JP3584686B2

JP3584686B2 - Voltage source power conversion circuit

Info

Publication number: JP3584686B2
Application number: JP20512397A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 光悦藤田
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 1997-07-31
Filing date: 1997-07-31
Publication date: 2004-11-04
Anticipated expiration: 2017-07-31
Also published as: JPH1155950A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータの直流電圧を制御すると共に、回路の入力側及び出力側を電気的に絶縁し、出力として所望の大きさの交流電圧または直流電圧を得ることができる電圧形電力変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１１は従来技術としての直流−直流変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を示したものであり、１０１は直流電源、２０１はリアクトル、３０１は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ５とダイオードＤ１とからなる昇圧チョッパ、４０１は平滑コンデンサ、５０１は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４からなる単相電圧形インバータ、６０１は絶縁トランス、７０１はダイオードブリッジからなる単相全波整流回路、８０１はトランス６０１の二次側の平滑コンデンサ、９０１は直流電動機等の負荷である。
【０００３】
この従来技術では、インバータ５０１に供給する直流電圧を得る目的で、昇圧チョッパ３０１を用いている。
すなわち、スイッチング素子Ｔｒ５をオンしてリアクトル２０１に直流電源１０１のエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｔｒ５をオフすることにより、リアクトル２０１に蓄積されたエネルギーを直流電源１０１から供給されるエネルギーと共にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサ４０１に供給する。この結果、平滑コンデンサ４０１の電圧は電源電圧よりも高い直流電圧となる。
【０００４】
一方、インバータ５０１は、平滑コンデンサ４０１の直流電圧を入力電圧とし、ＩＧＢＴ等の自己消弧形の半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４を２組の上下アームに備えた単相電圧形ＰＷＭインバータである。
単相電圧形ＰＷＭインバータの動作は公知であるため説明を省略するが、４個のアームの導通状態を制御することにより出力電圧の極性を決める２通りのスイッチングパターンと、上アームまたは下アームをすべて導通させて出力電圧が何れも零になるいわゆる零電圧ベクトルと呼ばれる２通りのスイッチングパターンとを選択できるようになっている。
なお、平滑コンデンサ４０１の容量を十分に大きくとることにより、昇圧チョッパ３０１及びインバータ５０１のスイッチングをそれぞれ独立して自由に行うことが可能である。
【０００５】
図１２は、他の従来技術を示しており、１０２は単相交流電源、１０３は単相全波整流回路、３０２は正弦波コンバータである。この従来技術は、入力電流波形を高力率の正弦波にするための正弦波コンバータ３０２と前記単相電圧形インバータ５０１とを備えている。なお、正弦波コンバータ３０２は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ６と、ダイオードＤ２とからなっており、前記昇圧チョッパ３０１と実質的に同一の構成である。
正弦波コンバータ３０２の動作は公知であるため詳述を省略するが、交流電源電圧を整流回路１０３により全波整流した後、リアクトル３０１を通して半導体スイッチング素子Ｔｒ６で短絡することにより、入力電流の波形を形成する。この結果、交流から直流を得ると同時に入力電流を正弦波状に制御することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１１や図１２の構成では、電力変換回路全体として自己消弧形の半導体スイッチング素子が５個必要であり、これらの駆動回路や駆動電源、制御回路等を含めると回路構成が複雑かつ高価なものとなる。
また、昇圧チョッパ３０１や正弦波コンバータ３０２の入力側にリアクトル２０１が挿入されており、これが小型化の妨げとなっていた。
【０００７】
そこで、本発明は、使用する半導体スイッチング素子を少なくし、回路構成の簡略化、装置の小型化、低コスト化を図ると共に、直流電源として交流電源及び整流回路を組み合わせて用いる場合に整流回路の入力電流を正弦波状に制御可能とした電圧形電力変換回路を提供しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスと、を備えた電圧形電力変換回路において、直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップまたは中性点に接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御するものである。
【０００９】
図１は請求項１記載の発明の概念図である。図において、４００は平滑コンデンサであり、単相または三相等の電圧形インバータ５００の直流入力側に接続されている。また、６００は一次側が電圧形インバータ５００の交流出力端子に接続された単相または三相等の絶縁トランスであり、その一次側の中間タップまたは中性点と前記平滑コンデンサ４００の一端との間に直流電源１００が接続される。この直流電源１００は、交流電源と整流回路とを組み合わせて構成しても良い。
絶縁トランス６００の二次側には全波整流または半波整流等の整流回路７００が接続され、その出力側には負荷９００が接続される。なお、整流回路７００を省略して絶縁トランス６００から負荷９００に直接、交流電力を供給しても良い。
【００１０】
上記構成において、インバータ５００に零電圧ベクトルを出力させることにより、インバータ５００の交流出力端子から見ると直流電源電圧は零相電圧となり、この零相電圧は絶縁トランス６００の出力電圧には現れず、整流回路７００及び負荷９００側へは影響を与えない。すなわち、正相分について考えると、絶縁トランス６００に印加する電圧に関して従来と同様の電圧形インバータとして動作する。
