JP2928801B2 - エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路 - Google Patents
エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路Info
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- JP2928801B2 JP2928801B2 JP63248941A JP24894188A JP2928801B2 JP 2928801 B2 JP2928801 B2 JP 2928801B2 JP 63248941 A JP63248941 A JP 63248941A JP 24894188 A JP24894188 A JP 24894188A JP 2928801 B2 JP2928801 B2 JP 2928801B2
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- incoming signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/234—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using double talk detection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 関連する同時係属出願に対する相互参照 本願に対し特に重要な同時係属中の出願は、今は放棄
されている1987年５月18日出願の米国特許出願第052,09
1号の継続出願である、「更新する標準符号付ディジッ
トフィルタ係数（Updating Canonic Signed Digit Filt
er Coefficients）」と題され、かつ本件の出願と共通
の譲受人に譲渡された、カーナン・ピー・バイラバン
（Kannan P.Vairavan）およびポール・マクラウド（Pau
l McLeod）を発明者として1989年６月16日に出願された
米国特許出願第368,113号である。
されている1987年５月18日出願の米国特許出願第052,09
1号の継続出願である、「更新する標準符号付ディジッ
トフィルタ係数（Updating Canonic Signed Digit Filt
er Coefficients）」と題され、かつ本件の出願と共通
の譲受人に譲渡された、カーナン・ピー・バイラバン
（Kannan P.Vairavan）およびポール・マクラウド（Pau
l McLeod）を発明者として1989年６月16日に出願された
米国特許出願第368,113号である。
発明の分野 この発明はディジタルフィルタに関するものであり、
より特定すると、エコー相殺を提供する適応型フィルタ
関するものであり、特に、標準付符号ディジットフィル
タ係数を有し、かつ２重送話者検出に関連して使用され
るのが有利であるようなフィルムに関するものである。
より特定すると、エコー相殺を提供する適応型フィルタ
関するものであり、特に、標準付符号ディジットフィル
タ係数を有し、かつ２重送話者検出に関連して使用され
るのが有利であるようなフィルムに関するものである。
発明の背景 ディジタルフィルタは、適応型加入者ラインオーディ
オ処理回路（SLACs）のような適応型回路において使用
されるが、それはフィルタ係数の周期的な更新を必要と
する。たとえば、SLACは、SLACsを相互接続している送
信ラインにインピーダンス不整合が存在する場合に生じ
るエコーまたは反射信号を相殺するように、フィルタが
採用され得る。
オ処理回路（SLACs）のような適応型回路において使用
されるが、それはフィルタ係数の周期的な更新を必要と
する。たとえば、SLACは、SLACsを相互接続している送
信ラインにインピーダンス不整合が存在する場合に生じ
るエコーまたは反射信号を相殺するように、フィルタが
採用され得る。
適応型フィルタは、それが実現する伝達関数を最適化
するように、その係数を連続的に調整する。適応特性が
なければ、ユーザが、最もよく遭遇される加入者ライン
特性に対する数組のフィルタ係数を計算し、次いでその
用途において使用される特定ラインに適する最も近接す
る組の係数を選択しなければならない。特にラインイン
ピーダンスが時間毎に変化する場合、たとえば、すべて
の情況下で、選択された組は最良のエコー相殺を提供し
ないであろう。適応性を採用することにより、ユーザ
は、係数を計算する必要が全くないし、同時に、変化す
るライン特性に応答し得る、連続的に更新されるエコー
相殺機能を得る。
するように、その係数を連続的に調整する。適応特性が
なければ、ユーザが、最もよく遭遇される加入者ライン
特性に対する数組のフィルタ係数を計算し、次いでその
用途において使用される特定ラインに適する最も近接す
る組の係数を選択しなければならない。特にラインイン
ピーダンスが時間毎に変化する場合、たとえば、すべて
の情況下で、選択された組は最良のエコー相殺を提供し
ないであろう。適応性を採用することにより、ユーザ
は、係数を計算する必要が全くないし、同時に、変化す
るライン特性に応答し得る、連続的に更新されるエコー
相殺機能を得る。
ディジタル的にコード化されるオーディオ信号は普通
は、SLACsを採用しているネットワークで送信される。
したがって、エコー相殺機能を提供する適応型ディジタ
ルフィルタが必要である。ディジタルフィルタリング処
理に対する別な用途は、電話線をわたってディジタルデ
ータを送信するために使用される変復調装置（モデム）
にある。
は、SLACsを採用しているネットワークで送信される。
したがって、エコー相殺機能を提供する適応型ディジタ
ルフィルタが必要である。ディジタルフィルタリング処
理に対する別な用途は、電話線をわたってディジタルデ
ータを送信するために使用される変復調装置（モデム）
にある。
SLACsおよびモデムの最初の持続の間使用される手順
のために、相互接続の最初の確立の間、エコー相殺器は
非活性状態にされる。さらに、その相互接続の近端に
「送話者」が存在する場合には、エコー相殺器は非活性
状態にされなければならない。これらの状況のいずれか
の間、適応型フィルタはフィルタ係数の更新をしないよ
