JP3122793B2 - 同一チャネル干渉を低減する方法および非線形フィルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、通信システムにおける同一チャネル干渉の
低減に関するものである。本発明は、特にAMPS（最新移
動電話システム）AMPS_WD（広帯域データAMPS）、CDPD
（セルラ・ディジタル・パケットデータ）システム、お
よび、GSM（移動通信用グローバル・システム）を含むT
DMA（時分割多元接続）システムなど、周波数変調（F
M）を用いるセルラ無線またはワイヤレス通信システム
に適用できるが、これらに限定されるものではない。

背景技術 同一チャネル干渉（CCI）は、通信システムにおいて
所望の信号の周波数帯域幅内に、１つ、あるいはそれ以
上の干渉信号があることによるもので、移動通信システ
ムの周波数再利用性能を制限する主たる要素である。CC
Iは、それが所望の信号帯域幅内にあるため、従来のフ
ィルタリング技術では低減が不可能である。CCIを低減
する１つの技術は、所望のFM（周波数変調）信号と、独
立した弱い（平均電力が小さい）CCIとが混合したもの
からなる受信複素信号を制限することである。所望のFM
信号は、一定のエンベロープを有するが、受信信号は、
CCIが原因となって、そのエンベロープが一定しない。

複素信号リミッタは、入力された混合信号を一定のエ
ンベロープ信号に変換し、CCIエネルギーの少なくとも
半分を、所望の信号の帯域外に変換して、低域通過フィ
ルタで濾過されるようにする。この技術は、複素信号リ
ミッタの出力に非線形フィルタをかけることで補完可能
なため、複素信号リミッタと非線形フィルタ（CLNF）に
よる平均CCICゲインは、6dBに近づく。

1990年８月８日に発行された「干渉サプレッサの改
善、あるいは干渉サプレッサに関連する改善」と題する
米国特許出願GB−Ａ−2227907は、出力が線形フィルタ
へ供給されるアナログ振幅リミッタを使用した干渉サプ
レッサを開始している。K.D.カメヤ（Kammeyer）等によ
る「FM伝送におけるマルチパス・エコー消去用の改善型
適応FIRイコライザ」（IEEE論文誌の通信部門、第SAC−
５巻、No.2,1987年２月）には、マルチパス等化のため
の関数ｘ（ｋ）/|x（ｋ）｜を実行する線形フィルタと
ディジタル・リミッタが開示されている。また、G.L.シ
クランザ（Sicuranza）による「信号処理用二次フィル
タ」（IEEE Proceedings,第80巻、No.8、1263〜1285
頁、1992年８月）の1277頁には、非線形多項フィルタ
が、チャネル非線形性の適応等化、ディジタル衛星チャ
ネルの非線形等化、そして、非線形符号間干渉消去に適
している、と記述されている。

本発明の目的は、周波数変調された受信信号の同一チ
ャネル干渉を低減するための改善された方法、および、
その方法の実行に使用する、CCICゲインをさらに増大で
きる非線形フィルタを提供することである。

発明の概要 本発明の一態様によれば、所定の信号帯域幅を有し、
サンプルｘ（ｋ）（ｋは整数）を持つ複素信号によって
表される、周波数変調された受信信号の同一チャネル干
渉を低減する方法において、各サンプルの振幅を制限し
て、実質的にｘ（ｋ）/|x（ｋ）｜に等しい制限サンプ
ルを生成する工程と、上記制限サンプルに非線形のフィ
ルタをかけて、同一チャネル干渉の消去を向上させる工
程とを備え、上記非線形のフィルタをかける工程は、上
記制限サンプルの少なくとも1/2乗あるいはそれより高
次の累乗の派生物を含む、これら制限サンプルの異なる
派生物を生成する工程と、上記異なる派生物を結合し
て、その結合内での同一チャネル干渉の消去を向上させ
る工程と、上記所定の信号帯域幅に従って、上記派生
物、制限サンプル、および結合の少なくとも１つに低域
通過フィルタをかける工程とを備える同一チャネル干渉
を低減する方法を提供する。

明確にするため、ここでの「派生物（derivative）」
という用語は、他の信号から派生した信号という一般的
な意味で使用しており、関数の変化率を指す限定された
数学的な意味では使っていない。

好適には、上記制限サンプルに、上記所定の信号帯域
幅に従って低域通過フィルタをかけて、フィルタがかけ
られたサンプルを生成し、上記異なる派生物は、これら
フィルタがかけられたサンプルより生成される。また、
好適には、上記異なる派生物を生成する工程は、フィル
タをかけて２乗したサンプルを生成する工程を含み、上
記異なる派生物を生成する工程は、さらに、上記フィル
タをかけて２乗したサンプルに低域通過フィルタをかけ
る工程を含み、上記異なる派生物を生成する工程、およ
び上記異なる派生物を結合する工程は、上記フィルタを
かけて２乗し低域通過フィルタをかけたサンプルと、上
記フィルタをかけたサンプルの複素共役との積を生成す
る工程を含む。

本発明の好適な実施の形態は、上記異なる派生物を生
成する工程、および上記異なる派生物を結合する工程
は、さらに、上記フィルタをかけたサンプルと、上記フ
ィルタをかけたサンプルの複素共役との積を生成する工
程と、その積から直流成分を除去した信号を生成する工
程とを含み、上記異なる派生物を生成する工程、および
上記異なる派生物を結合する工程は、さらに、上記フィ
ルタをかけたサンプル、定数３、および上記生成した信
号の積を求める工程と、この積と、上記フィルタをかけ
て２乗し低域通過フィルタをかけたサンプルに、上記フ
ィルタをかけたサンプルの複素共役を乗じた積に対し
て、上記フィルタをかけたサンプルを加算したものとの
差分を生成する工程と、上記所定の信号帯域幅に従っ
て、上記差分に低域通過フィルタをかける工程とを含
む。

