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JP2719096B2 - 力率補正機能を有する電源回路 - Google Patents

力率補正機能を有する電源回路

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Publication number
JP2719096B2
JP2719096B2 JP5207342A JP20734293A JP2719096B2 JP 2719096 B2 JP2719096 B2 JP 2719096B2 JP 5207342 A JP5207342 A JP 5207342A JP 20734293 A JP20734293 A JP 20734293A JP 2719096 B2 JP2719096 B2 JP 2719096B2
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JP
Japan
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boost
switch
circuit
inductor
power supply
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JP5207342A
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ルイス・ロバート・ネローン
ディビッド・ジョセフ・カクマリック
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General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/425—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a high frequency AC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、両方向電流で負荷に電
力を供給し、負荷の力率を改良する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】両方向電流を負荷に供給する従来の回路
は、負荷を通る両方向電流の流れを達成するように交互
にスイッチングする一対の直列接続されたスイッチを有
する直列半ブリッジ変換器を含んでいる。負荷の力率を
改良するために、従来の電源回路は全波整流器から整流
された電圧すなわち直流電圧が供給される昇圧変換器を
有しており、全波整流器には交流電圧および電流が供給
される。昇圧変換器は該昇圧変換器のコンデンサ（「昇
圧コンデンサ」）に入力直流電圧より高い昇圧された電
圧を発生する。昇圧変換器は上述した直列半ブリッジ変
換器に電力を供給する直流母線電圧を発生する。従来の
昇圧変換器は昇圧変換器のインダクタ（「昇圧インダク
タ」）をアースに繰り返し接続し、これによりインダク
タに電流を流れさせて、インダクタにエネルギを蓄積さ
せる専用のスイッチ（「昇圧スイッチ」）を有してい
る。それから、昇圧インダクタに蓄積されたエネルギは
昇圧コンデンサに供給され、このコンデンサ上に所望の
母線電圧を維持する。
【０００３】従来の昇圧変換器の動作では、昇圧インダ
クタに蓄積されたエネルギは、昇圧スイッチが再び昇圧
インダクタをアースに接続する前に昇圧コンデンサに完
全に放電される。上述した動作、すなわち昇圧インダク
タのエネルギを完全に放電する昇圧変換器の動作は不連
続モードのエネルギ蓄積動作として知られている。上述
した従来の電源回路は約０．９８の力率を達成し得るこ
とがわかっている。また、この従来の電源回路は全波整
流器に供給される交流入力電流の全高調波歪みが約１３
％以下であり、この歪みは完全な正弦波から異なる交流
電流を発生する電源回路から生ずるものであることがわ
かっている。
【０００４】上述した従来の回路の１つの欠点は、特に
通常の動作において負荷がかなり変動する蛍光灯のよう
な負荷に電力を供給する場合に全体の利得が一般に広く
変動することである。これはｒ．ｍ．ｓ．電圧に対する
実際の電圧の比が１．７を超える場合に負荷に供給され
る電圧に大きなリップルを生ずる。波高率として知られ
るこのような比は約１．７以下に維持されることが好ま
しい。これは例えば蛍光灯負荷の疲労を低減するもので
あり、そうでない場合には蛍光灯の寿命が短くなる。
【０００５】
【発明の目的】本発明の目的は、両方向電流で負荷に電
力を供給し、高度の力率補正を有する回路を提供するこ
とにある。本発明の他の目的は、上述した従来の電源回
路に対して縮小され、回路の小型化および経済化を達成
する上述した電源回路を提供することにある。
【０００６】
【発明の概要】本発明によれば、両方向電流で負荷に電
流を供給する電源回路が提供される。この回路は交流電
圧から直流電力を供給する手段、直列半ブリッジ変換器
および昇圧変換器を有する。直列半ブリッジ変換器は母
線導体から直流母線電圧を負荷回路に最初は一方の極性
で次いで反対の極性で交互に印加する。直列半ブリッジ
変換器は前記母線導体と負荷回路のブリッジスイッチ側
端との間に設けられた第１のスイッチ、アース導体と負
荷回路のブリッジスイッチ側端との間に設けられた第２
のスイッチ、および前記第１および第２のスイッチを交
互にスイッチングさせるスイッチング制御回路を有す
る。昇圧変換器は、母線導体とアース導体との間に接続
されて、その電荷レベルが母線導体上の母線電圧を決定
する昇圧コンデンサ、直流電力を供給する手段からのエ
ネルギを蓄積し、一方向バルブ（すなわち一方向導通素
子）を介して昇圧コンデンサに接続されて、該昇圧コン