うにされなければならない。したがって、「２重送話
者」検出は、適応型フィルタと関連して使用されること
が有利である。
のために、相互接続の最初の確立の間、エコー相殺器は
非活性状態にされる。さらに、その相互接続の近端に
「送話者」が存在する場合には、エコー相殺器は非活性
状態にされなければならない。これらの状況のいずれか
の間、適応型フィルタはフィルタ係数の更新をしないよ
うにされなければならない。したがって、「２重送話
者」検出は、適応型フィルタと関連して使用されること
が有利である。
発明の概要 本件の発明においては、適応型ディジタルフィルタが
エコー相殺器として採用される。エコー相殺器は、所望
の信号と発生された信号の間の差を表わす誤差信号の振
幅とは無関係である応答を与える。したがって、エコー
相殺方法の到達点では、誤差信号の大きさによっては影
響を及ぼされず、誤差信号の符号によってのみ影響を及
ぼされる。好ましい応用例においては、標準符号付ディ
ジットフィルタ係数が採用され、さらに、この発明のエ
コー相殺器に対し、著しく改良された学習曲線が達成さ
れる。
エコー相殺器として採用される。エコー相殺器は、所望
の信号と発生された信号の間の差を表わす誤差信号の振
幅とは無関係である応答を与える。したがって、エコー
相殺方法の到達点では、誤差信号の大きさによっては影
響を及ぼされず、誤差信号の符号によってのみ影響を及
ぼされる。好ましい応用例においては、標準符号付ディ
ジットフィルタ係数が採用され、さらに、この発明のエ
コー相殺器に対し、著しく改良された学習曲線が達成さ
れる。
この発明の別な局面においては、適応型フィルタ係数
の更新を抑制するように、２重送話者検出器が使用され
る。近端通話または信号は、エネルギ平均化フィルタを
用いることにより検出される。エネルギ平均化フィルタ
は、遠端送話者から受信するとき適応型フィルタにより
受信される低減フィルタにかけられた信号と、近端送話
者から受信した低域フィルタをかけられた信号とをサン
プリングする。後者の信号が前者の信号の予め定められ
た関数を超過する場合、近端通話または信号が検出され
る。
の更新を抑制するように、２重送話者検出器が使用され
る。近端通話または信号は、エネルギ平均化フィルタを
用いることにより検出される。エネルギ平均化フィルタ
は、遠端送話者から受信するとき適応型フィルタにより
受信される低減フィルタにかけられた信号と、近端送話
者から受信した低域フィルタをかけられた信号とをサン
プリングする。後者の信号が前者の信号の予め定められ
た関数を超過する場合、近端通話または信号が検出され
る。
好ましい実施例の詳細な説明 この発明は、適応型回路においてディジタルフィルタ
を採用する。適応型回路は、フィルタ係数が固定された
値ではなく、更新される、すなわち頻繁に増分または減
分される、回路である。この発明において、フィルタは
エコー相殺機能を提供し、したがって、フィルタは送信
ライン状態、動作電圧などの変化に順応しなければなら
ない。
を採用する。適応型回路は、フィルタ係数が固定された
値ではなく、更新される、すなわち頻繁に増分または減
分される、回路である。この発明において、フィルタは
エコー相殺機能を提供し、したがって、フィルタは送信
ライン状態、動作電圧などの変化に順応しなければなら
ない。
第１図は、エコー相殺器としての適応型ディジタルフ
ィルタ10の「近端」トランシーバにおける用途を例示す
るブロック図である。フィルタ10は離散−時間適応型フ
ィルタとしての公知の型のＮ−タップ有限インパルス応
答（FIR）であり、受信された入力信号Xnから出力信号Y
nを発生する。ここで、ｎは時間間隔の長さである。第
ｎ番目の反復後、次のようになる。
ィルタ10の「近端」トランシーバにおける用途を例示す
るブロック図である。フィルタ10は離散−時間適応型フ
ィルタとしての公知の型のＮ−タップ有限インパルス応
答（FIR）であり、受信された入力信号Xnから出力信号Y
nを発生する。ここで、ｎは時間間隔の長さである。第
ｎ番目の反復後、次のようになる。
Xn＝［xn xn−１…xn−（Ｎ−１）］Ｔ フィルタ10は１組のタップ係数 Bn＝［bn0bn1…bn（Ｎ−１）］Ｔ により特徴付けられ、それは時間間隔ごとに更新され
る。
る。
第ｎ番目の時間間隔の出力信号は、行列式により先の
Ｎ入力と先のＮフィルタ係数に関連づけられる。
Ｎ入力と先のＮフィルタ係数に関連づけられる。
Yn＝XnT・Bn （１） 誤差信号Enは En＝dn−Yn （２） により計算され、ここで、dnはフィルタ10により発生さ
れる所望の出力信号である。
れる所望の出力信号である。
フィルタ係数を更新する目的は、最も少ない反復数で
誤差Enを最小にすることである。関連の同時係属出願に
おいて説明されているように、係数更新の１つの方法
は、符号（sign）アルゴリズムと呼ばれ、式 Bn＋１＝Bn＋Δ・sign（Xn・En） （３） により記述される。ただし、Δは予め定められた増分値
である。
誤差Enを最小にすることである。関連の同時係属出願に
おいて説明されているように、係数更新の１つの方法
は、符号（sign）アルゴリズムと呼ばれ、式 Bn＋１＝Bn＋Δ・sign（Xn・En） （３） により記述される。ただし、Δは予め定められた増分値
である。
係数更新を実施するために式３を採用する１つの利点
は、更新を実施するには加算と減算しか必要でないこと
である。したがって、算術演算論理ユニット（ALU）に
より、更新は容易に実施される。さらに、いわゆる「排
他的or」論理機能により符号機能は容易に確かめられ、
それはまたALUにより容易に実施される。
は、更新を実施するには加算と減算しか必要でないこと
である。したがって、算術演算論理ユニット（ALU）に
より、更新は容易に実施される。さらに、いわゆる「排
他的or」論理機能により符号機能は容易に確かめられ、
それはまたALUにより容易に実施される。
好ましい実施例においては、Δの値は非線形であり、
標準符号付ディジット（CSD）アルゴリズムに従って選
択される。この発明の係数更新法は、フィルタタップ係
数を表現するのに標準符号付ディジット（CDS）２進符
号化を用いる。CSD符号化は、係数「ニブル」と各々が
呼ばれるｎ個の２進係数C1、C2、…Cnを用いる。フィル
タタップ係数Ａの10進値が公式（３）に従ってそのCSD
符号化に関連するよう、各２進係数はシフト部分Miを有
