JP3372436B2 - インバータの制御装置 - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
- H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
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- Power Engineering (AREA)
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電動機の駆動装置
などに利用されるインバータの制御装置に関する。
などに利用されるインバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６にインバータおよび従来のインバー
タの制御装置のシステム構成の一例を示す。図中のモー
タ１を駆動するインバータ１１はエミッタ、コレクタを
直流電源３に接続されたトランジスタ２ａ、２ｂ、２
ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆによって構成されている。これら
のトランジスタのベースはそれぞれコンパレータ４ａ、
４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆの出力信号に接続され
て、電流をＯＮ／ＯＦＦする。そのデューティは指令さ
れた各相の出力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊に応じ
てコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃで比較して以下のよう
に制御される。すなわちコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃ
において入力された出力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw
＊は基準波発生回路９の出力した三角波信号と比較さ
れ、パルス化される。このパルス信号のデューティは出
力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊に比例するので、前
記三角波信号の周波数を十分に高くするとモータ１に印
加される電圧の平均値は前記出力電圧指令値ｅu＊、ｅv
＊、ｅw＊に比例する。
タの制御装置のシステム構成の一例を示す。図中のモー
タ１を駆動するインバータ１１はエミッタ、コレクタを
直流電源３に接続されたトランジスタ２ａ、２ｂ、２
ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆによって構成されている。これら
のトランジスタのベースはそれぞれコンパレータ４ａ、
４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆの出力信号に接続され
て、電流をＯＮ／ＯＦＦする。そのデューティは指令さ
れた各相の出力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊に応じ
てコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃで比較して以下のよう
に制御される。すなわちコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃ
において入力された出力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw
＊は基準波発生回路９の出力した三角波信号と比較さ
れ、パルス化される。このパルス信号のデューティは出
力電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊に比例するので、前
記三角波信号の周波数を十分に高くするとモータ１に印
加される電圧の平均値は前記出力電圧指令値ｅu＊、ｅv
＊、ｅw＊に比例する。
【０００３】この従来のインバータの制御装置におい
て、例えばインバータ１１を構成するトランジスタ２
ａ、２ｂが同時にＯＮすると、直流電源３は短絡し、こ
のとき大電流が流れて回路が破壊される可能性がある。
このようなことを防止するため、図６の例では抵抗器６
ａ、６ｂ、６ｃとコンデンサ７ａ、７ｂ、７ｃおよび抵
抗器８ａ、８ｂ、８ｃからなる回路によって、上下のト
ランジスタ２ａ、２ｂのＯＮ信号にある一定のインバー
タの制御に間隔があくよう制御している。この間隔は一
般的にデッドタイムと呼ばれ、コンパレータ４ａ、４
ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆを含んだデットタイム作成
回路１０を使用していた。
て、例えばインバータ１１を構成するトランジスタ２
ａ、２ｂが同時にＯＮすると、直流電源３は短絡し、こ
のとき大電流が流れて回路が破壊される可能性がある。
このようなことを防止するため、図６の例では抵抗器６
ａ、６ｂ、６ｃとコンデンサ７ａ、７ｂ、７ｃおよび抵
抗器８ａ、８ｂ、８ｃからなる回路によって、上下のト
ランジスタ２ａ、２ｂのＯＮ信号にある一定のインバー
タの制御に間隔があくよう制御している。この間隔は一
般的にデッドタイムと呼ばれ、コンパレータ４ａ、４
ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆを含んだデットタイム作成
回路１０を使用していた。
【０００４】このデッドタイムの存在によって、一般的
にインバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値ｅ
u＊、ｅv＊、ｅw＊に対して非線形となる。例えばｕ相
を例にとれば、出力電圧指令値ｅu＊と実際の出力電圧
ｅuとの関係は、式（１）のように近似できる。
にインバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値ｅ
u＊、ｅv＊、ｅw＊に対して非線形となる。例えばｕ相
を例にとれば、出力電圧指令値ｅu＊と実際の出力電圧
ｅuとの関係は、式（１）のように近似できる。
【数１】ｅu＝ｅu＊−ｅd(ｉu)・・・（１）
ただし、ｉuはインバータの出力電流値である。また、
ｅd(ｉu)は式（２）で表されるｉuの関数である。
（２）式で表される関数を図８に示す。
ｅd(ｉu)は式（２）で表されるｉuの関数である。
（２）式で表される関数を図８に示す。
【数２】
ｅd(ｉu)＝ｅdu（ｉu＞ｉu#のとき）
＝−ｅdu（ｉu＜−ｉu#のとき）
＝ｅdu／ｉu#×ｉu（−ｉu#＜ｉu＜ｉu#のとき）・・・（２）
ただし、ｅduは前記デッドタイムによって決まる定数で
ある。また、ｉu#は、モータ巻線の電気時定数によって
決まる固定値の定数である。
ある。また、ｉu#は、モータ巻線の電気時定数によって
決まる固定値の定数である。
【０００５】図７に、このようなデッドタイムによる指
令値−出力値間の非線形性の補正を目的とした従来のイ
ンバータの制御装置のシステム構成の一例を示す。この
インバータの制御装置は、式（１）の関係を利用して、
電圧指令値に対して式（２）で表されるデットタイム補
償量を加算した補正指令値を用いてインバータを制御す
ることにより、デッドタイム補正を行なうものである。
この装置では、相電流検出値ｉu、ｉv、ｉwと式（２）
に基づいてデッドタイム補償演算器１７でデッドタイム
補償量ｅd(ｉu)、ｅd(ｉv)、ｅd(ｉw)を算出する。一
方、減算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃによって電流指令値
と実際の出力電流値との電流誤差が算出され、電流制御
演算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃがその電流誤差に応じた
電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊を出力する。加算器１
６ａ、１６ｂ、１６ｃは、この電圧指令値ｅu＊、ｅv
＊、ｅw＊にそれぞれデッドタイム補償量ｅd(ｉu)、ｅd
(ｉv)、ｅd(ｉw)を加算し、補正電圧指令値ｅuc＊、ｅv
c＊、ｅwc＊として出力する。ｕ相を例にとれば、相電
圧指令値と補正圧指令値とは次の式（３）で示す関係と
なる。
令値−出力値間の非線形性の補正を目的とした従来のイ
ンバータの制御装置のシステム構成の一例を示す。この
インバータの制御装置は、式（１）の関係を利用して、
電圧指令値に対して式（２）で表されるデットタイム補
償量を加算した補正指令値を用いてインバータを制御す
ることにより、デッドタイム補正を行なうものである。
この装置では、相電流検出値ｉu、ｉv、ｉwと式（２）
に基づいてデッドタイム補償演算器１７でデッドタイム
補償量ｅd(ｉu)、ｅd(ｉv)、ｅd(ｉw)を算出する。一
方、減算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃによって電流指令値
と実際の出力電流値との電流誤差が算出され、電流制御
演算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃがその電流誤差に応じた
電圧指令値ｅu＊、ｅv＊、ｅw＊を出力する。加算器１
６ａ、１６ｂ、１６ｃは、この電圧指令値ｅu＊、ｅv
＊、ｅw＊にそれぞれデッドタイム補償量ｅd(ｉu)、ｅd
(ｉv)、ｅd(ｉw)を加算し、補正電圧指令値ｅuc＊、ｅv
c＊、ｅwc＊として出力する。ｕ相を例にとれば、相電
圧指令値と補正圧指令値とは次の式（３）で示す関係と
なる。
【数３】ｅuc＊＝ｅu＊＋ｅd(ｉu)・・・（３）
ただし、上述したように、図７の従来装置では、式
（３）のデッドタイム補償量ｅd(ｉu)を求める式（２）
でｉu#及びｅduが固定値である。この補正電圧指令値は
ＰＷＭ（パルス幅変調）回路１２に入力され、トランジ
スタ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆはこの補正電
圧指令値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。このＰＷＭ回
路１２は、例えば図６に示したインバータ制御回路と同
じものを用いることが知られている。図７中の電流検出
器１４ａ、１４ｂ、１４ｃは、式（２）および式（３）
で使用される出力電流ｉuを検出する検出器である。
（３）のデッドタイム補償量ｅd(ｉu)を求める式（２）
でｉu#及びｅduが固定値である。この補正電圧指令値は
ＰＷＭ（パルス幅変調）回路１２に入力され、トランジ
スタ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆはこの補正電
