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JP3465454B2 - 発電装置 - Google Patents

発電装置

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Publication number
JP3465454B2
JP3465454B2 JP33381195A JP33381195A JP3465454B2 JP 3465454 B2 JP3465454 B2 JP 3465454B2 JP 33381195 A JP33381195 A JP 33381195A JP 33381195 A JP33381195 A JP 33381195A JP 3465454 B2 JP3465454 B2 JP 3465454B2
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真 谷口
梅田　　敦司
草瀬　　新
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
    • H02J7/1438—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle in combination with power supplies for loads other than batteries

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発電装置に関し、
特に異なる定格電圧をもつ複数の電気負荷に並列給電可
能な車両用として好適な発電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】通常の車両用バッテリ及び電気負荷は１
２Ｖ定格であるが、近年、それよりも高い定格電圧の電
気負荷（以下単に高電圧負荷とも言う）を搭載する事が
行なわれており、このような高電圧負荷への給電は、通
常の１２Ｖ定格のバッテリ及び電気負荷である低圧バッ
テリ及び低電圧負荷から切り離した発電機を高電圧発電
モードで発電して高電圧負荷に給電する発電電圧切換方
式を採用している。
【０００３】例えば、実公昭６３−８４８３９号公報
は、三相星型電機子巻線の中性点を切り換えスイッチの
一方の切り換え出力端及び低電圧負荷を通じて接地する
一方、この三相星型電機子巻線の各出力端から出力され
る三相交流電圧を三相全波整流器で整流して切り換えス
イッチの他方の切り換え出力端及び高電圧負荷を通じて
接地し、上記切り換えスイッチでこれら両負荷への給電
を切り換えることを提案している。
【０００４】しかし、このような高電圧発電時において
バッテリで低電圧負荷に給電する技術では、始動直後な
どバッテリ容量の低下時に低電圧負荷への給電電圧が低
下し、例えばエンジン制御装置（ＥＣＵ）などの電子機
器に悪影響を及ぼす可能性が考えられる。このため、特
公昭６１−３３７３５号公報は、バッテリ電圧が所定レ
ベル以下に低下すると発電機をバッテリ充電側に自動的
に切り換えることを提案する。
【０００５】また、特開平５−１２２８６３号公報は、
高電圧発電時におけるバッテリ電圧低下を回避するため
に、発電された高電圧をＤＣ−ＤＣコンバータのような
降圧装置を通じてバッテリに印加することを提案してい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、高電圧
発電時にバッテリ電圧低下を検出して低電圧発電モード
に切り換える案は運転最中の高電圧負荷に重大な支障を
与える可能性があり、降圧装置の追加は装置規模の増大
を招く欠点がある。本発明は上記問題点に鑑みなされた
ものであり、装置構成の大規模化を抑止しつつ高電圧負
荷及び低電圧負荷の双方に同時給電可能な発電装置を提
供することを、その目的としている。
【０００７】このような発電電圧切換方式の発電装置で
は、装置を高電圧発電可能な仕様で設計せざるを得ず、
装置が大型化してしまうという問題があった。具体的に
説明すれば、所定回転数での発電電圧は界磁束と電機子
巻線ターン数とに応じて変化するので、高電圧発電のた
めには磁気鉄心断面積、界磁巻線ターン数、界磁巻線断
面積、電機子巻線ターン数を低回転域で高電圧発電可能
な仕様にて設計する必要がある。しかるに、このような
高電圧負荷に給電する高電圧発電モードはたとえば除霜
用のデフロスタや排気ガス浄化用の触媒ヒータの駆動な
ど通常、低回転域において一時的に使用されるのが通常
であり、残りの大部分の期間は低電圧負荷及び低圧バッ
テリに給電される。したがって、このような残りの大部
分の期間においては界磁電流を低減した状態で用いねば
ならず、結局、単に一時的な高電圧運転だけのために、
高電圧発電のための磁気鉄心断面積、界磁巻線ターン
数、界磁巻線断面積、電機子巻線ターン数の増大による
発電機の体格、重量の増大を許容せねばならないという
苦痛があった。
【０００８】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、発電機の体格、重量の増大を回避しつつ高電圧負
荷及び低電圧負荷の双方に同時給電可能な発電装置を提
供することを、その他の目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の装置によ
れば、星型接続された複数の電機子巻線の各出力端の発
電電圧が高圧整流手段で全波整流されて高電圧負荷の高
電位端に印加される際に、各電機子巻線の中性点の電圧
が低圧整流手段により整流されて低電圧負荷に印加され
る。なお、上記低圧整流手段の整流は、低圧整流手段を
通じての中性点から低電圧負荷への一方的な給電を意味
する。
【００１０】このようにすれば、高低両負荷を互いに異
なる電圧で同時に駆動することができ、しかも回路構成
としては低圧整流手段の追加だけでよいという極めて優
れた効果が得られる。更に説明すると、その平均電圧値
が高圧整流手段から出力される高電圧（全波整流電圧）
の約１／２となり、基本周波数が発電電圧の相電圧の３
倍となる交流電圧が電機子巻線の中性点に発生するの
で、高電圧負荷に給電しない場合には高圧整流手段のロ
ーサイドスイッチ（トランジスタなどの３端子スイッチ
以外にダイオードすなわち２端子スイッチも包含するも
のとする）と低圧整流手段とを通じて中性点電圧の整流
電圧が低圧整流手段に印加され、高電圧負荷に給電する
場合には高圧整流手段により全波整流された直流電圧が
高電圧負荷に給電されるとともに中性点電圧の整流電圧
が低電圧負荷に印加され、両負荷が同時駆動される。バ
ッテリが低電圧負荷と並列接続される場合には、中性点
電圧の整流電圧がバッテリ電圧を超える場合に、正確に
は整流電圧が低圧整流手段の電圧降下とバッテリ電圧と
の和を超える場合に、バッテリが充電されることにな
る。当然、バッテリ電圧が低下すれば低圧整流手段の導
通時間が延長されて給電量が増加し、バッテリ電圧が上
昇すれば低圧整流手段の導通時間が短縮されて給電量が
減少し、バッテリ電圧は中性点電圧に連動する所定値に
維持されることになる。
【００１１】請求項１記載の装置によれば更に、低圧整
流手段を半導体スイッチング素子で構成し、それを中性
点が低電圧負荷の高電位端より所定電位だけ高電位の場
合に導通させる。
【００１２】
【００１３】
【００１４】このようにすれば、ダイオードのＰＮ接合
順方向電圧降下による電力損失を解消することができ
る。
【００１５】
【００１６】
【００１７】請求項２記載の装置によれば、星型接続さ
れた複数の電機子巻線から出力される発電電圧が高圧整
流手段で全波整流されて高電圧負荷に給電され、電機子
巻線の中性点の電圧（中性点電圧）が低圧整流手段で整
流されて低電圧負荷に給電される。また、電圧制御手段
は、高圧整流手段のハイサイド側の半導体整流手段及び
ローサイド側の半導体整流手段の少なくとも一方が有す
る半導体スイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を導
通制御して位相が電機子巻線の出力端の電圧（相電圧と
もいう）よりも進んだ進相電流を電機子巻線へ適量給電
して発電電圧を調節する。
【００１８】このようにすれば、以下の作用効果を奏す
ることができる。第一に、装置構成の大規模化を抑止し
つつ高電圧負荷及び低電圧負荷の双方に同時給電可能な
発電装置を提供することができる。第二に、発電機の体
格、重量の増大を回避しつつ高電圧負荷及び低電圧負荷
の双方に同時給電可能な車両用発電装置を提供すること
ができる。詳しく説明すると、高圧整流手段が発電電圧
の全波整流電圧を高電圧負荷に給電するとき、星型接続
された電機子巻線の中性点には、上記全波整流電圧に対
してある割合の平均電圧値と独特の波形とを有する中性
点電圧が発生する。したがって、この中性点電圧を整流
して低電圧負荷に給電すれば、簡単な装置構成で高低同
時給電を実現することができる。
【００１９】また、本構成では、電機子巻線に進相電流
を給電することにより発電電圧の増大を図るので、界磁
束発生用の電気回路及び磁気回路の負担増大を抑止しつ
つ、高電圧発電が可能となり、発電機の体格、重量の増
大を抑止しつつ高電圧負荷及び低電圧負荷の双方に同時