一方、零相分について考えると、零電圧ベクトルの出力時には、電圧形インバータ５００の複数の上下アームがあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチングする１つの上下アームのように見なすことができ、従来の昇圧チョッパや正弦波コンバータと同じ動作を行わせることができる。また、絶縁トランス６００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトルと見なすことができる。
これにより、直流電源（交流電源と整流回路との組合せを含む）１００と平滑コンデンサ４００との間では、絶縁トランス６００の一次側から電圧形インバータ５００を介して電力の授受が行われ、電圧形インバータ５００の直流電圧が所定の値に制御される。また、電源として交流電源を用いる場合には、その電流波形を正弦波状に制御することが可能になる。
【００１１】
上記請求項１の発明は、以下の各発明によって具体化される。
まず、請求項２記載の発明は、直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を単相交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスとを備えた電圧形電力変換回路に関するものである。
そしてその特徴は、直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップに接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御するものである。
これにより、インバータの零電圧ベクトルを利用して従来の昇圧チョッパを代用させることができる。
【００１２】
また、請求項３記載の発明は、２個の半導体スイッチング素子を直列接続してなる上下アームを前記平滑コンデンサに対し並列に接続し、この上下アームの中点を直流電源を介して絶縁トランスの一次側の中間タップに接続したものである。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項２または３の発明における直流電源として、交流電源及びこの交流電源に接続された整流回路を備えたものである。そして、その制御回路において、インバータにより零電圧ベクトルを出力させるための零相電圧指令値を、正弦波状の零相電流指令値と零相電流検出値との偏差に基づき生成し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に前記整流回路の入力電流を正弦波状に制御するものである。
これにより、インバータの零電圧ベクトルを利用して従来の正弦波コンバータを代用させることができる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、請求項２〜４の発明において、前記絶縁トランスの中間タップと電源側との間にリアクトルを挿入し、このリアクトルの鉄心として前記絶縁トランスの鉄心を用いるものである。
すなわち、絶縁トランスの鉄心をリアクトルと共用することで、回路全体の大型化を極力防ぐことができ、絶縁トランスの漏れインダクタンスだけではスイッチングによるリプルを十分に抑制できず別個にリアクトルが必要な場合でも、回路の小型化を損なうことなく電流リプルの抑制が可能になる。
【００１５】
請求項６記載の発明は、請求項２〜５の発明において、前記絶縁トランスの二次側に全波整流回路や半波整流回路等の整流回路を接続し、この整流回路に接続された負荷に直流電力を供給するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に１０１は直流電源であり、その正極は絶縁トランス６０１の中間タップ６０１ａに接続されている。すなわちこの構成は、図１１における昇圧チョッパ３０１及びリアクトル２０１を除去し、直流電源１０１の正極を絶縁トランス６０１の一次巻線の中間タップ６０１ａに接続したものに相当する。なお、その他の回路構成は図１１と同一である。
【００１７】
本実施形態は、単相電圧形インバータ５０１の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、単相電圧形インバータ５０１において零電圧ベクトルを出力するには２組の上アームをすべて導通させる場合と２組の下アームをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ５０１から出力される零相電圧は出力電圧には現れないので、絶縁トランス６０１の二次側の出力電圧には影響せず、負荷９０１への電力供給には問題がない。従って、正相分の等価回路は図３のようになり、インバータ５０１は従来と同様に動作して絶縁トランス６０１の一次側に交流電圧を印加する。
なお、電圧形インバータとして三相電圧形インバータを用いる場合には、周知のように３組の上アームをすべて導通させるか、３組の下アームをすべて導通させることにより、零電圧ベクトルが出力される。
【００１８】
一方、零相分について考えると図４のようになり、図２におけるインバータ５０１の２組の上下アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアーム５０１’とみなすことができる。つまり、インバータ５０１の上アームのスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ３、あるいは下アームのスイッチング素子Ｔｒ２及びＴｒ４をオンさせて零電圧ベクトルを出力させることにより、直流電源１０１と平滑コンデンサ４０１との間で後述のリアクトル６０１’を介してエネルギーを授受し、図１１に示した昇圧チョッパ３０１を代用させてインバータ５０１の直流電圧を制御することができる。
なお、図４におけるリアクトル６０１’は、絶縁トランス６０１の漏れインダクタンスの値を持ち、図１１や図１２におけるリアクトル２０１を代用するものである。
【００１９】
すなわち、インバータ５０１による零電圧ベクトル出力時に、直流電源１０１と平滑コンデンサ４０１との間でインバータ５０１を介して零相電力を授受することにより、従来の昇圧チョッパ３０１と同様の動作を行わせることができるから、電力変換回路全体から見て半導体スイッチング素子及びその駆動回路等を削減することができる。従って、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化が可能になる。