する。
標準符号付ディジット（CSD）アルゴリズムに従って選
択される。この発明の係数更新法は、フィルタタップ係
数を表現するのに標準符号付ディジット（CDS）２進符
号化を用いる。CSD符号化は、係数「ニブル」と各々が
呼ばれるｎ個の２進係数C1、C2、…Cnを用いる。フィル
タタップ係数Ａの10進値が公式（３）に従ってそのCSD
符号化に関連するよう、各２進係数はシフト部分Miを有
する。
Ａ＝［C1＊2-M1［１＋C2＊2-M2［１＋C3＊2-M3［１＋…［１＋Cn＊2-Mn］…］ （３） 一般に、ｎ個のニブルが用いられる場合、タップ係数
Ａは＋ｎから−ｎまでの値をとる。CSDコード化を説明
するために、各係数Ciは、Ci＝SiMiとなるよう１つの符
号ビットSiと３ビットのシフトコードMiとを含む４ビッ
トの２進数としてとられる。各ニブルはゆえに、16進値
１、２、…、８、９、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆを有する
10進値として表現可能である。
Ａは＋ｎから−ｎまでの値をとる。CSDコード化を説明
するために、各係数Ciは、Ci＝SiMiとなるよう１つの符
号ビットSiと３ビットのシフトコードMiとを含む４ビッ
トの２進数としてとられる。各ニブルはゆえに、16進値
１、２、…、８、９、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆを有する
10進値として表現可能である。
この後説明されるように、16進値０、１、９および８
は最初に係数ニブルから除外される。したがって、ｎ個
のニブルを用いる場合には、タップ係数Ａを形成するの
に（12）ｎの可能な組合せが存在する。これに加えられ
るのが、この後説明される、４＊（12）n-1の可能な終
端（end）組合せを生ずる、０、１、９および８を用い
る「終端シーケンス」である。加えて、 の可能な末尾（tail）組合せを生ずる、０と８とを用い
る「末尾シーケンス」がある。
は最初に係数ニブルから除外される。したがって、ｎ個
のニブルを用いる場合には、タップ係数Ａを形成するの
に（12）ｎの可能な組合せが存在する。これに加えられ
るのが、この後説明される、４＊（12）n-1の可能な終
端（end）組合せを生ずる、０、１、９および８を用い
る「終端シーケンス」である。加えて、 の可能な末尾（tail）組合せを生ずる、０と８とを用い
る「末尾シーケンス」がある。
したがって、有用な組合せの総数は式（４）により与
えられる。
えられる。
したがって、等式（４）はｎ個のニブル係数を伴うフ
ィルタタップ係数Ａに対して可能な10進値の総数を表わ
し、各々は４ビット（符号＋３ビット）の２進量であ
る。たとえば、ｎ＝２の場合、196の可能なタップ係数
値があり、ｎ＝３の場合は、2,356の可能なタップ係数
値がある。
ィルタタップ係数Ａに対して可能な10進値の総数を表わ
し、各々は４ビット（符号＋３ビット）の２進量であ
る。たとえば、ｎ＝２の場合、196の可能なタップ係数
値があり、ｎ＝３の場合は、2,356の可能なタップ係数
値がある。
説明のために、この発明の係数更新法は、３つの４ビ
ットの16進数の「ニブル」係数C1、C2およびC3をその各
々のタップが有するフィルタに関して説明され、最上位
はC1であり最下位はC3である。各係数ニブルは、 Ci＝SiMi ｉ＝1,2,3 となるよう、符号ビットＳと３ビットのシフトコードＭ
とからなる。
ットの16進数の「ニブル」係数C1、C2およびC3をその各
々のタップが有するフィルタに関して説明され、最上位
はC1であり最下位はC3である。各係数ニブルは、 Ci＝SiMi ｉ＝1,2,3 となるよう、符号ビットＳと３ビットのシフトコードＭ
とからなる。
この方法のこの発明の場合、符号ビットに関する規定
では、Si＝１は負の係数値を示し、Si＝０は正の係数値
を示し、値は１の補数記数法で表わされる。この結果、
各ニブルに対し、＋１ないし−１の値の範囲が生ずる。
このように、特定のタップ係数Ａの10進値は式（５）に
より与えられる。
では、Si＝１は負の係数値を示し、Si＝０は正の係数値
を示し、値は１の補数記数法で表わされる。この結果、
各ニブルに対し、＋１ないし−１の値の範囲が生ずる。
このように、特定のタップ係数Ａの10進値は式（５）に
より与えられる。
Ａ＝S1＊2-M1（１＋S2＊2-M2（１＋S3＊2-M3））
（５） 各フィルタタップ係数は３つの４ビット係数を有する
ため、全部で4,096の可能なタップ係数値が存在する。
上述の特定の値がこの説明において用いられるが、他の
値もこの発明の範囲内で用いられ得る。
（５） 各フィルタタップ係数は３つの４ビット係数を有する
ため、全部で4,096の可能なタップ係数値が存在する。
上述の特定の値がこの説明において用いられるが、他の
値もこの発明の範囲内で用いられ得る。
これらの4,096の値の標準符号化ディジット（CSD）符
号化を用いて、タップ係数値の多くは繰返され、つま
り、カウンタによる使用に好適なシーケンシャルパター
ンの一部を形成しない。C2およびC3に値０、１、９また
は８のいずれをもとらせず、反復される値を省略するこ
とによって、2,304の可能なCSD符号化される値のシーケ
ンシャルパターンが生ずる。結果として生ずる2,304の
値における隣接する値の間の分解は非常に小さく、4,09
6の値から省略されたコードを除去してもタップ係数Ａ
の全体の分解には無視できるほどの影響しか及ぼさな
い。
号化を用いて、タップ係数値の多くは繰返され、つま
り、カウンタによる使用に好適なシーケンシャルパター
ンの一部を形成しない。C2およびC3に値０、１、９また
は８のいずれをもとらせず、反復される値を省略するこ
とによって、2,304の可能なCSD符号化される値のシーケ
ンシャルパターンが生ずる。結果として生ずる2,304の
値における隣接する値の間の分解は非常に小さく、4,09
6の値から省略されたコードを除去してもタップ係数Ａ
の全体の分解には無視できるほどの影響しか及ぼさな
い。
しかしながら、CSD符号化される値を2,304の値に制限
すると、等式（５）の直接の適用の結果のように、結果
として生ずるタップ係数Ａは＋３または−３のいずれに
も達しない。さらなる25のCSD符号化される値が値の各