圧指令値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。このＰＷＭ回
路１２は、例えば図６に示したインバータ制御回路と同
じものを用いることが知られている。図７中の電流検出
器１４ａ、１４ｂ、１４ｃは、式（２）および式（３）
で使用される出力電流ｉuを検出する検出器である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図７の従来のインバー
タの制御装置においては、デッドタイムの存在によって
インバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値に対
して非線形であり、正確な出力電圧が得られない。図９
の（１）は、図６中のｕ相の電圧指令及び基準波を示
す。ここでは三角波と、トランジスタ２ａ、２ｂとｕ相
端子の電圧の波形を示す。図９のＴdはデッドタイム期
間を示し、Ｖ及び−Ｖは図６の直流電源３の正負の電圧
を示す。図９に示すように、この装置では、（５）のイ
ンバータの出力電流の極性が正のときには、（１）のト
ランジスタ２ａがＯＮしている期間にｕ相の端子電圧が
Ｖとなり、（６）の出力電流の極性が負のときには、
（４）のトランジスタ２ｂがＯＦＦしている期間にｕ相
の端子電圧がＶとなる。また、（７）のインバータ出力
電流がゼロのときは、ｕ相の端子電圧は、（２）のトラ
ンジスタ２ａがＯＮしている期間Ｖとなり、（４）のト
タンジスタ２ｂがＯＮしている期間−Ｖとなるが、トラ
ンジスタ２ａ、２ｂともＯＦＦしているデッドタイム期
間はｕ相の端子電圧はフローティングとなる。そのため
電流の極性が変化する点即ち出力電流がゼロとなる付近
ではインバータの出力電圧は入力された電圧指令値に対
して非線形になり、正確な出力電圧を得ることができな
い。図７の従来のインバータの制御装置においては、上
記デットタイムによる電圧指令に対する出力電圧の非線
形要素を式（２）を用いて近似させて補正している。し
かし、式（２）中のｉu#及びｅduは固定値を用いている
が、実際はモータの発熱等でモータ巻線の電気時定数が
変化した場合にｉu#の値が変化する。また、ｅduの値は
スイッチング素子のバラつきにより必ずしも１つではな
く、またスイッチング素子の発熱によりｅduの値が変化
するためｅduに誤差が生じる。また厳密には出力電流ｉ
uが-ｉu＜ｉu＜ｉuの範囲にあるとき式（２）では近似
できない。これらの要因によりデットタイム補償量に誤
差が生じ正確なデットタイム補償ができないためインバ
ータの出力電流を精度よく制御できないという問題があ
る。本発明は上記課題を解決するためになされたもので
あり、本発明はインバータの出力電流を精度良く制御で
きるインバータ制御装置の提供を目的とする。
タの制御装置においては、デッドタイムの存在によって
インバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値に対
して非線形であり、正確な出力電圧が得られない。図９
の（１）は、図６中のｕ相の電圧指令及び基準波を示
す。ここでは三角波と、トランジスタ２ａ、２ｂとｕ相
端子の電圧の波形を示す。図９のＴdはデッドタイム期
間を示し、Ｖ及び−Ｖは図６の直流電源３の正負の電圧
を示す。図９に示すように、この装置では、（５）のイ
ンバータの出力電流の極性が正のときには、（１）のト
ランジスタ２ａがＯＮしている期間にｕ相の端子電圧が
Ｖとなり、（６）の出力電流の極性が負のときには、
（４）のトランジスタ２ｂがＯＦＦしている期間にｕ相
の端子電圧がＶとなる。また、（７）のインバータ出力
電流がゼロのときは、ｕ相の端子電圧は、（２）のトラ
ンジスタ２ａがＯＮしている期間Ｖとなり、（４）のト
タンジスタ２ｂがＯＮしている期間−Ｖとなるが、トラ
ンジスタ２ａ、２ｂともＯＦＦしているデッドタイム期
間はｕ相の端子電圧はフローティングとなる。そのため
電流の極性が変化する点即ち出力電流がゼロとなる付近
ではインバータの出力電圧は入力された電圧指令値に対
して非線形になり、正確な出力電圧を得ることができな
い。図７の従来のインバータの制御装置においては、上
記デットタイムによる電圧指令に対する出力電圧の非線
形要素を式（２）を用いて近似させて補正している。し
かし、式（２）中のｉu#及びｅduは固定値を用いている
が、実際はモータの発熱等でモータ巻線の電気時定数が
変化した場合にｉu#の値が変化する。また、ｅduの値は
スイッチング素子のバラつきにより必ずしも１つではな
く、またスイッチング素子の発熱によりｅduの値が変化
するためｅduに誤差が生じる。また厳密には出力電流ｉ
uが-ｉu＜ｉu＜ｉuの範囲にあるとき式（２）では近似
できない。これらの要因によりデットタイム補償量に誤
差が生じ正確なデットタイム補償ができないためインバ
ータの出力電流を精度よく制御できないという問題があ
る。本発明は上記課題を解決するためになされたもので
あり、本発明はインバータの出力電流を精度良く制御で
きるインバータ制御装置の提供を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係るインバータ
の制御装置は、複数のスイッチング素子により構成され
たインバータを制御するインバータの制御装置であっ
て、与えられた電流指令値と前記インバータの出力電流
検出値との誤差に基づき前記インバータに対する電圧指
令値を生成し、この電圧指令値に基づき前記インバータ
を制御するインバータの制御装置において、前記インバ