ここで、図２の実施形態では直流電源１０１の正極を中間タップ６０１ａに接続し、負極を平滑コンデンサ４０１とスイッチング素子Ｔｒ２との接続点に接続しているが、直流電源１０１の負極を中間タップ６０１ａに接続し、正極を平滑コンデンサ４０１とスイッチング素子Ｔｒ１との接続点に接続しても良い。
【００２０】
図２におけるインバータ５０１はＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図５に示す制御回路によって作成される。
すなわち図５において、直流電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊と直流電圧検出値ｖ_ｄｃ（図２における平滑コンデンサ４０１の電圧）との偏差を電圧制御器５５１に入力し、その出力から零相（入力）電流指令値ｉ_０ ^＊を得る。
そして、零相電流指令値ｉ_０ ^＊と零相電流検出値ｉ_０との偏差を電流制御器５５２に入力し、零相電圧指令値ｖ_０ ^＊を得る。この零相電圧指令値ｖ_０ ^＊を、インバータの出力電圧指令値ｖ_ｉｎｖ ^＊と符号反転器５５３を介した−ｖ_ｉｎｖ ^＊とに加算し、その加算結果をコンパレータ５５４，５５５にそれぞれ入力する。これらのコンパレータ５５４，５５５では各入力を三角波と比較し、その出力を上下アームで反転させることにより、インバータ５０１のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４に対するＰＷＭパターンを得る。
【００２１】
つまり、インバータ５０１はスイッチングパターンの変化により単相電圧形インバータと昇圧チョッパとを重ね合わせた動作を行い、前者は正相分電流による制御、後者は零相分電流による制御となる。
【００２２】
次に、図６は請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。この実施形態では、平滑コンデンサ４０１の両端に、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８の直列回路からなるコンバータ上下アーム５０２を接続し、上下アーム５０２の中点を直流電源１０１の負極に接続すると共にその正極を絶縁トランス６０１の一次巻線の中間タップ６０１ａに接続してある。
【００２３】
上下アーム５０２は、その中点の電位が平均的にインバータ５０１の直流電圧の１／２になるように制御する。この場合、インバータ５０１の制御回路は図５に示した制御回路でよい。また、コンバータ上下アーム５０２により昇圧作用または入力電流の整流作用を行い、インバータ５０１に零相電圧を重畳しない方式もある。
【００２４】
図７は、請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路図である。この実施形態では、図２の直流電源１０１に代えて、単相交流電源１０２及び単相全波整流回路１０３を組み合わせたものを用いる。
この場合、整流回路１０３の入力電流波形を正弦波にするために、図８に示すような制御回路を用いる。
【００２５】
図８において、図５と異なるのは、電圧制御器５５１の出力を掛算器５５６に入力し、電源電圧と同相で大きさが１の正弦波の絶対値｜ｓｉｎω_ｓｔ｜を乗じて零相（入力）電流指令値ｉ_０ ^＊を得る点である。
この結果、入力電流波形を正弦波に保ちつつインバータ５０１の直流電圧を制御することができる。この場合の動作は、単相電圧形インバータと単相入力の一石正弦波コンバータとを重ね合わせたものとなる。
なお、図７の実施形態は単相交流電源１０２及び単相全波整流回路１０３を用いているが、三相交流電源を三相全波整流回路と組み合わせて使用することも可能である。
また、直流電源に代えて交流電源及び整流回路の組合せを用いる着想は、図６の実施形態にも適用可能である。
【００２６】
図９は請求項５に記載した発明の実施形態を示している。この実施形態は、図２の実施形態における絶縁トランス６０１の中間タップにリアクトル６０２を接続したものである。また、このリアクトル６０２はその鉄心に絶縁トランス６０１の鉄心を用いることにより、絶縁トランス６０１の内部に実装可能である。
これにより、絶縁トランス６０１の漏れインダクタンスだけではスイッチングによる電流リプルを十分に抑制できない場合にも、小型化を損なうことなく電流リプルを抑制することができる。
この実施形態のように絶縁トランス６０１の内部に鉄心を共用したリアクトル６０２を実装する着想は、図６、図７の実施形態にも適用可能である。
また、インバータ５０１の制御回路には、図５または図８の制御回路を適用すれば良い。
【００２７】
次いで、図１０は請求項６に記載した発明の実施形態を示しており、図２の実施形態における絶縁トランス６０１の二次側の単相全波整流回路７０１の代わりに単相半波整流回路７０２を接続し、絶縁トランス６０１の二次側の中間タップ６０１ｂを負荷９０１及び平滑コンデンサ８０１の一端に接続したものである。本実施形態のように絶縁トランス６０１の二次側に半波整流回路を接続する着想は、図６、図７、図９の実施形態にも適用可能である。
なお、インバータ５０１の制御回路としては、図５または図８の制御回路を適用すれば良い。
【００２８】
本発明において、電圧形インバータとして例えば三相電圧形インバータを使用し、その交流出力側に三相の絶縁トランスを接続する場合には、絶縁トランスの一次側の中性点にタップを設けて直流電源の正極または整流回路の正側出力端子を接続すればよい。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように請求項１〜６記載の発明によれば、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用して従来の入力側のリアクトルに代えることができるので、回路の小型化、低価格化が可能になる。
特に、請求項１，２，４〜６記載の発明では、インバータによる零電圧ベクトルを利用することで従来の昇圧チョッパや正弦波コンバータと等価な動作を行わせることができるから、回路全体の半導体スイッチング素子の減少、及びそれに伴う駆動回路や制御電源等の節減を図ることができる。
更に、請求項４記載の発明によれば、整流回路の入力電流波形を高力率の正弦波状に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の概念図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】図２の実施形態の正相分等価回路である。
【図４】図２の実施形態の零相分等価回路である。
【図５】図２の実施形態の制御回路図である。