々におかれて、全部で2,356の可能なCSD符号化される値
を作る。この付加されたコードは、C2およびC3にそれら
の正規範囲の外に付加的なコードをとらせる、つまりそ
れらが値０および１をとることによって、元の2,304の
値のパターンに適合する。
すると、等式（５）の直接の適用の結果のように、結果
として生ずるタップ係数Ａは＋３または−３のいずれに
も達しない。さらなる25のCSD符号化される値が値の各
々におかれて、全部で2,356の可能なCSD符号化される値
を作る。この付加されたコードは、C2およびC3にそれら
の正規範囲の外に付加的なコードをとらせる、つまりそ
れらが値０および１をとることによって、元の2,304の
値のパターンに適合する。
したがって、この発明に従うと、各16進数の係数がと
り得る値は以下のようになる。
り得る値は以下のようになる。
これらの観測に従うと、この発明に従う係数更新は４
ビット係数C1、C2およびC3について以下の条件を要求す
る。
ビット係数C1、C2およびC3について以下の条件を要求す
る。
Ｉ） C1は、上に示される、すべての16の16進値０から
８をとってもよい。
８をとってもよい。
II） C2は、C1＝０または８、つまりM1＝０のときに、
それが値１および０をとり得る場合を除いて、上に示さ
れるように、12の16進値２からＡをとってもよい。C2は
値９または８のいずれもとることは決してない。
それが値１および０をとり得る場合を除いて、上に示さ
れるように、12の16進値２からＡをとってもよい。C2は
値９または８のいずれもとることは決してない。
III） C3は、C1＝０または８かつC2＝０または８、つ
まりM1＝０かつM2＝０のときに、それが値Ｉおよび０を
とり得る場合を除いて、上に示されるように、12の16進
値２からＡをとってもよい。C3は値９または８のいずれ
もとることは決してない。
まりM1＝０かつM2＝０のときに、それが値Ｉおよび０を
とり得る場合を除いて、上に示されるように、12の16進
値２からＡをとってもよい。C3は値９または８のいずれ
もとることは決してない。
IV） C2が符号を変えるとき、C3シーケンスは向きを変
える。
える。
Ｖ） C1が符号を変えるとき、C2およびC3シーケンスは
向きを変える。
向きを変える。
符号ビットＳがシフトコードＭから省略される場合、
Ｍ値のシーケンスはループを形成する。
Ｍ値のシーケンスはループを形成する。
このシーケンスは、この発明の係数更新の基礎であ
る。３ニブルCSDフォーマットに対する典型的な増分ま
たは減分シーケンスが図４（Ａ）に示される。この図
は、シフトコードM1、M2およびM3に関し、C1の特定値な
らびにC2およびC3の可変値に対するコード化されるタッ
プ係数値を通る動きを示す。図の大きさを制限するため
に、３、４および５に等しいM2の代表値のみが示され
る。しかしながら、図示されるパターンはM2のすべての
値に対して繰返す。M1の値は、図４（Ａ）において、M1
がとり得る任意の16進値を表わす「ｘ」、つまり「何で
もよい」と示される。
る。３ニブルCSDフォーマットに対する典型的な増分ま
たは減分シーケンスが図４（Ａ）に示される。この図
は、シフトコードM1、M2およびM3に関し、C1の特定値な
らびにC2およびC3の可変値に対するコード化されるタッ
プ係数値を通る動きを示す。図の大きさを制限するため
に、３、４および５に等しいM2の代表値のみが示され
る。しかしながら、図示されるパターンはM2のすべての
値に対して繰返す。M1の値は、図４（Ａ）において、M1
がとり得る任意の16進値を表わす「ｘ」、つまり「何で
もよい」と示される。
図４（Ｂ）は、係数C1およびC2の符号S1およびS2がコ
ード化されるタップ値C2およびC3を通る動きの向きをど
のように決定するかを図示する。図４（Ｂ）の±のパタ
ーンは最も正の10進値から最も負の10進値への方向の動
きを示し、のパターンは最も負の値から最も正の地へ
の向きの動きを示す。動きの向きの選択はゆえに、たと
えばC3に対して、排他的−OR（ex−or）機能により与え
られる。
ード化されるタップ値C2およびC3を通る動きの向きをど
のように決定するかを図示する。図４（Ｂ）の±のパタ
ーンは最も正の10進値から最も負の10進値への方向の動
きを示し、のパターンは最も負の値から最も正の地へ
の向きの動きを示す。動きの向きの選択はゆえに、たと
えばC3に対して、排他的−OR（ex−or）機能により与え
られる。
３つのニブル係数C1、C2およびC3に関して説明された
係数更新法は、以下の態様でｎ個のニブル係数C1、C2、
…、Cnに拡張され得る。上の条件IIIで係数C3に課せら
れた制限は、係数C4、…、Cnにさらに課せられる。条件
IVは、Cn−１が符号を変えるとシーケンスCnは向きを変
える、と一般化され、条件Ｖは、C1が符号を変えるとC
2、C3、…、Cnシーケンスは向きを変える、と一般化さ
れる。
係数更新法は、以下の態様でｎ個のニブル係数C1、C2、
…、Cnに拡張され得る。上の条件IIIで係数C3に課せら
れた制限は、係数C4、…、Cnにさらに課せられる。条件
IVは、Cn−１が符号を変えるとシーケンスCnは向きを変
える、と一般化され、条件Ｖは、C1が符号を変えるとC
2、C3、…、Cnシーケンスは向きを変える、と一般化さ
れる。
再び第１図を参照すると、フィルタ10は、近端レシー
バに送信される信号を受信する。これらの信号Xnは信号
ライン12を伝送され、さらに当業者によって認められて
いるであろうように、これらはディジタル的にコード化
された音声またはデータ信号である。ライン12上の信号
はフィルタ10ばかりでなくブロック14へも伝導される。
次に、ブロック14により生成される信号が、加入者ライ
ンインターフェイス回路（SLIC）として広く知られてい
る４線終端セット16に伝導されるが、この４線終端セッ
ト16は２線送信ライン18に相互接続し、さらに最後に
は、近端レシーバ20に相互接続する。ブロック14は、フ
ィルタ10の入力と４線終端セット16の間の送信側のすべ
ての回路を表わしている。ブロック14は、Hi（Ｚ）によ
り表わされる伝達関数を有するであろう。後で参照する
ために、フィルタ10への入力は第１図には「Ａ」で示さ
れている。
バに送信される信号を受信する。これらの信号Xnは信号
ライン12を伝送され、さらに当業者によって認められて
