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JP3401923B2 - One-stone current complex resonance type converter circuit - Google Patents

One-stone current complex resonance type converter circuit

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JP3401923B2
JP3401923B2 JP16494394A JP16494394A JP3401923B2 JP 3401923 B2 JP3401923 B2 JP 3401923B2 JP 16494394 A JP16494394 A JP 16494394A JP 16494394 A JP16494394 A JP 16494394A JP 3401923 B2 JP3401923 B2 JP 3401923B2
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circuit
switching element
resonance
period
coil
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真吾 太田
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Sony Corp
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、電子機器全般の電源回
路または照明機器などに用いる直流−直流変換回路に関
するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC conversion circuit used for a power supply circuit of general electronic equipment or a lighting equipment.

【0002】[0002]

【従来の技術】電子機器の電源として使用されるスイッ
チング電源の従来例として、図5にフライバック方式コ
ンバーター回路の回路図を示す。この図において、Eは
直流電圧源、T1 は絶縁トランス、L1 及びL2 は絶縁
トランスT1 の巻線コイル、Q1 はスイッチング素子、
1は差動増幅回路、2は制御回路、D1 はダイオード、
1 はコンデンサである。
2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a circuit diagram of a flyback converter circuit as a conventional example of a switching power supply used as a power supply for electronic equipment. In this figure, E is a direct current voltage source, T 1 denotes an insulating transformer, L 1 and L 2 are wound coil of the insulating transformer T 1, Q 1 is a switching element,
1 the differential amplifier circuit, 2 is a control circuit, D 1 a diode,
C 1 is a capacitor.

【0003】この回路の動作を簡単に説明すると、スイ
ッチング素子Q1 は制御回路2からの例えばパルス信号
等によりオン/オフ動作をする。また、この回路はスイ
ッチング素子Q1 のオンの期間は、トランスT1 はエネ
ルギーを蓄積するだけでトランスT1 の2次側回路に電
力伝達は行わず、スイッチング素子Q1 のオフの期間に
トランスT1 の電磁エネルギーが逆起電力として2次側
回路に伝達される。そして、トランスT1 の2次巻線コ
イルL2 に発生した交流電圧は、ダイオードD1 で整流
され、コンデンサC1 で平滑されて直流電圧として出力
される。また、この出力電圧は誤差増幅回路1で検出さ
れ、その検出信号を制御回路2に印加することで、制御
回路2は、この出力電圧が一定になるようにスイッチン
グ素子Q1 に印加する例えばパルス信号のパルス幅等を
制御する。
[0003] In operation of the circuit simply, the switching element Q 1 is the on / off operation by, for example, a pulse signal from the control circuit 2. Further, the circuit period on the switching element Q 1 is, transformer T 1 does not perform the power transferred to the secondary circuit of the transformer T 1 by simply storing energy, transformer during the off of the switching element Q 1 electromagnetic energy T 1 is transmitted to the secondary circuit as the counter electromotive force. Then, an AC voltage generated in the secondary winding L 2 of the transformer T 1 is rectified by the diode D 1, is outputted as a DC voltage is smoothed by the capacitor C 1. Further, the output voltage is detected by the error amplification circuit 1, by applying the detection signal to the control circuit 2, the control circuit 2, for example, a pulse to be applied to the switching element Q 1 so that the output voltage becomes constant It controls the pulse width and the like of the signal.

【0004】しかし、上述した回路はスイッチング素子
1 でトランスT1 の1次巻線コイルL1 に流れる電流
1 をオン/オフするために、スイッチング素子Q1
かかる電圧V1 と電流I1 は図9の(a)に示すような
の波形となり、スイッチング素子Q1 がオンのときに流
れる電流I1 の波形は鋸歯状になる。このため、スイッ
チング素子Q1 のオン/オフ動作の過渡的な期間にスイ
ッチング素子Q1 に電圧V1 と、電流I1 が同時に加わ
る期間がありスイッチング損失が発生する。特にスイッ
チング素子Q1 がオフになる時は、電流I1 が最大とな
るところで電圧V1 が急激に立ち上がるため、大きなス
イッチング損失やスイッチングノイズが生じる欠点があ
る。
However, the above-described circuit is for turning on / off the current I 1 flowing through the primary winding coil L 1 of the transformer T 1 at the switching element Q 1, the voltage V 1 and current I according to the switching element Q 1 1 becomes such a waveform as shown in (a) of FIG. 9, the waveform of the current I 1 that flows when the switching element Q 1 is oN becomes serrated. Therefore, the voltages V 1 to transient period the switching element to Q 1 on / off operation switching element Q 1, the current I 1 is generated, the switching losses may period applied simultaneously. Especially when the switching element Q 1 is turned off, since the current I 1 is voltages V 1 rises rapidly where the maximum, there is a disadvantage that a large switching loss and switching noise.

【0005】そこで、これら問題をやや改善した回路と
して疑似共振型フライバック方式コンバーター回路が知
られており、その回路図を図6に示す。この図におい
て、T2 は絶縁トランス、L3 、L4 、L5 、は絶縁ト
ランスT2 の巻線コイル、D2 はダイオード、3はON
遅延回路であり、他は上述した図5のフライバック方式
コンバーター回路と同一である。
Therefore, a quasi-resonant flyback converter circuit is known as a circuit which slightly improves these problems, and its circuit diagram is shown in FIG. In this figure, T 2 of the insulating transformer, L 3, L 4, L 5, the winding coil of the insulating transformer T 2, D 2 are diodes, 3 ON
A delay circuit is otherwise the same as the flyback converter circuit of FIG. 5 described above.