便宜上、低域通過フィルタリングを行うため、上記フ
ィルタをかけて２乗したサンプルに低域通過フィルタを
かける工程は、係数２によるアップ・サンプリングと、
低域通過フィルタリングと、係数２によるダウン・サン
プリングとを順次、行う工程を含む。

本発明はまた、所定の信号帯域幅を有し、振幅制限さ
れた複素信号サンプルで表される、周波数変調された信
号の同一チャネル干渉を低減する非線形フィルタにおい
て、上記複素信号サンプルにそれらの複素共役を乗じ、
その積に高域通過フィルタをかけて、直流成分が除去さ
れた信号サンプルを生成するよう配された複素信号処理
ユニットを含む第１の信号経路と、上記複素信号サンプ
ルの少なくとも1/2乗あるいはそれより高次の累乗の派
生信号サンプルを生成するよう配された複素信号処理ユ
ニットを含む第２の信号経路と、上記第１の信号経路に
ついての上記生成された信号サンプルと、上記第２の信
号経路についての上記派生信号サンプルと、上記複素信
号サンプルとを結合して、上記複素信号サンプルよりも
同一チャネル干渉が少ない結合信号サンプルを生成する
よう配された複素信号結合ユニットとを備える非線形フ
ィルタを提供する。

本非線形フィルタは、好適には、上記所定の信号帯域
幅に対応する通過帯域を有する低域通過フィルタを含
み、それを介して、上記複素信号サンプルを提供し、ま
た、上記所定の信号帯域幅に対応する通過帯域を有する
帯域通過フィルタを含み、上記結合信号サンプルにフィ
ルタをかけて当該非線形フィルタの出力信号サンプルを
生成するよう配されている。

好適には、上記第２の信号経路の複素信号処理ユニッ
トは、上記複素信号サンプルを２乗するよう配された乗
算器と、上記２乗されたサンプルにフィルタをかけるよ
う配された低域通過フィルタと、上記２乗してフィルタ
をかけた信号に上記複素信号サンプルの複素共役を乗じ
て、上記派生信号サンプルを生成するよう配された乗算
器とを含む。便宜上、上記第２の信号経路の複素信号処
理ユニットは、さらに、上記低域通過フィルタの前に位
置する２倍アップ・サンプラと、その低域通過フィルタ
の後に位置する２倍ダウン・サンプラとを含む。

上記複素信号処理ユニット、および上記複素信号結合
ユニットは、好適には、ディジタル信号プロセッサの機
能として提供されている。

本発明は、さらに、所定の信号帯域幅有し、サンプル
ｘ（ｋ）（ｋは整数）を持つ複素信号によって表され
る、周波数変調された受信信号の同一チャネル干渉を低
減する装置において、各サンプルを制限して、実質的に
ｘ（ｋ）/|x（ｋ）｜に等しい制限サンプルを生成する
よう配された複素信号リミッタと、上記制限サンプルを
上記複素信号サンプルとして供給される、上述した非線
フィルタとを備える装置を提供する。

図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照した以下の説明により、さ
らに理解できる。

図１は、本発明に係る、複素信号リミッタおよび非線
形フィルタ（CLNF）を含むワイヤレス・ディジタル通信
受信機の一部を示すブロック図である。

図２は、上述した「同一チャネル干渉の低減」と題す
る同時継続出願に記載されているCLNFの一形態を概略的
に示す図である。

図３は、図２のCLNFの動作を説明するのに有用な瞬時
周波数を示すグラフである。

図４は、本発明の実施形態に係るCLNFの一形態を概略
的に示す図である。

図５は、図４のCLNFの変形した形態を概略的に示す図
である。

図６は、図4,図５のCLNFの動作を説明するのに有用な
瞬時周波数を示すグラフである。

図７は、同一チャネル干渉消去（CCIC）ゲイン特性
を、信号対干渉比（C/I）の関数として示すグラフであ
る。

発明の実施の形態 図１は、ワイヤレス通信受信機の一部を示すブロック
図である。同図において、RF（無線周波数）受信回路お
よびダウン・コンバータ10でFM通信信号が受信されて、
サンプル信号の生成が行われ、そのサンプルが、サンラ
およびＡ−Ｄ（アナログ−ディジタル）コンバータ11に
よって、ディジタル形式に変換される。所望の信号の帯
域幅内にある同一チャネル干渉（CCI）信号を低減する
ため、このディジタル・サンプルが、複素信号リミッタ
および非線形フィルタ（CLNF）12に供給される。CLNF12
の出力は、任意的ではあるが、さらにCCI低減ユニット
（不図示）を介して、FM復調器（不図示）に供給され
る。この受信機システムがセルラ無線通信システムの一
部である場合、CCIは、例えば、そのシステムの他のセ
ルにおける周波数再利用によって生じ、さらに／あるい
は、その通信システムの外部にある発生源より生じる。
CLNF12は、DSP（ディジタル信号プロセッサ）集積回路
に作り込まれ、それが、その受信機システムの他の処理
機能をも実行するようにすることが望ましい。