給電可能な発電装置を提供することができる。請求項３
記載の装置によれば、請求項２記載の装置において更
に、界磁電流制御により、高電圧負荷の非駆動時に低圧
整流手段の出力電圧を所定の低値に制御し、高電圧負荷
の駆動時に高圧整流手段の出力電圧を所定の高値に制御
する。これにより、高電圧負荷の非駆動時に低電圧負荷
に好適な低電圧を印加でき、高電圧負荷の駆動時に高電
圧負荷に好適な高電圧を印加できる。なお、好適例とし
て、上記所定の高値は、低圧整流手段の出力電圧が所定
の低値となる電圧値に設定される。このようにすれば、
高電圧負荷の断続にかかわらず、低電圧負荷には一定電
圧（低値）を印加することができる。
【００２０】請求項４記載の装置によれば、請求項２又
は３記載の装置において更に、進相電流給電を少なくと
も高電圧負荷駆動時に実施するので、請求項２記載の装
置と同じく、発電機の体格、重量の増大を抑止しつつ高
電圧負荷及び低電圧負荷の双方に同時給電することがで
きる。請求項５記載の装置によれば、請求項３又は４記
載の装置において更に、高電圧負荷へ給電しない場合で
かつ界磁電流が所定値を超えない場合に進相電流の給電
を停止する。このようにすれば、進相電流による低圧整
流手段の整流（出力）電圧の変動増大を回避することが
できる他、進相電流の抵抗損失に起因する損失増大を防
止することができる。
【００２１】請求項６記載の装置によれば、請求項３乃
至５のいずれか記載の装置において更に、高電圧負荷へ
給電しない場合でかつ界磁電流が所定値を超える場合に
進相電流の給電を行う。このようにすれば、低電圧負荷
へ大電流給電が必要な場合でも界磁系（界磁電気回路、
界磁磁気回路）の機能向上を図ることなく、単に電機子
電流の通電位相制御（進相電流制御）だけで出力増大を
図ることができ、特に発電電圧が低下しやすい低回転時
などにおいて有効である。
【００２２】請求項７記載の装置によれば、請求項２，
５，６のいずれか記載の装置において更に、高圧整流手
段の全波整流電圧を負荷切換スイッチによって高電圧負
荷給電時以外は低電圧負荷に印加する。このようにすれ
ば、中性点電圧を整流して低電圧負荷に印加するのに比
べて、電機子巻線の発電電圧レベルを大幅に低下させる
ことができるので、各種電力損失を大幅に削減すること
ができる。
【００２３】請求項８記載の装置によれば、請求項３乃
至７のいずれか記載の装置において更に、低電圧負荷と
並列接続される低圧バッテリの端子電圧を所定の低値に
維持するように発電電圧が制御される。このようにすれ
ば、例えば定格１２Ｖの車載の低圧バッテリの端子電圧
の変動を防止でき、それによって駆動される車両用の電
子機器や電気機器の動作不良を回避することができる。
なお、この場合、高電圧負荷に印加する全波整流電圧の
電位変動は大きくなるが、通常、高電圧負荷は一時的な
用途や電圧変動を許容可能な用途に用いられることが多
く、大きな問題とはならない。
【００２４】また本実施例では、中性点が低圧整流手段
を通じて低圧バッテリに接続されるので、中性点電圧の
変動が抑止される。特に、進相電流通電時には発電電圧
の波形歪みの増大が大きいので中性点電圧の変動が大き
いが、この中性点電圧の変動抑止により、全波整流電圧
自体の変動も抑止することができる。請求項９記載の装
置によれば、請求項３乃至８のいずれか記載の装置にお
いて更に、高電圧負荷給電時に高電位直流出力端の電位
が所定の高値となるように発電電圧を調節する。このよ
うにすれば、高電圧負荷にその定格電圧を印加すること
ができ、一定の供給電力量を安定供給することができ
る。
【００２５】なお、この場合には、低電圧負荷やそれと
並列接続された低圧バッテリの電位が最適な低値から変
動する場合が生じるが、上述したように、通常は高電圧
負荷の使用は短時間であり、この間は、低圧バッテリの
充電又は放電により、低電圧負荷の印加電圧の変動を良
好に抑止することができる。請求項１０記載の装置によ
れば、請求項３乃至９のいずれか記載の装置において更
に、低圧バッテリの端子電圧が所定の許容範囲を逸脱し
たかどうかを検出し、逸脱する場合に低圧バッテリの端
子電圧が所定の低値となるように発電電圧を調節する。
このようにすれば、許容電圧レベルを超えて変動するこ
とがなく、低圧バッテリの過放電や過充電や大きな端子
電圧変動を防止することができる。
【００２６】請求項１１記載の装置によれば、請求項３
乃至１０のいずれか記載の装置において更に、低圧整流
手段をダイオードで構成するので、回路構成が簡単とな
る。請求項１３記載の装置によれば、請求項２，４，１
１のいずれか記載の装置において更に、発電機が永久磁
石により界磁東を発生するので界磁コイル及びそれへの
給電機構を省略することができ、発電機の構成が簡単と
なる。また、例えばトランジスタからなる電圧調整用の
断続制御手段を必要な断続比率（デューティ比）で断続
して整流電圧を所定の高電圧に調節するので、電圧変動
を簡単に安定化することができる。なお、この装置にお
いて、進相電流は整流手段の複数相間の還流すなわち自
己短絡により、言い換えれば整流手段が電機子巻線を短
絡することにより流す。
【００２７】なお、高電圧負荷が並列接続された高電圧
バッテリを含まない場合には高電圧負荷と並列に平滑コ
ンデンサを接続したり、高電圧負荷や平滑コンデンサと
整流手段の出力端との間にチョークコイルを介設したり
して、半導体スイッチング素子の断続により発生する交
流電圧成分を抑止することができる。ただし、高電圧負
荷が例えばデフロスタなどのように直流電圧であること
を要求しない負荷の場合にはノイズ電力の点で許される
範囲でこのような交流電圧成分抑止回路の小型化又は省
略を図ることができる。
【００２８】
【実施例】
【００２９】
【実施例】
（第１の実施例）本発明の発電装置の一実施例を図１に
示すブロック図を参照して説明する。この発電装置は、
三相同期発電機（車両用交流発電機）１と、その交流発
電電流を整流する三相全波整流器（高圧整流手段）３
と、直流の低電圧を出力するダイオード（低圧整流手
段）４と、発電電圧制御用のコントローラ（発電電圧制
御手段）５とからなる。なお、発電機１と三相全波整流
器３とコントローラ５とは一体に形成され、通常、オル
タネータと呼ばれている。
【００３０】発電機１は、星型接続された電機子巻線１
ａ、１ｂ、１ｃ及び界磁巻線２を有し、電機子巻線１
ａ、１ｂ、１ｃで生じた発電電圧はダイオード３１〜３
６からなる三相全波整流器３により整流され、界磁巻線
２に通電される界磁電流はコントローラ５により制御さ
れる。界磁巻線２に界磁電流を通電し、電機子巻線１
ａ、１ｂ、１ｃの内部を回転することにより、電機子巻
線１ａ、１ｂ、１ｃに三相交流電圧が誘導される。
【００３１】三相全波整流器３の高電位出力端３０は高
電圧負荷開閉スイッチ６を通じて高電圧負荷１３に給電
し、電機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃの中性点１ｄは低電圧
給電用のダイオード４を通じて低電圧負荷１２及びバッ
テリ１１に給電している。なお、三相全波整流器３の低
電位出力端は接地されている。コントローラ５は、マイ
コン構成を有し、界磁電流の導通率をＰＷＭ制御して必
要な発電電圧を発生させる。例えば、コントローラ５
は、バッテリ電圧ＶＢを読み込み、バッテリ電圧ＶＢが
１３．５Ｖ（低値）となるように内蔵の出力スイッチン
グトランジスタ（図示せず）をＰＷＭ制御する。なお、
この時、三相全波整流器３の高電位出力端３０の電圧は
約２４Ｖとなる。
【００３２】次に、この装置の動作を説明する。発電機
１を駆動するエンジンの始動直後において、スイッチ６
は不図示のエンジン制御装置（ＥＣＵ）により開かれて
おり、コントローラ５の発電電圧設定用の内蔵レジスタ
（図示せず）には第１の調整電圧（低値）１３．５Ｖが
セットされている。電機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃには中
性点の電圧をベクトル中心とする３相対称交流電圧が発
生しており、コントローラ５は、読み込んだバッテリ電
圧ＶＢを第１の調整電圧１３．５Ｖと比較して、バッテ
リ電圧ＶＢが低い場合に界磁電流を通電し、バッテリ電
圧ＶＢが高い場合に界磁電流を遮断する。
【００３３】この実施例では、バッテリ１１は中性点１
ｄから給電されている。したがって、中性点１ｄの電圧
Ｖｍがバッテリ電圧ＶＢにダイオード４の電圧降下分
（約０．８Ｖ）を加えた電圧（約１４．３Ｖ）を超える
場合にバッテリ１１が充電され、バッテリ１１が低下す
れば、上述の原理で界磁電流が増加されて中性点１ｄの
電圧Ｖｍが上昇し、バッテリ１１への充電電流が増え、
逆の場合には界磁電流が減少されて中性点１ｄの電圧Ｖ
ｍが降下し、バッテリ１１への充電電流が減少する。
【００３４】次に、スイッチ６がＥＣＵにより閉じら
れ、コントローラ５がスイッチ６の閉成を検出すると、
コントローラ５の発電電圧設定用の内蔵レジスタ（図示
せず）には第２の調整電圧（高値）２４Ｖがセットさ
れ、コントローラ５は、バッテリ電圧ＶＢの代わりに三
相全波整流器３の高電位出力端３０の全波整流電圧Ｖｏ
を読み込み、それを第２の調整電圧２４Ｖと比較して、
全波整流電圧Ｖｏが低い場合に界磁電流を通電し、全波