【図６】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図７】請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の実施形態の制御回路図である。
【図９】請求項５に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図１１】従来の直流−直流変換回路を示す回路図である。
【図１２】従来の直流−直流変換回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１００直流電源
４００平滑コンデンサ
５００電圧形インバータ
６００絶縁トランス
７００整流回路
９００負荷
１０１直流電源
４０１，８０１平滑コンデンサ
５０１単相電圧形インバータ
５０１’ アーム
５０２コンバータ上下アーム
５５１電圧制御器
５５２電流制御器
５５３符号反転器
５５４，５５５コンパレータ
５５６掛算器
６０１絶縁トランス
６０１’ リアクトル
６０１ａ，６０１ｂ中間タップ
７０１単相全波整流回路
７０２単相半波整流回路
９０１負荷
Ｔｒ１〜Ｔｒ４，Ｔｒ７，Ｔｒ８自己消弧形半導体スイッチング素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention provides a voltage-type power converter that controls a DC voltage of a voltage-type inverter, electrically insulates an input side and an output side of a circuit, and can obtain an AC voltage or a DC voltage of a desired magnitude as an output. It concerns the circuit.
[0002]
[Prior art]
FIG. 11 shows a DC-DC conversion circuit (DC-DC converter) as a conventional technique. 101 is a DC power supply, 201 is a reactor, 301 is a semiconductor switching element Tr5 and a diode connected in antiparallel to a diode. D1; a boost chopper 401; a smoothing capacitor 401; a single-phase voltage source inverter 501 including semiconductor switching elements Tr1 to Tr4 in which diodes are connected in anti-parallel; 601 an insulating transformer; 801 is a smoothing capacitor on the secondary side of the transformer 601, and 901 is a load such as a DC motor.
[0003]
In this prior art, the boost chopper 301 is used to obtain a DC voltage to be supplied to the inverter 501.
That is, the switching element Tr5 is turned on, the energy of the DC power supply 101 is stored in the reactor 201, and the switching element Tr5 is turned off, so that the energy stored in the reactor 201 is transferred through the diode D1 together with the energy supplied from the DC power supply 101. Supplied to the smoothing capacitor 401. As a result, the voltage of the smoothing capacitor 401 becomes a DC voltage higher than the power supply voltage.
[0004]
On the other hand, the inverter 501 is a single-phase voltage-type PWM inverter having the DC voltage of the smoothing capacitor 401 as an input voltage, and including self-extinguishing type semiconductor switching elements Tr1 to Tr4 such as IGBTs in two sets of upper and lower arms.
The operation of the single-phase voltage-type PWM inverter is publicly known and will not be described. However, two switching patterns for determining the polarity of the output voltage by controlling the conduction state of the four arms, and the upper arm or the lower arm are used. Two types of switching patterns called a so-called zero voltage vector in which all are made conductive and both output voltages become zero can be selected.
By setting the capacity of the smoothing capacitor 401 to be sufficiently large, the switching of the boost chopper 301 and the switching of the inverter 501 can be independently and freely performed.