簡単にするため、以下の説明では、所望の信号がAMPS
音声チャネルを占有すると仮定するが、FM信号（周波数
偏移変調信号を含む）が同一チャネル干渉を受けやすい
他のシステムにも、本発明を適用できる、ということを
理解されたい。周知のように、AMSP音声チャネルは、30
kHzの帯域幅を有し、また、このチャネルは、300〜3400
Hzの範囲にある変調周波数を有する音声信号と、約6kHz
の変調周波数を有する監視音声トーン（SAT）とを含む
一定の（振幅）エンベロープFM信号を搬送する。このFM
信号は、10kHzの変調周波数を有する信号トーン（ST）
を含むこともある。これらの変調信号、および音声チャ
ネルによって搬送される広帯域データの最大偏差、すな
わち周波数変動の範囲の代表的な値は、8kHzあるいはそ
れより低い。標本化速度は、約48kHzである。

以下において、所望のAMPS信号は、同相および直角位
相成分を有する複素信号A_se^{ｊΨｓ（ｋ）}で示す。ただ
し、A_sは振幅、Ψ_ｓ（ｋ）は、複素信号の各サンプルｋ
の位相である。この位相の一次階差_ｓ（ｋ）は、瞬時
周波数と呼ばれ、二次階差_ｓ（ｋ）は、瞬時周波数の
変動速度と呼ばれる。よって、 _ｓ（ｋ）＝Ψ_ｓ（ｋ）−Ψ_ｓ（ｋ−１）、そして、 _ｓ（ｋ）＝_ｓ（ｋ）−_ｓ（ｋ−１） となる。

CLNF12は、後述するように、CLNFのCCI消去（CCIC）
ゲインと呼ばれるファクタによって、サンプル信号の信
号対干渉比（C/I）を改善するよう機能する。

図２において、CLNF12の一形態は、複素信号リミッタ
20、低域通過フィルタ（LPF）21,27、複素共役機能部2
2、複素信号乗算器23,25、高域通過フィルタ（HPF）2
4、および、複素信号加算器26を備える。LPF21,27各々
は、そこに供給された複素信号の実数成分と虚数成分に
低域通過フィルタをかけ、また、所望の信号の帯域幅に
対応する15kHzの帯域幅を有する（LPFに対して10kHzを
中心とする30kHz）。CLNFの機能は、都合よく、DSPに作
り込まれている。従って、例えば、DSPの単一のLPF機能
を使用して、LPF21,27の両方を提供できる。各LPFは、
処理遅延を軽減するため、短いインパルス応答を有する
ことが好ましく、例えば、バタワースまたはガウス・フ
ィルタでも良い。

複素信号リミッタ20には、上述の所望の信号と、振幅
A_iおよび位相Ψ_ｉ（ｋ）を有する弱いCCI信号とが混合
された信号と仮定した入力信号ｘ（ｋ）が供給される。
従って、 ｘ（ｋ）＝A_se^{ｊΨｓ（ｋ）}＋A_ie^{ｊΨｉ（ｋ）} となる。

複素信号リミッタ20は、非線形関数に従って、複素出
力信号x_lim（ｋ） を生成する。ここで、ｘ^＊（ｋ）は、ｘ（ｋ）の複素共
役である。β＝A_i/A_s（すなわち、入力信号対干渉比は1
/β）とし、また、C/I比が高い、すなわち、β＜＜１と
仮定した場合、テイラー展開を使用して、高次の項を無
視すると、 x_lim（ｋ）＝ｅ^{ｊΨｓ（ｋ）}＋（β/2）ｅ^{ｊΨｉ（ｋ）} −（β/2）ｅ^{ｊ（２Ψｓ（ｋ）−Ψｉ（ｋ））}（１） が得られる。これにより、出力信号x_lim（ｋ）の信号対
干渉比は、1/（２（β/2）^２）となることが理解でき、
複素信号リミッタ20のCCICゲインは、3dBとなる。第２
次テイラー展開を実行することで、複素信号リミッタCC
ICゲインの上限を決めることができ、それは、２（１−
1.31β^２）となる。これは、βがゼロに近づくにつれ
て、3dBに近づく。

複素信号リミッタ20のCCICゲインは、非線形フィルタ
を構成するCLNF12の残りの部分によって高められる。よ
り具体的には、CLNF12のユニット21〜27は、複素信号リ
ミッタ20の出力中の主項すなわち第１次CCI項を減らす
役割をしている。換言すれば、上記x_lim（ｋ）について
の最後の式における、第２および第３項がこの役割をし
ている。

複素信号リミッタ20の出力は、LPF21によってフィル
タがかけられ、その出力は、各複素信号乗算器23,25の
１つの入力、複素信号加算器26の１つの入力、また、複
素共役機能部22を介して、複素信号乗算器23の第２の入
力へ供給される。複素信号乗算器23の出力は、HPF24を
介して、複素信号乗算器25の第２の入力へ供給され、そ
の出力は、複素信号加算器26の差入力へ供給される。こ
のHPF24は、直流成分を除去し、例えば、（１−z^-1）／
（１−0.95z^-1）形式の特性を有するIIR（無限インパル
ス応答）フィルタになりうる。そして、複素信号加算器
26の出力には、LPF27による低域通過フィルタがかけら
れる。

ユニット21〜27の動作を、２つの事例と関連させて、
以下に説明する。便宜上、参照符号Ｎを有するユニット
からの出力信号を示すのに、x_N（ｋ）という用語を用い
る。例えば、x₂₁（ｋ）は、LPF21の出力を指す。

事例１−瞬時周波数の差２_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）が、
LPFの帯域幅内にある場合 この場合、出力x₂₇（ｋ）は、入力x_lim（ｋ）と同じ
になる。このことは、LPF21の効果が全くないため、x₂₁
（ｋ）＝x_lim（ｋ）となり、その結果、x₂₃（ｋ）＝x₂₁
（ｋ）x₂₂（ｋ）＝x₂₁（ｋ）x₂₁ ^＊（ｋ）＝１となる、
という事実から判断できる。これは、HPF24によって除
去された直流成分であるから、x₂₄（ｋ）＝０となり、
ゆえに、x₂₅（ｋ）＝０となる。よって、x₂₆（ｋ）＝x
₂₁（ｋ）＝x_lim（ｋ）となり、それがLPF27の帯域幅内
にあるため、x₂₇（ｋ）＝x_lim（ｋ）となる。よって、
本事例のCLNF12のユニット21〜27による、CCICゲインの
3dBには何ら改善がない。