【0006】この回路の動作は上述したフライバック方
式コンバータ回路と同一であるが、スイッチング素子Q
1 のオンの時、トランスT2 の2次巻線コイルL5 の電
圧を利用するため、スイッチング素子Q1 の電圧の立ち
下がりが共振型となり、スイッチング素子Q1 にかかる
電圧V1 及び電流I1 は図9の(b)に示す波形とな
る。これにより、電圧V1 の立ち下がり時が、ゆるやか
な曲線となり上述した回路に比べてスイッチング損失が
やや低減する。しかし、電圧V1 の立ち上がり、即ちス
イッチング素子Q1 がオフとなる区間での損失は依然大
きいままである。
The operation of this circuit is the same as that of the above-mentioned flyback converter circuit, but the switching element Q
When 1-on, to use the voltage of the secondary winding L 5 of the transformer T 2, switching elements falling for Q 1 of voltage becomes resonant, the voltage V 1 and current I according to the switching element Q 1 1 has a waveform shown in FIG. As a result, the falling time of the voltage V 1 becomes a gentle curve, and the switching loss is slightly reduced as compared with the circuit described above. However, the loss of a section rise of the voltage V 1, i.e. the switching element Q 1 is turned off remains still large.

【0007】また、上述した図5及び図6のフライバッ
ク方式の回路は、絶縁トランスの漏洩インダクタンスを
利用しないため、絶縁トランスの構造が複雑なものとな
り、漏洩磁束の影響も大きくなる。さらに、スイッチン
グ素子Q1 に流れる電流I1 及びI2 が鋸歯状で電流の
ピーク値が大きいため、電界効果トランジスタ(FE
T)を用いた場合にはFETの内部抵抗による電力損失
が問題となる。また、バイポーラ・トランジスタを用い
た場合はドライブ条件の設定が困難になりドライブ回路
が複雑になるなどの欠点がある。
The flyback circuits shown in FIGS. 5 and 6 do not use the leakage inductance of the insulating transformer, so that the structure of the insulating transformer becomes complicated and the influence of the leakage magnetic flux increases. Further, since the currents I 1 and I 2 flowing through the switching element Q 1 have a sawtooth shape and a large peak value of the current, the field effect transistor (FE)
When T) is used, power loss due to the internal resistance of the FET becomes a problem. Further, when a bipolar transistor is used, there are disadvantages such as difficulty in setting drive conditions and complicating the drive circuit.

【0008】そこで、これら問題を解決するために部分
電圧共振型フォワード方式コンバーター回路が知られて
おり、その回路図を図7に示す。この回路において、T
3 はフライバック方式の回路のトランスとは極性が逆で
ある絶縁トランス、L6 、L7 、L8 、はトランスT3
の巻線コイル、4は副制御回路、Sはスイッチ、C3
コンデンサ、D2 、D3 はダイオード、L9 はチョーク
コイルであり、他は上述した回路と同一である。
In order to solve these problems, a partial voltage resonance type forward converter circuit is known, and its circuit diagram is shown in FIG. In this circuit, T
3 is an isolation transformer whose polarity is opposite to that of the flyback type circuit transformer, and L 6 , L 7 , L 8 are transformers T 3
, A sub-control circuit, S is a switch, C 3 is a capacitor, D 2 and D 3 are diodes, L 9 is a choke coil, and the others are the same as the above-described circuits.

【0009】この回路の動作を簡単に説明すると、スイ
ッチング素子Q1 はON遅延回路3を介して制御回路2
からの印加信号によりオン/オフ動作をする。そしてス
イッチング素子Q1 のオン期間で、トランスT3 の2次
側コイルL7 に電力伝達が行われ、ダイオードD2 で整
流し、チョークコイルL9 を介してコンデンサC1 で平
滑して電圧を出力する。また、スイッチング素子Q1
オフ期間では、ダイオードD3 が導通して、コイルL9
に残っているエネルギーを出力電圧として出力する。
The operation of this circuit will be briefly described. The switching element Q 1 is connected to the control circuit 2 via the ON delay circuit 3.
On / off operation in response to an applied signal. The ON period of the switching element Q 1, the power transfer is performed to the secondary coil L 7 of the transformer T 3, rectified by a diode D 2, a smoothing the voltage in the capacitor C 1 via a choke coil L 9 Output. Further, in the OFF period of the switching element Q 1, a diode D 3 is conductive, coil L 9
The remaining energy is output as an output voltage.

【0010】この回路のスイッチング素子Q1 における
電圧V1 及び電流I1 の波形は、図9の(c)に示すよ
うに、電圧の立ち上がり、及び立ち下がりの双方が共振
型となる。従って、スイッチング損失は上述した擬似共
振型フライバック回路よりさらに低減でき、かつ直流電
圧源Eの入力電圧及び負荷変動に対してスイッチング素
子Q1 にかかる電圧をほぼ一定にすることができる。し
かし、この回路では、新たに高耐圧、大電流に対応でき
る高価なスイッチSが必要となる欠点が生じる。
[0010] waveforms of the voltage V 1 and current I 1 in the switching element to Q 1 this circuit, as shown in (c) of FIG. 9, the rise of the voltage, and both falling in a resonance type. Therefore, switching losses can be substantially constant voltage across the switching element Q 1 with respect to the input voltage and the load change can be further reduced than quasi-resonant flyback circuit described above, and a DC voltage source E. However, this circuit has a disadvantage that an expensive switch S that can newly cope with a high withstand voltage and a large current is required.