[0005]
FIG. 12 shows another conventional technique, in which 102 is a single-phase AC power supply, 103 is a single-phase full-wave rectifier circuit, and 302 is a sine-wave converter. This prior art includes a sine wave converter 302 for converting an input current waveform into a sine wave having a high power factor and the single-phase voltage source inverter 501. The sine-wave converter 302 includes a semiconductor switching element Tr6 in which diodes are connected in anti-parallel and a diode D2, and has substantially the same configuration as the boost chopper 301.
The operation of the sine-wave converter 302 is well-known and will not be described in detail. However, the full-wave rectification of the AC power supply voltage by the rectifier circuit 103 and then short-circuiting by the semiconductor switching element Tr6 through the reactor 301 to change the waveform of the input current Form. As a result, it is possible to obtain a direct current from an alternating current and simultaneously control the input current in a sine wave shape.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
11 and 12, the power conversion circuit as a whole requires five self-extinguishing type semiconductor switching elements. If these drive circuits, drive power supplies, control circuits, and the like are included, the circuit configuration is complicated and expensive. It will be.
Further, the reactor 201 is inserted on the input side of the step-up chopper 301 and the sine wave converter 302, which hinders miniaturization.
[0007]
Therefore, the present invention reduces the number of semiconductor switching elements used, simplifies the circuit configuration, downsizes the device, and reduces the cost. An object of the present invention is to provide a voltage-type power conversion circuit capable of controlling an input current in a sine wave shape.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is a DC power supply, a voltage type inverter for converting the power of the DC power supply into AC power by the operation of a semiconductor switching element, and connected to a DC input terminal of the inverter. In a voltage source power conversion circuit including a smoothing capacitor and an insulation transformer having a primary side connected to an AC output terminal of the inverter, one end of a DC power supply is connected to an intermediate tap or a neutral point on the primary side of the insulation transformer. At the same time, the other end of the DC power supply is connected to one end of the smoothing capacitor, and when the zero voltage vector is output by the inverter, zero-phase power is transferred between the DC power supply and the smoothing capacitor via the leakage inductance of the inverter and the insulating transformer. By doing so, the DC voltage of the inverter is controlled.
[0009]
FIG. 1 is a conceptual diagram of the first aspect of the present invention. In the figure, reference numeral 400 denotes a smoothing capacitor, which is connected to the DC input side of a single-phase or three-phase voltage source inverter 500 or the like. Reference numeral 600 denotes a single-phase or three-phase insulating transformer whose primary side is connected to the AC output terminal of the voltage-source inverter 500, and is provided between an intermediate tap or neutral point on its primary side and one end of the smoothing capacitor 400. DC power supply 100 is connected. The DC power supply 100 may be configured by combining an AC power supply and a rectifier circuit.
A rectifier circuit 700 such as full-wave rectification or half-wave rectification is connected to the secondary side of the insulating transformer 600, and a load 900 is connected to the output side. Note that the rectifier circuit 700 may be omitted and AC power may be supplied directly from the insulating transformer 600 to the load 900.
[0010]
In the above configuration, by causing the inverter 500 to output a zero voltage vector, the DC power supply voltage becomes a zero-phase voltage when viewed from the AC output terminal of the inverter 500, and this zero-phase voltage does not appear in the output voltage of the insulating transformer 600. It does not affect the rectifier circuit 700 and the load 900 side. That is, considering the positive phase component, the voltage applied to the insulating transformer 600 operates as a conventional voltage source inverter.
On the other hand, considering the zero-phase component, when outputting a zero voltage vector, the plurality of upper and lower arms of the voltage source inverter 500 can be regarded as one upper and lower arm that switches at a ratio of the zero voltage vector. The same operation as a chopper or a sine wave converter can be performed. Further, the insulating transformer 600 can be regarded as a reactor having a value of leakage inductance.
Thus, between the DC power supply (including the combination of the AC power supply and the rectifier circuit) 100 and the smoothing capacitor 400, power is transferred from the primary side of the insulating transformer 600 via the voltage source inverter 500, and the voltage source DC voltage of inverter 500 is controlled to a predetermined value. When an AC power supply is used as the power supply, the current waveform can be controlled in a sine wave shape.
[0011]
The invention of claim 1 is embodied by the following inventions.
First, a second aspect of the present invention provides a DC power supply, a voltage-type inverter for converting the power of the DC power supply into single-phase AC power by operating a semiconductor switching element, and a smoothing capacitor connected to a DC input terminal of the inverter. And a voltage-type power conversion circuit comprising an insulating transformer having a primary side connected to an AC output terminal of the inverter.
The feature is that one end of the DC power supply is connected to the intermediate tap on the primary side of the insulating transformer, and the other end of the DC power supply is connected to one end of the smoothing capacitor. The DC voltage of the inverter is controlled by transmitting and receiving zero-phase power between the DC power supply and the smoothing capacitor via the leakage inductance of the transformer.
