JP3579891B2

JP3579891B2 - Synchronous rectification circuit

Info

Publication number: JP3579891B2
Application number: JP2001060942A
Authority: JP
Inventors: 守男佐藤
Original assignee: 大平電子株式会社
Priority date: 2001-01-29
Filing date: 2001-01-29
Publication date: 2004-10-20
Anticipated expiration: 2021-01-29
Also published as: JP2002233147A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、より具体的には、同期整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来方式の１例として図５に示したカレントトランスを用いた同期整流回路がある。（特開平９−１８２４１６）
【０００３】
図５において、カレントトランス１７の１次巻線１７ａに電流が流れるとカレントトランス１７の２次巻線１７ｂ両端に接続されている抵抗１８に電圧が生じ、これをバッファアンプ１９を通してＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに供給してＭＯＳＦＥＴ２０をオン状態にして電流をＭＯＳＦＥＴ２０に流す。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗と電流の積がダイオード８の順方向電圧により小さくなるようにＭＯＳＦＥＴ２０を選ぶことによって整流による電力損失を小さくすることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図５に示した従来方式の場合、励磁エネルギの放出による電流の波形が右肩下がりであるため、波形の始めの部分において、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに対して、ゲートしきい値を十分越える電圧を供給できるが、波形の終わりの部分では電圧が下がるためにＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗が大きくなり、同期整流の効果が薄れる。
【０００５】
そこで、本発明は励磁エネルギの放出による電流が流れる期間を通じてＭＯＳＦＥＴに十分なゲート電圧を供給し、同期整流の効果をより高めることができる回路を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明において、可飽和コアに巻かれた第２の巻線と同期整流に用いる第１のスイッチ素子からなる直列回路を整流ダイオードに並列に接続し、第１の巻線に電磁的に結合している第３の巻線を巻いてその一方の端子を第２の巻線の整流ダイオードに接続されている側の端子に、また、他方を第１のスイッチ素子の制御電極にそれぞれ接続する。
請求項２記載の発明において、第２の巻線両端の電圧によって駆動される第２のスイッチ素子を第１のスイッチ素子の制御電極に接続する。
請求項３記載の発明において、第２の巻線に電磁的に結合している第４の巻線を巻いて第３の巻線と第１のスイッチ素子の制御電極の間に直列に挿入する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
第１の巻線を流れる電流は励磁エネルギの放出による電流であり、右肩下がりで小さくなりゼロになる。ゼロになった後、第１のスイッチ素子を強制的にオフ状態にしないと、励磁エネルギの放出による電流を電気エネルギとして蓄積するコンデンサの電荷がオン状態の第１のスイッチ素子を逆流して第１の巻線に流れ続ける。この現象が起きる理由は、第１のスイッチ素子の制御電極に電圧を供給する第３の巻線の電圧が第１の巻線に流れる電流の変化率に比例するために、第１の巻線を流れる電流がゼロになってもその傾きが同じであれば同じ電圧を発生し、第１のスイッチ素子をオン状態に保つからである。すなわち電流の傾きに比例した電圧が第３の巻線に生じたままであるため第１のスイッチ素子はターン・オフしないのである。
【０００８】
そこで、第１のスイッチ素子の電流が反転しようとした時に可飽和コアの巻線に生じる電圧を利用して第１のスイッチ素子を強制的にターン・オフさせる。
【０００９】
可飽和コアに巻かれた巻線は、加えられるパルスに対して飽和するまでの間はインダクタとして交流に対して高いインピーダンスを持ち、飽和後はショート状態になる性質をもっている。この性質はパルスの正負両方向に対して対称的な特性を示し、ある方向で飽和した後で逆向きの電圧が加わると、逆向きに飽和するまでは高いインピーダンスを持つ。従って可飽和コアの巻線に交流パルスが加わると極性が反転するたびに瞬間的に高いインピーダンスを示す。このような性質の可飽和コアの巻線を第１のスイッチ素子に直列に接続しておけば電流が逆向きになった瞬間だけ大きなインピーダンスを持つ。
【００１０】
請求項１記載の発明において、第１のスイッチ素子を流れる電流が反転しようとしたとき可飽和コアに巻かれた第２の巻線は高いインピーダンスに変わり、第３の巻線の電圧がこのインピーダンスによってはばまれて第１のスイッチ素子の制御電極に十分な電圧を供給できず第１のスイッチ素子はターン・オフする。
【００１１】
請求項２記載の発明において、可飽和コアに巻かれた第２の巻線の電圧を利用して第２のスイッチ素子をターン・オンさせて、第１のスイッチ素子をターン・オフさせる。
【００１２】