いるであろうように、これらはディジタル的にコード化
された音声またはデータ信号である。ライン12上の信号
はフィルタ10ばかりでなくブロック14へも伝導される。
次に、ブロック14により生成される信号が、加入者ライ
ンインターフェイス回路（SLIC）として広く知られてい
る４線終端セット16に伝導されるが、この４線終端セッ
ト16は２線送信ライン18に相互接続し、さらに最後に
は、近端レシーバ20に相互接続する。ブロック14は、フ
ィルタ10の入力と４線終端セット16の間の送信側のすべ
ての回路を表わしている。ブロック14は、Hi（Ｚ）によ
り表わされる伝達関数を有するであろう。後で参照する
ために、フィルタ10への入力は第１図には「Ａ」で示さ
れている。
ライン18をわたって受信される信号は４線終端セット
16に伝導され、次にブロック22へ伝導されるが、このブ
ロック22は、４線終端セット16と加算ノード24の加算入
力の間の受信側のすべての回路を表わしている。ブロッ
ク22は伝達関数Hj（Ｚ）を有している。エコー相殺フィ
ルタ10により発生される信号は、加算ノード24の減算ノ
ードに付与される。それゆえ、加算ノード24に付与され
る信号間の差は、加算ノード24の出力で誤差信号Enとし
て発生される。後で参照するために、ブロック22の出力
は第１図において「Ｂ」で示される。
16に伝導され、次にブロック22へ伝導されるが、このブ
ロック22は、４線終端セット16と加算ノード24の加算入
力の間の受信側のすべての回路を表わしている。ブロッ
ク22は伝達関数Hj（Ｚ）を有している。エコー相殺フィ
ルタ10により発生される信号は、加算ノード24の減算ノ
ードに付与される。それゆえ、加算ノード24に付与され
る信号間の差は、加算ノード24の出力で誤差信号Enとし
て発生される。後で参照するために、ブロック22の出力
は第１図において「Ｂ」で示される。
振幅DBVを有する正弦信号に対する、加算ノード24で
発生される信号の所望の安定状態応答dnは次のとおりで
ある。
発生される信号の所望の安定状態応答dnは次のとおりで
ある。
dn＝DBV＊Ｍ（Wi）＊sin（WinT＋Φ（wI）） （４） ここで、DBVはフィルタ10に付与される入力信号レベ
ルであり、wiは付与された信号の周波数数であり、DBV
＊Ｍ（wi）は付与された信号に対する２点Ａ、Ｂ間の所
望エコー相殺振幅応答であり、Φ（wi）は所望のエコー
相殺位相応答である。
ルであり、wiは付与された信号の周波数数であり、DBV
＊Ｍ（wi）は付与された信号に対する２点Ａ、Ｂ間の所
望エコー相殺振幅応答であり、Φ（wi）は所望のエコー
相殺位相応答である。
フィルタ10は Yn＝DBV＊bni＊xni （５） により与えられる信号を発生し、さらに、加算ノード24
により実際に発生される誤差信号は次のとおりである。
により実際に発生される誤差信号は次のとおりである。
En＝dn−Yn＝DBV＊（Ｍ（wi）＊sin（winT＋Φ（wi））−bni＊Xni） （６） 式６に従えば、大きさDBVは誤差信号の符号に影響を
及ぼさないし、それはまた更新アルゴリズムの収束を制
御したりそれに影響を及ぼしたりもしないであろう。し
たがって更新アルゴリズムは誤差信号の符号に依存する
のであって、誤差信号のレベルに依存するのではない。
すなわち、入力レベルDBVは誤差（En）信号振幅を変更
する。誤差信号Enはライン15を介してフィルタ10に与え
られる。
及ぼさないし、それはまた更新アルゴリズムの収束を制
御したりそれに影響を及ぼしたりもしないであろう。し
たがって更新アルゴリズムは誤差信号の符号に依存する
のであって、誤差信号のレベルに依存するのではない。
すなわち、入力レベルDBVは誤差（En）信号振幅を変更
する。誤差信号Enはライン15を介してフィルタ10に与え
られる。
したがって、CSD更新アルゴリズムの利用は特に適応
型フィルタ10に適しているが、その理由は、それが排他
的OR関数により決定されるようなXnおよびEnの積の符号
にしか依存しないからである。
型フィルタ10に適しているが、その理由は、それが排他
的OR関数により決定されるようなXnおよびEnの積の符号
にしか依存しないからである。
最初は、誤差（En）は入力信号dnに等しい。Enは、フ
ィルタ10が特定のライン状態に適応するにつれて減少
し、最後には、残留極限に近づく。フィルタが適応すれ
ば、残留誤差は小さな値の付近で変動するであろう。
ィルタ10が特定のライン状態に適応するにつれて減少
し、最後には、残留極限に近づく。フィルタが適応すれ
ば、残留誤差は小さな値の付近で変動するであろう。
入力Xnとして白色雑音を利用し、かつフィルタ10の係
数に対しCSD更新アルゴリズムを利用するシミュレート
された適応において、残留極限への収束がおよそ5000反
復内得られる。
数に対しCSD更新アルゴリズムを利用するシミュレート
された適応において、残留極限への収束がおよそ5000反
復内得られる。
収束後の非線形CSDフィルタ係数の変動を回避するた
めに、フィルタ10はユーザ選択可能誤差しきい電圧（K
v）を含むことが好ましい。フィルタ係数を更新する際
のすべての反復後に、誤差EnはKvに対して比較され、す
なわち、EnがKvより小さければ、係数更新は実施されな
いであろう。
めに、フィルタ10はユーザ選択可能誤差しきい電圧（K
v）を含むことが好ましい。フィルタ係数を更新する際
のすべての反復後に、誤差EnはKvに対して比較され、す
なわち、EnがKvより小さければ、係数更新は実施されな
いであろう。
誤差しきい電圧Kvの使用に代わる方法においては、相
対誤差しきい電圧値ａが使用され、その場合、ａはユー
ザ選択可能３ニブルCSD係数である。KvとXnの間の関係
は、Kv＝ａ＊|Xn|により与えられる。
対誤差しきい電圧値ａが使用され、その場合、ａはユー
ザ選択可能３ニブルCSD係数である。KvとXnの間の関係
は、Kv＝ａ＊|Xn|により与えられる。
|En|＜ａ＊|Xn|であればフィルタ10の適応はなされな
い。
い。
エコー反応減衰量（ERL）は により、ある値Ｙに対し与えられる。
の代わりにａを用いることにより、 が与えられる。
したがって、ユーザがERLに対し−Ydbを欲すれば、ａ
は式９により与えられる。シミュレートされた適応にお
いては、Kvに対する値−20dBが採用された。