As a result, the conventional boost chopper can be substituted by using the zero voltage vector of the inverter.
[0012]
According to a third aspect of the present invention, an upper and lower arm formed by connecting two semiconductor switching elements in series is connected in parallel to the smoothing capacitor, and a middle point of the upper and lower arms is connected to an insulating transformer via a DC power supply. It is connected to the intermediate tap on the primary side.
[0013]
According to a fourth aspect of the present invention, the DC power supply according to the second or third aspect includes an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply. Then, the control circuit generates a zero-phase voltage command value for causing the inverter to output a zero-voltage vector based on a deviation between the sine-wave-shaped zero-phase current command value and the zero-phase current detection value. When the vector is output, the input current of the rectifier circuit is controlled in a sine wave shape.
Thus, the conventional sine wave converter can be substituted by using the zero voltage vector of the inverter.
[0014]
According to a fifth aspect of the present invention, in the second to fourth aspects of the present invention, a reactor is inserted between the intermediate tap of the insulating transformer and a power supply side, and the core of the insulating transformer is used as the core of the reactor. .
In other words, by sharing the core of the insulating transformer with the reactor, it is possible to minimize the size of the entire circuit, and even if the leakage inductance of the insulating transformer alone cannot sufficiently suppress the ripple due to switching and requires a separate reactor. In addition, current ripple can be suppressed without impairing the miniaturization of the circuit.
[0015]
According to a sixth aspect of the present invention, in the invention of the second to fifth aspects, a rectifier circuit such as a full-wave rectifier circuit or a half-wave rectifier circuit is connected to a secondary side of the insulating transformer, and a load connected to the rectifier circuit. To supply DC power to the power supply.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 2. In the figure, a DC power source 101 is connected to an intermediate tap 601a of an insulating transformer 601 as described above. That is, this configuration corresponds to a configuration in which the boost chopper 301 and the reactor 201 in FIG. 11 are removed, and the positive electrode of the DC power supply 101 is connected to the intermediate tap 601 a of the primary winding of the insulating transformer 601. The other circuit configuration is the same as that of FIG.
[0017]
This embodiment focuses on the zero voltage vector of the single-phase voltage source inverter 501. That is, in order to output the zero voltage vector in the single-phase voltage source inverter 501, there are two types of switching patterns, that is, a case where all two sets of upper arms are made conductive and a case where all two sets of lower arms are made conductive. The form uses this degree of freedom.
Since the zero-phase voltage output from the inverter 501 does not appear in the output voltage, it does not affect the output voltage on the secondary side of the insulating transformer 601, and there is no problem in supplying power to the load 901. Accordingly, the equivalent circuit for the positive phase is as shown in FIG. 3, and the inverter 501 operates in the same manner as in the prior art to apply an AC voltage to the primary side of the insulating transformer 601.
When a three-phase voltage source inverter is used as the voltage source inverter, a zero voltage vector is output by turning on all three sets of upper arms or turning on all three sets of lower arms, as is well known. You.
[0018]
On the other hand, when considering the zero-phase component, it is as shown in FIG. 4, and the two sets of upper and lower arms of the inverter 501 in FIG. 2 can be regarded as one arm 501 'that performs switching operation at the ratio of the zero voltage vector. That is, by turning on the switching elements Tr1 and Tr3 of the upper arm of the inverter 501 or the switching elements Tr2 and Tr4 of the lower arm and outputting a zero voltage vector, a reactor described later is connected between the DC power supply 101 and the smoothing capacitor 401. Energy can be transferred via 601 'and the DC voltage of the inverter 501 can be controlled by using the boost chopper 301 shown in FIG.
The reactor 601 ′ in FIG. 4 has the value of the leakage inductance of the insulating transformer 601 and replaces the reactor 201 in FIG. 11 and FIG.
[0019]
That is, when the inverter 501 outputs a zero-voltage vector, the same operation as the conventional boost chopper 301 can be performed by transferring zero-phase power between the DC power supply 101 and the smoothing capacitor 401 via the inverter 501. Therefore, the number of semiconductor switching elements and their driving circuits can be reduced when viewed from the entire power conversion circuit. Therefore, the circuit configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost.
Here, in the embodiment of FIG. 2, the positive electrode of the DC power supply 101 is connected to the intermediate tap 601a, and the negative electrode is connected to the connection point between the smoothing capacitor 401 and the switching element Tr2. 601a, and the positive electrode may be connected to a connection point between the smoothing capacitor 401 and the switching element Tr1.
[0020]
The inverter 501 in FIG. 2 is PWM-controlled, and the PWM pulse is generated by, for example, a control circuit shown in FIG.