請求項３記載の発明において、第１のスイッチ素子を流れる電流が反転しようとしたとき、第２の巻線と第４の巻線によって直列合成されたインピーダンスが第３の巻線の電圧をはばみ第１のスイッチ素子はターン・オフする。第２の巻線には出力電流が流れるので線径を太くしなければならないが、第４の巻線は制御電極を駆動するだけのわずかな電流を流すだけで細くて構わない。そこで第２の巻線の巻数を減らしてその分線径を太くし、第４の巻線で補うようにすることで第２の巻線に出力電流が流れるときに生じる電力損失を小さくすることができる。
【００１３】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。
図１において、フライバックコンバータの１次側の主スイッチ素子７のオン・オフによってトランス６の１次巻線６ａには断続した電流が流れる。オン期間にトランス６に蓄積された励磁エネルギは、オフ期間に第１の巻線６ｂによって負荷側に供給される。第３の巻線６ｃはオフ期間に第１のスイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴ２をオン状態にする巻線である。ＭＯＳＦＥＴ２は出力電流が流れたときにそのドロップ電圧がダイオード８の順方向電圧より小さくなるようにオン抵抗が選ばれている。
【００１４】
主スイッチ素子７がターン・オフすると、励磁エネルギによって第１の巻線６ｂに生じる電流はダイオード８を通り負荷側に流れるが、第２の巻線の生じる電圧でＭＯＳＦＥＴ２がターン・オンすると、電流は電圧ドロップのより小さいＭＯＳＦＥＴ２を流れるようになる。このときの電流によって可飽和コア１は飽和し第２の巻線１ａはショート状態になっている。
【００１５】
励磁エネルギの放出が終わってもＭＯＳＦＥＴ２がオン状態であるため、コンデンサ１１の電荷がオン状態のＭＯＳＦＥＴ２をドレインからソースに向かって流れようとするが、このとき、可飽和コア１は逆向きに対しては飽和していないため、第２の巻線１ａは逆方向に加わる電圧に対し高いインピーダンスを示し、その結果、第３の巻線６ｃの電圧はＭＯＳＦＥＴ２のゲートに十分な電圧を供給できなくなりＭＯＳＦＥＴ２がターン・オフする。
【００１６】
図２は請求項２記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。図において、ＭＯＳＦＥＴ２を逆流しようとする電流は第２の巻線１ａのインピーダンスが高いために抵抗５と第２のスイッチ素子であるトランジスタ３のベース・エミッタを抜けて流れトランジスタ３をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電荷を引き抜くのでＭＯＳＦＥＴ２はターン・オフし、結果的に逆流電流はほとんど流れない。
【００１７】
図３は請求項３記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。図において、ＭＯＳＦＥＴ２を逆流しようとする電流に対して、可飽和コア１は飽和していないため第２の巻線１ａと第４の巻線１ｂはともに逆方向に加わる電圧に対して高いインピーダンスを示し、１つの巻線のときより高いインピーダンスを示す。すなわち、図１に示した実施例の第２の巻線１ａと同じインピーダンスを２つの巻線で得るようにすれば良いことになるので第２の巻線１ａの巻数をより少なくすることが可能になり、これによって、順方向電流がＭＯＳＦＥＴ２と第２の巻線１ａを流れるときに第２の巻線１ａによって生じる電力損失を小さくすることができる。
【００１８】
図４は図１の各部の波形を示している。図の上段に示したように、第１の巻線６ｂの電圧が正になると第３の巻線６ｃの電圧も正になり、ＭＯＳＦＥＴ２がターン・オンするので、ＭＯＳＦＥＴ２には図の中段のような波形の電流が流れる。電流が流れ始める時刻は図の下段に示した第２の巻線１ａの両端電圧がゼロになったときに一致している。すなわち、可飽和コア１が順方向で飽和するとＭＯＳＦＥＴ２に電流が流れる。また、順方向の電流がゼロに達した瞬間において、第１の巻線６ｂの電圧もまた第３の巻線６ｃの電圧もゼロにはなっていないので、電流はそのままの傾きを保って流れ続けようとするが、第２の巻線１ａには逆向きの電圧が生じるので、これが第３の巻線６ｃによってＭＯＳＦＥＴ２のゲートに供給されている電圧をはばみ、ＭＯＳＦＥＴ２がターン・オフする。
【００１９】
図１と図２と図３は本発明をフライバックコンバータに応用した例であるが、フォワードコンバータや降圧チョッパを初めとする励磁エネルギの蓄積と放出をともなう全てのスイッチング電源装置に応用することができる。
【００２０】
図１と図３において、第３の巻線６ｃとＭＯＳＦＥＴ２のゲートの間に抵抗４が挿入されているが、これがなくても動作する。また、コンデンサと抵抗の組み合わせを用いることもできる。また、図２において可飽和コア１と第２のスイッチ素子であるトランジスタ３のベースの間に抵抗５が挿入されているが、これがなくても動作する。また、コンデンサと抵抗の組み合わせを用いることができる。
図１と図２と図３のダイオード８は第１のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを応用したときは省略することができる。
【００２１】
【発明の効果】
簡単な回路で同期整流ができるので経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図３】請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図４】図１の回路の波形図である。
【図５】従来の方式の１例を示す回路図である。
【符号の説明】
１可飽和コア
１ａ第２の巻線
１ｂ第４の巻線
２第１のスイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴ
３第２のスイッチ素子であるトランジスタ
４、５抵抗
６トランス
６ａ１次巻線
６ｂ第１の巻線
６ｃ第３の巻線
７主スイッチ素子
８ダイオード
９直流電源
１０発振制御回路
１１コンデンサ
１２負荷
１７カレントトランス
１７ａ１次巻線
１７ｂ２次巻線
