に等しい本数の電流検出抵抗が必要であった。電流検出抵抗を集積回路に組み込むことは困難であるので、電流検出抵抗の本数が多いと、装置の規模が大きくなり、コストがかかるという問題があった。
【００１３】
また、一般に抵抗の特性にはばらつきがあるので、各相に対応した電流検出抵抗を用いる場合には、電流の検出特性が相毎に異なるという問題があった。例えば、２つの相電流の大きさが実際には同じ場合であっても、検出される電流の大きさは異なることがあった。
【００１４】
本発明は上記問題点を解決するものであり、１本の電流検出抵抗を用い、複数の相電流を急激に変化しないように制御して、モータの振動、及び電磁音を低減させることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、請求項１の発明が講じた手段は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置であって、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗と、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を出力する位置検出部と、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるとともに、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせる通電相切換回路と、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、複数のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記第１の期間に導通させた複数のスイッチング素子のうちのいずれか１つを引き続き導通させる第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記通電相切換回路によるスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御信号を生成し、出力する通電期間制御部とを備え、前記通電期間制御部は、前記トルク指令信号に応じた、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号と、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて求めた、前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号とを交互に出力する相別トルク信号発生回路と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記相別トルク信号発生回路の出力を越えているか否かを判定し、その結果を出力する比較器と、前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルス及び前記比較器の出力に応じて、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するロジック制御回路とを備えるものである。
【００１６】
請求項１の発明によると、複数のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記第１の期間に導通させた複数のスイッチング素子のうちの１のスイッチング素子を引き続き導通させる第２の期間とを有するので、１本の電流検出抵抗を用いて複数の相電流を制御することが可能となる。このため、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にするとともに、相電流の急激な変化を避けることができ、相切替時のモータの振動及び電磁音を低減することができる。
【００１７】
また、請求項２の発明では、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ロジック制御回路は、前記比較器が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の期間に対する前記相別トルク信号発生回路の出力を越えていると判定すると、前記第１の期間を終了させ、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の期間に対する前記相別トルク信号発生回路の出力を越えていると判定すると、前記第２の期間を終了させるように、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するものである。
【００１８】
請求項２の発明によると、適切なスイッチング動作制御信号を生成することができる。
【００１９】
また、請求項３の発明では、請求項２に記載のモータ駆動装置において、前記ロジック制御回路は、前記基準パルスによってセットされ、前記比較器の出力をリセット入力とする第１のラッチと、前記基準パルスによってセットされる第２のラッチと、前記第１のラッチの出力と、前記比較器の出力とを入力とし、得られた出力を前記第２のラッチにリセット入力として与えるロジック回路とを備え、前記第１及び第２のラッチの出力を前記スイッチング動作制御信号として出力するものであり、前記第１のラッチは、前記比較器の出力が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていることを示しているとき、リセットされるものであり、前記ロジック回路は、前記第１のラッチの出力が、前記第１のラッチがリセットされていることを示しているときは前記比較器の出力を出力し、前記第１のラッチがリセットされていないことを示しているときは前記比較器の出力を出力しないものであり、前記第２のラッチは、前記ロジック回路が前記比較器の出力を出力しており、前記比較器の出力が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていることを示しているとき、リセットされるものである。
【００２０】
請求項３の発明によると、ロジック回路を有するので、第２のラッチの動作を確実にすることができ、モータ駆動装置の誤動作を減少させることができる。
【００２１】
また、請求項４の発明では、請求項３に記載のモータ駆動装置において、前記ロジック制御回路は、前記第１のラッチの出力を所定の時間遅延させて出力する遅延回路を更に備えるものであり、前記第１のラッチは、その出力を、前記遅延回路を経由して前記ロジック回路に与えるものである。
【００２２】
請求項４の発明によると、第２のラッチのノイズによる誤動作を減少させることができる。
【００２３】
また、請求項５の発明は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置であって、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗と、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を出力する位置検出部と、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるとともに、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせる通電相切換回路と、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、複数のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記第１の期間に導通させた複数のスイッチング素子のうちのいずれか１つを引き続き導通させる第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記通電相切換回路によるスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御信号を生成し、出力する通電期間制御部とを備え、前記通電期間制御部は、前記トルク指令信号に応じた、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号と、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて求めた、前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号とを出力する相別トルク信号発生回路と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第１の比較器と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第２の比較器と、前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルス、並びに前記第１及び第２の比較器の出力に応じて、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するロジック制御回路とを備えるものである。
【００２４】
請求項５の発明によると、第１及び第２の比較器が誤動作しにくいので、安定した動作を行うことができる。
【００２５】
また、請求項６の発明では、請求項５に記載のモータ駆動装置において、前記ロジック制御回路は、前記第１の比較器が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていると判定すると、前記第１の期間を終了させ、前記第２の比較器が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていると判定すると、前記第２の期間を終了させるように、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するものである。
【００２６】
また、請求項７の発明では、請求項６に記載のモータ駆動装置において、前記ロジック制御回路は、前記基準パルスによってセットされ、前記第１の比較器の出力をリセット入力とする第１のラッチと、前記基準パルスによってセットされる第２のラッチと、前記第１のラッチの出力と、前記第２の比較器の出力とを入力とし、得られた出力を前記第２のラッチにリセット入力として与えるロジック回路とを備え、前記第１及び第２のラッチの出力を前記スイッチング動作制御信号として出力するものであり、前記第１のラッチは、前記第１の比較器の出力が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていることを示しているとき、リセットされるものであり、前記ロジック回路は、前記第１のラッチの出力が、前記第１のラッチがリセットされていることを示しているときは前記第２の比較器の出力を出力し、前記第１のラッチがリセットされていないことを示しているときは前記第２の比較器の出力を出力しないものであり、前記第２のラッチは、前記ロジック回路が前記第２の比較器の出力を出力しており、前記第２の比較器の出力が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていることを示しているとき、リセットされるものである。
【００２７】
請求項７の発明によると、ロジック回路を有するので、第２のラッチの動作を確実にすることができ、モータ駆動装置の誤動作を減少させることができる。
【００２８】
また、請求項８の発明では、請求項１又は５に記載のモータ駆動装置において、前記基準パルスの周期はほぼ一定であることを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明によると、駆動トランジスタを導通させるタイミングの周期が一定になるので、スイッチングによって生じるノイズの影響を受けにくくするための対策を講じやすくなる。
【００３０】
また、請求項９の発明では、請求項１又は５に記載のモータ駆動装置において、前記相別トルク信号発生回路は、前記トルク指令信号に対応した電圧を前記第１の目標信号として用い、前記位置信号及び前記第１の目標信号に基づいて、周期が前記所定の電気角に相当する期間であり、かつ、ピーク値が前記第１の目標信号にほぼ等しいノコギリ波を生成して前記第２の目標信号として用いるものである。
【００３１】
請求項９の発明によると、相電流の波形をほぼ台形の形にすることができ、相電流の急激な変化を避けることができる。
【００３２】
また、請求項１０の発明は、モータ駆動方法として、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備えるとともに、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置において、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、複数のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記第１の期間に導通させた複数のスイッチング素子のうちのいずれか１つを引き続き導通させる第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号に応じた、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号と、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて求めた、前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号とを交互に、前記電流検出抵抗に生じる電圧と比較し、その結果及び前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルスに応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００３３】
また、請求項１１の発明は、モータ駆動方法として、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備えるとともに、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置において、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、
導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、複数のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記第１の期間に導通させた複数のスイッチング素子のうちのいずれか１つを引き続き導通させる第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号に応じた、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号と、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて求めた、前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号とを、前記電流検出抵抗に生じる電圧と比較し、その結果及び前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルスに応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。以下の実施形態では、例として、モータ駆動装置が３相ブラシレスモータを駆動する場合について説明する。
【００３５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１のモータ駆動装置は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタ１，３，５と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタ２，４，６と、ダイオード１Ｄ，２Ｄ，３Ｄ、４Ｄ，５Ｄ，６Ｄと、電流検出抵抗７と、ホール素子回路２１と、位置検出回路２２と、通電相切換回路２３と、プリドライブ回路２４と、相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１とを備えている。一方、モータ１０は、Ｕ相コイル１１と、Ｖ相コイル１２と、Ｗ相コイル１３とを備えている。相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１とは、通電期間制御部１００を構成している。ホール素子回路２１と、位置検出回路２２とは、位置検出部を構成している。
【００３６】
駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳ（metal oxide semiconductor）トランジスタであるとする。駆動トランジスタ１のソース及びドレインには、ダイオード１Ｄのアノード及びカソードがそれぞれ接続されている。同様に、駆動トランジスタ２〜６には、ダイオード２Ｄ〜６Ｄが接続されている。駆動トランジスタ１，３，５のドレインは電源ＶＣＣに接続され、駆動トランジスタ２，４，６のソースは電流検出抵抗７の一端に接続されている。電流検出抵抗７の他端は接地されている。駆動トランジスタ１〜６は、スイッチング素子として動作する。
【００３７】
また、駆動トランジスタ１，２と、ダイオード１Ｄ，２Ｄとは、Ｕ相の出力回路として動作する。駆動トランジスタ３，４と、ダイオード３Ｄ，４Ｄとは、Ｖ相の出力回路として動作する。駆動トランジスタ５，６と、ダイオード５Ｄ，６Ｄとは、Ｗ相の出力回路として動作する。
【００３８】
駆動トランジスタ１のソースは、駆動トランジスタ２のドレインに接続され、更にモータ１０のＵ相コイル１１の一端に接続されている。駆動トランジスタ３のソースは、駆動トランジスタ４のドレインに接続され、更にモータ１０のＶ相コイル１２の一端に接続されている。駆動トランジスタ５のソースは、駆動トランジスタ６のドレインに接続され、更にモータ１０のＷ相コイル１３の一端に接続されている。Ｕ相コイル１１の他端は、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３の他端に接続されている。
【００３９】
ここで、駆動トランジスタ１，２からＵ相コイル１１に向かって流れる電流をＵ相電流Ｉ１とする。同様に、駆動トランジスタ３，４からＶ相コイル１２に向かって流れる電流をＶ相電流Ｉ２とし、駆動トランジスタ５，６からＷ相コイル１３に向かって流れる電流をＷ相電流Ｉ３とする。また、駆動トランジスタ１〜６からコイル１１〜１３に向かって流れる電流を吐き出し電流、その反対の向きの電流を吸い込み電流と称する。吐き出し電流の向きを各相電流の正の向きとする。モータ１０のコイル１１〜１３はＹ結線であるので、各相電流は対応するコイルに流れる電流に等しい。