整流電圧Ｖｏが高い場合に界磁電流を遮断する。これに
より、高電圧負荷１３には平均値が略２４Ｖとなる高電
圧が印加されることになる。なお、この時、電機子巻線
１ａ、１ｂ、１ｃの中性点１ｄの電圧Ｖｍは、約１４．
３Ｖになるように設計されており、これにより発電機１
は高電圧負荷１３を駆動するとともに、バッテリ１１に
給電することもできる。
【００３５】更に説明すると、ダイオード３１〜３６の
順方向電圧降下分を０．８Ｖとすれば、三相全波整流器
３は、２４．８Ｖを超え、かつ他の２相よりも高い電圧
を発生している相のハイサイドダイオ−ドと、−０．８
Ｖより低く、かつ他の２相よりも低い電圧を発生してい
る相のローサイドダイオ−ドとの間で回路を形成し、３
相全波整流を実施する。この時、中性点１ｄは各相電圧
の３倍の周波数と、高電位出力端３０の電圧Ｖｏの約１
／２の平均電圧をもち、中性点電圧Ｖｍが１４．３Ｖを
超える場合にバッテリ１１に給電され、中性点電圧Ｖｍ
が１４．３Ｖを下回るとこの給電が停止する。
【００３６】この時、バッテリ電圧ＶＢが低下すれば、
中性点１ｄからバッテリ１１への給電電流が増大し、高
電位出力端３０の出力電圧Ｖｏが低下し、これにより界
磁電流の導通率が増加されて発電電圧が増加され、バッ
テリ電圧１１への給電電流が増加される。逆に、バッテ
リ電圧ＶＢが増大すれば、バッテリ電圧１１への給電電
流が減少される。この結果、出力電圧Ｖｏに基づく界磁
電流制御により高電圧負荷１３への印加電圧を必要な値
に制御できるとともに、バッテリ電圧ＶＢも一定範囲に
制御することができる。
【００３７】本実施例の動作を図２のフロ−チャ−トに
示す。なお、このフロ−チャ−トはコントローラ５によ
り遂行される。まず、スイッチ６の状態を検出し（１０
０）、スイッチ６がＯＮ状態であれば警告して（１０１
０）、ステップ１００にリターンし、スイッチ６がＯＦ
Ｆであれば内蔵のレジスタに第１の調整電圧１３．５Ｖ
をセットし（１０２）、エンジン始動まで待機し（１０
４）、エンジンが始動したら、スイッチ６の状態を再度
読み込み（１０６）、スイッチ６がオフかどうかを確認
し（１０８）、この初期状態ではスイッチ６がＯＦＦで
あるので、レジスタに第１の調整電圧１３．５Ｖをセッ
トし（１１０）、バッテリ電圧ＶＢを検出し（１１
２）、バッテリ電圧ＶＢが１３．５Ｖ以下かどうかを調
べ（１１４）、以下であれば界磁電流を増加し（１１
６）、超えれば界磁電流を減少して（１１７）、ステッ
プ１０６にリターンする。
【００３８】一方、ステップ１０８にて、スイッチ６が
オンしたことを確認すれば、レジスタに第２の調整電圧
２４Ｖをセットし（１２０）、出力電圧Ｖｏを検出し
（１２２）、出力電圧Ｖｏが２４Ｖ以下かどうかを調べ
（１２４）、以下であれば界磁電流を増加し（１２
６）、超えれば界磁電流を減少して（１２７）、ステッ
プ１０６にリターンする。
【００３９】本実施例の効果を図３及び表１に示す実験
結果により説明する。従来、バッテリ１１は高電圧発電
時に放電し放しであったが、本実施例では高電圧負荷１
３の駆動時でもバッテリ電圧ＶＢに最適な充電を行うこ
とができる。この実験例では、定格２４Ｖの１．８ＫＷ
の高電圧負荷１３には発電機１の回転数３０００ｒｐｍ
にて２４Ｖで１．８ＫＷの電力が給電できた。この時、
バッテリ１１への給電電流は、バッテリ電圧ＶＢが１１
Ｖの時に５５Ａ、１２Ｖの時に４０Ａ、１３Ｖの時に３
０Ａ、１４Ｖの時に１０Ａであった。
【００４０】すなわち、高電圧負荷１３への出力電圧Ｖ
ｏを２４Ｖに制御する場合において、バッテリ電圧ＶＢ
の変動に応じてその充電電流を良好に制御することがで
きた。
【００４１】
【表１】 （実施例２）実施例２を図４を参照して説明する。
【００４２】この実施例は、スイッチ６の代わりに負荷
切換スイッチ６０を採用した点が異なり、それに合わせ
てコントローラ５の制御動作を多少修正している。負荷
切換スイッチ６０の共通端子は三相全波整流器３の出力
端３０に接続され、その一方の切り換え端子は高電圧負
荷１３の高電位端に接続され、その他方の切り換え端子
は低電圧負荷１２及びバッテリ１１の高電位端に接続さ
れている。なお、界磁巻線２は三相全波整流器３の高電
位出力端３０から給電されている。
【００４３】コントローラ５は、負荷切換スイッチ６０
の切り換え状態と負荷切換スイッチ６０の共通端子の電
圧すなわち出力端３０の出力電圧Ｖｏに基づいて界磁電
流を制御する。すなわち、コントローラ５は負荷切換ス
イッチ６０の切り換え状態を検出し、負荷切換スイッチ
６０が低電圧負荷１２側に切り換えられている場合には
その内蔵レジスタに１３．５Ｖ（低値）を設定し、負荷
切換スイッチ６０が高電圧負荷１３側に切り換えられて
いる場合にはその内蔵レジスタに２４Ｖ（高値）を設定
する。
【００４４】このようにすれば、高電圧負荷１３の駆動
時には実施例１と同様にバッテリ１１及び低電圧負荷１
２はダイオード４を通じて給電され、高電圧負荷１３の
非駆動時にはバッテリ１１及び低電圧負荷１２は負荷切
換スイッチ６０を通じて出力電圧Ｖｏが印加される。し
たがって、高電圧負荷１３の非駆動時における必要界磁
電流を実施例１に比べて大幅に低減することができる。
【００４５】この実施例のフロ−チャ−トを図５に示
す。このフローチャートは、図２のそれにほぼ同じであ
り、ただ、図２のステップ１０１をステップ１０１００
に置換し、図２のステップ１１２でバッテリ電圧ＶＢを
入力し、ステップ１１４でバッテリ電圧ＶＢを１３．５
Ｖと比較する代わりに、ステップ１１２０で出力電圧Ｖ
ｏを入力し、ステップ１１４０で出力電圧Ｖｏを１３．
５Ｖと比較するものである。
【００４６】ステップ１０１００は、負荷切換スイッチ
６０をバッテリ１１側に切り換えたかどうかを判断する
ステップであり、バッテリ１１側に切り換えてある場合
には低電圧発電モードとしてステップ１０２に進み、高
電圧負荷１３側に切り換えてある場合にはステップ１０
１０に進んで警告を出す。本実施例によれば、コントロ
ーラ５は単一の電圧入力信号を検出すればよく、回路構
成が簡単となる。 （実施例３）実施例３を図６を参照して説明する。
【００４７】この実施例は、実施例２の三相全波整流器
３に中性点電圧設定用のダイオード３７、３８を追加し
たものである。ダイオード３７のアノードは中性点１ｄ
に接続され、そのカソードは高電位出力端３０に接続さ
れている。ダイオード３８のアノードは接地され、その
カソードは中性点１ｄに接続されている。これらダイオ
ード３７、３８の作用を以下に説明する。
【００４８】これらのダイオード３７、３８はいわゆる
エキサイタダイオ−ドであって、中性点１ｄの電位を所
定範囲に規定することにより図７に示すように特に高回
転時において出力電流の増大を実現するものである。す
なわち、中性点電圧Ｖｍが出力電圧Ｖｏ＋０．８Ｖを超
えるとダイオード３７がオンし、これにより中性点電圧
Ｖｍの最高値は出力電圧Ｖｏ＋０．８Ｖに規定される。
同様に、中性点電圧Ｖｍが接地電圧Ｖｏ−０．８Ｖを下
回るとダイオード３８がオンし、これにより中性点電圧
Ｖｍの最低値は接地電圧Ｖｏ−０．８Ｖに規定される。
このような中性点電圧Ｖｍのクランプにより、中性点電
圧Ｖｍからダイオード３７、３８を通じての電流が負荷
に給電されることになり、特に高回転域すなわち中性点
電圧Ｖｍが高い場合において出力が増加する（エキサイ
タ効果）。
【００４９】高電圧負荷１３の駆動時において、ダイオ
ード４、３８を通じてバッテリ１１及び低電圧負荷１２
にエキサイタ電流を給電する回路が構成され、このエキ
サイタ電流の分だけ、バッテリ１１及び低電圧負荷１２
に給電する電流も増大する。なお、この実施例のフロ−
チャ−トは図５と同じである。 （実施例４）実施例４を図８を参照して説明する。この
実施例は、実施例２のダイオ−ド４をオルタネータ（例
えば図１において破線で示す）の内部に設けず、オルタ
ネータには中性点出力端子Ｎのみを設けておき、ダイオ
−ド４をスイッチ６０と同一基板６１に搭載したもので
ある。このようにすれば、オルタネータ自体は中性点出
力端子Ｎを設ける以外は従来と同じであり、オルタネー
タの共通化を図ることができるとともに、部品点数を削
減することができる。 （実施例５）実施例５を図９を参照して説明する。この
実施例は、低圧整流手段として、ダイオード４の代わり
にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ４０を用いたものである。
このＭＯＳＦＥＴ４０は、コントローラ５により制御さ
れる。具体的に説明すれば、高電圧負荷１３に給電する
時において、中性点電圧Ｖｍがバッテリ電圧ＶＢより大
きいかどうかを調べ、大きい場合にＭＯＳＦＥＴ４０を
オンし、そうでない場合にオフする。これにより、ＭＯ
ＳＦＥＴ４０によりバッテリ１１を充電することができ
る。
【００５０】なお、ＭＯＳＦＥＴ４０のＰウエル領域
は、中性点１ｄ側のＮ型領域に接続される。このように
すれば、このＭＯＳＦＥＴ４０の上記Ｐウエル領域とバ
ッテリ側のＮ型領域とが構成する寄生ダイオード（図示
せず）を通じてバッテリ電圧が中性点１ｄに印加される
のが防止される。本実施例によれば、ダイオード４にお
いて避けることができないそのＰＮ接合順方向電圧降下
に伴う電力損失を解消できる他、ＭＯＳＦＥＴ４０の開