は式９により与えられる。シミュレートされた適応にお
いては、Kvに対する値−20dBが採用された。
ここで第２図を参照しながら、近端送話者の影響が説
明される。この発明の先の説明は、遠端送話者の存在
と、そこからのエコーに相殺にしか向けられていなかっ
た。近端に別な送話者がいれば、誤差Enは近端信号と遠
端信号両方の関数となり、適応型フィルタ10における係
数の更新にとっては無意味になる。したがって、適応型
フィルタは、近端信号が存在するときはいつでも、更新
しないようにされなければならない。
明される。この発明の先の説明は、遠端送話者の存在
と、そこからのエコーに相殺にしか向けられていなかっ
た。近端に別な送話者がいれば、誤差Enは近端信号と遠
端信号両方の関数となり、適応型フィルタ10における係
数の更新にとっては無意味になる。したがって、適応型
フィルタは、近端信号が存在するときはいつでも、更新
しないようにされなければならない。
近端通話または信号が、第２図に示されるエネルギ平
均化フィルタ26により検出され得る（第１図と共通する
第２図の要素は、同じ参照番号で示されている）。適応
型フィルタ10に付与される（Ａ点で）ライン12上の信号
は、サンプリングスイッチ28の一方の極にも伝導され
る。加算ノード24の加算入力に付与される（点Ｂで）信
号は、スイッチ28の第２の極にも接続される。点Ａおよ
びＢの信号は、AiおよびBiと示される。
均化フィルタ26により検出され得る（第１図と共通する
第２図の要素は、同じ参照番号で示されている）。適応
型フィルタ10に付与される（Ａ点で）ライン12上の信号
は、サンプリングスイッチ28の一方の極にも伝導され
る。加算ノード24の加算入力に付与される（点Ｂで）信
号は、スイッチ28の第２の極にも接続される。点Ａおよ
びＢの信号は、AiおよびBiと示される。
スイッチ28に付与される信号AiおよびBiをサンプリン
グすることにより、近端通話または信号が検出される。
エネルギ平均化フィルタ26は、スイッチ28の可動接点に
接続される入力端を有し、したがって、ある時間毎に信
号AiおよびBiをサンプリングし得る。
グすることにより、近端通話または信号が検出される。
エネルギ平均化フィルタ26は、スイッチ28の可動接点に
接続される入力端を有し、したがって、ある時間毎に信
号AiおよびBiをサンプリングし得る。
エネルギ平均化フィルタ26は低減フィルタを含み、こ
のフィルタは第３図と関連して後で説明されるが、それ
は信号Aiまたは信号Biを受信して、スイッチ28の位置に
依存して、信号AiまたはBiの絶対値の、低減フィルタに
かけられた をそれぞれ発生する。
のフィルタは第３図と関連して後で説明されるが、それ
は信号Aiまたは信号Biを受信して、スイッチ28の位置に
依存して、信号AiまたはBiの絶対値の、低減フィルタに
かけられた をそれぞれ発生する。
は に AiおよびBiに関連する。
ここで、αおよびβは、第３図と関連して説明され
る、低減フィルタ係数である。
る、低減フィルタ係数である。
未知のライン遅延のために、 であれば、近端通話または信号が検出され、ここでは、
γは４線終端ブロック16を介するエコー通路損失であ
る。
γは４線終端ブロック16を介するエコー通路損失であ
る。
当業者により認められるであろうように、ALU40がラ
イン44を介してエネルギ平均化フィルタ26により発生さ
れる信号YAV（nt）を受信し、かつライン42を介して式1
1を実現するであろう。シミュレーションにおいては、
γは1,000Hzの周波数で決定される。ALUは適応型フィル
タ10に接続され、かつ、式11が近端通話または信号の検
出を出すときはいつでも係数更新をさせないであろう。
イン44を介してエネルギ平均化フィルタ26により発生さ
れる信号YAV（nt）を受信し、かつライン42を介して式1
1を実現するであろう。シミュレーションにおいては、
γは1,000Hzの周波数で決定される。ALUは適応型フィル
タ10に接続され、かつ、式11が近端通話または信号の検
出を出すときはいつでも係数更新をさせないであろう。
ここで第３図を参照すると、エネルギ平均化フィルタ
26は２タップ単一極低域ディジタルフィルタとして実現
されることが好ましい。スイッチ28によりサンプリング
される信号Ｘ（Ｚ）は乗算ノード30に伝導され、この乗
算ノード30はまた、フィルタ係数αを受ける。乗算ノー
ド30により発生される信号は加算ノード32の入力に伝導
される。加算ノード32は、遅延34に伝導される信号を発
生する。遅延された信号は、またフィルタ係数βを受け
る乗算ノード36に伝導される。乗算ノード36により発生
される信号は、加算ノード32の第２の入力に伝導され
る。低域信号Yav（nT）は、加算ノード32により発生さ
れる信号としてフィルタ26の出力で発生される。
26は２タップ単一極低域ディジタルフィルタとして実現
されることが好ましい。スイッチ28によりサンプリング
される信号Ｘ（Ｚ）は乗算ノード30に伝導され、この乗
算ノード30はまた、フィルタ係数αを受ける。乗算ノー
ド30により発生される信号は加算ノード32の入力に伝導
される。加算ノード32は、遅延34に伝導される信号を発
生する。遅延された信号は、またフィルタ係数βを受け
る乗算ノード36に伝導される。乗算ノード36により発生
される信号は、加算ノード32の第２の入力に伝導され
る。低域信号Yav（nT）は、加算ノード32により発生さ
れる信号としてフィルタ26の出力で発生される。
第３図の低域フィルタ26は、サンプリングスイッチ28
が点Ａに接続されるか、それとも点Ｂに接続されるかに
依存して、このように式10の一方を実現する。
が点Ａに接続されるか、それとも点Ｂに接続されるかに
依存して、このように式10の一方を実現する。
低域フィルタ26は次の周波数領域伝達関数を実現す
る。
る。
好ましい実施例においては、α＝0.00975であり、β
＝0.990234である。
＝0.990234である。
第１図は、エコー相殺器として採用される適応型ディジ
タルフィルタを例示している。 第２図は、この発明のエコー相殺フィルタに関連するエ
ネルギ平均化フィルタの採用を例示している。 第３図は、エネルギ平均化フィルタにより実現される伝
達関数を例示する信号の流れ図である。 第４図（Ａ）は、３ニブル標準符号付ディジットフォー
マットのための、この発明に伴うフィルタタップ係数の