【００４０】
ホール素子回路２１は、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃを備えている。ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃのそれぞれは、モータ１０のロータの位置を検出し、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及びＰＳを求め、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３を通電相切換回路２３に、位置信号ＰＳを相別トルク信号発生回路３０に出力する。
【００４１】
相別トルク信号発生回路３０は、位置信号ＰＳ、トルク指令電圧（トルク指令信号）ＴＩ、基準パルスＰＩ、及び比較器５１の出力ＣＰに基づいて、電流検出抵抗７に流す電流の目標値に対応する電圧信号ＴＰを生成し、比較器５１の正入力端子に出力する。比較器５１の負入力端子には、電流検出抵抗７に生じる電圧（駆動トランジスタ２，４，６のソース電位）がモータ電流検出信号ＭＣとして入力されている。比較器５１は、その出力ＣＰを相別トルク信号発生回路３０及びロジック制御回路４０に出力している。更に、ロジック制御回路４０には基準パルスＰＩが入力されている。ロジック制御回路４０は、駆動トランジスタ１〜６を導通させる期間を規定するスイッチング動作制御信号Ｆ１，Ｆ２を生成して通電相切換回路２３に出力する。
【００４２】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及び制御信号Ｆ１，Ｆ２に基づいて、駆動トランジスタ１〜６のうち、導通させるべきものを選択してプリドライブ回路２４に指令する。プリドライブ回路２４は、通電相切換回路２３の出力に従って駆動トランジスタ１〜６のゲートに信号を出力し、駆動トランジスタ１〜６の導通／非導通を制御する。
【００４３】
図２は、モータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３の目標とする波形を示すグラフである。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３が急激に変化しないように、図２のようにモータ１０に対する電流の供給を制御する。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の電気角３６０°を例えば６分割し、分割された電気角に相当する期間毎に、すなわち、モータ１０のロータがその分割された電気角に相当する角度だけ回転する毎に、通電相を切り替えながら、モータ１０の電流を制御する。
【００４４】
例えば図２の期間ＴＵ１は、電気角６０°に相当する期間である。期間ＴＵ１では、Ｕ相電流Ｉ１は吐き出し電流であって、その大きさはほぼ一定である。また、Ｖ相電流Ｉ２は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに次第に減少していく。Ｗ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに０から次第に増加していく。そこで、期間ＴＵ１では、Ｕ相の上アーム側駆動トランジスタ１を継続的に導通させる。また、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３が図２のようになるように、Ｖ相及びＷ相の下アーム側駆動トランジスタ４，６をスイッチング動作させ、これらの駆動トランジスタ４，６の導通期間と非導通期間とを制御する。
【００４５】
図３は、図１の通電期間制御部１００の構成の例を示すブロック図である。通電期間制御部１００は、相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１とを備えている。図３の相別トルク信号発生回路３０は、両エッジ微分回路３１と、定電流源３２と、スイッチ３３，３６と、キャパシタ３４と、レベル制御回路３５と、ＲＳフリップフロップ３７とを備えている。図３のロジック制御回路４０は、第１のラッチとしてのＲＳフリップフロップ４１と、第２のラッチとしてのＲＳフリップフロップ４２と、遅延回路４３と、インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とを備えている。インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とは、ロジック回路４９として動作する。
【００４６】
図４は、位置検出回路２２及び相別トルク信号発生回路３０に関する信号を示すグラフである。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２に基づいて、モータ１０のロータ位置を示す位置検出信号Ｓ２１を求める。ここでは例として、ホール素子出力Ｓ１１とＳ１２との差を位置検出信号Ｓ２１とする（Ｓ２１＝Ｓ１１−Ｓ１２）。ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２は近似的な正弦波であり、ホール素子出力Ｓ１１の位相がＳ１２よりも１２０°進んでいるとき、位置検出信号Ｓ２１の位相はホール素子出力Ｓ１１よりも３０°進んでいる。同様に、位置検出回路２２は、位置検出信号Ｓ２２，Ｓ２３を例えばＳ２２＝Ｓ１２−Ｓ１３，Ｓ２３＝Ｓ１３−Ｓ１１によって求める。
【００４７】
位置検出回路２２は、求めた位置検出信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて位置検出信号ＰＳを求める。位置検出信号ＰＳは、位置検出信号Ｓ２１が負から正に変化するときに立ち上がり、位置検出信号Ｓ２３が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、位置検出信号Ｓ２２が負から正に変化するときに立ち上がり、位置検出信号Ｓ２１が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、及び位置検出信号Ｓ２３が負から正に変化するときに立ち上がり、位置検出信号Ｓ２２が正から負に変化するときに立ち下がるパルスを繰り返す信号である。位置検出信号ＰＳのエッジのタイミングは、図４に示されているように、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の波形がクロスするタイミングとなっている。
【００４８】
図３及び図４を参照して、相別トルク信号発生回路３０の動作について説明する。両エッジ微分回路３１には、位置検出回路２２が出力する位置信号ＰＳが入力されている。両エッジ微分回路３１は、位置信号ＰＳのエッジを検出すると一定の期間“Ｌ”となり、それ以外は“Ｈ”となるリセットパルス信号Ｓ３１をスイッチ３３に制御信号として出力する（“Ｈ”，“Ｌ”は、それぞれ論理的な高電位及び低電位を表す）。
【００４９】
キャパシタ３４は、一端が定電流源３２の出力に接続され、かつ、スイッチ３３を介して接地されている。また、キャパシタ３４の他端は接地されている。キャパシタ３４は、定電流源３２が出力する電流によって充電され、スイッチ３３は、リセットパルス信号Ｓ３１が“Ｌ”のときのみ導通してキャパシタ３４を放電させる。このため、キャパシタ３４の電圧Ｓ３２は、図４に示されているようなノコギリ波となる。
【００５０】
レベル制御回路３５は、トルク指令電圧ＴＩと電圧Ｓ３２とを入力とし、電圧Ｓ３２のピークがトルク指令電圧ＴＩに等しくなるように、電圧Ｓ３２にゲインを乗じて得た信号ＴＳをスイッチ３６に出力する。スイッチ３６は、ＲＳフリップフロップ３７の出力に応じて、第１の目標信号としてのトルク指令電圧ＴＩ及び第２の目標信号としての信号ＴＳのうちのいずれかを選択し、信号ＴＰとして比較器５１に出力する。ＲＳフリップフロップ３７は、基準パルスＰＩでセットされ、比較器５１の出力でリセットされる。そのため、スイッチ３６は、信号ＴＩと信号ＴＳとを交互に信号ＴＰとして出力する（図３、図５を参照）。
【００５１】
図５は、図１のロジック制御回路４０及び比較器５１の入出力信号を示すグラフである。図６は、図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。図５及び図６は、図２，図４におけるｔ＝ｔ１付近を拡大して示している。
【００５２】
図３、図５及び図６を参照して、ロジック制御回路４０の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。図５のように、基準パルスＰＩはほぼ一定の周期のパルス信号であり、この周期がＰＷＭ制御の周期の基準となる。
【００５３】
図３のＲＳフリップフロップ３７、及びＲＳフリップフロップ４１，４２のセット端子には、基準パルスＰＩが入力されている。基準パルスＰＩが立ち下がると、ＲＳフリップフロップ３７はセットされ、出力を“Ｈ”にする。このとき、スイッチ３６はトルク指令電圧ＴＩを選択し、これを信号ＴＰとして比較器５１に出力する。また、ＲＳフリップフロップ４１，４２もセットされるので、制御信号Ｆ１，Ｆ２はともに“Ｈ”となる。
【００５４】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて、現在、図２の期間ＴＵ１内であると判定しているとする。図２に示されているように、この期間ＴＵ１は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間である。期間ＴＵ１において、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吐き出し電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２に従って駆動トランジスタ４，６にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ１においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ４を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ６を導通させる。駆動トランジスタ２，３，５は非導通状態にする。
【００５５】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｈ”になると、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６を導通させる（第１の期間Ｔ１）。このとき、駆動トランジスタ１からＵ相コイル１１に向かって電流が吐き出し電流として流れる。Ｕ相コイル１１に流れる電流はＶ相コイル１２及びＷ相コイル１３に分流され、それぞれ駆動トランジスタ４及び６に向かって吸い込み電流として流れる。
【００５６】
駆動トランジスタ４及び６が同時に導通している状態においては、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３をそれぞれ流れるＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３がともに電流検出抵抗７を流れる。電流検出抵抗７を流れる電流の大きさは、Ｕ相コイル１１に流れるＵ相電流Ｉ１に等しい。電流検出抵抗７には、これを流れる電流の大きさに比例した電圧が生じ、この電圧がモータ電流検出信号ＭＣとして比較器５１の負入力端子に入力される。
【００５７】
Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３は、誘導性の負荷であるので、駆動トランジスタ４，６が導通した後、期間Ｔ１においてＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は徐々に増大する（図６参照）。したがって、モータ電流検出信号ＭＣも徐々に高くなる。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が信号ＴＰ（図５参照）の電圧に達すると、比較器５１は出力ＣＰを“Ｌ”に変化させる。すると、ＲＳフリップフロップ４１はリセットされ、出力を“Ｌ”に反転させるので、制御信号Ｆ１が“Ｌ”になり、第２の期間Ｔ２に移行する。
【００５８】
期間Ｔ２の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４を非導通にする。駆動トランジスタ６は引き続き導通させたままである。駆動トランジスタ４が非導通になると、駆動トランジスタ３のソース・ドレイン間のダイオード３Ｄ及び駆動トランジスタ１を通って、Ｖ相コイル１２の回生電流が流れる。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２は徐々に小さくなる（図６参照）。このとき、Ｗ相コイル１３に流れている電流のみが電流検出抵抗７に流れるので、Ｖ相コイル１２の電流の影響を受けることなくＷ相コイル１３の電流を検出することができる。
【００５９】
期間Ｔ２に移行した後、比較器５１の正入力端子に入力される信号ＴＰのレベルが信号ＴＳの電位（ボトムレベル）に下がるが、Ｖ相コイル１２の電流が電流検出抵抗７を流れなくなると、モータ電流検出信号ＭＣのレベルが低くなり、信号ＴＰのボトムレベルよりも低下するため、比較器５１の出力ＣＰは再び“Ｈ”に戻る（図５参照）。
【００６０】
また、期間Ｔ２へ移行したとき、遅延回路４３の出力は、予め設定された所定時間を経過すると、制御信号Ｆ１に追従して“Ｌ”になり、インバータ４４の出力は“Ｈ”に移行する。インバータ４４の出力が“Ｌ”の間はＮＡＮＤゲート４６の出力は“Ｈ”になり、ＲＳフリップフロップ４２は、比較器５１の出力ＣＰの変化に関わらずリセットされない。そして、遅延回路４３の出力が“Ｌ”に移行した後、比較器５１の出力が“Ｌ”になり、インバータ４５の出力が“Ｈ”になるとき、初めてＲＳフリップフロップ４２はリセットされる。
【００６１】
期間Ｔ２の間は、駆動トランジスタ１及び６は引き続き導通しているので、Ｗ相コイル１３の電流は増大を続け（図６参照）、電流検出抵抗７に流れる電流は増大し続ける。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が増大し、相別トルク信号発生器３０から出力する信号ＴＰの電圧に到達すると、比較器５１は出力ＣＰを“Ｌ”にする。すると、ＲＳフリップフロップ４２がリセットされ、制御信号Ｆ２が“Ｌ”になり、期間Ｔ３の動作に移行する。
【００６２】
期間Ｔ３の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４及び６を非導通にする。
【００６３】
このように、制御信号Ｆ１が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ４が導通し、制御信号Ｆ２が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ６が導通する。制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｈ”である期間Ｔ１には、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３に流れる電流の和が信号ＴＰに応じた値になるように制御され、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”である期間Ｔ２には、Ｗ相コイル１３に流れる電流が信号ＴＰに応じた値になるように制御される。すなわち、期間ＴＵ１においてスイッチング動作を行わせる２相（Ｖ相及びＷ相）の駆動トランジスタ４，６のうち、期間ＴＵ１において電流の大きさを減少させるべき相（Ｖ相）の駆動トランジスタ４を先に非導通にしている（図２参照）。
【００６４】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”である期間Ｔ３においては、コイル１１〜１３には回生電流のみが流れている。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は徐々に小さくなる（図６参照）。基準パルスＰＩが相別トルク信号発生回路３０及びロジック制御回路４０に入力されると、再び制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｈ”になり、以下同様の過程を繰り返す。
【００６５】
図３のロジック制御回路４０は、駆動トランジスタ１〜６のスイッチングノイズで誤動作しない場合は、遅延回路４３を備えないようにしてもよい。
【００６６】
図７は、期間Ｔ１におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図７のように期間Ｔ１においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、駆動トランジスタ４、及び電流検出抵抗７の順で流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、駆動トランジスタ６、及び電流検出抵抗７の順で流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３の和を検出することができる。
【００６７】
図８は、期間Ｔ２におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図８のように期間Ｔ２においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、ダイオード３Ｄの順でループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、図７と同様に、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、駆動トランジスタ６、及び電流検出抵抗７の順で流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｗ相電流Ｉ３のみを検出することができる。
【００６８】
図９は、期間Ｔ３におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図９のように期間Ｔ３においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、図８と同様にループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３も、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、ダイオード５Ｄの順でループ状に流れる。したがって、電流検出抵抗７には電流は流れない。以上のように、コイル１１〜１３には、各相の出力回路の駆動トランジスタが導通して流れる駆動電流と、各相の出力回路のダイオードを経由して流れる回生電流とが交互に流れる。