閉タイミングの制御により、自由かつ界磁電流制御より
格段に急速に給電制御を行えるという優れた作用効果を
奏することができる。例えば、このような給電制御は、
発電機の負荷を高速に断続してエンジンなどの振動を低
減する場合など、高速の発電電流スイッチングが必要な
場合において、特に有効である。
【００５１】本実施例の制御動作を図１０のフロ−チャ
−トを参照して説明する。このフローチャートは図５の
フロ−チャ−トのステップ１２６、１２７の後で、ステ
ップ１２８〜１３４を実行するものである。ステップ１
２８にて中性点電圧Ｖｍを検出し、Ｖｍ＞１２．４Ｖで
あれば（１３０）、ＭＯＳＦＥＴ４０をＯＮし（１３
２）、そうでなければＭＯＳＦＥＴ４０をＯＦＦして
（１３４）、ステップ１０６に戻る。これにより、バッ
テリ１１は低電圧負荷１２の消費電流を無視すれば、１
２．４Ｖまで充電されることになる。 （実施例６）実施例６を図１１を参照して説明する。こ
の実施例は、図８に示す実施例４において、ダイオード
４をＭＯＳＦＥＴ４０に置換したものである。
【００５２】なお、ＭＯＳＦＥＴ４０自体の動作は実施
例６のＭＯＳＦＥＴ４０と同じである。このようにすれ
ば、実施例５で述べた作用効果を奏するとともに、更に
実施例４と同様にオルタネータの共通化を図ることがで
きるとともに、部品点数を削減することができる。 （実施例７）実施例７を図１２を用いて説明する。本実
施例は実施例２（図４参照）において、発電機１の回転
子を、界磁巻線２をもつ界磁コイル型から永久磁石をも
つ界磁ロータ２１に置換し、界磁巻線２へ流す界磁電流
を制御するレギュレータ５を省略し、チョッパ回路（断
続制御手段）５２及び制御回路（レギュレータ）５１を
設けた点が異なっている。
【００５３】チョッパ回路５２は、整流器３から出力さ
れる全波整流電圧Ｖｏがコレクタに印加されるｎｐｎト
ランジスタ５２１と、そのエミッタと切り換えスイッチ
６０の共通端子とを接続するチョークコイル５２３と、
アノードが接地されるとともにカソードがチョークコイ
ル５２３の入力端に接続されるダイオード５２２と、チ
ョークコイル５２３の出力端と接地間とに接続される平
滑コンデンサ５２４とから構成されている。ダイオード
５２２、チョークコイル５２３及びコンデンサ５２４は
公知の電圧平滑手段（高周波成分除去手段）を構成して
いる。
【００５４】制御回路５１の制御動作（図１３参照）
は、図４におけるレギュレータ５の制御動作（図５参
照）と基本的に同じであるが、チョッパ回路５２内のト
ランジシタ５２１を断続制御する点が異なっている。す
なわち、切り換えスイッチ６０に出力される高電圧は、
チョッパ回路５２及び制御回路５１により調整される。
すなわち、制御回路５１はスイッチ６０の状態検出と出
力端子の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏが所定値
（１３．５Ｖ ｏｒ ２４Ｖ）より高ければトランジス
タ５２１をオフし、逆に出力電圧Ｖｏがこの所定値より
低ければオンして、低電圧負荷１２又は高電圧負荷１３
に出力する電圧を調整する。
【００５５】制御回路５１の制御動作例を図１３に示す
フロ−チャ−トを参照して説明する。このフロ−チャ−
トは実施例２のフロ−チャ−ト（図５）に対してステッ
プ１００〜１１４０、ステップ１２０〜１２４０までは
同じで異なるステップについてのみ説明する。スイッチ
６０がバッテリ側に接続されている時、出力電圧Ｖｏが
所定値１３．５Ｖを超える時にトランジスタ５２１をオ
フし（Ｓ１１７）、１３．５Ｖに満たない時にトランジ
スタ５２１をオンする（Ｓ１１６）。また、スイッチ６
０が高電圧負荷側に接続されている時、出力電圧Ｖｏが
所定値２４Ｖを超える時にトランジスタ５２１をオフし
（Ｓ１２７）、２４Ｖに満たない時はトランジスタ５２
１をオンする（Ｓ１２６）。
【００５６】このようにすれば、永久磁石界磁型発電機
を用いても高低二種類の電気負荷を切り換え駆動するこ
とができ、かつ電圧レベルを所望値に調節することがで
きる。 （実施例８）本発明の車両用発電装置の一実施例を図１
４に示すブロック図を参照して説明する。
【００５７】この車両用発電装置は、三相同期発電機
（車両用交流発電機）１と、その交流発電電流を整流す
る三相全波整流器（高圧整流手段）３と、直流の低電圧
を出力するダイオード（低圧整流手段）４と、発電電圧
制御用のコントローラ（電圧制御手段）５とからなる。
高圧整流手段３はＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素
子）３１〜３３からなるハイサイドのハーフブリッジ
と、ダイオード（半導体素子）３４〜３６からなるロー
サイドのハーフブリッジとから構成され、コントローラ
５はＭＯＳＦＥＴ３１〜３３のゲート駆動信号を算出し
増幅して出力するマイコン装置からなる。
【００５８】次に、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３３について説
明する。ハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ３１
は、図１５に示すようにＮチャンネルタイプである。Ｍ
ＯＳＦＥＴ３１は、発電時のドレイン領域である電機子
コイル側のＮ型領域と、その発電時のソース領域である
バッテリ側のＮ型領域と、ゲート電極３１ａ直下のＰウ
エル領域とを有し、このＰウエル領域は電機子コイル側
のＮ型領域と短絡されて電位設定されている。したがっ
て、Ｐウエル領域とバッテリ側のＮ型領域との間のＰＮ
接合が寄生ダイオード３１ｂを形成している。また、電
機子コイル側のＮ型領域は低抵抗３１ｃを通じて電機子
巻線１ａに接続され、低抵抗３１ｃの両端の電位Ｐａ、
Ｖａが電流検出用にコントローラ５に出力される。低抵
抗３１ｃは、半導体基板上に絶縁膜を介して配設された
所定抵抗率の多結晶半導体層又は金属配線などをパター
ニングして形成されている。おり、この低抵抗３１Ｃの
電圧効果を検出することにより、チャンネル電流を検出
可能としている。
【００５９】同様に、他相のＭＯＳＦＥＴ３２、３３も
同様の構成となっており、それらの低抵抗３２ｃ及び３
３ｃの両端の電位Ｐｂ、Ｖｂ及びＰｃ、Ｖｃがコントロ
ーラ５に出力される。また、寄生ダイオード３１ｂと同
様に寄生ダイオード３２ｂ、３３ｂが形成され、これら
寄生ダイオード３１ｂ、３２ｂ、３３ｂは発電時の電流
経路にもなる。結局、相電圧Ｖａ〜Ｖｃと電位Ｐａ〜Ｐ
ｃとの間の各相電位差（電圧降下）からＭＯＳＦＥＴ３
１〜３３の通過電流を検出することができる。
【００６０】なお、ゲート電圧Ｇ１〜Ｇ３は充分に高
く、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３３は非飽和動作領域（すなわ
ち、チャンネルが空乏層でピンチオフされない動作モー
ド）で動作するものとする。発電機１と三相全波整流器
３とコントローラ５とは一体に構成され、通常、オルタ
ネータと呼ばれている。発電機１は、星型接続された電
機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃ及び界磁巻線２を有し、電機
子巻線１ａ、１ｂ、１ｃで生じた発電電圧はダイオード
３４〜３６およびＭＯＳＦＥＴ３１〜３３からなる三相
全波整流器３により整流され、界磁巻線２に通電される
界磁電流はコントローラ５により制御される。界磁巻線
２に界磁電流を通電し、電機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃの
内部を回転することにより、電機子巻線１ａ、１ｂ、１
ｃに三相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが誘導される。
【００６１】三相全波整流器３の高電位直流出力端３０
は高電圧負荷開閉スイッチ６を通じて高電圧負荷１３に
給電し、電機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃの中性点１ｄは低
電圧給電用のダイオード４を通じて低電圧負荷１２及び
バッテリ１１に整流電圧を給電している。三相全波整流
器３の低電位直流出力端は接地されている。コントロー
ラ５は、マイコン構成を有し、界磁電流の導通率をＰＷ
Ｍ制御して必要な発電電圧を発生させる。
【００６２】以下、コントローラ５の基本制御動作を説
明する。コントローラ５は、高電圧負荷非駆動時、バッ
テリ電圧ＶＢを読み込み、バッテリ電圧ＶＢが１３．５
Ｖ（低値）となるように内蔵の界磁スイッチングトラン
ジスタ（図示せず）をＰＷＭ制御して界磁電流を調節す
る。なお、本実施例では、この時の三相全波整流器３の
高電位出力端３０の電圧Ｖｏの平均値は約２４Ｖとな
る。
【００６３】また、コントローラ５は、高電圧負荷駆動
時、高圧整流器出力端子の電圧Ｖｏを読み込み、Ｖｏが
２４Ｖ（高値）となるように内蔵の界磁スイッチングト
ランジスタ（図示せず）をＰＷＭ制御する。この時、界
磁スイッチングトランジスタの導通率が１００％に達し
ても、Ｖｏが２４Ｖ未満であれば、ＭＯＳＦＥＴ３１〜
３３のターンオフ時点を遅延し、電機子巻線１ａ、１
ｂ、１ｃに相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃより位相が進んだ進