１８抵抗
１９バッファアンプ
２０ＭＯＳＦＥＴ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply, and more specifically, to a synchronous rectifier circuit.
[0002]
[Prior art]
As an example of the conventional system, there is a synchronous rectifier circuit using a current transformer shown in FIG. (JP-A-9-182416)
[0003]
In FIG. 5, when a current flows through the primary winding 17a of the current transformer 17, a voltage is generated at the resistor 18 connected to both ends of the secondary winding 17b of the current transformer 17, and this voltage is supplied to the gate of the MOSFET 20 through the buffer amplifier 19. The MOSFET 20 is supplied to turn on the MOSFET 20, and a current flows through the MOSFET 20. Power loss due to rectification can be reduced by selecting MOSFET 20 so that the product of the on-resistance of MOSFET 20 and the current is reduced by the forward voltage of diode 8.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of the conventional method shown in FIG. 5, since the waveform of the current due to the emission of the excitation energy is declining to the right, a voltage sufficiently exceeding the gate threshold is supplied to the gate of the MOSFET 20 at the beginning of the waveform. However, since the voltage drops at the end of the waveform, the on-resistance of the MOSFET 20 increases, and the effect of synchronous rectification decreases.
[0005]
Accordingly, the present invention provides a circuit that supplies a sufficient gate voltage to a MOSFET throughout a period in which a current due to the release of exciting energy flows, thereby further improving the effect of synchronous rectification.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In the invention according to claim 1, a series circuit comprising a second winding wound around a saturable core and a first switch element used for synchronous rectification is connected in parallel to a rectifier diode, and an electromagnetic wave is connected to the first winding. One terminal is connected to the terminal connected to the rectifier diode of the second winding, and the other terminal is connected to the control electrode of the first switch element. Connect each.
In the invention described in claim 2, a second switch element driven by a voltage across the second winding is connected to a control electrode of the first switch element.
According to the third aspect of the present invention, a fourth winding electromagnetically coupled to the second winding is wound and inserted in series between the third winding and the control electrode of the first switch element. .