【0011】そこで、これら問題点を解決するため、ハ
ーフブリッジ方式電流共振型コンバーター回路が知られ
ており、その回路図を図8に示す。この回路において、
2 、Q3 はスイッチング素子、C4 はコンデンサ、T
4はトランス、L10、L11、L12、はトランスT4 の巻
線コイル、D4 、D5 はダイオード、他は上述した回路
と同一である。
In order to solve these problems, a half-bridge type current resonance type converter circuit is known, and its circuit diagram is shown in FIG. In this circuit,
Q 2 and Q 3 are switching elements, C 4 is a capacitor, T
4 transformer, L 10, L 11, L 12, the winding coil of the transformer T 4, D 4, D 5 are diodes, others are same as the circuit described above.

【0012】この回路の動作は、スイッチング素子Q
2 、Q3 が制御回路2からの印加信号によりオン/オフ
動作をする。そしてトランスT4 の2次側コイルL11
12に電力伝達が行われ、ダイオードD4 、D5 で整流
し、平滑コンデンサC1 で平滑して出力する。また、出
力電圧は誤差増幅回路1で検出され、出力電圧が一定に
なるようにスイッチング素子Q2 、及びQ3 が制御回路
2で制御される。
The operation of this circuit is based on the switching element Q
2 and Q 3 are turned on / off by an applied signal from the control circuit 2. And the secondary coil L 11 of the transformer T 4 ,
L 12 power transfer to is performed, rectified by diode D 4, D 5, smoothes and outputs smoothing capacitor C 1. The output voltage is detected by the error amplifier circuit 1 and the switching elements Q 2 and Q 3 are controlled by the control circuit 2 so that the output voltage becomes constant.

【0013】この回路のスイッチング素子Q2 の電流I
1 及び電圧V1 の波形は図9の(d)に示すようにな
り、トランスT4 の漏洩インダクタンスを利用してスイ
ッチング素子Q2 に流れる電流を複数の共振波形として
いるため、スイッチング損失がさらに低減される。ま
た、入力電圧及び負荷の変動に対してもスイッチング素
子Q2 にかかる電圧がほぼ一定で小さく抑えることがで
きるため、比較的大きな出力にも対応が可能である。さ
らに、スイッチング素子Q2 にかかる電圧は最大でも直
流電圧源Eの電圧であるため、その耐圧は上述した部分
電圧共振型コンバータ回路よりも低いものが使用可能で
ある。
The current I of the switching element Q 2 of this circuit
1 and the waveform of the voltages V 1 becomes as shown in (d) of FIG. 9, since the current flowing by utilizing the leakage inductance of the transformer T 4 to the switching element Q 2 and the plurality of resonance waveform, the switching loss is further Reduced. Moreover, since it is possible to suppress almost the voltage applied to the switching element Q 2 is also constant for variations in input voltage and load, it is possible to cope with a relatively large output. Furthermore, the voltage applied to the switching element Q 2 is because the voltage of the DC voltage source E at maximum, its breakdown voltage lower than the partial voltage resonant converter circuit described above can be used.

【0014】[0014]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した図
8のハーフブリッジ方式電流共振型コンバーター回路は
は、スイッチング素子が2個必要でありコストアップと
なる。また、図示されていないが周辺回路の部品点数が
増加し、制御回路に用いる集積回路(IC)の品種も少
ないため、やはりコストアップとなる。
By the way, the half-bridge type current resonance type converter circuit shown in FIG. 8 requires two switching elements, which increases the cost. Although not shown, the number of components of the peripheral circuit increases, and the number of types of integrated circuits (ICs) used in the control circuit is small, which also increases the cost.

【0015】[0015]

【課題を解決するための手段】本発明は上述した問題点
にかんがみてなされたもので、絶縁トランスとコンデン
サからなる直列共振回路にインダクタを並列に接続す
る。そして、その直列共振回路及びインダクタに供給さ
れている直流電源を断続するスイッチング手段を備え、
それによって得られる2次側回路の電圧を整流・平滑し
て出力するように構成する。
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described problems, and has an inductor connected in parallel to a series resonance circuit including an insulating transformer and a capacitor. And a switching means for intermittently turning on and off the DC power supplied to the series resonance circuit and the inductor.
The voltage of the secondary circuit obtained thereby is configured to be rectified and smoothed and output.