相電流を通電する。これにより発電電圧を増大する。
【００６４】次に、本実施例の発電装置の動作を説明す
る。発電機１を駆動するエンジンの始動直後において、
スイッチ６は不図示のエンジン制御装置（ＥＣＵ）によ
り開かれており、コントローラ５の発電電圧設定用の内
蔵レジスタ（図示せず）には第１の調整電圧（低値）１
３．５Ｖがセットされている。電機子巻線１ａ、１ｂ、
１ｃには中性点の電圧をベクトル中心とする３相対称交
流電圧が発生しており、コントローラ５は、読み込んだ
バッテリ電圧ＶＢを第１の調整電圧１３．５Ｖと比較し
て、バッテリ電圧ＶＢが低い場合に界磁電流を通電し、
バッテリ電圧ＶＢが高い場合に界磁電流を遮断する。
【００６５】この実施例では、バッテリ１１は中性点１
ｄから給電されている。したがって、中性点１ｄの電圧
Ｖｍがバッテリ電圧ＶＢにダイオード４の電圧降下分
（約０．８Ｖ）を加えた電圧（約１４．３Ｖ）を超える
場合にバッテリ１１が充電され、バッテリ１１が低下す
れば、上述の原理で界磁電流が増加されて中性点１ｄの
電圧Ｖｍが上昇し、バッテリ１１への充電電流が増え、
逆の場合には界磁電流が減少されて中性点１ｄの電圧Ｖ
ｍが降下し、バッテリ１１への充電電流が減少する。
【００６６】次に、スイッチ６がＥＣＵにより閉じら
れ、コントローラ５がスイッチ６の閉成を検出すると、
コントローラ５の発電電圧設定用の内蔵レジスタ（図示
せず）には第２の調整電圧（高値）２４Ｖがセットさ
れ、コントローラ５は、バッテリ電圧ＶＢの代わりに三
相全波整流器３の高電位出力端３０の全波整流電圧Ｖｏ
を読み込み、それを第２の調整電圧２４Ｖと比較して、
全波整流電圧Ｖｏが低い場合に界磁電流を通電し、全波
整流電圧Ｖｏが高い場合に界磁電流を遮断する。
【００６７】ここで界磁電流が最大つまり界磁スイッチ
ングトランジスタの導通率が１００％に達していてもＶ
0 ＜２４Ｖであれば、前述したようにＭＯＳＦＥＴ３１
〜３３のターンオフタイミングを遅延して進相電流を増
加し、Ｖｏが高い場合に進相電流を減少する。これによ
り、高電圧負荷１３には平均値が略２４Ｖとなる全波整
流電圧が印加されることになる。なお、この時、電機子
巻線１ａ、１ｂ、１ｃの中性点１ｄの電圧Ｖｍは、約１
４．３Ｖになるように設計されており、これにより発電
機１は高電圧負荷１３を駆動するとともに、バッテリ１
１に給電することもできる。
【００６８】更に説明すると、ダイオード３４〜３６の
順方向電圧降下分を０．８Ｖ、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３３
の電圧降下分を約０．４Ｖとすれば、三相全波整流器３
は、２４．４Ｖを超え、かつ他の２相よりも高い電圧を
発生している相のハイサイドＭＯＳＦＥＴと、−０．８
Ｖより低く、かつ他の２相よりも低い電圧を発生してい
る相のローサイドダイオードとの間で回路を形成し、三
相全波整流を実施する。この時、中性点１ｄは各相電圧
の３倍の周波数と、高電位出力端３０の電圧Ｖｏの約１
／２の平均電圧とをもつ中性点電圧Ｖｍが１２．８Ｖ
（＝バッテリ電圧ＶＢ＋ダイオード４の電圧降下０．８
Ｖ）を超えるとバッテリ１１が充電され、中性点電圧Ｖ
ｍがそれを下回るとこの充電が停止する。
【００６９】ここで、もしバッテリ電圧ＶＢが低下する
と、中性点１ｄからバッテリ１１への給電電流が増大
し、高電位直流出力端３０の出力電圧Ｖｏが低下する。
上述したように出力電圧Ｖｏは、高電圧負荷給電時に、
界磁電流又は進相電流の制御により一定化されているの
で、出力電圧Ｖｏの低下は界磁電流又は進相電流の増強
による発電電圧の増大により補償される。
【００７０】逆に、バッテリ電圧ＶＢが増大すれば、中
性点１ｄからバッテリ電圧１１への給電電流が減少し、
高電位直流出力端３０の出力電圧Ｖｏが増大する。上述
したように出力電圧Ｖｏは、高電圧負荷給電時に、界磁
電流又は進相電流の制御により一定化されているので、
出力電圧Ｖｏの増大は界磁電流又は進相電流の削減によ
る発電電圧の低下により補償される。
【００７１】すなわち、高電圧負荷１３へ給電する場合
に、高電圧負荷への出力電圧Ｖｏが一定値になるように
発電電圧を制御すると、たとえ低電圧負荷１２及びバッ
テリ１２への出力電圧（バッテリ端子電圧）の変動が生
じてもそれに応じて低電圧負荷１２及びバッテリ１２へ
の出力電流が良好に増減できるという作用効果を奏する
ことができる。
【００７２】コントローラ５の具体的な制御動作例を図
１６のフローチャートを参照して説明する。まずスイッ
チ６の状態を検出し（１００）、スイッチ６がＯＮ状態
であれば警告して（１０１０）、ステップ１００にリタ
ーンし、スイッチ６がＯＦＦであれば内蔵のレジスタに
調整電圧Ｖｒｅｆとして１３．５Ｖをセットし（１０
４）、エンジン始動まで待機し（１０６）、エンジンが
始動したら、スイッチ６の状態を再度読み込み（１０
８）、スイッチ６がオフかどうかを確認し（１１０）、
スイッチ６がＯＦＦであれば、ステップ１１２へ進んで
Ｖｒｅｆを１３．５Ｖにセットし、ＭＯＳＦＥＴ３１〜
３３を全てＯＦＦし（１１４）、バッテリ電圧ＶＢを検
出し（１１６）、バッテリ電圧ＶＢが１３．５Ｖ以下か
どうかを調べ（１１８）、以下であれば界磁電流を所定
量だけ増加し（１２２）、超えれば界磁電流を所定量だ
け減少して（１２０）、ステップ１０８にリターンす
る。
【００７３】一方、ステップ１１０にて、スイッチ６が
オンしていれば、レジスタに調整電圧として２４Ｖをセ
ットし（１３０）、出力電圧Ｖｏを検出し（１３２）、
出力電圧Ｖｏが２４Ｖ以下かどうかを調べ（１３４）、
以下であればＭＯＳＦＥＴ３１〜３３を後述する制御タ
イミングで順番に導通させた後、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３
３のターンオフタイミングを遅延して進相電流を所定量
だけ増加させ（１３６）、ステップ１４１へジャンプす
る。出力電圧Ｖｏが２４Ｖ以上であれば、ＭＯＳＦＥＴ
３１〜３３のターンオフ遅延時間Ｔ2 が０か（非進相モ
ード）否か調べ（１３８）、Ｔ2 が０であればステップ
１４１へジャンプし、Ｔ2 が０でなければＴ2 を所定量
だけ減少させて（１４０）、ステップ１４１へ進む。
【００７４】ステップ１４１では、まだ出力電圧Ｖｏが
２４Ｖ以下かどうかを調べ、以下であれば界磁電流を増
加し、そうでなければ界磁電流を減少してステップ１０
８へ進む。次に、進相電流給電による発電電圧制御の具
体例について図１７〜図２０を参照して説明する。ただ
し、本実施例では、進相電流給電は高電圧負荷１３に給
電する場合（高電圧発電モード）においてのみ採用され
る。図１７は進相電流通電を実施しない場合のａ相電圧
Ｖａ、ａ相電流ｉａと、素子３１、３４の動作タイミン
グとの関係を示すタイミングチャートであり、図１８は
進相電流通電を実施する場合のａ相電圧Ｖａ、ａ相電流
ｉａと、素子３１、３４の動作タイミングとの関係を示
すタイミングチャートであり、図１９は進相電流通電を
実施する場合のＭＯＳＦＥＴ３１〜３３開閉用のフロー
チャートであり、図２０は進相電流通電を実施しない場
合のＭＯＳＦＥＴ３１〜３３開閉用のフローチャートで
ある。
【００７５】この実施例では、ハイサイドスイッチであ
るＭＯＳＦＥＴ３１ａのターンオフタイミングは、その
相電流が正から負になる時点ｔ1 よりＴ2 だけ遅れた時
点ｔ 1 ’に実施され、他のハイサイドスイッチであるＭ
ＯＳＦＥＴ３２、３３のターンオフタイミングも同様で
ある。一方、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３３のターンオンタイ
ミングは、本実施例では、ターンオフタイミングから略
１８０度位相期間後まで延長している。このようにすれ
ば、このターンオフ時点の遅延により進相電流成分がバ
ッテリ１１から各電機子巻線１ａ、１ｂ、１ｃに給電さ
れ、これにより有効な界磁束が実質的に増強される。例
えば、ＭＯＳＦＥＴ３１は、図１８に示すようにｔ１に
達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけＯＦＦタイミングを
遅らせる。この結果、ＭＯＳＦＥＴ３１はバッテリ１１
から電機子コイル１ａへ電流を引き込むことができ、こ
れにより増磁作用を生むα（図１８参照）だけ位相が進
んだ電流（進相電流）がステータコイル１ａに供給され
ることになる。ここで充電期間Ｔ１とＯＦＦ遅延期間Ｔ
２との和は電気角で１８０°以下にする必要がある。こ
れら一連の制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて
（１周期の１／３の期間遅延して）、ｃ相には電気的に
１２０°進ませて（１周期の２／３の期間遅延して）制
御することで３相の進相制御が可能となる。
【００７６】図１９のフローチャートにより、進相制御
モードを行うサブルーチンの一例を説明する。このサブ
ルーチンは図１６のメインルーチンとは独立に定期的に
実行されるものとする。まず、このルーチンを実行する
のが初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かど