That is, in FIG. 5, the deviation between the DC voltage command value v _dc ^* and the DC voltage detection value v _dc (the voltage of the smoothing capacitor 401 in FIG. 2) is input to the voltage controller 551, and the zero-phase (input) current is obtained from the output thereof. The command value i ₀ ^* is obtained.
Then, a deviation between the zero-phase current command value i ₀ ^* and the zero-phase current detection value i ₀ is input to the current controller 552 to obtain a zero-phase voltage command value v ₀ ^* . The zero-phase voltage command value _v ^{0 *,} adds the _{-v inv} ^* and through the output voltage command value _{v inv} ^* and sign inverter 553 of the inverter, respectively input the addition result to the comparator 554, 555. The comparators 554 and 555 compare each input with a triangular wave, and invert the output by the upper and lower arms to obtain a PWM pattern for the switching elements Tr1 to Tr4 of the inverter 501.
[0021]
In other words, the inverter 501 performs an operation in which the single-phase voltage-source inverter and the boost chopper are overlapped with each other by changing the switching pattern. The former is controlled by the positive-phase current and the latter is controlled by the zero-phase current.
[0022]
Next, FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 3. In this embodiment, a converter upper / lower arm 502 composed of a series circuit of semiconductor switching elements Tr7 and Tr8 in which diodes are connected in anti-parallel is connected to both ends of a smoothing capacitor 401. The positive electrode is connected to an intermediate tap 601 a of the primary winding of the insulating transformer 601.
[0023]
The upper and lower arms 502 control so that the potential at the middle point thereof is half of the DC voltage of the inverter 501 on average. In this case, the control circuit of the inverter 501 may be the control circuit shown in FIG. There is also a method in which the converter upper and lower arms 502 perform a boosting action or a rectifying action of an input current, and do not superimpose a zero-phase voltage on the inverter 501.
[0024]
FIG. 7 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 4. In this embodiment, a combination of a single-phase AC power supply 102 and a single-phase full-wave rectifier circuit 103 is used instead of the DC power supply 101 of FIG.
In this case, a control circuit as shown in FIG. 8 is used to make the input current waveform of the rectifier circuit 103 a sine wave.
[0025]
8, differs from the FIG. 5 receives the output of the voltage controller 551 to the multiplier 556, the power supply voltage and in phase with a size of the absolute value of the first sine-wave | sinω _{s t} | a multiplied by zero-phase The point is that the (input) current command value i ₀ ^* is obtained.
As a result, the DC voltage of the inverter 501 can be controlled while maintaining the input current waveform as a sine wave. The operation in this case is such that the single-phase voltage-source inverter and the single-phase input single-stone sine-wave converter are superimposed.
Although the embodiment of FIG. 7 uses a single-phase AC power supply 102 and a single-phase full-wave rectifier circuit 103, a three-phase AC power supply can be used in combination with a three-phase full-wave rectifier circuit.
The idea of using a combination of an AC power supply and a rectifier circuit instead of a DC power supply is also applicable to the embodiment of FIG.
[0026]
FIG. 9 shows an embodiment of the invention described in claim 5. In this embodiment, a reactor 602 is connected to an intermediate tap of an insulating transformer 601 in the embodiment of FIG. The reactor 602 can be mounted inside the insulating transformer 601 by using the core of the insulating transformer 601 as the iron core.
As a result, even when current ripple due to switching cannot be sufficiently suppressed only by the leakage inductance of the insulating transformer 601, current ripple can be suppressed without impairing miniaturization.
The idea of mounting the reactor 602 sharing the iron core inside the insulating transformer 601 as in this embodiment is also applicable to the embodiments of FIGS.
5 or 8 may be applied to the control circuit of the inverter 501.
[0027]
Next, FIG. 10 shows an embodiment of the invention described in claim 6, in which a single-phase half-wave rectifier circuit is used instead of the single-phase full-wave rectifier circuit 701 on the secondary side of the insulating transformer 601 in the embodiment of FIG. 702 is connected, and the intermediate tap 601 b on the secondary side of the insulating transformer 601 is connected to the load 901 and one end of the smoothing capacitor 801. The idea of connecting the half-wave rectifier circuit to the secondary side of the insulating transformer 601 as in the present embodiment is also applicable to the embodiments of FIGS. 6, 7, and 9.
Note that as the control circuit of the inverter 501, the control circuit in FIG. 5 or FIG.
[0028]
In the present invention, for example, when a three-phase voltage-source inverter is used as a voltage-source inverter and a three-phase insulation transformer is connected to the AC output side, a tap is provided at a neutral point on the primary side of the insulation transformer to provide a direct-current output. What is necessary is just to connect the positive electrode of a power supply or the positive output terminal of a rectifier circuit.