事例２−瞬時周波数の差２_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）が、
LPFの帯域幅外にある場合 この場合、上記x_lim（ｋ）に対する式の１次項が消去
される。LPF21は、上記x_lim（ｋ）の式（１）の第３項
にフィルタをかける。その結果、２次（β^２）項を無視
して、ユニット21,23〜27の出力信号は、以下の式によ
って与えられる。

x₂₁(k)=e^jΨs(k)+(β/2)e^jΨi(k) x₂₃(k)=1+(β/2)e^{jΨi(k)-Ψs(k))}+(β/2)e^{j(Ψs(k)-Ψi(k))} x₂₄(k)=(β/2)e^{j(Ψi(k)-Ψs(k))}+(β/2)e^{j(Ψs(k)-Ψi(k))} x₂₅(k)=(β/2)e^jΨi(k)+(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₂₆(k)=e^jΨs(k)-(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₂₇(k)=e^jΨs(k) 従って、この場合、CLNF12によるCCICゲインは、非常
に大きくなる（理想的には無限）。

上記の２事例が、同等に確らしいとすると、複素信号
リミッタ20のみを介して、平均してファクタ２の、CLNF
12によるCCICの改善があり、CLNF12に対する全CCICゲイ
ンも、βが０に近づくにつれ、6dBに近づく。

本発明者は、上述したCLNF12の非線形フィルタの動作
は、図３に示すグラフによって表されることを理解し
た。図３の軸はそれぞれ、所望の信号と干渉の瞬時周波
数_ｓ（ｋ），_ｉ（ｋ）を示している。上記の説明か
ら分かるように、これらの瞬時周波数各々は、信号帯域
幅内（上述したAMPS信号に対して、±15kHz）で変化す
るため、この瞬時周波数は、図３の瞬時周波数軸の原点
を中心とした正方形領域30内で変化する。±Ｂが、0kHz
を中心とした信号帯域幅を表すとした場合、正方形領域
30の辺は、図３に示すように、±Ｂにおいて、これらの
軸を区切る。明瞭にするため、これらの軸は、図３の正
方形領域30内には示していない。そして、瞬時周波数
_ｓ（ｋ），_ｉ（ｋ）が一様に分布し、統計上、信号帯
域幅内では独立していると仮定すると、正方形領域30の
全ての点に対して等しい確率分布が存在する。

領域30内では、上記の事例１は、G1で示される白い領
域に対応し、上記の事例２は、G2で示され、水平線が付
された領域に対応する。G1,G2はまた、上記２つの事
例、および、各領域内の点に対するCCICゲインを表すの
に使用される。領域G1,G2間の境界線は、事例1,2を区別
するための上記基準と矛盾せずに、式２_ｓ（ｋ）−
_ｉ（ｋ）＝±Ｂを満たしていることが分かる。上述のよ
うに確率分布が等しいと仮定した場合、白い領域G1は、
CCICゲインがG1の、上記事例１に対する確率P1を表し、
領域G2は、CCICゲインがG2に増大した、上記事例２に対
する確率P2を表す。全CCICゲインＧは、 によって与えられる。ただし、ｎは領域の数であり、図
２では、ｎ＝２である。

本発明は、この新しい理解を発端としており、上記グ
ラフ中の白い領域以外の他の領域では、大きなCCICゲイ
ン（理想的には無限）を維持しつつ、そのグラフ中の白
い領域G1を減らすことができるならば、CCICゲインをさ
らに改善することができる、ということを認識して、本
理解を伸展させるものである。具体的には、本発明が理
解しているのは、非線形フィルタで限定複素信号をさら
に大量に処理すると、図３のグラフが非常に多くの領域
に分割されることになり、白い領域G1は縮小され、他の
領域では、確率（すなわち、領域）に対して、CCICゲイ
ンの比率が十分に高くなり、式（２）で表される全CCIC
ゲインＧが大きくなる、ということである。

処理を連続して増加させると、全CCICゲインの改善は
低減するであろうし、また、この全CCICゲインに所望の
改善を行うために、要求された処理の性質を決めなけれ
ばならないが、本発明は、以下に説明するように、処理
をほとんど増加させずに、全CCICゲインを大幅に改善す
るCLNF12の形態を、少なくともいくつか提供する。複素
信号サンプルの高次な累乗と大規模な処理を含む、CLNF
の他の形態を考え出すことができ、それが、CCICゲイン
をさらに向上させると予想される。

図４は、ユニットおよび機能部40〜47を備えるCLNF12
の改善された形態を示している。これらユニットおよび
機能部は、図２を参照して説明したユニットおよび機能
部20〜27各々と同じであり、また、以下の点を除いて、
同じく配置されている。すなわち、複素信号乗算器45に
は、定数３の乗算がさらに提供され、複素信号加算器46
には、付加加算入力が与えられている、という点で違っ
ている。図４のCLNF12は、さらに、LPF41の出力を２乗
するように配置された複素信号乗算器48と、複素信号乗
算器48の出力に低域通過のフィルタをかけるように配置
されたLPF49と、LPF49の出力に機能部42の複素共役出力
を乗ずるよう配された複素信号乗算器50とを備え、この
複素信号乗算器の出力は、複素信号加算器46の付加加算
入力に供給される。