【００６９】
次に、図２の期間ＴＵ２における図１のモータ駆動装置の動作について説明する。図２に示されているように、この期間ＴＵ２は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間である。期間ＴＵ２おいて、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吸い込み電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吐き出し電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ２においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ３を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ５を導通させる。駆動トランジスタ１，４，６は非導通状態にする。
【００７０】
通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｈ”になると、駆動トランジスタ３，５を導通させる。制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になると、駆動トランジスタ３を非導通にする。制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になると、駆動トランジスタ５をも非導通にする。
【００７１】
この結果、期間ＴＵ２においては、Ｕ相電流Ｉ１、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３の流れる向きが期間ＴＵ１における向きとは逆になる。その他の点については期間ＴＵ１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００７２】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ１，ＴＷ１における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ１と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＶ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ３を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ６，２にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，４，５は非導通状態にする。
【００７３】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＷ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ５を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ２，４にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，３，６は非導通状態にする。
【００７４】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ２，ＴＷ２における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ２と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＶ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ４を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ５，１にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，３，６は非導通状態にする。
【００７５】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＷ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ６を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ１，３にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，４，５は非導通状態にする。
【００７６】
図１０は、図１のロジック制御回路の構成の他の例を示すブロック図である。図１０のロジック制御回路１４０は、ロジック制御回路４０において、遅延回路４７を更に備えたものである。遅延回路４７には基準パルスＰＩが入力されている。遅延回路４７は、入力された基準パルスＰＩを所定の時間だけ遅延させてＲＳフリップフロップ４２のセット入力に出力する。
【００７７】
図３のロジック制御回路４０に代えて図１０のロジック制御回路１４０を用いると、ＲＳフリップフロップ４１がセットされて制御信号Ｆ１が“Ｈ”に変化し、それから所定の時間が経過後に、ＲＳフリップフロップ４２がセットされて制御信号Ｆ２が“Ｈ”に変化する。このように、制御信号Ｆ１，Ｆ２が同時に“Ｌ”から“Ｈ”に変化することがない。
【００７８】
例えば期間ＴＵ１においては、駆動トランジスタ４が先に導通してＶ相電流Ｉ２が流れ始めてから所定の期間経過後に、駆動トランジスタ６が導通してＷ相電流Ｉ３が流れ始める。このため、２相の電流が同時に流れ始めたときに生じるスイッチングノイズが接地ラインに重畳し、電流検出抵抗７の電圧が既に目標値を越えているという事態を避けることができる。また、ＲＳフリップフロップ４２が駆動トランジスタのスイッチングノイズを受けて誤動作する可能性を低減することができる。なお、遅延回路４７は、接地ラインの配線抵抗を小さくする等の対策を講じれば、必ずしも必要なものではない。
【００７９】
以上のように、本実施形態のモータ駆動装置によると、図２のようにトルク指令電圧ＴＩに応じた振幅を有するほぼ台形の波形になるように、モータ１０の相電流Ｉ１〜Ｉ３を制御することができるので、通電相切替時の相電流の変化を緩やかにすることができる。
【００８０】
また、３相の電流をＰＷＭ制御する場合は、通常は３本の電流検出抵抗が必要である。しかし、本実施形態のモータ駆動装置は、１本の電流検出抵抗を用いて、３相の電流を制御することができ、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にする。電流検出抵抗の数が少なくて済むので、装置の規模を小さくすることができる。
【００８１】
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１１のモータ駆動装置は、図１のモータ駆動装置において、相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１とに代えて、相別トルク信号発生回路２３０と、ロジック制御回路２４０と、第１の比較器５２と、第２の比較器５３とを備えている。その他の構成要素については、第１の実施形態において説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。相別トルク信号発生回路２３０と、ロジック制御回路２４０と、比較器５２，５３とは、通電期間制御部２００を構成している。
【００８２】
図１１において、相別トルク信号発生回路２３０は、図３の相別トルク信号発生回路３０と同様に、位置信号ＰＳ、及びトルク指令電圧ＴＩに基づいて、電流検出抵抗７に流す電流の目標値に対応する電圧を示す信号ＴＳを生成する。また、相別トルク信号発生回路２３０は、トルク指令電圧ＴＩ及び信号ＴＳをそれぞれ比較器５２，５３の正入力端子に出力する。トルク指令電圧ＴＩは、相別トルク信号発生回路２３０を経由せずに比較器５２に入力されるようにしてもよい。
【００８３】
比較器５２，５３の負入力端子には、電流検出抵抗７に生じる電圧（駆動トランジスタ２，４，６のソース電位）がモータ電流検出信号ＭＣとして入力されている。比較器５２，５３は、それぞれの出力ＣＰ１，ＣＰ２をロジック制御回路２４０に出力している。更に、ロジック制御回路２４０には基準パルスＰＩが入力されている。ロジック制御回路２４０は、駆動トランジスタ１〜６を導通させる期間を規定するスイッチング動作制御信号Ｆ１，Ｆ２を生成して通電相切換回路２３に出力する。
【００８４】
図１２は、図１１の通電期間制御部２００の構成の例を示すブロック図である。通電期間制御部２００は、相別トルク信号発生回路２３０と、ロジック制御回路２４０と、比較器５２，５３とを備えている。図１２の相別トルク信号発生回路２３０は、両エッジ微分回路３１と、定電流源３２と、スイッチ３３と、キャパシタ３４と、レベル制御回路３５とを備えている。相別トルク信号発生回路２３０は、図４に示されたトルク指令電圧ＴＩ及びレベル制御回路３５の出力ＴＳをそのまま比較器５２及び５３に出力する点の他は、図３の相別トルク信号発生回路３０と同様である。
【００８５】
図１２のロジック制御回路２４０は、第１のラッチとしてのＲＳフリップフロップ４１と、第２のラッチとしてのＲＳフリップフロップ４２と、インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とを備えている。インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とは、ロジック回路４９として動作する。
【００８６】
図５，図１２を参照して、ロジック制御回路２４０の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。図１２のＲＳフリップフロップ４１，４２のセット端子には、基準パルスＰＩが入力されている。基準パルスＰＩが立ち下がると、ＲＳフリップフロップ４１，４２はセットされるので、制御信号Ｆ１，Ｆ２はともに“Ｈ”となる。制御信号Ｆ１が“Ｈ”であるとき、インバータ４４の出力は“Ｌ”、ＮＡＮＤゲート４６の出力は“Ｈ”であるので、比較器５３の出力ＣＰ２のレベルに関わらず、ＲＳフリップフロップ４２はリセットされない。
【００８７】
現在、図２の期間ＴＵ１内であるとする。制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｈ”になると、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６を導通させ（第１の期間Ｔ１）、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３をそれぞれ流れるＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３がともに電流検出抵抗７を流れる。電流検出抵抗７には、これを流れる電流の大きさに比例した電圧が生じ、この電圧がモータ電流検出信号ＭＣとして比較器５２，５３の負入力端子に入力される。
【００８８】
モータ電流検出信号ＭＣが徐々に高くなり、モータ電流検出信号ＭＣの電圧が信号ＴＩの電圧に達すると、比較器５２は出力ＣＰ１を“Ｌ”に変化させる。すると、ＲＳフリップフロップ４１はリセットされ、その出力を“Ｌ”に変化させるので、制御信号Ｆ１が“Ｌ”になる。すると、インバータ４４の出力が“Ｈ”になるので、比較器５３の出力ＣＰ２のレベル変化に応じてＲＳフリップフロップ４２がリセットされるようになる。
【００８９】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４を非導通にする。駆動トランジスタ６は導通させたままである（第２の期間Ｔ２）。このとき、Ｗ相コイル１３に流れている電流のみが電流検出抵抗７に流れるので、Ｖ相コイル１２の電流の影響を受けることなくＷ相コイル１３の電流を検出することができる。
【００９０】
駆動トランジスタ１及び６は引き続き導通しているので、Ｗ相コイル１３の電流は増大を続け、電流検出抵抗７に流れる電流は増大し続ける。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が相別トルク信号発生回路２３０が出力する信号ＴＳの電圧に到達すると、比較器５３は出力ＣＰ２を“Ｌ”にする。すると、ＮＡＮＤゲート４６の出力が“Ｌ”になり、ＲＳフリップフロップ４２がリセットされ、制御信号Ｆ２が“Ｌ”になる。
【００９１】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ６をも非導通にする（期間Ｔ３）。
【００９２】
このように、図１１のモータ駆動装置は、図１のモータ駆動装置と同様にモータ１０を駆動することができる。図１１のモータ駆動装置は、比較器５２，５３が誤動作しにくいので、安定した動作を行うことができる。
【００９３】
以上の実施形態において、モータ駆動装置は、ダイオード１Ｄ〜６Ｄを備えるとして説明したが、これに代えて、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれが寄生ダイオードを備えていてもよい。すなわち、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれに構造的にダイオードが存在していてもよい。
【００９４】
また、駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタであってもよい。
【００９５】
また、下アーム側駆動トランジスタ２，４，６のソースとグラウンドとの間に電流検出抵抗７を備える場合について説明したが、電源ＶＣＣと上アーム側駆動トランジスタ１，３，５のドレインとの間に電流検出抵抗を備えていてもよい。
【００９６】
また、モータ１０の電気角３６０°を６分割したものに相当する期間を単位として制御する例について説明したが、例えば１２分割してより短い期間毎に通電相を切り替えてもよい。
【００９７】
また、モータの結線はＹ結線であるとして説明したが、デルタ結線であってもよい。
【００９８】
また、スイッチング動作を行わせる２相の駆動トランジスタのうち、電流の大きさを減少させるべき相の駆動トランジスタを先に非導通にする例について説明したが、急峻に立ち上がり、なだらかに立ち下がるノコギリ波の信号ＴＳを用いれば、電流の大きさを増加させるべき相の駆動トランジスタを先に非導通にしても同様に動作させることができる。
【００９９】
また、３相の相電流の位相を、進んでいるものから順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする場合について説明したが、モータを逆転させるために、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の順とする場合についても同様である。
【０１００】
また、３相のモータを駆動する場合について説明したが、４相以上のモータを駆動する場合も同様である。
【０１０１】
また、ホール素子を用いて位置検出を行う場合について説明したが、必ずしもホール素子を用いる必要はない。例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎にＣＲフィルタ回路を設け、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分をフィルタし、各相毎にフィルタ出力とモータのコイルの中点電位とを比較することによって、モータのロータの位置を検出することができる。しかし、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分に起因する誤動作を考慮すると、ホール素子を用いる方が有利である。
【０１０２】
【発明の効果】
本発明のモータ駆動装置によると、相電流が急激に変化しないようにすることができるので、モータの振動やノイズが相切り替え時に発生するのを抑えることができる。複数相の電流を制御するためには通常は複数必要となる電流検出抵抗を１本しか用いないので、装置の規模を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図２】モータの各相電流の目標とする波形を示すグラフである。
【図３】図１の通電期間制御部の構成の例を示すブロック図である。
【図４】位置検出回路及び相別トルク信号発生回路に関する信号を示すグラフである。
【図５】図１のロジック制御回路及び比較器の入出力信号を示すグラフである。
【図６】図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。
【図７】期間Ｔ１におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図８】期間Ｔ２におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図９】期間Ｔ３におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図１０】図１のロジック制御回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図１２】図１１の通電期間制御部の構成の例を示すブロック図である。
【図１３】従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。
【図１４】図１３のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。
【図１５】図１４の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧、Ｖ相及びＷ相の相電流を、時間軸を拡大して示したグラフである。
【符号の説明】
１〜３上アーム側駆動トランジスタ（上アーム側スイッチング素子）
４〜６下アーム側駆動トランジスタ（下アーム側スイッチング素子）
１Ｄ〜６Ｄダイオード
７電流検出抵抗
１０モータ
１１Ｕ相コイル
１２Ｖ相コイル
１３Ｗ相コイル
２１ホール素子回路
２２位置検出回路
２３通電相切換回路
２４プリドライブ回路
３０，２３０相別トルク信号発生回路
４０，１４０，２４０ロジック制御回路
４１ＲＳフリップフロップ（第１のラッチ）
４２ＲＳフリップフロップ（第２のラッチ）
４３，４７遅延回路
４９ロジック回路
５１比較器
５２第１の比較器
５３第２の比較器
１００，２００通電期間制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to motor drive technology, and more particularly to PWM (pulse width modulation) motor drive technology.