【0016】そして、少なくとも1次側コイルと2次側
コイルとを有し、所定の漏洩インダクタンスが得られる
ように結合係数が設定されている絶縁トランスと、絶縁
トランスの前記1次側コイルに対して直列に接続され、
絶縁トランスの1次側コイルと共に直列共振回路を構成
するコンデンサと、絶縁トランスの2次側コイルに誘起
される交番電圧を整流するダイオードと、直列共振回路
に並列に接続されたインダクタと、直列共振回路とイン
ダクタとの並列回路に対して直列に接続されて、直流電
源から並列回路に流れ込む電流を断続するスイッチング
素子とを備え、絶縁トランスの前記1次側コイルと前記
2次側コイルの極性は、前記スイッチング素子がオンの
とき、前記2次側コイルに電圧が発生するように構成
し、前記絶縁トランスの前記1次側コイルインダクタン
ス、前記2次側コイルインダクタンス、前記所定の漏洩
インダクタンス、前記コンデンサの容量、及び、前記イ
ンダクタのインダクタンスが、 (a)前記スイッチング素子がオンした直後の第1の期
間においては、前記2次側コイルに発生する電圧により
前記ダイオードが導通し.前記絶縁トランスの前記漏洩
インダクタンスと前記コンデンサとから第1の共振周波
数を有する第1の共振回路が構成され、前記第1の共振
周波数が、前記第1の共振回路に流れる共振電流の半周
期が前記スイッチング素子のオンの期間よりも短くなる
ようにされ、 (b)前記第1の期間の後で前記スイッチング素子がオ
フするまでの第2の期間においては、前記ダイオードが
非導通となり、前記絶縁トランスの前記1次側コイルイ
ンダクタンスと前記コンデンサとから前記第1の共振周
波数よりも低い第2の共振周波数を有する第2の共振回
路が構成され、前記第2の共振回路に流れる共振電流の
周期が前記第1の共振回路に流れる共振電流の周期より
も長くなるようにされ、 (c)前記スイッチング素子がオフしてから次にオンす
るまでの第3の期間においては、前記絶縁トランスの前
記1次側コイルと前記コンデンサと前記インダクタとか
ら第3の共振回路が構成され、前記インダクタに前記第
3の共振回路の共振電流が流れ、これにより、前記スイ
ッチング素子に流れる電流が複数の共振 波形が重畳され
たものとなり、前記第2の期間において前記スイッチン
グ素子に流れる電流が前記第1の期間において前記スイ
ッチング素子に流れる電流よりも小さなものとなるよう
に設定されている
An insulating transformer having at least a primary coil and a secondary coil and having a coupling coefficient set so as to obtain a predetermined leakage inductance; Connected in series,
A capacitor that forms a series resonance circuit with the primary coil of the insulating transformer, a diode that rectifies an alternating voltage induced in the secondary coil of the insulating transformer, an inductor that is connected in parallel with the series resonance circuit, A switching element connected in series to the parallel circuit of the circuit and the inductor, and intermittently interrupting a current flowing from the DC power supply into the parallel circuit, wherein the polarity of the primary coil and the secondary coil of the insulating transformer is A voltage is generated in the secondary coil when the switching element is turned on, and the primary coil inductor of the insulating transformer is
The secondary coil inductance, the predetermined leakage
Inductance, capacitance of the capacitor, and
Inductance of inductor is, (a) a first period immediately after the switching element is turned on
Between the two, due to the voltage generated in the secondary coil
Said diode conducts; The leakage of the insulation transformer
The first resonance frequency from the inductance and the capacitor
A first resonant circuit having a first resonance
The frequency is half of the resonance current flowing through the first resonance circuit.
Period is shorter than the ON period of the switching element.
Is so, (b) the switching element is o after said first time period
During the second period before turning off, the diode
Becomes non-conductive, and the primary side coil
The first resonance frequency is determined from the conductance and the capacitor.
A second resonance circuit having a second resonance frequency lower than the wave number
And a resonance current flowing through the second resonance circuit is formed.
The period is longer than the period of the resonance current flowing through the first resonance circuit.
Is to be increased, then ounces turned off and (c) the switching element
In the third period until the
The primary coil, the capacitor, and the inductor
To form a third resonance circuit, and the inductor is connected to the third resonance circuit.
3, the resonance current of the resonance circuit flows, thereby
The current flowing through the switching element is superimposed with multiple resonance waveforms.
The switch period during the second period.
Current flowing through the switching element during the first period.
So that it is smaller than the current flowing through the
Is set to

【0017】[0017]

【作用】上記のように構成することにより、スイッチン
グ素子に流れる電流は、複数の共振電流が重畳された電
流となり、スイッチング損失を低減することができる。
With the above arrangement, the current flowing through the switching element becomes a current in which a plurality of resonance currents are superimposed, and the switching loss can be reduced.

【0018】[0018]

【実施例】図1は本発明の1石電流共振型コンバーター
回路の実施例の回路図である。この図において、Eは直
流電圧源、L21はインダクタ、C21はコンデンサ、Q21
は制御回路22からの例えばパルス信号によって制御さ
れているスイッチング素子、T21はトランス、L22及び
23はトランスT21の1次側、及び2次側の巻線コイ
ル、D21は整流ダイオード、C22は平滑コンデンサ、2
1は出力電圧の変動を検知する誤差増幅回路、22は例
えばパルス幅の変更が可能な制御回路である。また、I
21はインダクタL21に流れる電流、I22はコンデンサC
21、及び1次側巻線コイルL22に流れる電流、I23はス
イッチング素子Q21に流れる電流(I21+I22)、I24
は2次側巻線コイルL23に接続されているダイオードD
21に流れる電流をそれぞれ示している。
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a single-pole current resonance type converter circuit according to the present invention. In this figure, E is a DC voltage source, L 21 is an inductor, C 21 is a capacitor, Q 21
Switching element which is controlled by e.g. a pulse signal from the control circuit 22, T 21 is trans, L 22 and L 23 is the primary side of the transformer T 21, and the secondary side winding coil, D 21 is the rectifier diode , C 22 are smoothing capacitors, 2
Reference numeral 1 denotes an error amplifier circuit for detecting a change in output voltage, and reference numeral 22 denotes a control circuit capable of changing a pulse width, for example. Also, I
21 the current flowing through the inductor L 21, I 22 is a capacitor C
21, and the current flowing through the primary winding coil L 22, I 23 is the current flowing through the switching element Q 21 (I 21 + I 22 ), I 24
Diode D is connected to the secondary winding coil L 23
The current flowing through 21 is shown.