ータの出力電圧値を検出する電圧検出手段と、前記電圧
指令値と前記出力電圧値との誤差を求める出力電圧誤差
検出手段と、前記出力電圧誤差検出手段により求められ
た電圧誤差をデットタイム補償量として前記電流検出値
との関係を記憶する記憶手段と、前記電流検出値また
は、電流指令値に基づき、前記記憶手段からデットタイ
ム補償量を求め電圧指令値を補正するデットタイム補償
手段と、を有するものである。また、前記基準波発生手
段は、アップダウンするカウンタまたは、所定値になる
とクリアされるカウンタで構成され、前記インバータの
各相の出力パルスがＨｉからＬｏｗ及びＬｏｗからＨｉ
に切り替わるスレッショルドレベルを検出するパルスレ
ベル検出手段と、前記パルスレベル検出手段の出力信号
に基づき前記カウンタの値を保持する複数の保持手段
と、前記保持手段で保持したカウント値からパルス幅を
求める出力パルス検出手段を有するものである。さら
に、インバータの制御装置は、前記出力パルス検出手段
によって求められたパルス幅すなわち前記カウント値持
手段で保持した２つのカウント値の差を検出電圧値と
し、前記電圧指令と前記検出電圧の誤差を前記デットタ
イム補償量として前記電流検出値との関係を記憶する前
記デットタイム補償量記憶手段を有するものである。
の制御装置は、複数のスイッチング素子により構成され
たインバータを制御するインバータの制御装置であっ
て、与えられた電流指令値と前記インバータの出力電流
検出値との誤差に基づき前記インバータに対する電圧指
令値を生成し、この電圧指令値に基づき前記インバータ
を制御するインバータの制御装置において、前記インバ
ータの出力電圧値を検出する電圧検出手段と、前記電圧
指令値と前記出力電圧値との誤差を求める出力電圧誤差
検出手段と、前記出力電圧誤差検出手段により求められ
た電圧誤差をデットタイム補償量として前記電流検出値
との関係を記憶する記憶手段と、前記電流検出値また
は、電流指令値に基づき、前記記憶手段からデットタイ
ム補償量を求め電圧指令値を補正するデットタイム補償
手段と、を有するものである。また、前記基準波発生手
段は、アップダウンするカウンタまたは、所定値になる
とクリアされるカウンタで構成され、前記インバータの
各相の出力パルスがＨｉからＬｏｗ及びＬｏｗからＨｉ
に切り替わるスレッショルドレベルを検出するパルスレ
ベル検出手段と、前記パルスレベル検出手段の出力信号
に基づき前記カウンタの値を保持する複数の保持手段
と、前記保持手段で保持したカウント値からパルス幅を
求める出力パルス検出手段を有するものである。さら
に、インバータの制御装置は、前記出力パルス検出手段
によって求められたパルス幅すなわち前記カウント値持
手段で保持した２つのカウント値の差を検出電圧値と
し、前記電圧指令と前記検出電圧の誤差を前記デットタ
イム補償量として前記電流検出値との関係を記憶する前
記デットタイム補償量記憶手段を有するものである。
【０００８】
【作用】本発明に係るインバータの制御装置では、デッ
トタイム補償量を演算し、電流検出値の大きさに対する
デットタイム補償量を記憶し、常にデットタイム補償量
と出力電流の関係を補正しているため、モータの発熱等
でモータ巻線の電気時定数が変化した場合、またはｅdu
にスイッチング素子のバラつき及びスイッチング素子の
発熱により誤差が生じた場合でも、正確にデットタイム
補償を行なうことができる。また、電圧検出手段に、前
記基準波発生手段を構成する、カウンタのカウント値を
前記インバータの各相の出力パルスがＨｉからＬｏｗ及
びＬｏｗからＨｉに切り替わるスレッショルドレベルを
検出するパルスレベル検出手段と、前記パルスレベル検
出手段の出力信号に基づき前記カウンタの値を保持する
複数の保持手段と前記値持手段で保持した２つのカウン
ト値の差を検出電圧値とすることを特徴としており、簡
単な回路構成で実現可能である。
トタイム補償量を演算し、電流検出値の大きさに対する
デットタイム補償量を記憶し、常にデットタイム補償量
と出力電流の関係を補正しているため、モータの発熱等
でモータ巻線の電気時定数が変化した場合、またはｅdu
にスイッチング素子のバラつき及びスイッチング素子の
発熱により誤差が生じた場合でも、正確にデットタイム
補償を行なうことができる。また、電圧検出手段に、前
記基準波発生手段を構成する、カウンタのカウント値を
前記インバータの各相の出力パルスがＨｉからＬｏｗ及
びＬｏｗからＨｉに切り替わるスレッショルドレベルを
検出するパルスレベル検出手段と、前記パルスレベル検
出手段の出力信号に基づき前記カウンタの値を保持する
複数の保持手段と前記値持手段で保持した２つのカウン
ト値の差を検出電圧値とすることを特徴としており、簡
単な回路構成で実現可能である。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係るインバータの
制御装置の一実施例のシステム構成を示す。図６および
図７に示す従来のインバータの制御装置と同じ構成要素
は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略
する。図１においては、インバータの制御装置は、イン
バータの端子電圧を出力電圧検出回路１９で検出し、電
圧指令値と前記出力電圧検出回路１９で検出した出力電
圧の誤差を電圧誤差演算器２１で算出する。電流検出器
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ及び電流検出回路２０で検出し