[0002]
[Prior art]
  As PWM drive systems for brushless motors, a triangular wave slice system and a peak current detection system are known. The triangular wave slice method uses an error amplifier that passes a coil current through a detection resistor and outputs the difference between the voltage generated in the detection resistor and the torque command voltage as a slice level, slices a triangular wave with a certain period at this slice level, This is a method for determining the energization period of the coil. The peak current detection method is a method in which the current supply to the coil is stopped and the regenerative current mode is set when the voltage generated in the current detection resistor through which the coil current flows reaches the torque command voltage without using the error amplifier. .
[0003]
  FIG. 13 is a block diagram of a conventional peak current detection type motor driving apparatus. In FIG. 13, Hall elements 21A, 21B, and 21C detect the position of the rotor of the motor 10, and output Hall element outputs S11, S12, and S13 to the position detection circuit 22, respectively. The position detection circuit 22 obtains position signals S21, S22, and S23 based on the Hall element outputs S11, S12, and S13, and outputs them to the energized phase switching circuit 93. The position signals S21, S22 and S23 are signals obtained by shifting the phases of the hall element outputs S11, S12 and S13 by 30 °.
[0004]
  The energized phase switching circuit 93 determines the energized phase according to the position signals S21, S22, and S23. At this time, the energized phase switching circuit 93 does not flow the phase current of one of the three phases in order to facilitate measurement of the phase current. The logic control circuit 95 is set when the reference pulse PI is input, and controls the supply of current to the motor 10 by changing the level of the signal output to the energized phase switching circuit 93. The reference pulse PI is a periodic pulse.
[0005]
  FIG. 14 is a graph showing changes of each phase current of the motor driven by the motor driving device of FIG. 13 with respect to time. FIG. 14 shows the phase currents I1, I2, and I3 of the U-phase, V-phase, and W-phase, and the current flowing from the drive transistors 1 to 6 toward the motor 10 is positive. As shown in FIG. 14, since the phase current of one phase is always zero, one of the phase currents changes abruptly at every electrical angle of 60 °.
[0006]
  Now, it is assumed that the logic control circuit 95 is set by the reference pulse PI. The energization phase switching circuit 93 conducts only the W-phase upper arm side drive transistor 5 and the U-phase lower arm side drive transistor 2, for example. At this time, since a current flows through the current detection resistor 7 via the W-phase coil 13 and the U-phase coil 11, the magnitude of this current can be detected as a voltage generated in the current detection resistor 7. Since this current flows through the inductive coil, it gradually increases after the drive transistors 2 and 5 are turned on.
[0007]
  When the current increases and the voltage generated in the current detection resistor 7 reaches the torque command voltage TI, the output level of the comparator 96 changes and the logic control circuit 95 is reset. The logic control circuit 95 inverts the level of the signal output to the energized phase switching circuit 93, and the energized phase switching circuit 93 makes the drive transistor 2 non-conductive.
[0008]
  Thus, the period from when the logic control circuit 95 is set to when it is reset becomes the on-duty period of the switching operation. After the logic control circuit 95 is reset, the current flowing through the coils 11 and 13 tends to continue flowing, so that the regenerative current flows through the diode 1D existing between the source and drain of the driving transistor 1. Since the regenerative current does not pass through the current detection resistor 7, the voltage generated in the current detection resistor 7 becomes zero during regeneration.
[0009]
  Although the regenerative current gradually decreases, when the reference pulse PI is input again, the logic control circuit 95 is set and the energized phase switching circuit 93 makes the drive transistor 2 conductive. Such an operation is repeated until the energized phase switching circuit 93 switches the energized phase. As described above, the drive current that flows when the logic control circuit 95 is set and the regenerative current that flows when the logic control circuit 95 is reset flow alternately. Can do.
[0010]
  FIG. 15 is a graph showing the current detection resistance voltage (motor current detection signal) MC, V-phase and W-phase phase currents I2 and I3 in the vicinity of time t = tz in FIG. In FIG. 15, a period T91 is a period in which drive currents of U-phase and V-phase currents flow, and this current flows through the current detection resistor 7. The period T92 is a period in which the U-phase and V-phase currents flow as the regenerative current. The period T93 is a period in which drive currents of U-phase and W-phase currents flow, and this current flows through the current detection resistor 7. The period T94 is a period in which the U-phase and W-phase currents flow as the regenerative current.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
  However, the conventional motor driving apparatus as shown in FIG. 13 has a problem that the phase current changes abruptly as shown in FIG. 14, so that the motor vibrates or generates electromagnetic noise when the phase current is switched. It was.
[0012]
  In order to prevent such a problem from occurring, each phase current may be controlled so as not to change suddenly. However, in order to detect and control a plurality of phase currents, the number of phases equal to the number of phases may be controlled. A current sensing resistor was required. Since it is difficult to incorporate a current detection resistor into an integrated circuit, there is a problem that if the number of current detection resistors is large, the scale of the device increases and costs increase.
[0013]
  Further, since resistance characteristics generally vary, there is a problem in that current detection characteristics differ from phase to phase when current detection resistors corresponding to each phase are used. For example, even if the magnitudes of the two phase currents are actually the same, the magnitudes of the detected currents may be different.
[0014]
  SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above problems, and aims to reduce motor vibration and electromagnetic noise by using a single current detection resistor and controlling a plurality of phase currents so as not to change suddenly. And
[0015]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above-mentioned problem, the means of the invention of claim 1 includes a plurality of output circuits each having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series, and the upper circuit in each of the output circuits. A motor driving device that supplies current to a motor from a connection point between an arm side switching element and a lower arm side switching element, and is connected in series and in common to the plurality of output circuits, and is connected to the plurality of output circuits. A current detection resistor for detecting a supplied current; a position detection unit that outputs a position signal corresponding to the position of the rotor of the motor; and one switching element in any one of the plurality of output circuits Is selected according to the position signal, and is turned on during a period corresponding to a predetermined electrical angle, and the switching element to be turned on is When the switching element is a lower arm side switching element, the lower arm side switching element in any one of the remaining plurality of output circuits is switched to conduct when the switching element is a lower arm side switching element. And a switching element that performs the switching operation in each of a plurality of periods in which a period corresponding to the predetermined electrical angle is divided A first period in which a plurality of switching elements are conducted, and a second period in which any one of the plurality of switching elements conducted in the first period is continuously conducted. According to the input torque command signal and the voltage generated in the current detection resistor. Te, wherein due to energization phase switching circuit generates a switching operation control signal for controlling the switching operation, and a conduction period control unit to outputThe energization period control unit includes a first target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in the first period, the torque command signal, and the position according to the torque command signal. A phase-specific torque signal generation circuit that alternately outputs a second target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in the second period, which is obtained according to a signal; and the current detection resistor It is determined whether or not the voltage generated in the circuit exceeds the output of the phase-specific torque signal generation circuit, and a comparator that outputs the result, a reference pulse that defines the cycle of the switching operation, and the output of the comparator And a logic control circuit that generates and outputs the switching operation control signal.
[0016]
  According to the first aspect of the present invention, the first period during which the plurality of switching elements are conducted, and the second period during which one switching element among the plurality of switching elements conducted during the first period is continuously conducted; Therefore, it is possible to control a plurality of phase currents using a single current detection resistor. For this reason, PWM control in which the magnitudes of the phase currents do not vary is enabled, a sudden change in the phase current can be avoided, and motor vibration and electromagnetic noise during phase switching can be reduced.
[0017]
  According to a second aspect of the present invention, in the motor drive device according to the first aspect,,PreviousWhen the comparator determines that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the output of the phase-specific torque signal generation circuit for the first period, the logic control circuit ends the first period. When the voltage generated in the current detection resistor is determined to exceed the output of the phase-specific torque signal generation circuit for the second period, the switching operation control signal is generated so as to end the second period. Output.
[0018]
  According to the invention of claim 2, an appropriate switching operation control signal can be generated.
[0019]
  According to a third aspect of the present invention, in the motor driving device according to the second aspect, the logic control circuit is set by the reference pulse, and the first latch that uses the output of the comparator as a reset input; A second latch that is set by a reference pulse; a logic circuit that receives the output of the first latch and the output of the comparator as inputs and provides the obtained output as a reset input to the second latch; And the output of the first and second latches is output as the switching operation control signal, and the first latch outputs the voltage generated in the current detection resistor as the output of the comparator. The logic circuit is reset when the signal indicates that the target signal exceeds the target signal, and the output of the first latch is reset when the first latch is reset. The output of the comparator is output when it indicates that the first latch is not output, and the output of the comparator is not output when the first latch is not reset. The latch of 2 indicates that the logic circuit outputs the output of the comparator, and the output of the comparator indicates that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal. When it is reset.
[0020]
  According to the invention of claim 3, since the logic circuit is provided, the operation of the second latch can be ensured, and the malfunction of the motor driving device can be reduced.
[0021]
  According to a fourth aspect of the present invention, in the motor drive device according to the third aspect, the logic control circuit further includes a delay circuit that delays and outputs the output of the first latch for a predetermined time. The first latch provides its output to the logic circuit via the delay circuit.
[0022]
  According to the invention of claim 4, malfunctions due to noise of the second latch can be reduced.
[0023]
  The invention of claim 5Includes a plurality of output circuits each having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series, and the motor is connected to the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits. A motor driving device for supplying a current to the plurality of output circuits in series and in common, and a current detection resistor for detecting the current supplied to the plurality of output circuits; and the motor A position detection unit that outputs a position signal corresponding to the position of the rotor and one switching element in any one of the plurality of output circuits is selected according to the position signal and corresponds to a predetermined electrical angle The switching element that conducts during the period to be When the switching element is a lower arm side switching element, the lower arm side switching element in any one of the remaining plurality of output circuits is switched to conduct when the switching element is a lower arm side switching element. And a switching element that performs the switching operation in each of a plurality of periods in which a period corresponding to the predetermined electrical angle is divided A first period in which a plurality of switching elements are conducted, and a second period in which any one of the plurality of switching elements conducted in the first period is continuously conducted. According to the input torque command signal and the voltage generated in the current detection resistor The generates switching operation control signal for controlling the switching operation of the conduction phase switch circuit, a conduction period control unit for outputting,The energization period control unit includes a first target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in the first period, the torque command signal, and the position signal according to the torque command signal. A phase-specific torque signal generating circuit that outputs a second target signal corresponding to a target value of the current to be passed through the current detection resistor in the second period, and a voltage generated in the current detection resistor Determines whether or not the first target signal exceeds the first target signal, and outputs a result of the first comparator and whether or not the voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal. The switching operation control signal is generated according to a second comparator that determines and outputs the result, a reference pulse that defines a cycle of the switching operation, and outputs of the first and second comparators. Output Bei and that logic control circuitGetIs.