LPF41,47と同様、LPF49は、短いインパルス応答と、
信号帯域幅に対応する帯域幅を有するが、その帯域幅
は、LPF41,47の帯域幅の２倍になっている。それは、そ
の直前の複素信号乗算器48による２乗処理によって２倍
にされるためである。CLNF12が作り込まれたDSPは、LPF
49に対する別のLPF機能を含むことができるが、これに
よって複雑になったとしても、それは、図５に示す、図
４のCLNFの変形例によって簡単に回避できる。

図５に示すCLNF12の変形例は、図４の形態と同じであ
るが、異なる点は、図４のLPF49が、連続する機能部51
〜53で置き換えられ、また、LPF41からユニットおよび
機能部42,43,45,46への複素信号経路に、補償複素信号
遅延部54が設けられていることである。機能部51は、２
倍アップ・サンプラまたは補間機能部であり、機能部52
は、LPF41,47と同一なものとなりうるLPF、そして、機
能部53は、２倍ダウン・サンプラまたはデシメータであ
る。これら機能部を組み合わせたものは、図４の２倍帯
域幅LPF49に対応するが、LPF41,47として既に存在する
同一のLPF機能が、LPF52に対して再利用できるため、DS
P中に、より簡単に作り込むことができる。また、機能
部51〜53も、例えば、２サンプル周期の遅延を発生させ
るが、これは、遅延機能部54によって、CLNF12の出力へ
の並行経路において補償される。

CLNFの動作については、以下の説明を簡単かつ明確に
するため、図４のCLNF12のみを参照するが、同様の解釈
が、図５に示すCLNF12の変形例に対しても同じように適
用できると考えてよい。

図６は、図４のCLNF12の動作を示すグラフであり、図
２のCLNF12の動作を示す図３と同じように図示したもの
である。図４のCLNF12に対して、以下の６事例が考えら
れ、これらは、図６において、領域60内の領域G1〜G6で
表されており、CCICゲインも同じ参照符号で示されてい
る。図６では、それらの領域の区別を明確にするため
に、領域G1は白、領域G2は格子柄、領域G3〜G6は、それ
ぞれ、間隔の広い水平線、間隔の狭い水平線、間隔の広
い垂直線、間隔の狭い垂直線で示されている。以下に述
べる６事例を区別する基準と一貫性を持たせるため、領
域G1〜G6の境界線は、式 ２_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）＝±Ｂ ３_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）＝±Ｂ _ｓ（ｋ）＋_ｉ（ｋ）＝±Ｂ を満足する。

６事例に関する以下の考察において、式中の２次項
（β^２）を無視し、上述したのと同様の表記を使用す
る。例えば、X₄₈（ｋ）は、複素信号乗算器48の出力を
指す。

事例１〜４ 瞬時周波数の差２_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）
が信号帯域幅内にある場合 これらの場合、 x₄₁(k)=x_lim(k) =e^jΨs(k)+(β/2)e^jΨi(k) -(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となり、複素共役機能部42の出力は、 x₄₂(k)=e^-jΨs(k)+(β/2)e^-jΨi(k) -(β/2)e^{-j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となるため、図２と関連で上述したのと同様にx
₄₃（ｋ）＝１となり、ゆえに、 x₄₄（ｋ）＝x₄₅（ｋ）＝０となる。複素信号乗算器48の
出力は、 x₄₈(k)=(x₄₁(k))^２ =e^j2Ψs(k)+βe^{j(Ψs(k)+Ψi(k))} -βe^{j(3Ψs(k)-Ψi(k))} となる。

ここで、x₄₈（ｋ）についての上記式の第２および第
３項中の指数部は、図６に示すように、領域60をさらに
細区分した領域に対する、上記の境界線の式に対応して
いることが分かる。

事例１ ３_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）と_ｓ（ｋ）＋_ｉ
（ｋ）が、信号帯域幅内にある場合 この場合（図６の領域G1）、LPF49の影響が全くない
ため、x₄₉（ｋ）＝x₄₈（ｋ）となり、 x₅₀(k)=x₄₉(k)x₄₂(k) =e^jΨs(k)+(β/2)e^jΨi(k) -(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₇(k)=x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k)+βe^jΨi(k)-βe^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となる。これらから、何ら改善がない、すなわち、CCIC
ゲインG1＝3dBであることが分かる。

事例２ ３_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）が信号帯域幅内にあ
り、_ｓ（ｋ）＋_ｉ（ｋ）が信号帯域幅外にある場合 この場合（図６の領域G2）、LPF49は、x₄₈（ｋ）の帯
域外成分にフィルタをかけるため、 x₄₉(k)=e^j2Ψs(k)-βe^{j(3Ψs(k)-Ψi(k))} x₅₀(k)=x₄₂(k)x₄₉(k) =e^jΨs(k)-(β/2)e^jΨi(k)-(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₇(k)=x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k)-βe^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となる。これらから、CCICゲインG2＝6dBであることが
分かる。

事例３ ３_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）が信号帯域幅外にあ
り、_ｓ（ｋ）＋_ｉ（ｋ）が信号帯域幅内にある場合 この場合（図６の領域G3）、LPF49は、x₄₉（ｋ）の帯
域外成分にフィルタをかけるため、 x₄₉(k)=e^j2Ψs(k)+βe^{j(Ψs(k)+Ψi(k))} x₅₀(k)=x₄₂(k)x₄₉(k) =e^jΨs(k)+(β/2)e^jΨi(k)+(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₇(k)=x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k)+βe^jΨi(k) となり、これらから、CCICゲインG3＝6dBとなることが
分かる。