【0019】本発明の1石電流複合共振型コンバーター
回路の実施例の動作を簡単に説明する。スイッチング素
子Q21に制御回路22から例えばパルス信号が印加され
た場合、スイッチング素子Q21はオフ/オン動作を行
い、トランスT21の1次側コイルL22には断続的に電流
が流れる。この動作によってトランスT21の2次巻線コ
イルL23に交流電圧が発生し、ダイオードD21、及びコ
ンデンサC22で整流・平滑して電圧Vo を出力する。こ
の時のトランスT21の巻線コイルの極性は、スイッチン
グ素子Q21がオン時に2次側コイルL23に交流電圧が発
生するように構成している。また、誤差増幅回路21で
出力電圧Vo の電圧を検出し、その検出信号を制御回路
22に印加することにより、制御回路22でスイッチン
グ素子Q21に印加する例えばパルス信号のパルス幅等の
周期の制御を行い、出力電圧Vo が一定になるようにし
ている。
The operation of the embodiment of the single-pole current composite resonance type converter circuit of the present invention will be briefly described. If for example, a pulse signal from the control circuit 22 to the switching element Q 21 is applied, the switching element Q 21 performs OFF / ON operation, intermittently current flows through the primary coil L 22 of the transformer T 21. AC voltage generated in the secondary winding L 23 of the transformer T 21 By this operation, the diode D 21, and outputs a voltage V o is rectified and smoothed by the capacitor C 22. Polarity of the winding coil of the transformer T 21 at this time, the AC voltage in the secondary coil L 23 is configured to generate during the switching element Q 21 is turned on. Further, to detect the voltage of the output voltage V o at the error amplifier circuit 21, the period of its by applying to the detection signal control circuit 22, such as a pulse width to be applied to the switching element Q 21 in the control circuit 22 for example, a pulse signal and controls the output voltage V o is set to be constant.

【0020】次に、本発明の回路に流れる電流を図2の
等価回路図、及び図3に示す各部に流れる電流の波形図
を参照して説明する。まず、スイッチング素子Q21がオ
ンの期間(図3において、0≦t<t2 の期間)での各
部に流れる電流について説明する。この回路において、
インダクタL21に流れる電流I21は、電源電圧をVE
21のインダクタンスをL21a 、経過時間をtとする
と、スイッチング素子Q21がオンの期間では、(数1)
で求められ、
Next, the current flowing through the circuit of the present invention will be described with reference to the equivalent circuit diagram of FIG. 2 and the waveform diagram of the current flowing through each part shown in FIG. First, the switching element Q 21 is (in FIG. 3, 0 ≦ t <periods t 2) period on is described the current flowing through the respective portions in the. In this circuit,
The current I 21 flowing through the inductor L 21 is obtained by changing the power supply voltage to V E ,
Inductance L 21a of L 21, the elapsed time when the t, in the period of the switching element Q 21 is turned on, (Equation 1)
Required by

【数1】 この電流I21は、図3の(a)に示すような時間tと共
にスイッチング素子Q21がオフするまで、直線状に増加
する鋸歯状の電流となる。
(Equation 1) The current I 21 becomes a sawtooth current that increases linearly until the switching element Q 21 is turned off with the time t as shown in FIG. 3A.

【0021】次に2次側のダイオードD21に流れる電流
24は、図3の(d)に示すような電流となる。この電
流I24は、トランスT21の1次側の共振電流に基づいて
2次側コイルL23に電圧が発生することにより、ダイオ
ードD21が導通して発生する。そして出力電圧Vo が所
定の電圧になった時、ダイオードD21は非導通となって
電流I24は零となる。
Next, the current I 24 flowing through the diode D 21 on the secondary side becomes a current as shown in FIG. The current I 24, by the voltage generated in the secondary coil L 23 based on the resonance current in the primary of the transformer T 21, the diode D 21 is generated in the conduction. And when the output voltage V o reaches a predetermined voltage, the diode D 21 is the current I 24 is zero becomes non-conductive.

【0022】次に、コンデンサC21、及び1次側コイル
22に流れる電流I22は、コンデンサC21と1次側コイ
ルL22との共振電流になる。しかし、前述したように絶
縁トランスT21の巻線コイルの極性は、スイッチング素
子Q21がオンの時、2次側コイルL23に電圧が発生する
ように構成してあるため、ダイオードD21には、0≦t
<t1 の区間(以下、区間A1という)で図3の(d)
に示すような電流I24が流れる。この区間A1では、2
次側コイルL23はショート状態になり、1次側コイルに
流れる電流I22は、2次コイルL23をショートした時の
以下に説明するトランスT21の漏洩インダクタンスとコ
ンデンサC21の共振電流となる。
Next, the current I 22 flowing through the capacitor C 21 and the primary coil L 22, becomes the resonance current of the capacitor C 21 and the primary coil L 22. However, the polarity of the winding coil of the isolation transformer T 21 as described above, since the switching element Q 21 when asserted, the voltage on the secondary coil L 23 are constituted to have occurred, the diode D 21 Is 0 ≦ t
(D) of FIG. 3 in a section <t 1 (hereinafter referred to as section A1).
A current I 24 as shown in FIG. In this section A1, 2
The following coil L 23 becomes shorted, the current I 22 flowing through the primary coil, the resonance current of the leakage inductance and the capacitor C 21 of the transformer T 21 described below when the shorted secondary coil L 23 and Become.