[0024]
  According to the fifth aspect of the present invention, the first and second comparators are unlikely to malfunction, so that stable operation can be performed.
[0025]
  According to a sixth aspect of the present invention, in the motor drive device according to the fifth aspect, the logic control circuit is configured so that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the first target signal. If the second comparator determines that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal, the second period is terminated. The switching operation control signal is generated and output so as to terminate the process.
[0026]
  Claims7In the invention of claim6In the motor drive device according to claim 1, the logic control circuit is set by the reference pulse, a first latch having an output of the first comparator as a reset input, and a second latch set by the reference pulse. A latch, and a logic circuit that receives the output of the first latch and the output of the second comparator as inputs and provides the obtained output as a reset input to the second latch, An output of a second latch is output as the switching operation control signal, and the first latch outputs an output of the first comparator, and a voltage generated in the current detection resistor is the first target signal. The logic circuit indicates that the output of the first latch indicates that the first latch is reset. The output of the second comparator is output when it is, and the output of the second comparator is not output when it indicates that the first latch is not reset, In the second latch, the logic circuit outputs the output of the second comparator, and the output of the second comparator indicates that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal. Indicates that it is reset.
[0027]
  Claim7According to the invention, since the logic circuit is provided, the operation of the second latch can be ensured, and the malfunction of the motor driving device can be reduced.
[0028]
  Claims8In the invention of claim1Alternatively, in the motor drive device described in 5, the period of the reference pulse is substantially constant.
[0029]
  Claim8According to this invention, since the cycle of the timing for turning on the driving transistor is constant, it is easy to take measures to make it less susceptible to noise caused by switching.
[0030]
  Claims9In the invention of claim1Alternatively, the phase-specific torque signal generation circuit uses a voltage corresponding to the torque command signal as the first target signal, and based on the position signal and the first target signal. A sawtooth wave having a period corresponding to the predetermined electrical angle and a peak value substantially equal to the first target signal is generated and used as the second target signal.
[0031]
  Claim9According to this invention, the waveform of the phase current can be formed into a substantially trapezoidal shape, and a sudden change in the phase current can be avoided.
[0032]
  The invention of claim 10 includes a plurality of output circuits having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series as a motor driving method, in series with the plurality of output circuits, and A current detection resistor for detecting current supplied to the plurality of output circuits in common, and a motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits A step of obtaining a position signal corresponding to the position of the rotor of the motor, and one switching element in any one of the plurality of output circuits according to the position signal. Selecting and conducting in a period corresponding to a predetermined electrical angle, and the switching element to be conducted When the switching element is an arm-side switching element, the lower arm-side switching element in any one of the remaining plurality of the output circuits performs a switching operation, and when the switching element to be conducted is the lower arm-side switching element, the plurality of outputs And a step of causing the upper arm side switching elements in any one of the remaining plurality of circuits to perform a switching operation.IsIn each of a plurality of periods divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle, among the switching elements that perform the switching operation, a first period in which a plurality of switching elements are conducted, and a first period The torque command signal input so that there is a second period in which any one of the plurality of conducting switching elements is continuously conducted.And the second period determined according to the first target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the first period, and the torque command signal and the position signal. And a second target signal corresponding to a target value of the current to be passed through the current detection resistor, and alternately compared with a voltage generated in the current detection resistor, and a reference pulse defining the result and the cycle of the switching operation Depending onThe switching operation is controlled.
[0033]
  The invention of claim 11 is a motor driving method.A plurality of output circuits each having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series are provided, and are connected in series and in common to the plurality of output circuits, and are supplied to the plurality of output circuits. A motor driving device for supplying a current to a motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits. A step of obtaining a position signal according to the position of one of the plurality of output circuits, and selecting one switching element in any one of the plurality of output circuits according to the position signal, and conducting in a period corresponding to a predetermined electrical angle. Steps,
  When the switching element to be conducted is an upper arm side switching element, the lower arm side switching element in any of the remaining plurality of the plurality of output circuits is caused to perform a switching operation, and the switching element to be conducted is a lower arm side switching element. In some cases, a step of switching the upper arm side switching element in any one of the remaining plurality of the plurality of output circuits is performed, and the step of performing the switching operation is divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle. In each of a plurality of periods, the switch Among the switching elements that perform the switching operation, a first period in which the plurality of switching elements are conducted, and a second period in which any one of the plurality of switching elements that are conducted in the first period is continuously conducted A first target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in the first period, the torque command signal, and the torque command signal according to the input torque command signal The second target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the second period, which is obtained according to the position signal, is compared with the voltage generated in the current detection resistor, The switching operation is controlled in accordance with a reference pulse that defines a cycle of the switching operation.
[0034]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, as an example, a case where a motor driving device drives a three-phase brushless motor will be described.
[0035]
  (First embodiment)
  FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention. 1 includes U-phase, V-phase, and W-phase upper arm side drive transistors 1, 3, and 5, U-phase, V-phase, and W-phase lower arm-side drive transistors 2, 4, and 6, and a diode 1D. , 2D, 3D, 4D, 5D, 6D, current detection resistor 7, Hall element circuit 21, position detection circuit 22, energized phase switching circuit 23, predrive circuit 24, and phase-specific torque signal generation circuit 30 And a logic control circuit 40 and a comparator 51. On the other hand, the motor 10 includes a U-phase coil 11, a V-phase coil 12, and a W-phase coil 13. The phase-specific torque signal generation circuit 30, the logic control circuit 40, and the comparator 51 constitute an energization period control unit 100. The Hall element circuit 21 and the position detection circuit 22 constitute a position detection unit.
[0036]
  The driving transistors 1 to 6 are n-type MOS (metal oxide semiconductor) transistors. The anode and cathode of the diode 1D are connected to the source and drain of the driving transistor 1, respectively. Similarly, diodes 2D to 6D are connected to the drive transistors 2 to 6, respectively. The drains of the drive transistors 1, 3, 5 are connected to the power supply VCC, and the sources of the drive transistors 2, 4, 6 are connected to one end of the current detection resistor 7. The other end of the current detection resistor 7 is grounded. The drive transistors 1 to 6 operate as switching elements.
[0037]
  The drive transistors 1 and 2 and the diodes 1D and 2D operate as a U-phase output circuit. The drive transistors 3 and 4 and the diodes 3D and 4D operate as a V-phase output circuit. The drive transistors 5 and 6 and the diodes 5D and 6D operate as a W-phase output circuit.
[0038]
  The source of the driving transistor 1 is connected to the drain of the driving transistor 2 and further connected to one end of the U-phase coil 11 of the motor 10. The source of the drive transistor 3 is connected to the drain of the drive transistor 4 and further connected to one end of the V-phase coil 12 of the motor 10. The source of the drive transistor 5 is connected to the drain of the drive transistor 6 and further connected to one end of the W-phase coil 13 of the motor 10. The other end of the U-phase coil 11 is connected to the other ends of the V-phase coil 12 and the W-phase coil 13.
[0039]
  Here, the current flowing from the drive transistors 1 and 2 toward the U-phase coil 11 is referred to as a U-phase current I1. Similarly, the current flowing from drive transistors 3 and 4 toward V-phase coil 12 is referred to as V-phase current I2, and the current flowing from drive transistors 5 and 6 toward W-phase coil 13 is referred to as W-phase current I3. The current flowing from the driving transistors 1 to 6 toward the coils 11 to 13 is referred to as a discharge current, and the current in the opposite direction is referred to as a sink current. The direction of the discharge current is the positive direction of each phase current. Since the coils 11 to 13 of the motor 10 are Y-connected, each phase current is equal to the current flowing through the corresponding coil.
[0040]
  The Hall element circuit 21 includes Hall elements 21A, 21B, and 21C. Each of the hall elements 21A, 21B, and 21C detects the position of the rotor of the motor 10, and outputs hall element outputs S11, S12, and S13 to the position detection circuit 22. The position detection circuit 22 obtains position signals S21, S22, S23 and PS based on the Hall element outputs S11, S12 and S13, and separates the position signals S21, S22 and S23 into the energized phase switching circuit 23 and the position signal PS. Output to the torque signal generation circuit 30.
[0041]
  The phase-specific torque signal generation circuit 30 corresponds to the target value of the current flowing through the current detection resistor 7 based on the position signal PS, the torque command voltage (torque command signal) TI, the reference pulse PI, and the output CP of the comparator 51. A voltage signal TP to be generated is generated and output to the positive input terminal of the comparator 51. The voltage generated in the current detection resistor 7 (source potential of the drive transistors 2, 4, 6) is input to the negative input terminal of the comparator 51 as the motor current detection signal MC. The comparator 51 outputs the output CP to the phase-specific torque signal generation circuit 30 and the logic control circuit 40. Further, a reference pulse PI is input to the logic control circuit 40. The logic control circuit 40 generates switching operation control signals F1 and F2 that define a period during which the drive transistors 1 to 6 are turned on and outputs the switching operation control signals F1 and F2 to the energized phase switching circuit 23.
[0042]
  Based on the position signals S21, S22, S23 and the control signals F1, F2, the energized phase switching circuit 23 selects one to be conducted among the drive transistors 1 to 6 and instructs the predrive circuit 24. The predrive circuit 24 outputs a signal to the gates of the drive transistors 1 to 6 according to the output of the energized phase switching circuit 23 to control conduction / non-conduction of the drive transistors 1 to 6.
[0043]
  FIG. 2 is a graph showing target waveforms of the phase currents I1 to I3 of the motor 10. The motor drive device of FIG. 1 controls the supply of current to the motor 10 as shown in FIG. 2 so that the phase currents I1 to I3 of the motor 10 do not change suddenly. The motor drive device of FIG. 1 divides the electrical angle 360 ° of the motor 10 into, for example, six parts, and every angle corresponding to the divided electrical angle, that is, the angle corresponding to the divided electrical angle of the rotor of the motor 10. Each time the motor 10 rotates, the current of the motor 10 is controlled while switching the energized phase.
[0044]
  For example, the period TU1 in FIG. 2 is a period corresponding to an electrical angle of 60 °. In the period TU1, the U-phase current I1 is a discharge current, and its magnitude is substantially constant. The V-phase current I2 is a sink current, and its magnitude gradually decreases with time t. The W-phase current I3 is a sink current, and its magnitude gradually increases from 0 with time t. Therefore, in the period TU1, the U-phase upper arm side drive transistor 1 is continuously conducted. Further, the V-phase and W-phase lower arm side drive transistors 4 and 6 are switched so that the V-phase current I2 and the W-phase current I3 are as shown in FIG. And the non-conduction period.
[0045]
  FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the energization period control unit 100 of FIG. The energization period control unit 100 includes a phase-specific torque signal generation circuit 30, a logic control circuit 40, and a comparator 51. The phase-specific torque signal generation circuit 30 of FIG. 3 includes a both-edge differentiation circuit 31, a constant current source 32, switches 33 and 36, a capacitor 34, a level control circuit 35, and an RS flip-flop 37. . The logic control circuit 40 of FIG. 3 includes an RS flip-flop 41 as a first latch, an RS flip-flop 42 as a second latch, a delay circuit 43, inverters 44 and 45, and a NAND gate 46. ing. Inverters 44 and 45 and NAND gate 46 operate as logic circuit 49.