更新の説明図である。 第４図（Ｂ）は、３ニブル標準ディジットフォーマット
のための、この発明に伴うタップ係数のフィルタを通し
た動きの方向の説明図である。 図において、10はフィルタ、16は加入者ラインインター
フェイス回路（SLIC）または４線終端セット、20は近端
レシーバ、24は加算ノード、26はエネルギ平均化低域フ
ィルタ、28はサンプリングスイッチ、30は乗算ノード、
32は加算ノード、36は乗算ノードである。
タルフィルタを例示している。 第２図は、この発明のエコー相殺フィルタに関連するエ
ネルギ平均化フィルタの採用を例示している。 第３図は、エネルギ平均化フィルタにより実現される伝
達関数を例示する信号の流れ図である。 第４図（Ａ）は、３ニブル標準符号付ディジットフォー
マットのための、この発明に伴うフィルタタップ係数の
更新の説明図である。 第４図（Ｂ）は、３ニブル標準ディジットフォーマット
のための、この発明に伴うタップ係数のフィルタを通し
た動きの方向の説明図である。 図において、10はフィルタ、16は加入者ラインインター
フェイス回路（SLIC）または４線終端セット、20は近端
レシーバ、24は加算ノード、26はエネルギ平均化低域フ
ィルタ、28はサンプリングスイッチ、30は乗算ノード、
32は加算ノード、36は乗算ノードである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ポール・マクランド アメリカ合衆国、テキサス州、オーステ ィン サウス、35、アイ・エイチ、 3209、ナンバー・2020 (56)参考文献 特開 昭46−15732（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−18025（ＪＰ，Ａ) 特公 昭62−53971（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/20 - 3/23 H03H 21/00
Claims (5)
- 【請求項１】入来信号を受信するための受信ラインと出
力信号を送信するための送信ラインとを有する通信ステ
ーションでの通信システムにおいて使用するのに適応可
能な装置であって、 前記出力信号をエコー修正信号と加算して、出力ライン
上で前記出力信号を表わす修正された出力信号を生ずる
ための加算器手段と、 前記エコー修正信号を生ずるためのディジタルフィルタ
手段とを備え、 前記ディジタルフィルタ手段は前記受信ラインと前記加
算器手段と前記出力ラインとに作動的に接続され、 前記ディジタルフィルタ手段は、前記入来信号と前記修
正された出力信号との間における差を表わす前記エコー
修正信号を決定するために、前記入来信号を前記修正さ
れた出力信号と比較し、 前記ディジタルフィルタ手段は、第１の反復エコー修正
信号を生ずるよう前記エコー修正信号を増分的に変更す
るために標準符号付ディジットアルゴリズムを用い、 前記入来信号は複数の入来信号ビットを含み、 前記ディジタルフィルタ手段は前記複数の入来信号ビッ
トのそれぞれの入来信号ビットをそれぞれのフィルタタ
ップに与えることによって前記増分的変更を行ない、各
前記それぞれのフィルタタップはそれぞれのフィルタタ
ップ係数に従ってそのそれぞれの入来信号ビットを変更
し、 各前記それぞれのフィルタタップ係数のための値は前記
標準信号ディジットアルゴリズムによって規定され、 前記ディジタルフィルタ手段は、前記正しい出力信号が
０の所定値内になるまで前記比較および前記増分的変更
を継続する、通信ステーションで通信システムにおいて
用いるのに適応可能な装置。 - 【請求項２】装置は、前記入来信号をサンプリングして
前記入来信号を前記出力信号と比較するための信号平均
化手段と、前記ディジタルフィルタ手段を制御するため
の論理手段とをさらに備え、 前記信号平均化手段は、前記受信ラインと前記送信ライ
ンとに作動的に結合され、前記論理手段への比較信号を
発生し、 前記比較信号は、前記入来信号と前記出力信号との間の
差を表わし、 前記論理手段は前記比較信号に応答して前記増分的変更
を許可および抑止する、請求項１に記載の通信システム
において使用するのに適応可能な装置。 - 【請求項３】前記出力信号が前記入来信号に等しいかま
たはそれより大きいことを前記比較信号が示すとき、前
記論理手段は前記増分的変更を抑止する、請求項２に記
載の通信システムにおいて使用するのに適応可能な装
置。 - 【請求項４】前記ディジタルフィルタ手段は、前記標準
符号付ディジットアルゴリズムに従って、符号に従う方
向にビットシフトを行なうことにより、各前記それぞれ
のフィルタタップに対する前記値を変更し、前記符号は
前記修正された出力信号を低減するのに適当である、請
求項１に記載の通信システムにおいて使用するのに適応
可能な装置。 - 【請求項５】前記標準符号付ディジットアルゴリズムは
ある関係に従って各それぞれのフィルタタップ係数に対
する前記値の変更を抑制し、前記関係は、 hi＝B12-M1＋B22-M2＋…＋Bn2-Mn であり、ここで、 Mi＝前記ビットシフトの数であり、かつMi＜Mi+1であ
り、 Bi＝前記信号であり、かつBi＝±１であり、 ｎ＝前記それぞれのフィルタタップ係数の数である、請
求項４に記載の通信システムにおいて使用するのに適応
可能な装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US10432087A | 1987-10-02 | 1987-10-02 | |
| US104,320 | 1987-10-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01151830A JPH01151830A (ja) | 1989-06-14 |
| JP2928801B2 true JP2928801B2 (ja) | 1999-08-03 |
Family
ID=22299861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63248941A Expired - Lifetime JP2928801B2 (ja) | 1987-10-02 | 1988-10-01 | エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0310055B1 (ja) |