事例４ ３_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）と_ｓ（ｋ）＋_ｉ
（ｋ）が、信号帯域幅外にある場合 この場合（図６の領域G4）、LPF49は、x₄₈（ｋ）の両
帯域幅外成分にフィルタをかけるため、 x₄₉(k)=e^j2Ψs(k) x₅₀(k)=x₄₂(k)x₄₉(k) =e^jΨs(k)-(β/2)e^jΨi(k)+(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₇(k)=x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k) となる。これらから、CCICゲインG4は、非常に大きくな
る（理想的には無限）ことが分かる。

事例5,6 瞬時周波数の差２_ｓ（ｋ）−_ｉ（ｋ）
が、信号帯域幅外の場合 これらの場合、図２との関連において上述したのと同
様、 x₄₁(k)=e^jΨs(k)+(β/2)e^jΨi(k) x₄₂(k)=e^-jΨs(k)+(β/2)e^-jΨi(k) x₄₃(k)=1+(β/2)e^{j(Ψi(k)-Ψs(k))}+(β/2)e^{j(Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₄(k)=(β/2)e^{j(Ψi(k)-Ψs(k))}+(β/2)e^{j(Ψs(k)-Ψi(k))} となる。複素信号乗算器45において、定数３による追加
乗算を行うと、 x₄₅(k)=3x₄₁(k)x₄₄(k) =(3β/2)e^jΨi(k)+(3β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} であり、複素信号乗算器48の出力は、 x₄₈(k)=(x₄₁(k))^２ =e^j2Ψs(k)+βe^{j(Ψs(k)+Ψi(k))} となる。

事例５ _ｓ（ｋ）＋_ｉ（ｋ）が信号帯域幅内にある
場合 この場合（図６の領域G5）、LPF49は何ら影響を与え
ないため、x₄₉（ｋ）＝x₄₈（ｋ）であり、 x₅₀(k)=x₄₂(k)x₄₉(k) =e^jΨs(k)+βe^jΨi(k) +(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k)-βe^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となり、LPF47によって最後の成分が取り除かれるた
め、 x₄₇（ｋ）＝2e^{ｊΨｓ（ｋ）} となる。これより、CCICゲインG5は、非常に大きくなる
（理想的には無限）ことが分かる。

事例６ _ｓ（ｋ）＋_ｉ（ｋ）が信号帯域幅外にある
場合 この場合（図６の領域G6）、LPF49は、x₄₈（ｋ）の帯
域幅外成分にフィルタをかけるため、 x₄₉(k)=e^j2Ψs(k) x₅₀(k)=x₄₂(k)x₄₉(k) =e^jΨs(k)+(β/2)e^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} x₄₆(k)=x₄₁(k)-x₄₅(k)+x₅₀(k) =2e^jΨs(k)-βe^jΨi(k)-βe^{j(2Ψs(k)-Ψi(k))} となり、最後の成分は、LPF47によって除去されるた
め、 x₄₇（ｋ）＝2e^{ｊΨｓ（ｋ）}−βｅ^{ｊΨｉ（ｋ）} となる。これより、CICゲインG6＝6dBとなることが分か
る。

以下の表に、図６の各領域に対応する、CCICゲインの
結果G_Iと、関連する確率P_iを、６事例に対して、すなわ
ちｉの値に対応させてまとめる。

これらの値に式（２）を適用すると、全CCICゲインが
算出され、それは、βが０に近づくにつれて、8dBに近
くなる。

図７は、入力信号対干渉比に対する、全CCICゲインの
グラフを示し、線72は、図２のCLNFに対するCCICゲイン
特性を表し、線74は、図４または図５のCLNFに対するCC
ICゲイン特性を表している。このグラフから、図４また
は図５のCLNFの全CCICゲインは、図２のCLNFの全CCICゲ
インよりも、かなり高くなっているだけでなく、CCICゲ
インを大幅に高める必要がある場合、CCICゲインを低い
入力信号対干渉比（例えば、図示するように6dB未満）
に維持することが分かる。従って、図４または図５のCL
NFは、図２のCLNFよりも、かなり改善されている。

再び、図５および上の表を参照すると、この改善は、
以下の理由によるものであることが分かる。すなわち、
領域60の半分を占める領域G4,G5内で、非常に高いCCIC
ゲインが維持され、3dBのCCICゲインが全く改善されて
いない白い領域G1が半分になって、領域60のわずか４分
の１となり、また、領域60の４分の１を占める他の領域
G2,G3,G6では、CCICゲインが6dBと２倍になっている。
領域G1,G3,G5と領域G2,G4,G6との間の境界線、および領
域G3,G4とG1,G2との間の境界線があるため、領域G1が減
少する。上述のように、これらの境界線は、式x
₄₈（ｋ）の指数部に対応し、それゆえに、複素信号乗算
器48によって制御され、かつ、低域通過フィルタがかけ
られた複素信号を２乗する処理を含む信号処理の結果、
発生するものである。