[0046]
  FIG. 4 is a graph showing signals relating to the position detection circuit 22 and the phase-specific torque signal generation circuit 30. The position detection circuit 22 obtains a position detection signal S21 indicating the rotor position of the motor 10 based on the Hall element outputs S11 and S12. Here, as an example, the difference between the Hall element outputs S11 and S12 is defined as a position detection signal S21 (S21 = S11−S12). The Hall element outputs S11 and S12 are approximate sine waves. When the phase of the Hall element output S11 is 120 ° ahead of S12, the phase of the position detection signal S21 is 30 ° ahead of the Hall element output S11. . Similarly, the position detection circuit 22 obtains the position detection signals S22 and S23 by, for example, S22 = S12−S13 and S23 = S13−S11.
[0047]
  The position detection circuit 22 obtains a position detection signal PS based on the obtained position detection signals S21, S22, S23. The position detection signal PS rises when the position detection signal S21 changes from negative to positive, and falls when the position detection signal S23 changes from positive to negative. When the position detection signal S22 changes from negative to positive Rises when the position detection signal S21 changes from positive to negative, rises when the position detection signal S23 changes from negative to positive, and rises when the position detection signal S22 changes from positive to negative. This signal repeats the falling pulse. As shown in FIG. 4, the edge timing of the position detection signal PS is the timing at which the waveforms of the Hall element outputs S11, S12, and S13 cross.
[0048]
  The operation of the phase-specific torque signal generation circuit 30 will be described with reference to FIGS. A position signal PS output from the position detection circuit 22 is input to the both edge differentiation circuit 31. The both edge differentiating circuit 31 outputs a reset pulse signal S31 which is “L” for a certain period when the edge of the position signal PS is detected and becomes “H” for other periods as a control signal to the switch 33 (“H”, “H”). L ″ represents a logical high potential and a low potential, respectively).
[0049]
  One end of the capacitor 34 is connected to the output of the constant current source 32 and is grounded via the switch 33. The other end of the capacitor 34 is grounded. The capacitor 34 is charged by the current output from the constant current source 32, and the switch 33 is turned on only when the reset pulse signal S31 is “L” to discharge the capacitor 34. Therefore, the voltage S32 of the capacitor 34 becomes a sawtooth wave as shown in FIG.
[0050]
  The level control circuit 35 receives the torque command voltage TI and the voltage S32 as inputs, and outputs a signal TS obtained by multiplying the voltage S32 by a gain so that the peak of the voltage S32 becomes equal to the torque command voltage TI to the switch 36. . The switch 36 selects either the torque command voltage TI as the first target signal or the signal TS as the second target signal according to the output of the RS flip-flop 37, and the comparator 51 as the signal TP. Output to. The RS flip-flop 37 is set by the reference pulse PI and reset by the output of the comparator 51. Therefore, the switch 36 alternately outputs the signal TI and the signal TS as the signal TP (see FIGS. 3 and 5).
[0051]
  FIG. 5 is a graph showing input / output signals of the logic control circuit 40 and the comparator 51 of FIG. FIG. 6 is a graph showing phase currents in the motor drive device of FIG. 5 and 6 show an enlarged view around t = t1 in FIGS.
[0052]
  The operation of the logic control circuit 40 and the current flowing through the motor 10 will be described with reference to FIGS. 3, 5, and 6. As shown in FIG. 5, the reference pulse PI is a pulse signal having a substantially constant period, and this period is a reference for the period of the PWM control.
[0053]
  The reference pulse PI is input to the set terminals of the RS flip-flop 37 and the RS flip-flops 41 and 42 in FIG. When the reference pulse PI falls, the RS flip-flop 37 is set and the output is set to “H”. At this time, the switch 36 selects the torque command voltage TI and outputs it to the comparator 51 as a signal TP. Since the RS flip-flops 41 and 42 are also set, the control signals F1 and F2 are both “H”.
[0054]
  It is assumed that the energized phase switching circuit 23 determines that it is currently within the period TU1 of FIG. 2 based on the position signals S21, S22, and S23. As shown in FIG. 2, this period TU1 is a period in which the U-phase current I1 is a discharge current having a substantially constant magnitude. In the period TU1, since the U-phase current I1 is the only discharge current, the energized phase switching circuit 23 keeps the drive transistor 1 conductive. Since the V-phase current I2 and the W-phase current I3 are sink currents and need to be changed in magnitude, the energized phase switching circuit 23 performs a switching operation on the drive transistors 4 and 6 according to the control signals F1 and F2. Make it. In the period TU1, the energized phase switching circuit 23 turns on the drive transistor 4 when the control signal F1 is “H”, and turns on the drive transistor 6 when the control signal F2 is “H”. The drive transistors 2, 3, and 5 are turned off.
[0055]
  When the control signals F1 and F2 both become “H”, the energized phase switching circuit 23 makes the drive transistors 4 and 6 conductive (first period T1). At this time, current flows from the drive transistor 1 toward the U-phase coil 11 and flows as current. The current flowing through the U-phase coil 11 is divided into the V-phase coil 12 and the W-phase coil 13, and flows as a sink current toward the drive transistors 4 and 6, respectively.
[0056]
  In the state where the drive transistors 4 and 6 are conducting at the same time, both the V-phase current I2 and the W-phase current I3 flowing through the V-phase coil 12 and the W-phase coil 13 flow through the current detection resistor 7, respectively. The magnitude of the current flowing through the current detection resistor 7 is equal to the U-phase current I1 flowing through the U-phase coil 11. A voltage proportional to the magnitude of the current flowing through the current detection resistor 7 is generated, and this voltage is input to the negative input terminal of the comparator 51 as the motor current detection signal MC.
[0057]
  Since the U-phase coil 11, the V-phase coil 12, and the W-phase coil 13 are inductive loads, the V-phase current I2 and the W-phase current I3 gradually increase in the period T1 after the drive transistors 4 and 6 are turned on. (See FIG. 6). Therefore, the motor current detection signal MC also gradually increases. When the voltage of the motor current detection signal MC reaches the voltage of the signal TP (see FIG. 5), the comparator 51 changes the output CP to “L”. Then, the RS flip-flop 41 is reset and the output is inverted to “L”, so that the control signal F1 becomes “L”, and the process proceeds to the second period T2.
[0058]
  During the period T2, since the control signals F1 and F2 are “L” and “H”, respectively, the energized phase switching circuit 23 makes the drive transistor 4 non-conductive. The driving transistor 6 remains conductive. When the drive transistor 4 becomes non-conductive, the regenerative current of the V-phase coil 12 flows through the diode 3D between the source and drain of the drive transistor 3 and the drive transistor 1. The V-phase current I2 flowing as the regenerative current gradually decreases (see FIG. 6). At this time, since only the current flowing in the W-phase coil 13 flows in the current detection resistor 7, the current in the W-phase coil 13 can be detected without being affected by the current in the V-phase coil 12.
[0059]
  After shifting to the period T2, the level of the signal TP input to the positive input terminal of the comparator 51 falls to the potential (bottom level) of the signal TS, but when the current of the V-phase coil 12 does not flow through the current detection resistor 7. Since the level of the motor current detection signal MC becomes lower and lower than the bottom level of the signal TP, the output CP of the comparator 51 returns to “H” again (see FIG. 5).
[0060]
  In addition, when the period shifts to the period T2, the output of the delay circuit 43 becomes “L” following the control signal F1 when a preset predetermined time elapses, and the output of the inverter 44 shifts to “H”. . While the output of the inverter 44 is “L”, the output of the NAND gate 46 is “H”, and the RS flip-flop 42 is not reset regardless of the change of the output CP of the comparator 51. Then, after the output of the delay circuit 43 shifts to “L”, the RS flip-flop 42 is reset only when the output of the comparator 51 becomes “L” and the output of the inverter 45 becomes “H”.
[0061]
  During the period T2, since the drive transistors 1 and 6 are still conducting, the current of the W-phase coil 13 continues to increase (see FIG. 6), and the current flowing through the current detection resistor 7 continues to increase. When the voltage of the motor current detection signal MC increases and reaches the voltage of the signal TP output from the phase-specific torque signal generator 30, the comparator 51 sets the output CP to “L”. Then, the RS flip-flop 42 is reset, the control signal F2 becomes “L”, and the operation proceeds to the period T3.
[0062]
  During the period T3, the control signals F1 and F2 are both “L”, so that the energized phase switching circuit 23 makes the drive transistors 4 and 6 non-conductive.
[0063]
  Thus, the drive transistor 4 is turned on during the period when the control signal F1 is “H”, and the drive transistor 6 is turned on during the period when the control signal F2 is “H”. In a period T1 in which both of the control signals F1 and F2 are “H”, control is performed so that the sum of the currents flowing through the V-phase coil 12 and the W-phase coil 13 becomes a value corresponding to the signal TP. Are controlled so that the current flowing through the W-phase coil 13 becomes a value corresponding to the signal TP during the period T2 when “L” and “H” are respectively. That is, among the two-phase (V-phase and W-phase) drive transistors 4 and 6 that perform the switching operation in the period TU1, the drive transistor 4 in the phase (V-phase) whose current is to be reduced in the period TU1 is first displayed. (See FIG. 2).
[0064]
  In the period T3 in which the control signals F1 and F2 are both “L”, only the regenerative current flows through the coils 11-13. The V-phase current I2 and the W-phase current I3 that flow as regenerative current gradually decrease (see FIG. 6). When the reference pulse PI is input to the phase-specific torque signal generation circuit 30 and the logic control circuit 40, the control signals F1 and F2 both become “H” again, and the same process is repeated thereafter.
[0065]
  The logic control circuit 40 of FIG. 3 may not include the delay circuit 43 when malfunction does not occur due to switching noise of the drive transistors 1 to 6.
[0066]
  FIG. 7 is an explanatory diagram showing a path of a current flowing through the motor 10 in the period T1. As shown in FIG. 7, in the period T1, the V-phase current I2 flowing through the V-phase coil 12 is in the order from the power source to the drive transistor 1, the U-phase coil 11, the V-phase coil 12, the drive transistor 4, and the current detection resistor 7. Flowing. On the other hand, the W-phase current I3 flowing through the W-phase coil 13 flows from the power source in the order of the drive transistor 1, the U-phase coil 11, the W-phase coil 13, the drive transistor 6, and the current detection resistor 7. Therefore, the sum of the V-phase current I2 and the W-phase current I3 can be detected from the voltage generated in the current detection resistor 7.
[0067]
  FIG. 8 is an explanatory diagram showing a path of a current flowing through the motor 10 in the period T2. As shown in FIG. 8, in the period T2, the V-phase current I2 flowing through the V-phase coil 12 is a regenerative current, and is a loop in the order of the drive transistor 1, the U-phase coil 11, the V-phase coil 12, and the diode 3D. Flowing. On the other hand, the W-phase current I3 flowing through the W-phase coil 13 flows from the power source in the order of the driving transistor 1, the U-phase coil 11, the W-phase coil 13, the driving transistor 6, and the current detection resistor 7, as in FIG. Therefore, only the W-phase current I3 can be detected from the voltage generated in the current detection resistor 7.
[0068]
  FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a path of a current flowing through the motor 10 in the period T3. As shown in FIG. 9, in the period T3, the V-phase current I2 flowing through the V-phase coil 12 is a regenerative current and flows in a loop shape as in FIG. On the other hand, the W-phase current I3 flowing through the W-phase coil 13 is also a regenerative current and flows in a loop in the order of the drive transistor 1, the U-phase coil 11, the W-phase coil 13, and the diode 5D. Therefore, no current flows through the current detection resistor 7. As described above, the drive current that flows through the drive transistors of the output circuits of the respective phases and the regenerative current that flows through the diodes of the output circuits of the respective phases alternately flow through the coils 11 to 13.