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The current flowing through the first winding is a current due to the release of the excitation energy, and decreases to the right and becomes zero. If the first switch element is not forcibly turned off after the current becomes zero, the electric charge of the capacitor that accumulates the current due to the release of the excitation energy as electric energy flows back through the first switch element in the on state and the second switch element is turned off. Continue to flow through one winding. This phenomenon occurs because the voltage of the third winding, which supplies a voltage to the control electrode of the first switch element, is proportional to the rate of change of the current flowing through the first winding. This is because the same voltage is generated even if the current flowing through the switch becomes zero and the slope is the same, and the first switch element is kept on. That is, since the voltage proportional to the gradient of the current remains generated in the third winding, the first switch element does not turn off.
[0008]
Therefore, the first switch element is forcibly turned off using the voltage generated in the winding of the saturable core when the current of the first switch element is about to be reversed.
[0009]
The winding wound on the saturable core has a high impedance with respect to AC as an inductor until it is saturated with an applied pulse, and has a property of being short-circuited after saturation. This property is symmetrical in both the positive and negative directions of the pulse. When a voltage is applied in the opposite direction after being saturated in one direction, it has a high impedance until the voltage is saturated in the opposite direction. Therefore, when an AC pulse is applied to the winding of the saturable core, a high impedance is instantaneously exhibited each time the polarity is inverted. If the saturable core winding having such a property is connected in series to the first switch element, the saturable core has a large impedance only when the current is reversed.
[0010]
According to the first aspect of the present invention, when the current flowing through the first switch element is about to be reversed, the second winding wound around the saturable core changes to a high impedance, and the voltage of the third winding changes to this impedance. And the sufficient voltage cannot be supplied to the control electrode of the first switch element, and the first switch element is turned off.
[0011]
In the invention according to claim 2, the second switch element is turned on by using the voltage of the second winding wound on the saturable core, and the first switch element is turned off.
[0012]
According to the third aspect of the present invention, when the current flowing through the first switch element is about to be reversed, the impedance combined in series by the second winding and the fourth winding impedes the voltage of the third winding. The first switch element turns off. Since the output current flows through the second winding, the diameter of the wire must be increased. However, the fourth winding may be made thin by applying only a small current for driving the control electrode. Therefore, by reducing the number of turns of the second winding and increasing the diameter of the line, and supplementing with the fourth winding, the power loss caused when an output current flows through the second winding is reduced. Can be.
[0013]
【Example】
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example in which the invention described in claim 1 is applied to a flyback converter.
In FIG. 1, an intermittent current flows through a primary winding 6a of a transformer 6 by turning on and off a main switch element 7 on a primary side of a flyback converter. Excitation energy stored in the transformer 6 during the ON period is supplied to the load side by the first winding 6b during the OFF period. The third winding 6c is a winding that turns on the MOSFET 2 as the first switch element during the off period. The on-resistance of the MOSFET 2 is selected so that the drop voltage becomes smaller than the forward voltage of the diode 8 when the output current flows.
[0014]
When the main switch element 7 is turned off, the current generated in the first winding 6b by the excitation energy flows to the load side through the diode 8, but when the MOSFET 2 is turned on by the voltage generated in the second winding, the current is turned on. Flows through the MOSFET 2 having a smaller voltage drop. The saturable core 1 is saturated by the current at this time, and the second winding 1a is in a short-circuit state.
[0015]
Since the MOSFET 2 is on even after the excitation energy is released, the charge of the capacitor 11 tries to flow from the drain to the source through the MOSFET 2 in the on state. At this time, the saturable core 1 Therefore, the second winding 1a has a high impedance with respect to a voltage applied in the reverse direction, and as a result, the voltage of the third winding 6c cannot supply a sufficient voltage to the gate of the MOSFET 2. MOSFET 2 turns off.
[0016]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example in which the invention described in claim 2 is applied to a flyback converter. In the figure, a current flowing backward through the MOSFET 2 flows through the resistor 5 and the base / emitter of the transistor 3 serving as the second switch element because the impedance of the second winding 1a is high, and the transistor 3 is turned on. Since the gate charge of the MOSFET 2 is extracted, the MOSFET 2 turns off, and as a result, almost no reverse current flows.