他領域における増大されたCCICゲインを維持しつつ、
領域G1をさらに減らすため、上記制限され、かつ、低域
通過フィルタがかけられた複素信号の高次の累乗処理
に、少なくとも可能性として、同一の原理を適用でき
る。それによって、（さらに多くの信号処理を行うこと
で）、全CCICゲインをさらに高めることができる、とい
うことが分かる。例えば、制限され、かつ、低域通過フ
ィルタがかけられた複素信号x₄₁（ｋ）を３乗すると、
４Ψ_ｓ（ｋ）−Ψ_ｉ（ｋ）項を含む指数部を有する成分
の信号が発生する。これは、式４_ｓ（ｋ）−
_ｉ（ｋ）＝±Ｂを有する、図６のようなグラフの境界線
に対応しており、これにより、領域G1をさらに減らすこ
とができる。本発明の原理を用いて、このような信号を
他の信号とともに処理すると、さらなる増大の可能性が
出てくる。これらの原理は、以下のステップからなると
考えることができる。すなわち、 1. 複素信号リミッタ40の出力x₄₀（ｋ）から派生し、
かつ、図３または図６に示す形状の、領域G1を減らすこ
とができる瞬時周波数グラフ上の境界線に対応する指数
成分を有する信号の結合を決定する。この決定には、例
えば、低域通過フィルタをかける前の複素信号x
₄₀（ｋ）の累乗、および／または、低域通過フィルタを
かけた後の複素信号x₄₁（ｋ）の累乗と、これらの信号
の複素共役とを、単独に、または種々結合して含めるこ
とができ、また、複素信号x₄₀（ｋ）に対する式をライ
ラー展開したときの第２項、またはそれより高次の項を
考慮することができる。

2. 結果として生じた、瞬時周波数グラフの各領域に対
して、その領域のCCICゲインを高めることになる信号処
理機能と結合を決定する。ここでも、この決定には、上
述した本発明の実施の形態のように、第１次項ばかりで
なく、第２次あるいはそれ以上の高次の項を考慮に入れ
ることが可能である。この決定では、最初に瞬時周波数
グラフの最大領域を識別し、そして、これらの領域（例
えば、上記の領域G5）における干渉成分を概ね完全に消
去する信号処理機能および結合を選択するのがよい、 3. 式（２）に従って、結果として生じるCCICゲイン特
性を決定し、最適な結果を選択する。

これらの原理は、上述の本発明の実施の形態に適用さ
れる、ということが分かる。従って、ステップ１では、
制限され、かつ、低域通過フィルタがかけられた複素信
号x₄₁（ｋ）を複素信号乗算器48で２乗する（２の累
乗）ことを選択する。これにより、上述のように、領域
G1を２等分する。図６に示す境界線が生じる。その後、
ステップ2,3では、LPF49、複素信号乗算器50、複素信号
乗算器45に適用される定数３、および複素信号加算器46
での加算を含む、信号処理能力および結合が決定され、
また、最大領域G5および領域G4内にもある干渉成分を概
ね完全に消去するとともに、その他の領域G2,G3,G6にお
いてCCICゲインを高める方法で、最適な結果を選択す
る。

これらの原理によれば、様々なレベルの信号処理が増
加したことによる、様々なレベルの性能向上を伴うCLNF
12の種々の形態を達成できることが分かる。先に詳細に
述べたCLNF12の特定の形態に代えて、これらの、そし
て、他の等価な構成を提供できる。例えば、上述の逆に
する代わり、信号x₄₁（ｋ）の複素共役を２乗し、その
結果に低域通過フィルタをかけ、それに通常の（非共
役）信号x₄₁（ｋ）を乗算することで、図４のCLNFの形
態に対して、正に等価な構成を提供できることが分か
る。上述した本発明に係る特定の実施の形態に対して、
請求項で規定した本発明の範囲から逸脱することなく、
これらの、および他の数多くの変更、変形、および改造
を行うことができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ワング・ルイ カナダ国，ケイ２シー ３エル６，オン タリオ，オタワ，ダイネス ロード 1204―900 (56)参考文献 Ｊｏｎａｔｈａｎ Ｎ．Ｂｒａｄｌｅ ｙ：“ＳＵＰＰＲＥＳＳＩＯＮ ＯＦ ＡＤＪＡＣＥＮＴ−ＣＨＡＮＮＥＬ Ａ ＮＤ ＣＯＣＨＡＮＮＥＬ ＦＭ ＩＮ ＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＶＩＡ ＥＸＴ ＥＮＤＥＤ ＫＡＬＭＡＮ ＦＩＬＴＥ ＲＩＮＧ”1992 ＩＥＥＥ ＩＣＡＳＳ Ｐ，ＶＯＬ，４（92．９．25受入）ｐ. 693−696 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/14 H04B 7/005 H04B 7/26 H04B 15/00 H03H 17/02