【0023】区間A1でコンデンサC21、及び1次側コ
イルL22に流れる電流I22を、図2に示す絶縁トランス
21の等価回路を参照して説明する。まず図1における
コンデンサC21、及びトランスT21の回路部を図2の
(a)に示す。(但し、コンデンサC21の容量をC
21a 、トランスT21の1次コイルのインダクタンスをL
22a 、2次コイルのインダクタンスをL23a 、相互イン
ダクタンスをMとする) この回路のトランスT21は図2の(b)に示す等価回路
として表すことができる。さらに2次側回路が導通して
ショート状態であるため、図2の(C)のような(L
22a −M)と(L23a −M)のインダクタンスが直列に
接続され、(M)のインダクタンスが(L23a −M)の
インダクタンスに並列に接続された回路に置き換えるこ
とができる。
[0023] The current I 22 flowing through the capacitor C 21 and the primary coil L 22, in a section A1, is described with reference to the equivalent circuit of the isolation transformer T 21 shown in FIG. First, the circuit section of the capacitor C 21 and the transformer T 21 in FIG. 1 is shown in FIG. (However, the capacity of the capacitor C 21 is C
21a, the inductance of the primary coil of the transformer T 21 L
22a, inductance L 23a of the secondary coil, the mutual inductance and M) transformer T 21 of this circuit can be represented as an equivalent circuit shown in FIG. 2 (b). Further, since the secondary side circuit becomes conductive and is in a short-circuit state, (L) as shown in FIG.
22a- M) and the inductance of ( L23a- M) are connected in series, and the inductance of (M) can be replaced with a circuit connected in parallel with the inductance of ( L23a- M).

【0024】よって、区間A1でのトランスT21の合成
インダクタンスをL24a とすると、
[0024] Therefore, if the combined inductance of the transformer T 21 in section A1 and L 24a,

【数2】 と表すことができる。また、トランスT21の相互インダ
クタンスMを、
(Equation 2) It can be expressed as. In addition, the mutual inductance M of the transformer T 21,

【数3】 とした場合、合成インダクタンスL24a は、(Equation 3) , The combined inductance L 24a is

【数4】 と示すことができる。従って、区間A1においてコンデ
ンサC21、及び1次側コイルL22に流れる電流I22は、
図2の(d)で示すような合成インダクタンスL24a
コンデンサC21a の直列共振回路の共振電流となり、図
3の(b)に示すような電流が流れる。
(Equation 4) It can be shown. Therefore, the current I 22 flowing through the capacitor C 21 and the primary coil L 22 in the section A1 is
A resonance current of the series resonance circuit of the combined inductance L 24a and the capacitor C 21a as shown in FIG. 2D, and a current as shown in FIG. 3B flows.

【0025】なお時間t1 は、この時の共振周波数によ
って決定され、
The time t 1 is determined by the resonance frequency at this time.

【数5】 で示される。この式に(数4)を代入することにより(Equation 5) Indicated by By substituting (Equation 4) into this equation,

【数6】 と示すこともできる。すなわち、時間t1 はコイルL22
のインダクタンスL22a 、コンデンサC21の容量C
21a 、及びトランスT21の結合係数Kによって決定され
る時間である。
(Equation 6) Can also be shown. That is, time t 1 is equal to coil L 22
Inductance L 22a , the capacitance C of the capacitor C 21
21a, and a time determined by the coupling factor K of the transformer T 21.

【0026】そして、スイッチング素子Q21がオンの状
態でも、図3の(d)に示すt1 ≦t<t2 の区間(以
下、区間A2という)では、出力電圧Vo が所定の電圧
となり、ダイオードD21に流れる電流I24が零となるた
め、2次側コイルL23は開放されることになる。従っ
て、この区間A2ではコンデンサC21に流れる電流I22
は、2次側コイルL23の漏洩インダクタンスの影響がな
くなり、コンデンサC21と1次側コイルL22との共振電
流となる。この区間A2の電流の共振周波数をf2 とす
ると、f2
[0026] Then, in the switching element Q 21 is turned on, the section (hereinafter, referred to as sections A2) t 1 ≦ t <t 2 shown in (d) of FIG. 3, the output voltage V o becomes the predetermined voltage since the current I 24 flowing through the diode D 21 is zero, the secondary coil L 23 will be opened. Therefore, in this section A2, the current I 22 flowing through the capacitor C 21
It is eliminated the influence of leakage inductance of the secondary coil L 23, a resonant current of the capacitor C 21 and the primary coil L 22. When the resonance frequency of the current in this section A2 and f 2, f 2 is

【数7】 となり、この区間A2ではスイッチング素子Q21がオフ
するまで、図3の(b)に示す電流I22が流れる。
(Equation 7) Next, until the off-switching element Q 21 in this section A2 is, current I 22 shown in FIG. 3 (b) flows.

【0027】またスイッチング素子Q21に流れる電流I
23は、スイッチング素子Q21がオンの間は、図3の
(c)に示すような電流I21とI22の合成電流となる。
The current I flowing through the switching element Q 21
Reference numeral 23 denotes a combined current of the currents I 21 and I 22 as shown in FIG. 3C while the switching element Q 21 is on.