[0069]
  Next, the operation of the motor drive device of FIG. 1 during the period TU2 of FIG. 2 will be described. As shown in FIG. 2, this period TU2 is a period in which the U-phase current I1 is a suction current having a substantially constant magnitude. In the period TU2, since the U-phase current I1 is the only sink current, the energized phase switching circuit 23 keeps the drive transistor 2 conductive. Since the V-phase current I2 and the W-phase current I3 are discharge currents and need to be changed in magnitude, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistors 3 and 5 to perform a switching operation. In the period TU2, the energized phase switching circuit 23 turns on the drive transistor 3 when the control signal F1 is “H”, and turns on the drive transistor 5 when the control signal F2 is “H”. The drive transistors 1, 4 and 6 are turned off.
[0070]
  The energized phase switching circuit 23 makes the drive transistors 3 and 5 conductive when the control signals F1 and F2 both become “H”. When the control signals F1 and F2 are “L” and “H”, respectively, the driving transistor 3 is turned off. When the control signals F1 and F2 are both “L”, the drive transistor 5 is also turned off.
[0071]
  As a result, in the period TU2, the flow directions of the U-phase current I1, the V-phase current I2, and the W-phase current I3 are opposite to those in the period TU1. Since other points are the same as those in the period TU1, detailed description thereof is omitted.
[0072]
  The operation of the motor driving device in FIG. 1 in the periods TV1 and TW1 is the same as that in the period TU1 except for the following points. In other words, during the period TV1 in which the V-phase current I2 is a discharge current having a substantially constant magnitude, the energized phase switching circuit 23 keeps the driving transistor 3 continuously in place of the driving transistor 1. In addition, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistors 6 and 2 to perform a switching operation instead of the drive transistors 4 and 6, and sets the drive transistors 1, 4 and 5 to the non-conductive state.
[0073]
  In the period TW1 in which the W-phase current I3 is a discharge current having a substantially constant magnitude, the energized phase switching circuit 23 keeps the drive transistor 5 in a conductive state instead of the drive transistor 1. In addition, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistors 2 and 4 to perform a switching operation in place of the drive transistors 4 and 6, and sets the drive transistors 1, 3 and 6 to a non-conductive state.
[0074]
  The operation of the motor driving device in FIG. 1 during the periods TV2 and TW2 is the same as that during the period TU2 except for the following points. In other words, during the period TV2 in which the V-phase current I2 is a suction current having a substantially constant magnitude, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistor 4 to be continuously turned on instead of the drive transistor 2. Further, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistors 5 and 1 to perform a switching operation in place of the drive transistors 3 and 5, and sets the drive transistors 2, 3 and 6 to a non-conductive state.
[0075]
  In the period TW2 in which the W-phase current I3 is a suction current having a substantially constant magnitude, the energized phase switching circuit 23 keeps the drive transistor 6 in a conductive state instead of the drive transistor 2. In addition, the energized phase switching circuit 23 causes the drive transistors 1 and 3 to perform a switching operation instead of the drive transistors 3 and 5, and sets the drive transistors 2, 4, and 5 to a non-conductive state.
[0076]
  FIG. 10 is a block diagram showing another example of the configuration of the logic control circuit of FIG. The logic control circuit 140 of FIG. 10 is the logic control circuit 40 further including a delay circuit 47. A reference pulse PI is input to the delay circuit 47. The delay circuit 47 delays the inputted reference pulse PI by a predetermined time and outputs it to the set input of the RS flip-flop 42.
[0077]
  When the logic control circuit 140 shown in FIG. 10 is used instead of the logic control circuit 40 shown in FIG. 3, the RS flip-flop 41 is set and the control signal F1 changes to “H”. The control signal F2 changes to “H”. Thus, the control signals F1 and F2 do not change from “L” to “H” at the same time.
[0078]
  For example, in the period TU1, the driving transistor 6 is turned on and the W-phase current I3 starts to flow after a predetermined period from when the driving transistor 4 is turned on first and the V-phase current I2 starts to flow. For this reason, it is possible to avoid a situation in which switching noise generated when two-phase currents start to flow simultaneously is superimposed on the ground line, and the voltage of the current detection resistor 7 has already exceeded the target value. Further, the possibility that the RS flip-flop 42 malfunctions due to the switching noise of the driving transistor can be reduced. Note that the delay circuit 47 is not necessarily required if measures such as reducing the wiring resistance of the ground line are taken.
[0079]
  As described above, according to the motor driving apparatus of the present embodiment, the phase currents I1 to I3 of the motor 10 are controlled so as to have a substantially trapezoidal waveform having an amplitude corresponding to the torque command voltage TI as shown in FIG. Therefore, the change of the phase current at the time of switching the energized phase can be moderated.
[0080]
  In addition, when PWM control is performed on a three-phase current, usually three current detection resistors are required. However, the motor driving device of the present embodiment can control three-phase currents using one current detection resistor, and enables PWM control in which the magnitudes of the phase currents do not vary. Since the number of current detection resistors is small, the scale of the device can be reduced.
[0081]
  (Second Embodiment)
  FIG. 11 is a block diagram of a motor drive device according to the second embodiment of the present invention. The motor drive device of FIG. 11 is the same as the motor drive device of FIG. 1 except that the phase-specific torque signal generation circuit 30, the logic control circuit 40, and the comparator 51 are replaced by the phase-specific torque signal generation circuit 230 and the logic control. A circuit 240, a first comparator 52, and a second comparator 53 are provided. Since other components are the same as those described in the first embodiment, the same reference numerals are assigned and description thereof is omitted. The phase-specific torque signal generation circuit 230, the logic control circuit 240, and the comparators 52 and 53 constitute an energization period control unit 200.
[0082]
  In FIG. 11, the phase-specific torque signal generation circuit 230 is a target value of the current that flows through the current detection resistor 7 based on the position signal PS and the torque command voltage TI, similarly to the phase-specific torque signal generation circuit 30 of FIG. 3. A signal TS indicating a voltage corresponding to is generated. The phase-specific torque signal generation circuit 230 outputs the torque command voltage TI and the signal TS to the positive input terminals of the comparators 52 and 53, respectively. The torque command voltage TI may be input to the comparator 52 without going through the phase-specific torque signal generation circuit 230.
[0083]
  Voltages generated in the current detection resistor 7 (source potentials of the drive transistors 2, 4, 6) are input to the negative input terminals of the comparators 52, 53 as the motor current detection signal MC. The comparators 52 and 53 output the respective outputs CP1 and CP2 to the logic control circuit 240. Further, the reference pulse PI is input to the logic control circuit 240. The logic control circuit 240 generates switching operation control signals F1 and F2 that define a period during which the driving transistors 1 to 6 are turned on, and outputs the switching operation control signals F1 and F2 to the energized phase switching circuit 23.
[0084]
  FIG. 12 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the energization period control unit 200 of FIG. The energization period control unit 200 includes a phase-specific torque signal generation circuit 230, a logic control circuit 240, and comparators 52 and 53. The phase-specific torque signal generation circuit 230 shown in FIG. 12 includes a both-edge differentiation circuit 31, a constant current source 32, a switch 33, a capacitor 34, and a level control circuit 35. The phase-specific torque signal generation circuit 230 generates the phase-specific torque signal shown in FIG. 3 except that the torque command voltage TI and the output TS of the level control circuit 35 shown in FIG. 4 are output to the comparators 52 and 53 as they are. This is the same as the circuit 30.
[0085]
  The logic control circuit 240 of FIG. 12 includes an RS flip-flop 41 as a first latch, an RS flip-flop 42 as a second latch, inverters 44 and 45, and a NAND gate 46. Inverters 44 and 45 and NAND gate 46 operate as logic circuit 49.
[0086]
  The operation of the logic control circuit 240 and the current flowing through the motor 10 will be described with reference to FIGS. The reference pulse PI is input to the set terminals of the RS flip-flops 41 and 42 in FIG. When the reference pulse PI falls, the RS flip-flops 41 and 42 are set, so that the control signals F1 and F2 both become “H”. When the control signal F1 is “H”, the output of the inverter 44 is “L” and the output of the NAND gate 46 is “H”. Therefore, regardless of the level of the output CP2 of the comparator 53, the RS flip-flop 42 Not reset.
[0087]
  Assume that it is currently within the period TU1 of FIG. When the control signals F1 and F2 are both “H”, the energized phase switching circuit 23 turns on the drive transistors 4 and 6 (first period T1), and the V phase flows through the V phase coil 12 and the W phase coil 13, respectively. Both the current I2 and the W-phase current I3 flow through the current detection resistor 7. A voltage proportional to the magnitude of the current flowing through the current detection resistor 7 is generated, and this voltage is input to the negative input terminals of the comparators 52 and 53 as the motor current detection signal MC.
[0088]
  When the motor current detection signal MC gradually increases and the voltage of the motor current detection signal MC reaches the voltage of the signal TI, the comparator 52 changes the output CP1 to “L”. Then, the RS flip-flop 41 is reset and its output is changed to “L”, so that the control signal F1 becomes “L”. Then, since the output of the inverter 44 becomes “H”, the RS flip-flop 42 is reset according to the level change of the output CP2 of the comparator 53.
[0089]
  Since the control signals F1 and F2 become “L” and “H”, respectively, the energized phase switching circuit 23 makes the drive transistor 4 non-conductive. The drive transistor 6 remains conductive (second period T2). At this time, since only the current flowing in the W-phase coil 13 flows in the current detection resistor 7, the current in the W-phase coil 13 can be detected without being affected by the current in the V-phase coil 12.
[0090]
  Since drive transistors 1 and 6 are still conductive, the current of W-phase coil 13 continues to increase, and the current flowing through current detection resistor 7 continues to increase. When the voltage of the motor current detection signal MC reaches the voltage of the signal TS output from the phase-specific torque signal generation circuit 230, the comparator 53 sets the output CP2 to “L”. Then, the output of the NAND gate 46 becomes “L”, the RS flip-flop 42 is reset, and the control signal F2 becomes “L”.
[0091]
  Since the control signals F1 and F2 both become “L”, the energized phase switching circuit 23 also turns off the drive transistor 6 (period T3).
[0092]
  As described above, the motor driving device of FIG. 11 can drive the motor 10 in the same manner as the motor driving device of FIG. The motor driving device of FIG. 11 can perform stable operation because the comparators 52 and 53 are unlikely to malfunction.
[0093]
  In the above embodiment, the motor driving device has been described as including the diodes 1D to 6D, but each of the driving transistors 1 to 6 may include a parasitic diode instead. That is, a diode may structurally exist in each of the driving transistors 1 to 6.
[0094]
  The driving transistors 1 to 6 may be transistors other than n-type MOS transistors.
[0095]
  Further, the case where the current detection resistor 7 is provided between the source of the lower arm side drive transistors 2, 4, 6 and the ground has been described, but between the power supply VCC and the drain of the upper arm side drive transistors 1, 3, 5. May include a current detection resistor.
[0096]
  Moreover, although the example controlled by the period corresponding to what divided the electrical angle 360 degrees of the motor 10 into 6 units was demonstrated, you may divide into 12 and switch an energized phase for every shorter period, for example.
[0097]
  Further, although the motor connection has been described as the Y connection, it may be a delta connection.
[0098]
  In addition, although the example in which the drive transistor of the phase whose current is to be reduced among the two-phase drive transistors that perform the switching operation is first made non-conductive has been described, the sawtooth wave that rises sharply and falls gently If the signal TS is used, the driving transistor of the phase whose current is to be increased can be operated in the same manner even if the driving transistor is turned off first.
[0099]
  Moreover, although the case where the phase of the three-phase phase current is set to the U phase, the V phase, and the W phase in order from the leading one has been described, in order to reverse the motor, the order of the W phase, the V phase, and the U phase is described. The same applies to the case.