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の信号帯域幅を有し、サンプルｘ
   （ｋ）（ｋは整数）を持つ複素信号によって表される、
   周波数変調された受信信号の同一チャネル干渉を低減す
   る方法において、 各サンプルの振幅を制限して、実質的にｘ（ｋ）/|x
   （ｋ）｜に等しい制限サンプルを生成する工程と、 前記制限サンプルに非線形のフィルタをかけて、同一チ
   ャネル干渉の消去を向上させる工程とを備え、 前記非線形のフィルタをかける工程は、 前記制限サンプルの少なくとも1/2乗あるいはそれより
   高次の累乗の派生物を含む、これら制限サンプルの異な
   る派生物を生成する工程と、 前記異なる派生物を結合して、その結合内での同一チャ
   ネル干渉の消去を向上させる工程と、 前記所定の信号帯域幅に従って、前記派生物、制限サン
   プル、および結合の少なくとも１つに低域通過フィルタ
   をかける工程とを備えることを特徴とする同一チャネル
   干渉を低減する方法。
2. 【請求項２】前記制限サンプルに、前記所定の信号帯域
   幅に従って低域通過フィルタをかけて、フィルタがかけ
   られたサンプルを生成し、前記異なる派生物は、これら
   フィルタがかけられたサンプルより生成されることを特
   徴とする請求項１記載の同一チャネル干渉を低減する方
   法。
3. 【請求項３】前記異なる派生物を生成する工程は、フィ
   ルタをかけて２乗したサンプルを生成する工程を含むこ
   とを特徴とする請求項２記載の同一チャネル干渉を低減
   する方法。
4. 【請求項４】前記異なる派生物を生成する工程は、さら
   に、前記フィルタをかけて２乗したサンプルに低域通過
   フィルタをかける工程を含むことを特徴とする請求項３
   記載の同一チャネル干渉を低減する方法。
5. 【請求項５】前記異なる派生物を生成する工程、および
   前記異なる派生物を結合する工程は、前記フィルタをか
   けて２乗し低域通過フィルタをかけたサンプルと、前記
   フィルタをかけたサンプルの複素共役との積を生成する
   工程を含むことを特徴とする請求項４記載の同一チャネ
   ル干渉を低減する方法。
6. 【請求項６】前記異なる派生物を生成する工程、および
   前記異なる派生物を結合する工程は、さらに、前記フィ
   ルタをかけたサンプルと、前記フィルタをかけたサンプ
   ルの複素共役の積を生成する工程と、その積から直流成
   分を除去した信号を生成する工程とを含むことを特徴と
   する請求項５記載の同一チャネル干渉を低減する方法。
7. 【請求項７】前記異なる派生物を生成する工程、および
   前記異なる派生物を結合する工程は、さらに、前記フィ
   ルタをかけたサンプル、定数３、および前記生成した信
   号の積を求める工程と、この積と、前記フィルタをかけ
   て２乗し低域通過フィルタをかけたサンプルに、前記フ
   ィルタをかけたサンプルの複素共役を乗じた積に対し
   て、前記フィルタをかけたサンプルを加算したものとの
   差分を生成する工程と、前記所定の信号帯域幅に従っ
   て、前記差分に低域通過フィルタをかける工程とを含む
   ことを特徴とする請求項６記載の同一チャネル干渉を低
   減する方法。
8. 【請求項８】前記フィルタをかけて２乗したサンプルに
   低域通過フィルタをかける工程は、係数２によるアップ
   ・サンプリングと、低域通過フィルタリングと、係数２
   によるダウン・サンプリングとを順次、行う工程を含む
   ことを特徴とする請求項４乃至７のいずれかに記載の同
   一チャネル干渉を低減する方法。
9. 【請求項９】前記異なる派生物を生成する工程は、フィ
   ルタをかけて２乗したサンプルを生成する工程を含むこ
   とを特徴とする請求項１記載の同一チャネル干渉を低減
   する方法。
10. 【請求項１０】所定の信号帯域幅を有し、振幅制限され
    た複素信号サンプルで表される、周波数変調された信号
    の同一チャネル干渉を低減する非線形フィルタにおい
    て、 前記複素信号サンプルにそれらの複素共役を乗じ、その
    積に高域通過フィルタをかけて、直流成分が除去された
    信号サンプルを生成するよう配された複素信号処理ユニ
    ットを含む第１の信号経路と、 前記複素信号サンプルの少なくとも1/2乗あるいはそれ
    より高次の累乗の派生信号サンプルを生成するよう配さ
    れた複素信号処理ユニットを含む第２の信号経路と、 前記第１の信号経路についての前記生成された信号サン
    プルと、前記第２の信号経路についての前記派生信号サ
    ンプルと、前記複素信号サンプルとを結合して、前記複
    素信号サンプルよりも同一チャネル干渉が少ない結合信
    号サンプルを生成するよう配された複素信号結合ユニッ
    トを備えることを特徴とする非線形フィルタ。
11. 【請求項１１】前記所定の信号帯域幅に対応する通過帯
    域を有する低域通過フィルタを含み、それを介して、前
    記複素信号サンプルを提供することを特徴とする請求項
    10記載の非線形フィルタ。
12. 【請求項１２】前記所定の信号帯域幅に対応する通過帯
    域を有する低域通過フィルタを含み、前記結合信号サン
    プルにフィルタをかけて当該非線形フィルタの出力信号
    サンプルを生成するよう配された請求項11または12記載
    の非線形フィルタ。
13. 【請求項１３】前記第２の信号経路の複素信号処理ユニ
    ットは、前記複素信号サンプルを２乗するよう配された
    乗算器と、前記２乗されたサンプルにフィルタをかける
    よう配された低域通過フィルタと、前記２乗してフィル
    タをかけた信号に前記複素信号サンプルの複素共役を乗
    じて、前記派生信号サンプルを生成するよう配された乗
    算器とを含むことを特徴とする請求項10乃至12のいずれ
    かに記載の非線形フィルタ。
14. 【請求項１４】前記第２の信号経路の複素信号処理ユニ
    ットは、さらに、前記低域通過フィルタの前に位置する
    ２倍アップ・サンプラと、その低域通過フィルタの後に
    位置する２倍ダウン・サンプラとを含むことを特徴とす
    る請求項13記載の非線形フィルタ。
15. 【請求項１５】前記複素信号処理ユニット、および前記
    複素信号結合ユニットは、ディジタル信号プロセッサの
    機能として提供されていることを特徴とする請求項10乃
    至14のいずれかに記載の非線形フィルタ。
16. 【請求項１６】所定の信号帯域幅有し、サンプルｘ
    （ｋ）（ｋは整数）を持つ複素信号によって表される、
    周波数変調された受信信号の第一チャネル干渉を低減す
    る装置において、 各サンプルを制限して、実質的にｘ（ｋ）/|x（ｋ）｜
    に等しい制限サンプルを生成するよう配された複素信号
    リミッタと、 前記制限サンプルを前記複素信号サンプルとして供給さ
    れる、請求項10乃至15のいずれかに記載の非線形フィル
    タとを備えることを特徴とする装置。