た出力電流検出値と前記電圧誤差演算器２１で算出した
電圧誤差量をデットタイム補償量の演算データとしてデ
ットタイム補償量記憶部１８で記憶し、電流検出値と電
圧誤差の関係を補正する。例えば、図７で示した横軸電
流検出値と縦軸電圧誤差すなわちデットタイム補償量の
初期関係値を検出した電流値及び電圧誤差量を用いて補
正する。電流検出値または電流指令値に応じてデットタ
イム補償量演算器１７が前記デットタイム補償量記憶部
に記憶されているデータに基づきデットタイム補償量を
算出する。算出されたデットタイム補償量と電圧指令値
を加算器１６によって加算した補正電圧指令値をＰＷＭ
回路１２に入力する。図中の点線は、電流検出値に応じ
てデットタイム補償量演算器１７が前記デットタイム補
償量記憶部に記憶されているデットタイム補償量を算出
する場合である。
制御装置の一実施例のシステム構成を示す。図６および
図７に示す従来のインバータの制御装置と同じ構成要素
は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略
する。図１においては、インバータの制御装置は、イン
バータの端子電圧を出力電圧検出回路１９で検出し、電
圧指令値と前記出力電圧検出回路１９で検出した出力電
圧の誤差を電圧誤差演算器２１で算出する。電流検出器
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ及び電流検出回路２０で検出し
た出力電流検出値と前記電圧誤差演算器２１で算出した
電圧誤差量をデットタイム補償量の演算データとしてデ
ットタイム補償量記憶部１８で記憶し、電流検出値と電
圧誤差の関係を補正する。例えば、図７で示した横軸電
流検出値と縦軸電圧誤差すなわちデットタイム補償量の
初期関係値を検出した電流値及び電圧誤差量を用いて補
正する。電流検出値または電流指令値に応じてデットタ
イム補償量演算器１７が前記デットタイム補償量記憶部
に記憶されているデータに基づきデットタイム補償量を
算出する。算出されたデットタイム補償量と電圧指令値
を加算器１６によって加算した補正電圧指令値をＰＷＭ
回路１２に入力する。図中の点線は、電流検出値に応じ
てデットタイム補償量演算器１７が前記デットタイム補
償量記憶部に記憶されているデットタイム補償量を算出
する場合である。
【００１０】次に図２を用いて、本発明に係るインバー
タの制御装置の他の実施形態について説明する。図１、
図６、図７、図８に示すインバータの制御装置と同一の
構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複する
ので省略する。ここでは、本発明に係る電圧誤差量すな
わちデットタイム補償量を算出する方法は、インバータ
の出力パルスのレベルをパルスレベル検出回路２２で検
出し、パルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、Ｐwを出力す
る。パルスレベル検出回路２２は、図３に示す様な抵抗
器２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、及びフォトカプラ２５ａ、
２５ｂ、２５ｃで構成され、端子電圧がＨｉすなわち図
９で示すＶであるときＬｏｗ信号を出力し、端子電圧が
Ｌｏｗすなわち図９で示す−ＶであるときＨｉ信号であ
るパルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、Ｐwを出力する。本
実施の形態では、基準波発生回路９は、カウンタ回路を
用いてカウンタの出力信号を基に電圧指令を比較する三
角波を出力する。前記パルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、
Ｐwの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジで前記基準
波発生回路９に用いられるカウンタのカウント値を保持
部２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ、２４ｅ、２４ｆで
ラッチする。（図２中ではＶ相のパルスレベル検出信号
Ｐvと保持部２４ｃ、２４ｄが省略してある。）ｕ相を
例にとるとパルスレベル検出回路２２の出力信号である
パルス検出信号Ｐuの立ち上がりエッジで保持部２４ａ
がカウント値をラッチし、パルス検出信号Ｐuの立ち下
がりエッジで保持部２４ｂがカウント値をラッチする。
ラッチしたカウント値は、演算部２３でパルス幅のカウ
ント数を演算する。次に電圧指令（加算器１６の出力）
すなわちインバータの出力パルスのデュティー指令と出
力電圧検出回路１９で検出した出力パルスのカウント値
の誤差を電圧誤差演算器２１で算出する。基準波発生回
路９を本実施例のＰＷＭ回路を示す図４を用いて説明す
る。基準波発生回路９はカウンタ２７と論理回路２８で
構成され、カウンタのカウント値のｎビットデータＤn
と０からｎ−１ビットのデータＤ（０：ｎ−１）との排
他的論理和をとることによりカウンタの鋸波を三角波と
して出力する。
タの制御装置の他の実施形態について説明する。図１、
図６、図７、図８に示すインバータの制御装置と同一の
構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複する
ので省略する。ここでは、本発明に係る電圧誤差量すな