[0100]
  Although the case of driving a three-phase motor has been described, the same applies to the case of driving a motor having four or more phases.
[0101]
  Further, although the case where position detection is performed using a Hall element has been described, it is not always necessary to use a Hall element. For example, a CR filter circuit is provided for each of the U-phase, V-phase, and W-phase to filter the harmonic components of the PWM drive current, and for each phase, the filter output and the midpoint potential of the motor coil are compared. Thus, the position of the rotor of the motor can be detected. However, when a malfunction caused by the harmonic component of the PWM drive current is taken into consideration, it is more advantageous to use a Hall element.
[0102]
【The invention's effect】
  According to the motor driving device of the present invention, it is possible to prevent the phase current from changing suddenly, so that it is possible to suppress the occurrence of motor vibration and noise during phase switching. In order to control the currents of a plurality of phases, normally only one current detection resistor, which is required in plural, is used, so the scale of the apparatus can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a target waveform of each phase current of a motor.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a configuration of an energization period control unit in FIG. 1;
FIG. 4 is a graph showing signals related to a position detection circuit and a phase-specific torque signal generation circuit.
FIG. 5 is a graph showing input / output signals of the logic control circuit and the comparator of FIG. 1;
6 is a graph showing phase currents in the motor drive device of FIG. 1. FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a path of a current flowing through a motor in a period T1.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a path of a current flowing through a motor in a period T2.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing a path of a current flowing through the motor in a period T3.
10 is a block diagram showing another example of the configuration of the logic control circuit of FIG. 1. FIG.
FIG. 11 is a block diagram of a motor drive device according to a second embodiment of the present invention.
12 is a block diagram illustrating an example of a configuration of an energization period control unit in FIG. 11. FIG.
FIG. 13 is a block diagram of a conventional motor driving device using a peak current detection method.
14 is a graph showing a change with respect to time of each phase current of a motor driven by the motor driving device of FIG. 13; FIG.
15 is a graph showing the current detection resistance voltage and the V-phase and W-phase phase currents in the vicinity of time t = tz in FIG.
[Explanation of symbols]
1-3 Upper arm side drive transistor (upper arm side switching element)
4-6 Lower arm drive transistor (lower arm switching element)
1D-6D diode
7 Current detection resistor
10 Motor
11 U-phase coil
12 V-phase coil
13 W phase coil
21 Hall element circuit
22 Position detection circuit
23 Energized phase switching circuit
24 Pre-drive circuit
30,230 Phase-specific torque signal generation circuit
40, 140, 240 Logic control circuit
41 RS flip-flop (first latch)
42 RS flip-flop (second latch)
43, 47 delay circuit
49 Logic Circuit
51 comparator
52 First comparator
53 Second comparator
100, 200 energization period control unit

Claims

A plurality of output circuits having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series are provided, and a current is supplied to the motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits. A motor driving device for supplying
A current detection resistor connected in series with the plurality of output circuits and commonly connected to detect a current supplied to the plurality of output circuits;
A position detector that outputs a position signal corresponding to the position of the rotor of the motor;
One switching element in any one of the plurality of output circuits is selected in accordance with the position signal, and is turned on in a period corresponding to a predetermined electrical angle. In the case where the switching element is an element, the switching operation is performed on the lower arm side switching element in any of the remaining plurality of the output circuits, and when the switching element to be conducted is the lower arm side switching element, the remaining of the plurality of output circuits An energized phase switching circuit that causes the upper arm side switching element in any one of
In each of a plurality of periods divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle, among the switching elements for performing the switching operation, a first period for conducting a plurality of switching elements and a conduction for the first period The energized phase switching is performed according to the input torque command signal and the voltage generated in the current detection resistor so that there is a second period in which any one of the plurality of switching elements is continuously conducted. A switching operation control signal for controlling the switching operation by the circuit is generated and provided with an energization period control unit for outputting ,
The energization period control unit
According to the torque command signal, the first target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the first period, and the torque command signal and the position signal, A phase-specific torque signal generation circuit that alternately outputs a second target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in a second period;
A comparator that determines whether a voltage generated in the current detection resistor exceeds an output of the phase-specific torque signal generation circuit and outputs the result;
A motor drive device comprising: a logic control circuit that generates and outputs the switching operation control signal in accordance with a reference pulse that defines a cycle of the switching operation and an output of the comparator .

The motor drive device according to claim 1 ,
Before Symbol logic control circuit,
When the comparator determines that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the output of the phase-specific torque signal generation circuit for the first period, the first period ends, and the current detection resistor When it is determined that the generated voltage exceeds the output of the phase-specific torque signal generation circuit for the second period, the switching operation control signal is generated and output so as to end the second period. A motor drive device.

In the motor drive device according to claim 2,
The logic control circuit is
A first latch set by the reference pulse and having the output of the comparator as a reset input;
A second latch set by the reference pulse;
A logic circuit that receives the output of the first latch and the output of the comparator as inputs and supplies the obtained output as a reset input to the second latch; and outputs of the first and second latches Is output as the switching operation control signal,
The first latch is
Reset when the output of the comparator indicates that the voltage across the current sensing resistor exceeds the first target signal;
The logic circuit is
When the output of the first latch indicates that the first latch is reset, the output of the comparator is output, indicating that the first latch is not reset. When the output of the comparator is not output,
The second latch is
Reset when the logic circuit outputs the output of the comparator and the output of the comparator indicates that the voltage across the current sense resistor exceeds the second target signal A motor drive device characterized by being a thing.

In the motor drive device according to claim 3,
The logic control circuit is
A delay circuit for outputting the output of the first latch with a predetermined time delay;
The first latch is
The motor drive device characterized in that the output is given to the logic circuit via the delay circuit.

A plurality of output circuits having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series are provided, and a current is supplied to the motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits. A motor driving device for supplying
A current detection resistor connected in series with the plurality of output circuits and commonly connected to detect a current supplied to the plurality of output circuits;
A position detector that outputs a position signal corresponding to the position of the rotor of the motor;
One switching element in any one of the plurality of output circuits is selected in accordance with the position signal, and is turned on in a period corresponding to a predetermined electrical angle. In the case where the switching element is an element, the switching operation is performed on the lower arm side switching element in any of the remaining plurality of the output circuits, and when the switching element to be conducted is the lower arm side switching element, the remaining of the plurality of output circuits An energized phase switching circuit that causes the upper arm side switching element in any one of
In each of a plurality of periods divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle, among the switching elements for performing the switching operation, a first period for conducting a plurality of switching elements and a conduction for the first period The energized phase switching is performed according to the input torque command signal and the voltage generated in the current detection resistor so that there is a second period in which any one of the plurality of switching elements is continuously conducted. A switching operation control signal for controlling the switching operation by the circuit is generated and provided with an energization period control unit for outputting,
The energization period control unit
According to the torque command signal, the first target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the first period, and the torque command signal and the position signal, A phase-specific torque signal generation circuit that outputs a second target signal corresponding to a target value of a current to be passed through the current detection resistor in a second period;
A first comparator for determining whether a voltage generated in the current detection resistor exceeds the first target signal and outputting the result;
A second comparator for determining whether or not a voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal and outputting the result;
Reference pulse that defines the period of the switching operation, and in accordance with the output of the first and second comparators, is shall a logic control circuit that generates and outputs the switching operation control signal
Motor driving apparatus according to claim and this.

In the motor drive device according to claim 5,
The logic control circuit is
If the first comparator determines that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the first target signal, the first period is ended, and the second comparator detects the current detection. If it is determined that the voltage generated in the resistor exceeds the second target signal, the switching operation control signal is generated and output so as to end the second period. A motor drive device.

In the motor drive device according to claim 6 ,
The logic control circuit is
A first latch set by the reference pulse and having the output of the first comparator as a reset input;
A second latch set by the reference pulse;
A logic circuit that receives the output of the first latch and the output of the second comparator as inputs and provides the obtained output as a reset input to the second latch; and The output of the latch is output as the switching operation control signal,
The first latch is
Reset when the output of the first comparator indicates that the voltage across the current sensing resistor exceeds the first target signal;
The logic circuit is
When the output of the first latch indicates that the first latch is reset, the output of the second comparator is output, and the first latch is not reset. When it is shown, the output of the second comparator is not output,
The second latch is
The logic circuit outputs the output of the second comparator, and the output of the second comparator indicates that the voltage generated in the current detection resistor exceeds the second target signal. A motor driving device that is reset when the motor is in operation.

In the motor drive device according to claim 1 or 5,
A motor driving apparatus characterized in that the period of the reference pulse is substantially constant.

In the motor drive device according to claim 1 or 5,
The phase-specific torque signal generation circuit includes:
The voltage corresponding to the torque command signal is used as the first target signal, the period is a period corresponding to the predetermined electrical angle based on the position signal and the first target signal, and the peak value Generates a sawtooth wave substantially equal to the first target signal and uses it as the second target signal.

A plurality of output circuits each having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series are provided, and are connected in series and in common to the plurality of output circuits, and are supplied to the plurality of output circuits. A motor driving device that supplies a current to the motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits.
Obtaining a position signal according to the position of the rotor of the motor;
Selecting one switching element in any one of the plurality of output circuits according to the position signal, and conducting in a period corresponding to a predetermined electrical angle;
When the switching element to be conducted is an upper arm side switching element, the lower arm side switching element in any of the remaining plurality of the plurality of output circuits is caused to perform a switching operation, and the switching element to be conducted is a lower arm side switching element. If there is, the step of switching the upper arm side switching element in any of the remaining plurality of the plurality of output circuits,
It steps for the switching operation,
In each of a plurality of periods divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle, among the switching elements for performing the switching operation, a first period for conducting a plurality of switching elements and a conduction for the first period And passing through the current detection resistor in the first period according to the input torque command signal so that there is a second period in which any one of the plurality of switching elements that have been made continues to be conducted. The first target signal corresponding to the target value of the power current, the first target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the second period, obtained according to the torque command signal and the position signal. alternatively 2 of the target signal, as compared to the voltage generated in the current detecting resistor, according to the reference pulses defines the period of the result and the switching operation, before <br/> motor driving method is for controlling the switching operation.

A plurality of output circuits each having an upper arm side switching element and a lower arm side switching element connected in series are provided, and are connected in series and in common to the plurality of output circuits, and are supplied to the plurality of output circuits. A motor driving device that supplies a current to the motor from a connection point between the upper arm side switching element and the lower arm side switching element in each of the output circuits,
Obtaining a position signal according to the position of the rotor of the motor;
Selecting one switching element in any one of the plurality of output circuits according to the position signal, and conducting in a period corresponding to a predetermined electrical angle;
When the switching element to be conducted is an upper arm side switching element, the lower arm side switching element in any of the remaining plurality of the plurality of output circuits is caused to perform a switching operation, and the switching element to be conducted is a lower arm side switching element. If there is, the step of switching the upper arm side switching element in any of the remaining plurality of the plurality of output circuits,
The step of performing the switching operation includes:
In each of a plurality of periods divided by a period corresponding to the predetermined electrical angle, among the switching elements for performing the switching operation, a first period for conducting a plurality of switching elements and a conduction for the first period And passing through the current detection resistor in the first period according to the input torque command signal so that there is a second period in which any one of the plurality of switching elements that have been made is continuously conducted. The first target signal corresponding to the target value of the power current, the first target signal corresponding to the target value of the current to be passed through the current detection resistor in the second period, determined according to the torque command signal and the position signal. 2 target signal is compared with the voltage generated in the current detection resistor, and according to the result and a reference pulse defining the period of the switching operation, the switch And controls the quenching operation
Motor drive method.