[0029]
【The invention's effect】
As described above, according to the first to sixth aspects of the present invention, the leakage inductance of the insulating transformer can be used to replace the conventional input-side reactor, so that the circuit can be reduced in size and cost can be reduced. .
In particular, according to the first, second and fourth to sixth aspects of the present invention, an operation equivalent to a conventional boost chopper or a sine wave converter can be performed by using a zero voltage vector by an inverter. It is possible to reduce the number of switching elements and the accompanying reduction in the number of drive circuits and control power supplies.
Furthermore, according to the fourth aspect of the present invention, the input current waveform of the rectifier circuit can be controlled to a high power factor sinusoidal waveform.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a conceptual diagram of the invention described in claim 1;
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 2;
FIG. 3 is a positive phase equivalent circuit of the embodiment of FIG. 2;
4 is a zero-phase equivalent circuit of the embodiment of FIG. 2;
FIG. 5 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG. 2;
FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 3;
FIG. 7 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 4;
FIG. 8 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG. 7;
FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 5;
FIG. 10 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 6;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC conversion circuit.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC conversion circuit.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 100 DC power supply 400 Smoothing capacitor 500 Voltage-source inverter 600 Insulation transformer 700 Rectifier circuit 900 Load 101 DC power supply 401, 801 Smoothing capacitor 501 Single-phase voltage-type inverter 501 'Arm 502 Converter upper / lower arm 551 Voltage controller 552 Current controller 553 Sign inversion 554, 555 Comparator 556 Multiplier 601 Insulation transformer 601 'Reactor 601a, 601b Intermediate tap 701 Single-phase full-wave rectifier 702 Single-phase half-wave rectifier 901 Load Tr1 to Tr4, Tr7, Tr8 Self-extinguishing type semiconductor switching element

Claims

A DC power supply, a voltage source inverter that converts the power of the DC power supply into AC power by the operation of the semiconductor switching element, a smoothing capacitor connected to a DC input terminal of the inverter, and a primary side connected to an AC output terminal of the inverter. A voltage-source power conversion circuit comprising:
Connect one end of the DC power supply to the intermediate tap or neutral point on the primary side of the insulating transformer, and connect the other end of the DC power supply to one end of the smoothing capacitor,
When the zero voltage vector is output by the inverter, the DC voltage of the inverter is controlled by transferring zero-phase power between the DC power supply and the smoothing capacitor via the leakage inductance of the inverter and the insulating transformer. Voltage source power conversion circuit.

A DC power supply, a voltage-source inverter that converts the power of the DC power supply into single-phase AC power by the operation of the semiconductor switching element, a smoothing capacitor connected to the DC input terminal of the inverter, and a primary side connected to the AC output terminal of the inverter. A voltage-type power conversion circuit comprising:
Connect one end of the DC power supply to the intermediate tap on the primary side of the insulating transformer, and connect the other end of the DC power supply to one end of the smoothing capacitor,
When the zero voltage vector is output by the inverter, the DC voltage of the inverter is controlled by transferring zero-phase power between the DC power supply and the smoothing capacitor through the leakage inductance of the inverter and the insulating transformer. Voltage source power conversion circuit.

A DC power supply, a voltage-source inverter that converts the power of the DC power supply into single-phase AC power by the operation of the semiconductor switching element, a smoothing capacitor connected to the DC input terminal of the inverter, and a primary side connected to the AC output terminal of the inverter. A voltage-type power conversion circuit comprising:
The upper and lower arms formed by connecting two semiconductor switching elements in series are connected in parallel to the smoothing capacitor, and the middle point of the upper and lower arms is connected to the intermediate tap on the primary side of the insulating transformer via a DC power supply. Voltage-type power conversion circuit.

The voltage-type power conversion circuit according to claim 2 or 3,
As the DC power supply, an AC power supply and a rectifier circuit connected to the AC power supply are provided, and a zero-phase voltage command value for causing the inverter to output a zero-voltage vector, a sine-wave zero-phase current command value and a zero-phase current detection. Generated based on the deviation from the value,
A voltage-type power conversion circuit, wherein an input current of the rectifier circuit is controlled in a sine wave shape when a zero voltage vector is output by an inverter.

The voltage-type power conversion circuit according to claim 2, 3 or 4,
A voltage-type power conversion circuit, wherein a reactor is inserted between an intermediate tap of the insulating transformer and a power supply side, and an iron core of the insulating transformer is used as an iron core of the reactor.

The voltage-type power conversion circuit according to claim 2, 3, 4, or 5,
A voltage-type power conversion circuit, wherein a rectifier circuit is connected to a secondary side of the insulating transformer, and DC power is supplied to a load connected to the rectifier circuit.