【0028】次に、スイッチング素子Q21がオフの区間
(以下、区間A3という)での各部に流れる電流につい
て説明する。スイッチング素子Q21がオフの区間A3で
は、スイッチング素子Q21の電流I23は流れない。ま
た、2次側コイルL23にも電圧が発生しないため、ダイ
オードD21は非導通であり電流I24も流れない。しか
し、インダクタL21には前述したスイッチング素子Q21
がオン状態の時に蓄積された電磁エネルギーによって電
圧が発生し電流I21が流れる。この電流I21は、スイッ
チング素子Q21がオフであるため、インダクタL21、1
次側コイルL22、及びコンデンサC21による共振電流と
なる。また、この電流の共振周波数をf3 とすると、
Next, the switching element Q 21 is turned off in the section (hereinafter, referred to as section A3) for the current flowing through the respective portions in explaining. In the switching element Q 21 is turned off in the section A3, the current I 23 of the switching element Q 21 does not flow. Further, since the voltage in the secondary coil L 23 is not generated, the diode D 21 is the current I 24 is not also flow in the non-conductive. However, the switching elements Q 21 described above in the inductor L 21
There current I 21 is the voltage generated by the stored electromagnetic energy during the ON state flows. Since this current I 21, the switching element Q 21 is turned off, the inductor L 21, 1
Next coil L 22, and a resonant current due to the capacitor C 21. If the resonance frequency of this current is f 3 ,

【数8】 となり、この区間A3では、図3の(a)に示す電流I
21が流れ、1次側コイルL22には図3の(b)に示すよ
うなの電流I22が流れる。
(Equation 8) In this section A3, the current I shown in FIG.
21 flows a current I 22, such as shown in FIG. 3 (b) flows through the primary coil L 22.

【0029】従って、本発明の実施例では、スイッチン
グ素子Q21にかかる電圧と電流の関係は図4に示すよう
な波形となり、トランスT21の漏洩インダクタンスを利
用してスイッチング素子Q21に流れる電流を複数の共振
波形が重畳したものとなる。よって、スイッチング素子
21でのスイッチング損失を低減することができる。
[0029] Thus, in the embodiment of the present invention, the relationship between the voltage according to the switching element Q 21 and the current has a waveform as shown in FIG. 4, the current flowing by utilizing the leakage inductance of the transformer T 21 to the switching element Q 21 Are superimposed on a plurality of resonance waveforms. Therefore, it is possible to reduce the switching loss in the switching element Q 21.

【0030】尚、絶縁トランスT21のリーケージインダ
クタンスは結合が密とされている絶縁トランスT21に対
して、直列にコイルを接続することによって形成するこ
ともできる。又、インダクタL21は、複数の巻線をトラ
ンス結合したものによって構成することもできる。
[0030] Incidentally, the leakage inductance of the isolation transformer T 21 is the insulating transformer T 21 which bond is dense can also be formed by connecting a coil in series. Moreover, the inductor L 21 may be configured by those transformer coupling a plurality of windings.

【0031】[0031]

【発明の効果】以上説明したように、本発明の1石電流
複合共振型コンバーター回路はトランスの漏洩インダク
タンスを利用する為、漏洩磁束の影響の少ない動作状態
を1個のスイッチング素子で簡単に実現することが可能
になり小型・軽量化を行う際、非常に有用である。ま
た、スイッチング素子のオンの時にほぼゼロクロスでの
スイッチングが可能で、オフの時も電流の小さい状態で
行われる為、スイッチング素子の損失、及びスイッチン
グノイズも抑えられるという利点がある。
As described above, the single-pole current composite resonance type converter circuit of the present invention utilizes the leakage inductance of the transformer, so that the operating state less affected by the leakage magnetic flux can be easily realized by one switching element. This is very useful when the size and weight are reduced. In addition, when the switching element is turned on, switching at almost zero crossing is possible, and when the switching element is turned off, the switching is performed with a small current. Therefore, there is an advantage that loss of the switching element and switching noise can be suppressed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.

【図2】本発明の実施例のコンデンサとトランスの等価
回路を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of a capacitor and a transformer according to the embodiment of the present invention.

【図3】本発明の実施例において各部に流れる電流の波
形を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing a waveform of a current flowing through each part in the embodiment of the present invention.

【図4】本発明の実施例のスイッチング素子にかかる電
圧と電流の関係を示す図である。
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a voltage and a current applied to the switching element according to the embodiment of the present invention.

【図5】従来のフライバック方式コンバーター回路の回
路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional flyback type converter circuit.

【図6】従来の疑似共振型フライバック方式コンバータ
ー回路の回路図である。
FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional quasi-resonant flyback converter circuit.

【図7】従来の部分電圧共振型フォワード方式コンバー
ター回路の回路図である。
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional partial voltage resonance type forward converter circuit.

【図8】従来のハーフブリッジ方式電流共振型コンバー
ター回路の回路図である。
FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional half-bridge type current resonance type converter circuit.