うかを調べ（２００）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれ
ば、ステップ２０６に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれ
ば、各ＭＯＳＦＥＴ３１〜３３の導通（オン）動作だけ
を図２０の非進相制御ルーチンを用いて行い（２０
２）、フラグＦ２を１にセットしてステップ２０６に進
む（２０４）。なお、フラグＦ２は電源電圧投入時に０
にリセットされるものとする。
【００７７】ステップ２０６では、まず、ハイサイドス
イッチ３１がオンしている期間においてハイサイドスイ
ッチ３１の電流すなわち電機子電流ｉａが正から負へ、
すなわち固定子巻線１ａから高電位直流出力端へ流出す
る向きから固定子巻線１ａへ流入する向きに変化したか
どうかを調べ（２０６）、変化したら内蔵タイマａをス
タートし（２０８）、変化しなければステップ２１０へ
進む。
【００７８】ステップ２１０では、まず、ハイサイドス
イッチ３２がオンしている期間においてハイサイドスイ
ッチ３２の電流すなわち電機子電流ｉｂが正から負へ、
すなわち固定子巻線１ｂから高電位直流出力端へ流出す
る向きから固定子巻線１ｂへ流入する向きに変化したか
どうかを調べ（２１０）、変化したら内蔵タイマｂをス
タートし（２１２）、変化しなければステップ２１４へ
進む。
【００７９】ステップ２１４では、まず、ハイサイドス
イッチ３３がオンしている期間において、ハイサイドス
イッチ３３の電流すなわち電機子電流ｉｃが正から負
へ、すなわち固定子巻線１ｃから高電位直流出力端へ流
出する向きから固定子巻線１ｃへ流入する向きに変化し
たかどうかを調べ（２１４）、変化したら内蔵タイマｃ
をスタートし（２１６）、変化しなければステップ２１
８へ進む。
【００８０】ステップ２１８では、タイマａがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間（進相電流通電時
間）ΔＴ＝Ｔ2 だけ経過したかどうかを調べ、オーバー
していなければ直接にステップ２２４に進み、オーバー
していれば、ハイサイドスイッチ３１をオフし、タイマ
ａを０にリセットしてからステップ２２４へ進む。ステ
ップ２２４では、タイマｂがオーバーしたかどうかすな
わち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 だけ経過したかどうかを
調べ、オーバーしていなければ直接にステップ２３０に
進み、オーバーしていれば、ハイサイドスイッチ３２を
オフし、タイマｂを０にリセットしてからステップ２３
０へ進む。
【００８１】ステップ２３０では、タイマｃがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 だけ経
過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ直接に
メインルーチンへ戻る。オーバーしていれば、ハイサイ
ドスイッチ３３をオフし、タイマｃを０にリセットして
からメインルーチンへ戻る。なお、電機子電流ｉａは低
抵抗３１ｃの電圧降下で検出でき、電機子電流ｉｂ、ｉ
ｃも同じように検出される。
【００８２】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ１１から各電機子コ
イル１ａ、１ｂ、１ｃに給電され、これにより発電に有
効な界磁束が増強される。例えば、ＭＯＳＦＥＴ３１
は、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間ΔＴ＝Ｔ2 だけタ
ーンオフが遅延する。これにより、バッテリ１１から電
機子巻線１ａ〜１ｃへ電流を引き込むことができ、これ
により増磁作用を生むα（図１８参照）だけ位相の進ん
だ電流が電機子巻線１ａに供給されることになる。ここ
で充電期間Ｔ1 と遅延期間ΔＴ＝Ｔ2 との和は電気角で
１８０°以下にする必要がある。なお、ａ相に対してｂ
相を電気的で１２０°遅らせ、ｃ相を電気的に１２０°
進ませて制御しても３相の進相制御が可能となる。
【００８３】なお上記実施例では、各ＭＯＳＦＥＴ３１
〜３３はそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相のインバータ回路においてそれぞれハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチ（ダイオード）の両方
がオフする期間が生じるので、この場合には、以下のよ
うに制御を行えばよい。
【００８４】例えば、ａ相について説明すれば、ハイサ
イドスイッチ３１及びローサイドダイオード３４がオフ
している期間に、ａ相の固定子巻線１ａの相電圧Ｖａが
三相全波整流器３の高電位直流出力端の出力電圧Ｖｏよ
り高くなればハイサイドスイッチ３１をオンする。一
方、オンしたハイサイドスイッチ３１のオフは、上記と
同様に相電圧Ｖａが出力電圧Ｖ0 より低くなってから所
定の遅延期間ΔＴ後、実施すればよい。ｂ、ｃ相の制御
も同じである。なお、上記素子開閉制御はａ相だけに行
い、ｂ、ｃ相のスイッチの制御はａ相スイッチングタイ
ミンを１２０度ずらして行うこともできる。
【００８５】本実施例によれば高電圧負荷駆動時にバッ
テリ及び低電圧負荷に同時に電力供給できるだけでなく
高圧側、低圧側をそれぞれ独立して出力電圧制御できる
ため、バッテリの状態に左右されることなく、特にバッ
テリ電圧ＶＢが低下している際にも高電圧負荷１３を最
適電圧で駆動できる。なお、高電圧負荷非駆動時にはＭ
ＯＳＦＥＴ３１〜３３をオフするものの、ＭＯＳＦＥＴ
の寄生ダイオード３１２ａ、３２２ｂ、３３２ｃとロー
サイドハーフブリッジダイオード３４〜３６で全波整流
器が構成されることになるが、スイッチ６が開のため電
流は流れない。
【００８６】更に、上記実施例では、三相全波整流器３
のハイサイドスイッチ（ハイサイド側の整流素子をい
う）にＭＯＳＦＥＴ３１〜３３を用いたが、そのローサ
イドスイッチに用いてもよく、両方に用いてもよいこと
は当然である。更に、低圧整流手段をなすダイオード４
はトランジスタとしてもよいことは当然である。例えば
バイポーラトランジスタを非飽和動作させてそのエミッ
タ、コレクタ電圧を略等しくなるようにベース電流を注
入すれば、ダイオードの電圧降下を回避して電力損失を
低減することができる。また、ダイオード４をスイッチ
ング素子と制御手段で構成すればバッテリ状態によらず
よりきめ細かな電力コントロールができる。
【００８７】また、本実施例では、電流センサー付ＭＯ
ＳＦＥＴを利用したが、ロータリエンコーダ等の界磁極
位置検出装置を利用し、この位置信号に基づいてＭＯＳ
ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦを制御すればより正確に制御でき
る。 （実施例９）実施例９を図２１を参照して説明する。こ
の実施例は、実施例１４の開閉スイッチ６の代わりに高
電位直流出力端３０を高電圧負荷１３側あるいはバッテ
リＶＢ側のどちらかへ切り換える切換スイッチ６０にて
構成したものである。図２２のフローチャートに示すそ
の制御動作自体は、図１６に示す実施例８の制御動作と
本質的に同じであり、ただ、そのステップ１０２にてス
イッチ６のオンがなされているかどうかを判定する代わ
りにステップ１０２０にて切換スイッチ６０が高電圧負
荷１３側に倒されているかどうかを判別する点、また同
様に、ステップ１１０にてスイッチ６のオンがなされて
いるかどうかを判定する代わりにステップ１１００にて
切換スイッチ６０が高電圧負荷１３側に倒されているか
どうかを判別する点だけが異なっているが、これらステ
ップすべて高電圧負荷１３に給電中かどうかを調べるも
のであり、機能的には同じである。 （実施例１０）実施例１０を図２３を参照して説明す
る。
【００８８】図２３のフローチャートは実質的に図１６
又は図２２のフローチャートのステップ１０８以降を変
更したものであるので、ステップ１０８以降を説明す
る。まず、ステップ１０８にてスイッチ６のオン又は切
換スイッチ６０が高電圧負荷１３側へ倒れていることを
検出した場合、すなわち高電圧負荷１３に給電中である
場合、出力電圧Ｖｏを読み込み（２０２）、その平均電
圧Ｖｏｍを算出し（２０４）、算出した平均電圧Ｖｏｍ
が２４Ｖ未満かどうかを調べ（２０６）、未満でなけれ
ば進相電流通電中かどうかを調べ（２０８）、通電中で
あれば進相電流通電量を所定量削減し（２１０）、その
後、ステップ１０６へリターンする。
【００８９】ステップ２０８にて進相電流通電中でなけ
れば界磁電流Ｉｆを所定量削減して（２１２）、ステッ
プ１０６へリターンする。ステップ２０６にて平均電圧
Ｖｏｍが２４Ｖ未満であれば界磁電流Ｉｆを制御するた
めのスイッチングトランジスタのＰＷＭ制御オンデュー
ティ比が１００％かどうかを調べ（２１４）、１００％
でなければＩｆを所定量増加して（２１６）、ステップ
１０６へリターンする。ステップ２１４にて界磁電流Ｉ
ｆを制御するためのスイッチングトランジスタのＰＷＭ
制御オンデューティ比が１００％であれば、進相電流通
電量が最大かどうか（なお、最大とはその回転域での発
電電圧が最大となる値とし、あらかじめ設定されている
ものとする）を調べ（２１８）、最大であれば直接、最