わちデットタイム補償量を算出する方法は、インバータ
の出力パルスのレベルをパルスレベル検出回路２２で検
出し、パルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、Ｐwを出力す
る。パルスレベル検出回路２２は、図３に示す様な抵抗
器２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、及びフォトカプラ２５ａ、
２５ｂ、２５ｃで構成され、端子電圧がＨｉすなわち図
９で示すＶであるときＬｏｗ信号を出力し、端子電圧が
Ｌｏｗすなわち図９で示す−ＶであるときＨｉ信号であ
るパルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、Ｐwを出力する。本
実施の形態では、基準波発生回路９は、カウンタ回路を
用いてカウンタの出力信号を基に電圧指令を比較する三
角波を出力する。前記パルスレベル検出信号Ｐu、Ｐv、
Ｐwの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジで前記基準
波発生回路９に用いられるカウンタのカウント値を保持
部２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ、２４ｅ、２４ｆで
ラッチする。（図２中ではＶ相のパルスレベル検出信号
Ｐvと保持部２４ｃ、２４ｄが省略してある。）ｕ相を
例にとるとパルスレベル検出回路２２の出力信号である
パルス検出信号Ｐuの立ち上がりエッジで保持部２４ａ
がカウント値をラッチし、パルス検出信号Ｐuの立ち下
がりエッジで保持部２４ｂがカウント値をラッチする。
ラッチしたカウント値は、演算部２３でパルス幅のカウ
ント数を演算する。次に電圧指令（加算器１６の出力）
すなわちインバータの出力パルスのデュティー指令と出
力電圧検出回路１９で検出した出力パルスのカウント値
の誤差を電圧誤差演算器２１で算出する。基準波発生回
路９を本実施例のＰＷＭ回路を示す図４を用いて説明す
る。基準波発生回路９はカウンタ２７と論理回路２８で
構成され、カウンタのカウント値のｎビットデータＤn
と０からｎ−１ビットのデータＤ（０：ｎ−１）との排
他的論理和をとることによりカウンタの鋸波を三角波と
して出力する。
【００１１】次に、ここまでの動作を図５のタイムチャ
ートを用いてｕ相を例に説明する。基準波発生回路９に
用いられるカウンタの出力は、図中（２）のＳ１であ
り、基準波発生回路９の出力である三角波は（２）のＳ
２である。電圧指令値は、図の（２）の様に三角波信号
と比較されデュティー指令としてＰＷＭ回路に出力す
る。モータの端子電圧は、図中の（４）出力パルスとし
て表してある波形の様になる。この出力パルスをパルス
レベル検出回路２２で検出し、（５）のパルスレベル検
出信号Ｐuを出力する。保持部２４ａは（５）のパルス
レベル検出信号Ｐuの立ち上がりエッジでカウンタのカ
ウント値をラッチし、保持部２４ｂは、（５）のパルス
レベル検出信号Ｐuの立ち下がりエッジでカウンタのカ
ウント値をラッチする。ラッチしたカウント値の差は、
出力パルスのパルス幅検出値である。また、カウント値
の最大値の１／２の値すなわち三角波の最大値から電圧
指令値を引いた値の２倍がパルス幅指令値となる。前記
パルス幅検出値と前記パルス幅指令値の差の１／２がデ
ットタイム補償量となる。
ートを用いてｕ相を例に説明する。基準波発生回路９に
用いられるカウンタの出力は、図中（２）のＳ１であ
り、基準波発生回路９の出力である三角波は（２）のＳ
２である。電圧指令値は、図の（２）の様に三角波信号
と比較されデュティー指令としてＰＷＭ回路に出力す
る。モータの端子電圧は、図中の（４）出力パルスとし
て表してある波形の様になる。この出力パルスをパルス
レベル検出回路２２で検出し、（５）のパルスレベル検
出信号Ｐuを出力する。保持部２４ａは（５）のパルス
レベル検出信号Ｐuの立ち上がりエッジでカウンタのカ
ウント値をラッチし、保持部２４ｂは、（５）のパルス
レベル検出信号Ｐuの立ち下がりエッジでカウンタのカ
ウント値をラッチする。ラッチしたカウント値の差は、
出力パルスのパルス幅検出値である。また、カウント値
の最大値の１／２の値すなわち三角波の最大値から電圧
指令値を引いた値の２倍がパルス幅指令値となる。前記
パルス幅検出値と前記パルス幅指令値の差の１／２がデ
ットタイム補償量となる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、検出した出力電圧値よりデットタイム補償量を求め
デットタイム補償量記憶手段がデットタイム補償量と出
力電流値の関係を補正し記憶する。さらに、デットタイ
ム補償量演算器が、電流検出値または電流指令値に応じ
て補正されたデットタイム補償量を求め、電圧指令補正
手段が電圧指令値を前記デットタイム補償量を用いて補
正し、この補正によって得られた補正電圧指令値を出力
する。この結果、モータ巻線の電気時定数が変化した場
合や、スイッチング素子に大きなバラつきがあった場合
及びスイッチング素子が発熱した場合でもインバータの
出力電流を精度よく制御することができる。従って、本
発明によれば、電動機を駆動する場合などにおいては電
動機に流れる電流を正確に制御できるため、精密な出力
トルクまたは速度の制御が実現できる。
は、検出した出力電圧値よりデットタイム補償量を求め
デットタイム補償量記憶手段がデットタイム補償量と出