【図9】従来例の回路のスイッチング素子にかかる電圧
と電流の関係を示す図である。
FIG. 9 is a diagram showing a relationship between a voltage and a current applied to a switching element of a circuit of a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1、21 誤差増幅回路 2、22 制御回路 3 ON遅延回路 4 副制御回路 C(122) 平滑コンデンサ C(23421) コンデンサ C21a 容量 D(1234521) ダイオード E 直流電圧源 L(123456781011122223) トランスの巻線
コイル L(921) インダクタ L(22a22b) インダクタンス M トランスの相互インダクタンス Q(12321) スイッチング素子 S スイッチ T(123421) 絶縁トランス
1, 21 Error amplification circuit 2, 22 Control circuit 3 ON delay circuit 4 Sub-control circuit C (1 , 22) Smoothing capacitor C (2 , 3 , 4 , 21) Capacitor C 21a Capacity D (1 , 2 , 3 , 4) , 5 , 21) Diode E DC voltage source L (1 , 2 , 3 , 4 , 5 , 6 , 7 , 7 , 8 , 10 , 11 , 12 , 12 , 22 , 23) Transformer winding coil L (9 , 21) Inductor L (22a , 22b) Inductance M Mutual inductance of transformer Q (1 , 2 , 3 , 21) Switching element S Switch T (1 , 2 , 3 , 4 , 21) Insulation transformer

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 少なくとも1次側コイルと2次側コイル
とを有し、所定の漏洩インダクタンスが得られるように
結合係数が設定されている絶縁トランスと、 前記絶縁トランスの前記1次側コイルに対して直列に接
続され、前記絶縁トランスの前記1次側コイルと共に直
列共振回路を構成するコンデンサと、 前記絶縁トランスの2次側コイルに誘起される交番電圧
を整流するダイオードと、 前記直列共振回路に並列に接続されたインダクタと、 前記直列共振回路と前記インダクタとの並列回路に対し
て直列に接続されて、直流電源から前記並列回路に流れ
込む電流を断続するスイッチング素子とを備えており、 前記絶縁トランスの前記1次側コイルと前記2次側コイ
ルの極性は、前記スイッチング素子がオンのとき、前記
2次側コイルに電圧が発生するように構成してあり、前記絶縁トランスの前記1次側コイルインダクタンス、
前記2次側コイルインダクタンス、前記所定の漏洩イン
ダクタンス、前記コンデンサの容量、及び、前記インダ
クタのインダクタンスが、 (a)前記スイッチング素子がオンした直後の第1の期
間においては、前記2次側コイルに発生する電圧により
前記ダイオードが導通し.前記絶縁トランスの前記漏洩
インダクタンスと前記コンデンサとから第1の共振周波
数を有する第1の共振回路が構成され、前記第1の共振
周波数が、前記第1の共振回路に流れる共振電流の半周
期が前記スイッチング素子のオンの期間よりも短くなる
ようにされ、 (b)前記第1の期間の後で前記スイッチング素子がオ
フするまでの第2の期間においては、前記ダイオードが
非導通となり、前記絶縁トランスの前記1次側コイルイ
ンダクタンスと前記コンデンサとから前記第1の共振周
波数よりも低い第2の共振周波数を有する第2の共振回
路が構成され、前記第2の共振回路に流れる共振電流の
周期が前記第1の共振回路に流れる共振電流の周期より
も長くなるようにされ、 (c)前記スイッチング素子がオフしてから次にオンす
るまでの第3の期間においては、前記絶縁トランスの前
記1次側コイルと前記コンデンサと前記インダクタとか
ら第3の共振回路が構成され、前記インダクタに前記第
3の共振回路の共振電流が流れ、 これにより、前記スイッチング素子に流れる電流が複数
の共振波形が重畳されたものとなり、前記第2の期間に
おいて前記スイッチング素子に流れる電流が前記第1の
期間において前記スイッチング素子に流れる電流よりも
小さなものとなるように設定されていること を特徴とす
る1石電流複合共振型コンバータ回路。
1. An insulating transformer having at least a primary coil and a secondary coil and having a coupling coefficient set so as to obtain a predetermined leakage inductance, and a primary coil of the insulating transformer. A capacitor connected in series with the primary coil of the insulation transformer to form a series resonance circuit, a diode for rectifying an alternating voltage induced in a secondary coil of the insulation transformer, and the series resonance circuit. An inductor connected in parallel to a parallel circuit of the series resonant circuit and the inductor, and a switching element for interrupting a current flowing from the DC power supply into the parallel circuit, The polarity of the primary side coil and the secondary side coil of the insulation transformer is such that when the switching element is on, a voltage is applied to the secondary side coil. Yes configured to generate, the primary coil inductance of the isolation transformer,
The secondary coil inductance, the predetermined leakage
The inductance, the capacitance of the capacitor, and the inductance
Inductance Kuta is, (a) a first period immediately after the switching element is turned on
Between the two, due to the voltage generated in the secondary coil
Said diode conducts; The leakage of the insulation transformer
The first resonance frequency from the inductance and the capacitor
A first resonant circuit having a first resonance
The frequency is half of the resonance current flowing through the first resonance circuit.
Period is shorter than the ON period of the switching element.
Is so, (b) the switching element is o after said first time period
During the second period before turning off, the diode
Becomes non-conductive, and the primary side coil
The first resonance frequency is determined from the conductance and the capacitor.
A second resonance circuit having a second resonance frequency lower than the wave number
And a resonance current flowing through the second resonance circuit is formed.
The period is longer than the period of the resonance current flowing through the first resonance circuit.
Is to be increased, then ounces turned off and (c) the switching element
In the third period until the
The primary coil, the capacitor, and the inductor
To form a third resonance circuit, and the inductor is connected to the third resonance circuit.
The resonance current of the resonance circuit flows through the switching element.
Are superimposed on each other, and during the second period,
Current flowing through the switching element
Than the current flowing through the switching element during the period.
A single-current composite resonance type converter circuit characterized by being set to be small .
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