大でなければ進相電流を所定量増加して（２２０）、ス
テップ１０６へ進む。
【００９０】次に、ステップ１０８にてスイッチ６のオ
フ又は切換スイッチ６０が低電圧負荷１２側へ倒れてい
ることを検出した場合、すなわち高電圧負荷１３に給電
中でない場合、バッテリ電圧ＶＢを読み込み（２０
０）、その平均電圧ＶＢｍを算出し（２２４）、算出し
た平均電圧ＶＢｍが１３．５Ｖ未満かどうかを調べ（２
２６）、未満でなければ進相電流通電中かどうかを調べ
（２２８）、通電中であれば進相電流通電量を所定量削
減し（２３０）、その後、ステップ１０６へリターンす
る。ステップ２２８にて進相電流通電中でなければ界磁
電流Ｉｆを所定量削減して（２３４）、ステップ１０６
へリターンする。ステップ２２６にて平均電圧Ｖｏｍが
２４Ｖ未満であれば上述したステップ２１４へ進む。
【００９１】このように制御すれば以下の作用効果を奏
する。まず、この実施例では、高電圧負荷１３に給電す
るかどうかにかかわらず、発電不足状態であればまず界
磁電流Ｉｆを増大してそれでも不足する場合に進相電流
を通電し、発電過剰状態であればまず進相電流通電を削
減してそれでも過剰する場合に界磁電流Ｉｆを削減する
ので、進相電流通電によるリップル増大に伴う電圧変動
を低減することができ、また、進相電流通電による電力
損失を低減することができ、かつ、小型軽量の発電機の
出力増大を実現することができる。
【００９２】また、高電圧負荷１３へ給電する場合に
は、高電圧負荷１３の出力電圧Ｖｏを優先してその調整
電圧２４Ｖに保つ制御を行うが、前述したように、ダイ
オード４を通じたバッテリ充電電流が増大すると出力電
圧Ｖｏが低下し、ダイオード４を通じたバッテリ充電電
流が減少すると出力電圧Ｖｏが上昇するので、バッテリ
電圧ＶＢも許容範囲に維持することができる。 （実施例１１）実施例１１を図２４を参照して説明す
る。
【００９３】図２４のフローチャートは図２３のフロー
チャートのステップ１０６、１０８、２０２〜２１２を
省略したものである。すなわち、本実施例によれば、高
電圧負荷１３へ給電するしないにかかわらず、バッテリ
１１の平均電圧ＶＢｍを調整電圧１３．５Ｖに維持する
制御を行う。このようにすれば、以下の作用効果を奏す
る。まず、高電圧負荷１３の電圧変動はある程度の範囲
で通常許容されるがバッテリ１１の電圧変動は電子機器
などの誤動作を招く可能性が考慮されるので、本実施例
によれば制御優先順位が高いバッテリ１１の電圧変動を
抑止することができる。なお、高電圧負荷１３への通電
電流が増大すると中性点電圧Ｖｍが低下し、バッテリ１
１への給電電流量が減るので、バッテリ電圧ＶＢが低下
し、発電電圧増大向きに制御が働き、その逆の場合には
発電電圧減少向きに制御が働くので、本実施例でも間接
的に出力電圧Ｖｏも一定範囲に制御することができる。 （実施例１２）実施例１２を図２５を参照して説明す
る。
【００９４】この実施例は、図２５のフローチャートに
示すように、図２３のフローチャートのステップ２０２
をステップ２０２０に、ステップ２０４をステップ２０
４０に置換し、更に、ステップ２０４とステップ２０６
との間にステップ２０５を追加したものである。すなわ
ち、ステップ２０２０では出力電圧Ｖｏ及びバッテリ電
圧ＶＢを読み込み、ステップ２０４０ではそれらの平均
値であるＶｏｍ、ＶＢｍを算出する。そして、ステップ
２０５では、バッテリ電圧ＶＢの平均値ＶＢｍが、所定
の最低許容値ＶＢｔｈＬから所定の最高許容値ＶＢｔｈ
Ｈまでの範囲内かどうかを調べ、範囲内であればステッ
プ２０６へ進む。そして範囲外であれば、バッテリ電圧
ＶＢをこの許容範囲内に至急、引き戻すべくステップ２
２６へジャンプする。
【００９５】このようにすれば、図２３の実施例におい
てなんらかの原因でバッテリ電圧ＶＢが許容範囲外に逸
脱して過充電や過放電となるという不具合を回避するこ
とができる。なお、上記実施例では、双方向に導通可能
な半導体整流手段にＭＯＳＦＥＴを用いたが、これはバ
イポーラトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ）にダイオー
ドを逆方向に並設して構成してもよい。 （実施例１３）実施例１３を図２６を用いて説明する。
本実施例は実施例９（図２１参照）において、発電機１
の回転子を、界磁巻線２をもつ界磁コイル型から永久磁
石をもつ界磁ロータ２１に置換し、界磁巻線２へ流す界
磁電流を制御するレギュレータ５を省略し、チョッパ回
路（断続制御手段）５２及び制御回路（レギュレータ）
５１を設けた点が異なっている。
【００９６】チョッパ回路５２は、整流器３から出力さ
れる全波整流電圧Ｖｏがコレクタに印加されるｎｐｎト
ランジスタ５２１と、そのエミッタと切り換えスイッチ
６０の共通端子とを接続するチョークコイル５２３と、
アノードが接地されるとともにカソードがチョークコイ
ル５２３の入力端に接続されるダイオード５２２と、チ
ョークコイル５２３の出力端と接地間とに接続される平
滑コンデンサ５２４とから構成されている。ダイオード
５２２、チョークコイル５２３及びコンデンサ５２４は
公知の電圧平滑手段（高周波成分除去手段）を構成して
いる。
【００９７】制御回路５１の制御動作（図２７参照）
は、図２１におけるレギュレータ５の制御動作（図２２
参照）と基本的に同じであるが、チョッパ回路５２内の
トランジシタ５２１を断続制御する点が異なっている。
すなわち、切り換えスイッチ６０に出力される高電圧
は、チョッパ回路５２及び制御回路５１により調整され
る。すなわち、制御回路５１はスイッチ６０の状態検出
と出力端子の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏが所
定値（１３．５Ｖ ｏｒ ２４Ｖ）より高ければトラン
ジスタ５２１をオフし、逆に出力電圧Ｖｏがこの所定値
より低ければオンして、低電圧負荷１２又は高電圧負荷
１３に出力する電圧を調整する。
【００９８】制御回路５１の制御動作例を図２７に示す
フロ−チャ−トを参照して説明する。このフロ−チャ−
トは図２２に示すフロ−チャ−トに対してほぼ同じで異
なるステップについてのみ説明する。スイッチ６０がバ
ッテリ側に接続されている時、出力電圧Ｖｏが所定値１
３．５Ｖを超える時にトランジスタ５２１をオフし（Ｓ
１２２）、１３．５Ｖに満たない時にトランジスタ５２
１をオンする（Ｓ１２０）。また、スイッチ６０が高電
圧負荷側に接続されている時、出力電圧Ｖｏが所定値２
４Ｖを超える時にトランジスタ５２１をオフし（Ｓ１４
２）、２４Ｖに満たない時はトランジスタ５２１をオン
する（Ｓ１４３）。
【００９９】このようにすれば、永久磁石界磁型発電機
を用いても高低二種類の電気負荷を切り換え駆動するこ
とができ、かつ電圧レベルを進相電流制御及び界磁電流
制御の２つの制御モードにより所望値に調節することが
できる。 （実施例１４）実施例１４を図２８を用いて説明する。
本実施例は図１６において、ステップ１４１〜１４３を
省略し、ステップ１３６及び１４０からステップ１１６
へジャンプし、更にステップ１１８においてＶｒｅｆを
１３．５Ｖに固定するものである。
【０１００】このようにすれば、高電圧負荷駆動時にお
いて高電圧負荷１３に印加する高電圧（全波整流電圧）
Ｖｏは進相電流制御（ステップ１３２〜１４０）により
調節し、この時、低電圧負荷１２及びバッテリ１１に印
加する低電圧は界磁電流制御（ステップ１１６〜１２
２）により調節することができる。 （実施例１５）実施例１５を図２９を用いて説明する。
本実施例は図２２において、ステップ１４１〜１４３を
省略し、ステップ１３６及び１４０からステップ１１６
へジャンプし、更にステップ１１８においてＶｒｅｆを
１３．５Ｖに固定するものである。
【０１０１】このようにすれば、実施例１４と同様に、
高電圧負荷駆動時において高電圧負荷１３に印加する高
電圧（全波整流電圧）Ｖｏは進相電流制御（ステップ１
３２〜１４０）により調節し、この時、低電圧負荷１２
及びバッテリ１１に印加する低電圧は界磁電流制御（ス
テップ１１６〜１２２）により調節することができる。
すなわち、高電圧負荷非給電時には通常のように界磁電
流の増減により発電電圧を調節してバッテリ電圧ＶＢを
所望値に制御する。一方、高電圧負荷給電時にはまず進
相電流通電量の制御により高電圧負荷への給電電圧Ｖｏ
を制御した後、バッテリ電圧ＶＢを界磁電流制御にて調
節しているので、両電圧Ｖｏ、ＶＢをそれぞれ好ましい
範囲に収束させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の装置を示す回路図である。
【図２】図１に示す装置の制御動作を示すフローチャー
トである。
【図３】図１に示す装置の出力電流変化と従来の装置を
示す出力電流変化とを示すタイミングチャートである。
【図４】実施例２の装置を示す回路図である。
【図５】図４に示す装置の制御動作を示すフローチャー
トである。
【図６】実施例３の装置を示す回路図である。
【図７】図６に示す装置の出力電流と発電機回転数との
関係を示す特性図である。
【図８】実施例４の装置を示す回路図である。
【図９】実施例５の装置を示す回路図である。
【図１０】図９に示す装置の制御動作を示すフローチャ
ートである。