力電流値の関係を補正し記憶する。さらに、デットタイ
ム補償量演算器が、電流検出値または電流指令値に応じ
て補正されたデットタイム補償量を求め、電圧指令補正
手段が電圧指令値を前記デットタイム補償量を用いて補
正し、この補正によって得られた補正電圧指令値を出力
する。この結果、モータ巻線の電気時定数が変化した場
合や、スイッチング素子に大きなバラつきがあった場合
及びスイッチング素子が発熱した場合でもインバータの
出力電流を精度よく制御することができる。従って、本
発明によれば、電動機を駆動する場合などにおいては電
動機に流れる電流を正確に制御できるため、精密な出力
トルクまたは速度の制御が実現できる。
【００１３】
【図１】 本発明に係るインバータの制御装置の実施形
態の構成を示すブロック図である。
態の構成を示すブロック図である。
【図２】 特に請求項２に係るインバータの制御装置の
実施形態の構成を示すブロック図である。
実施形態の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明に係る出力パルス検出回路の一実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】 本発明に係るＰＷＭ回路の一実施例示す図で
ある。
ある。
【図５】 本発明の実施形態の動作を説明するタイムチ
ャートである。
ャートである。
【図６】 従来のインバータの制御装置のシステム構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】 従来のインバータの制御装置のシステム構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図８】 出力電流値とデッドタイム補償量との関係を
表すグラフである。
表すグラフである。
【図９】 一般的なインバータ制御装置におけるインバ
ータの出力電流の極性と出力電圧との関係を示すタイム
チャートである。
ータの出力電流の極性と出力電圧との関係を示すタイム
チャートである。
１ モータ、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ ト
ランジスタ、３ 直流電源、４、５ コンパレータ、６
ａ、６ｂ、６ｃ、８ａ、８ｂ、８ｃ 抵抗器、７ａ、７
ｂ、７ｃ コンデンサ、９ 基準波発生回路、１０ デ
ットタイム作成回路、１１ インバータ、１２ ＰＷＭ
回路、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 減算器、１４ａ、１４
ｂ、１４ｃ 電流検出器、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ 電
流制御演算器、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ 加算器、１７
デットタイム補償量演算器、１８ デットタイム補償
量記憶部、１９ 出力電圧検出回路、２０ 電流検出回
路、２１ 電圧誤差演算器、２２ パルスレベル検出回
路、２３ 演算部、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ、
２４ｅ、２４ｆ 保持部、２５ａ、２５ｂ、２５ｃフォ
トカプラ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃ 抵抗器、２７ カ
ウンタ、２８ 論理回路。
ランジスタ、３ 直流電源、４、５ コンパレータ、６
ａ、６ｂ、６ｃ、８ａ、８ｂ、８ｃ 抵抗器、７ａ、７
ｂ、７ｃ コンデンサ、９ 基準波発生回路、１０ デ
ットタイム作成回路、１１ インバータ、１２ ＰＷＭ
回路、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 減算器、１４ａ、１４
ｂ、１４ｃ 電流検出器、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ 電
流制御演算器、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ 加算器、１７
デットタイム補償量演算器、１８ デットタイム補償
量記憶部、１９ 出力電圧検出回路、２０ 電流検出回
路、２１ 電圧誤差演算器、２２ パルスレベル検出回
路、２３ 演算部、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ、
２４ｅ、２４ｆ 保持部、２５ａ、２５ｂ、２５ｃフォ
トカプラ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃ 抵抗器、２７ カ
ウンタ、２８ 論理回路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/537
H02P 7/63
Claims (4)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子により構成され
たインバータを制御するインバータの制御装置であっ
て、 与えられた電流指令値と前記インバータの出力電流検出
値との誤差に基づき前記インバータを構成するスイッチ
ング素子に対する電圧指令値を生成し、この電圧指令値
と基準波発生手段が出力する三角波信号とを比較し、前
記電圧指令値と三角波との大小判別に基づきパルス幅変
調を行なうインバータの制御装置において、 前記インバータの出力電圧値を検出する電圧検出手段