| JP (1) | JP2928801B2 (ja) |
| DE (1) | DE3887057T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010226629A (ja) * | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Toshiba Corp | 信号処理方法、装置及びプログラム |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2651077B1 (fr) * | 1989-08-18 | 1994-06-10 | Letourneur Gregoire | Dispositif de traitement d'echo notamment acoustique dans une ligne telephonique |
| IE920356A1 (en) * | 1991-02-14 | 1992-08-12 | Ericsson Telefon Ab L M | A device for shutting off an adaptive algorithm |
| JP2654599B2 (ja) * | 1991-02-27 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | ダブルトーク検出回路 |
| ES2038904B1 (es) * | 1991-09-10 | 1995-01-16 | Alcatel Standard Electrica | Procedimiento y dispositivo de cancelacion adaptativa de ecos acusticos. |
| DE4430189A1 (de) * | 1994-08-25 | 1996-02-29 | Sel Alcatel Ag | Verfahren zur adaptiven Echokompensation |
| KR0139157B1 (ko) * | 1994-09-07 | 1998-05-15 | 김광호 | 정준표시된 필터계수를 이용하는 고스트 제거장치 |
| US7006458B1 (en) | 2000-08-16 | 2006-02-28 | 3Com Corporation | Echo canceller disabler for modulated data signals |
| NO318401B1 (no) | 2003-03-10 | 2005-03-14 | Tandberg Telecom As | Et audio-ekkokanselleringssystem og en fremgangsmate for a tilveiebringe et ekkodempet utgangssignal fra et ekkotillagt signal |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4129753A (en) * | 1977-12-09 | 1978-12-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Echo canceller using feedback to improve speech detector performance |
| US4351060A (en) * | 1980-10-23 | 1982-09-21 | International Telephone And Telegraph Corporation | Automatic, digitally synthesized matching line terminating impedance |
| US4621172A (en) * | 1982-12-22 | 1986-11-04 | Nec Corporation | Fast convergence method and system for echo canceller |
| FR2564667B1 (fr) * | 1984-05-15 | 1986-09-19 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif de commande d'un annuleur d'echo et d'un ecreteur de centre |
-
1988
- 1988-09-29 EP EP19880116052 patent/EP0310055B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-09-29 DE DE19883887057 patent/DE3887057T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-10-01 JP JP63248941A patent/JP2928801B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010226629A (ja) * | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Toshiba Corp | 信号処理方法、装置及びプログラム |
| US8630850B2 (en) | 2009-03-25 | 2014-01-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal processing method, apparatus and program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3887057D1 (de) | 1994-02-24 |
| EP0310055B1 (en) | 1994-01-12 |
| JPH01151830A (ja) | 1989-06-14 |
| DE3887057T2 (de) | 1994-08-25 |
| EP0310055A1 (en) | 1989-04-05 |
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