【図１１】実施例６の装置を示す回路図である。
【図１２】実施例７の装置を示す回路図である。
【図１３】図１２に示す装置の制御動作を示すフローチ
ャートである。
【図１４】実施例８の装置を示す回路図である。
【図１５】図１４に示す三相全波整流器３の１相のイン
バータ回路を示す図である。
【図１６】図１４に示すコントローラ５の制御動作を示
すフローチャートである。
【図１７】図１４に示す装置の非進相電流通電動作を示
すタイミングチャートである。
【図１８】図１４に示す装置の進相電流通電動作を示す
タイミングチャートである。
【図１９】図１４に示すコントローラ５の進相電流通電
時の制御動作を示すフローチャートである。
【図２０】図１４に示すコントローラ５の非進相電流通
電時の制御動作を示すフローチャートである。
【図２１】実施例９の装置を示す回路図である。
【図２２】図２１に示すコントローラ５の制御動作を示
すフローチャートである。
【図２３】実施例１０の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【図２４】実施例１１の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【図２５】実施例１２の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【図２６】実施例１３の装置を示す回路図である。
【図２７】実施例１３の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【図２８】実施例１４の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【図２９】実施例１５の装置のコントローラ５の制御動
作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１は車両用同期発電機（車両用交流発電機）、１ａ，１
ｂ，１ｃは電機子巻線、２は界磁巻線、３、３ａは三相
全波整流器（高圧整流手段）、４はダイオード（低圧整
流手段）、５はコントローラ（電圧制御手段）、１１は
バッテリ、１２は低電圧負荷、１３は高電圧負荷、３１
〜３６はダイオード又は半導体スイッチング素子、４０
はＭＯＳＦＥＴである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−29009（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−247237（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−122863（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−111131（ＪＰ，Ａ) 実公 昭63−21156（ＪＰ，Ｙ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24 H02P 9/00 - 9/48

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定の高電圧が印加される高電圧負荷及
    び前記高電圧より低い所定の低電圧が印加される低電圧
    負荷と、 星型接続されて中性点を形成する複数の電機子巻線を有
    する多相交流発電機と、 前記電機子巻線から出力される発電電圧を全波整流して
    前記高電圧負荷の高電位端に印加する高圧整流手段と、 前記高圧整流手段が前記高電圧負荷に給電する祭に前記
    電機子巻線の中性点の電圧を整流して低電圧負荷の高電
    位端に印加する低圧整流手段とを、 備え、 前記低圧整流手段は、前記電機子巻線の中性点と前記低
    電圧負荷の高電位端とを接続するとともに前記中性点か
    ら前記低電圧負荷の高電位端へ通電する低圧整流用の半
    導体スイッチング素子を有し、 前記電圧制御手段は、前記中性点が前記低電圧負荷の高
    電位端より所定電位だけ高電位となる場合に前記低圧整
    流用の半導体スイッチング素子を導通させる発電装置。
  2. 【請求項２】 所定の高電圧が印加される高電圧負荷及
    び前記高電圧より低い所定の低電圧が印加される低電圧
    負荷と、 星型接続されて中性点を形成する複数の電機子巻線を有
    する多相交流発電機と、 前記電機子巻線から出力される発電電圧を全波整流して
    前記高電圧負荷の高電位端に印加する高圧整流手段と、 前記高圧整流手段が前記高電圧負荷へ給電する際に前記
    電機子巻線の中性点の電圧を整流して前記低電圧負荷の
    高電位端に印加する低圧整流手段と、 前記位相が前記電機子巻線の出力端の電圧より進んだ進
    相電流を前記電機子巻線へ給電する進相電流制御手段と
    を備え、 前記高圧整流手段は、前記電機子巻線の各出力端と高電
    位直流出力端とを個別に接続する第一の半導体整流手
    段、並びに、前記電機子巻線の各出力端と低電位直流出
    力端とを個別に接続する第二の半導体整流手段とを備
    え、前記両半導体整流手段の少なくとも一方は双方向導
    通可能な半導体スイッチング素子を有し、 前記進相電流制御手段は、前記半導体スイッチング素子
    を導通制御して前記進相電流の給電を行うことを特徴と
    する発電装置。
  3. 【請求項３】 前記発電機は界磁巻線を有し、該界磁巻
    線に通電する界磁電流の制御により前記発電機の発電電
    圧を調整する電圧制御手段を備え、 前記電圧制御手段は、前記高電圧負荷の非駆動時に前記
    界磁電流を調整して前記低圧整流手段の出力電圧を前記
    所定の低電圧に制御し、前記高電圧負荷の駆動時に前記
    界磁電流を調整して前記高圧整流手段の出力電圧を前記
    低電圧より高い前記所定の高電圧に制御する請求項２記
    載の発電装置。
  4. 【請求項４】 前記進相電流制御手段は、前記高電圧負
    荷へ給電する場合に前記半導体スイッチング素子を自己
    短絡させることにより前記電機子巻線への前記進相電流
    の給電を行う請求項２又は３記載の発電装置。
  5. 【請求項５】 前記進相電流制御手段は、前記高電圧負
    荷へ給電しない場合でかつ前記界磁電流が所定値を越え
    ない場合に前記進相電流の給電を停止する請求項３又は
    ４記載の発電装置。
  6. 【請求項６】 前記進相電流制御手段は、前記高電圧負
    荷へ給電しない場合でかつ前記界磁電流が所定値を超え
    る場合に前記進相電流の給電を行う請求項３乃至５のい
    ずれか記載の発電装置。
  7. 【請求項７】 前記高圧整流手段の高電位出力端と前記
    高電圧負荷の高電位端及び前記低電圧負荷の高電位端の
    どちらか一方とを切り換え可能に接続する負荷切換スイ
    ッチを備え、前記電圧制御手段及び進相電流制御手段
    は、前記負荷切換スイッチが前記低電圧負荷側に接続さ
    れる場合に前記界磁電流もしくは進相電流給電量を調整
    して前記高圧整流手段の出力電圧を前記所定の低電圧に
    制御し、前記負荷切換スイッチが前記高電圧負荷側に接
    続される場合に前記界磁電流及び進相電流を調整して前
    記高圧整流手段の出力電圧を前記低電圧より高い前記所
    定の高電圧に制御するとともに前記低圧整流手段の出力
    電圧を前記所定の低電圧に制御する請求項３，５，６の
    いずれか記載の発電装置。
  8. 【請求項８】 前記低圧整流手段から給電される低圧バ
    ッテリを備え、 前記電圧制御手段は、前記高電圧負荷の給電時に前記低
    圧バッテリの端子電圧が前記所定の低電圧となるように
    前記発電電圧を調整する請求項３乃至７のいずれか記載
    の発電装置。
  9. 【請求項９】 前記低圧整流手段から給電される低圧バ
    ッテリを備え、 前記電圧制御手段は、前記高電圧負荷の給電時に前記高
    電位直流出力端の電位が前記所定の高電圧となるように
    前記発電電圧を調整する請求項３乃至８のいずれか記載
    の発電装置。
  10. 【請求項１０】 前記低圧整流手段から給電される低圧
    バッテリを備え、 前記電圧制御手段は、前記低圧バッテリの端子電圧が所
    定の許容範囲を逸脱する場合に前記低圧バッテリの端子
    電圧が前記所定の低電圧となるように前記発電電圧を調
    整するものである請求項３乃至９のいずれか記載の車両
    用発電装置。
  11. 【請求項１１】 前記低圧整流手段は、アノードが前記
    中性点に接続され、カソードが前記低電圧負荷の高電位
    端に接続されるダイオードからなる請求項２乃至１０の
    いずれか記載の発電装置。
  12. 【請求項１２】 永久磁石界磁型の前記発電機から前記
    高圧整流手段を通じて出力される整流電圧を前記高電圧
    負荷の駆動時に断続することにより前記整流電圧を前記
    所定の高電圧に変換する断続制御手段を備える請求項
    ２，４，１１のいずれか記載の発電装置。
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