と、 前記電圧指令値と前記出力電圧値との電圧誤差を求める
出力電圧誤差検出手段と、 前記電流検出値と前記電圧誤差との関係を記憶する記憶
手段と、電 流検出値に基づき、前記記憶手段に記憶された前記電
圧誤差を求め、前記電圧指令値を補正するデットタイム
補償手段と、 を有することを特徴とするインバータの制御装置。 - 【請求項２】 複数のスイッチング素子により構成され
たインバータを制御するインバータの制御装置であっ
て、与えられた電流指令値と前記インバータの出力電流
検出値との誤差に基づき前記インバータを構成するスイ
ッチング素子に対する電圧指令値を生成し、この電圧指
令値と基準波発生手段が出力する三角波信号と比較し、
前記電圧指令値と三角波との大小判別に基づきパルス幅
変調を行なうインバータの制御装置において、 前記インバータの出力電圧値を検出する電圧検出手段
と、 前記電圧指令値と前記出力電圧値との電圧誤差を求める
出力電圧誤差検出手段と、 前記電流検出値をアドレスとし、前記電圧誤差をデータ
としたデータテーブルに記憶する記憶手段と、電 流検出値に基づき、前記記憶手段に記憶された前記電
圧誤差を求め、前記電圧指令値を補正するデットタイム
補償手段と、 を有することを特徴とするインバータの制御装置。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載のインバー
タの制御装置で、 前記デットタイム補償手段は、前記電流検出値の代わり
に前記電流指令値に基づき、前記記憶手段に記憶された
前記電圧誤差を求め、前記電圧指令値を補正することを
特徴とするインバータの制御装置。 - 【請求項４】 請求項１〜３のいずれか一つに記載のイ
ンバータの制御装置であって、三角波を出力するためにカウント値を出力するカウンタ
と、 前記インバータの各相の出力パルスがＨｉからＬｏｗ及
びＬｏｗからＨｉに切り替わる立ち上がりエッジ及び立
ち下がりエッジを検出するパルスレベル検出手段と、 前記立ち上がりエッジが検出される時点における前記カ
ウンタより出力されるカウント値と、前記立ち下がりエ
ッジが検出される時点における前記カウンタより出力さ
れるカウント値を保持する保持手段と、 を備え、 前記出力電圧誤差検出手段は、前記保持手段が保持する
２つのカウント値の差を出力電圧値として電圧誤差を求
める ことを特徴とするインバータの制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31720696A JP3372436B2 (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | インバータの制御装置 |
| US09/024,891 US5872710A (en) | 1996-11-28 | 1998-02-17 | Inverter control device |
| DE19808104.9A DE19808104B4 (de) | 1996-11-28 | 1998-02-26 | Wechselrichter-Steuerungsvorrichtung |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31720696A JP3372436B2 (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | インバータの制御装置 |
| US09/024,891 US5872710A (en) | 1996-11-28 | 1998-02-17 | Inverter control device |
| DE19808104.9A DE19808104B4 (de) | 1996-11-28 | 1998-02-26 | Wechselrichter-Steuerungsvorrichtung |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164850A JPH10164850A (ja) | 1998-06-19 |
| JP3372436B2 true JP3372436B2 (ja) | 2003-02-04 |
Family
ID=27218168
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31720696A Expired - Fee Related JP3372436B2 (ja) | 1996-11-28 | 1996-11-28 | インバータの制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5872710A (ja) |
| JP (1) | JP3372436B2 (ja) |
| DE (1) | DE19808104B4 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| IT1306069B1 (it) * | 1998-11-20 | 2001-05-29 | Zapi Spa | Procedimento di alimentazione di motori asincroni con inverter,inparticolare per veicoli a batteria |
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