[0017]
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example in which the invention described in claim 3 is applied to a flyback converter. In the figure, the saturable core 1 is not saturated with respect to the current flowing backward through the MOSFET 2, so that both the second winding 1a and the fourth winding 1b have a high impedance with respect to the voltage applied in the reverse direction. And shows a higher impedance than with one winding. That is, it is only necessary to obtain the same impedance as the second winding 1a of the embodiment shown in FIG. 1 with two windings, so that the number of turns of the second winding 1a can be further reduced. Accordingly, power loss caused by the second winding 1a when a forward current flows through the MOSFET 2 and the second winding 1a can be reduced.
[0018]
FIG. 4 shows waveforms at various parts in FIG. As shown in the upper part of the figure, when the voltage of the first winding 6b becomes positive, the voltage of the third winding 6c also becomes positive, and the MOSFET 2 is turned on. The current of a strange waveform flows. The time when the current starts to flow coincides when the voltage across the second winding 1a shown in the lower part of the figure becomes zero. That is, when the saturable core 1 is saturated in the forward direction, a current flows through the MOSFET 2. Further, at the moment when the forward current reaches zero, the voltage of the first winding 6b and the voltage of the third winding 6c are not zero, so that the current flows with the slope maintained as it is. Although an attempt is made to continue, a voltage in the opposite direction is generated in the second winding 1a. This reverses the voltage supplied to the gate of the MOSFET 2 by the third winding 6c, and the MOSFET 2 is turned off.
[0019]
FIGS. 1, 2 and 3 show examples in which the present invention is applied to a flyback converter. However, the present invention can be applied to all switching power supply devices having accumulation and release of excitation energy, such as a forward converter and a step-down chopper. it can.
[0020]
In FIG. 1 and FIG. 3, the resistor 4 is inserted between the third winding 6c and the gate of the MOSFET 2, but operation is possible without this. Also, a combination of a capacitor and a resistor can be used. Further, although the resistor 5 is inserted between the saturable core 1 and the base of the transistor 3 as the second switch element in FIG. 2, the device operates without this. Further, a combination of a capacitor and a resistor can be used.
1, 2, and 3 can be omitted when a MOSFET is applied as the first switch element.
[0021]
【The invention's effect】
Synchronous rectification can be performed with a simple circuit, which has a large economic effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 2;
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 3;
FIG. 4 is a waveform diagram of the circuit of FIG. 1;
FIG. 5 is a circuit diagram showing one example of a conventional system.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Saturable core 1a 2nd winding 1b 4th winding 2 MOSFET which is 1st switch element
3 Transistor 4 as a second switch element 5, resistor 6 Transformer 6a Primary winding 6b First winding 6c Third winding 7 Main switch element 8 Diode 9 DC power supply 10 Oscillation control circuit 11 Capacitor 12 Load 17 Current transformer 17a Primary winding 17b Secondary winding 18 Resistance 19 Buffer amplifier 20 MOSFET

Claims

In a switching power supply device including a first winding for taking out excitation energy as a current and a rectifier diode connected in series to the first winding, a second winding wound around a saturable core and a first winding are connected to the first winding. A series circuit composed of switch elements is connected in parallel to the rectifier diode, and a third winding electromagnetically coupled to the first winding is wound, and one terminal is connected to the rectifier of the second winding. A synchronous rectifier circuit, wherein a terminal on the diode side and the other terminal are connected to a control electrode of the first switch element, respectively.

A resistor is inserted in series between the third winding and the control electrode of the first switch element, and a second switch element is connected between the control electrode of the first switch element and the control electrode of the second winding. 2. A connection between the terminals on the rectifier diode side, and a control electrode of the second switch element is connected to a terminal on the first switch element side of the second winding. Synchronous rectifier circuit.

A fourth winding electromagnetically coupled to the second winding is wound, and both ends thereof are inserted in series between the third winding and a control electrode of the first switch element. The synchronous rectifier circuit according to claim 1, wherein