デンサにエネルギを放電する昇圧インダクタ、および昇
圧インダクタの負荷側端を低インピーダンス路を介して
アース導体に周期的に接続して、これにより昇圧インダ
クタを充電する手段を有する。前記低インピーダンス路
は昇圧スイッチを含む。小型化された電源回路は直列半
ブリッジ変換器の第２のスイッチを更に昇圧スイッチと
して作用させることによって形成される。別の回路簡略
化は昇圧スイッチのスイッチング繰り返し周期に対する
オン時間の比を一定にすることによって得られる。
【０００７】本発明の上述した目的および利点および特
徴は添付図面に関連する次の説明から明らかになるであ
ろう。
【０００８】
【実施例の記載】本発明の理解を補助する概念を紹介す
るために、まず図１の従来の回路について説明する。図
１は低圧放電灯、例えば蛍光灯のような負荷１００用の
従来の電源回路の簡略構成図を示している。この従来の
電源回路は全波整流器１０２を使用して、電源１０４か
ら供給される交流電圧ＶACを整流し、これによりアース
導体すなわち基準電圧導体１０８に対して導体１０６上
に整流された電圧すなわち直流電圧を発生する。それか
ら、周知の構成の昇圧変換器１２０が昇圧コンデンサＣ
B の上側端子上に母線電圧ＶB を供給する。この母線電
圧ＶB は以下に説明するように昇圧変換器に入力される
直流電圧ＶINより大きく昇圧されている。
【０００９】それから、昇圧された母線電圧ＶB は直列
半ブリッジ変換器１３０の上側スッチＳ1 に供給され
る。上側スイッチＳ1 はスイッチ制御回路１３２によっ
て下側スイッチＳ2 と交互にスイッチングされ、共振回
路１３３のような負荷回路を通る両方向の電流の流れを
形成する。共振回路１３３は負荷１００を有し、これは
実例として蛍光灯を表わす抵抗性負荷として示されてい
る。負荷１００はその右側の接続点１３８とその左側の
接続点１３９との間に接続されている。共振コンデンサ
ＣR が負荷１００に並列に接続され、共振インダクタＬ
R が共振コンデンサＣR と直列に右側の接続点１３９と
左側の接続点１４０との間に接続されている。コンデン
サ１３４および１３６はそれらの共通接続点１３８の電
圧を母線電圧の半分、すなわちＶB ／２に維持してい
る。
【００１０】共振回路１３３に両方向電流を供給するた
めに、スイッチＳ1 が一時的にオンにされ（すなわち導
通し）、スイッチＳ2 がオフにされると、電圧ＶB ／２
（すなわち母線電圧ＶB と接続点１３８の電圧ＶB ／２
との差）が共振回路１３３の左側の接続点１４０とその
右側の接続点１３８との間に印加される。次いで、スイ
ッチＳ2 が一時的にオンにされ、スイッチＳ1 がオフに
されると、−ＶB ／２（すなわち、アース電圧０と接続
点１３８のＶB ／２との差）の電圧が共振回路１３３の
接続点１４０と接続点１３８との間に印加される。
【００１１】スイッチ制御回路１３２はスイッチＳ1 お
よびＳ2 をそれぞれ制御する１４２および１４４で示す
ようなスイッチ信号を供給する。上述したように、スイ
ッチＳ1 およびＳ2 は交互にスイッチする。すなわち、
スイッチ信号１４２が高レベル状態にある場合には、ス
イッチ信号１４４は低レベル状態にあり、またはその逆
である。典型的には、スイッチ信号１４２および１４４
はスイッチ信号の図示のスイッチング繰り返し周期ＴS
の半分、すなわちＴS ／２で交互に発生する。
【００１２】昇圧変換器１２０について説明すると、上
述したように、母線電圧ＶB は昇圧コンデンサＣB 上の
電圧である。昇圧コンデンサＣB 上の電圧はｐ−ｎダイ
オードのような一方向バルブ１５０を通して昇圧インダ
クタＬB から供給された電荷から生ずるものである。昇
圧インダクタＬB には、スイッチ制御回路１５２によっ
て制御される昇圧スイッチＳB の断続的スイッチング動
作によって繰り返し電圧が印加される。スイッチＳB が
オンにされると、昇圧インダクタＬB への入力電流ＩIN
は回路１５２の制御によりスイッチＳB がオフにされる
までほぼ直線的に増大する。スイッチがオフのとき、昇
圧インダクタＬB のエネルギは一方向バルブ１５０を通
って昇圧コンデンサＣB に放電する。昇圧インダクタＬ
B の放電の間、インダクタＬB の両端の左から右への正
の電圧は入力電圧ＶINを増大し、これにより昇圧コンデ
ンサＣB の上側端子に昇圧された母線電圧ＶB を発生す
る。
【００１３】昇圧インダクタＬB における入力電流ＩIN
の典型的な電流波形が図２に示されている。図示のよう
に、入力電流ＩINはほぼ三角波形２００、２０２、２０
４などを有している。例えば、三角波形２００はほぼ直
線的にピーク値まで上昇し、それからインダクタのエネ
ルギが昇圧コンデンサＣB に放電するに従ってゼロまで
低減する。続いて発生する三角波も同様なパターンであ
るが、コンデンサに放電する前により高いピーク値まで
増大する。波形２０２のより高いピーク値は主に入力電
圧ＶINの上昇値から生ずるものである。入力電圧ＶINが
降下しているときには逆になる。典型的には、波形２０
２のピーク値が高くなるのは、また波形２０２のスイッ
チング期間ＴB 内のスイッチング点Ｘ2 が前の期間ＴB
内のスイッチング点Ｘ1 に対して遅延していることにも
よる。同様に、三角波２０４は、入力電圧ＶINがより高
くなり、かつスイッチング点Ｘ3 が更に遅延することに
より、前の波形２０２よりも更に大きいピーク値に達す
る。
【００１４】昇圧インダクタＬB は入力電流ＩINとして
図３に示すように一連の三角波電流波形３００を導く。
この結果、電源１０４からの交流電流ＩACは正弦波波形
３０２に近づく。更に、交流電流ＩACは、例えばＲ．
Ｐ．セバーンズ(R.P.Severns)およびＧ．ブルーム(G.Bl
oom) の著書「最新ＤＣ−ＤＣスイッチモード電力変換
器回路(Modern DC-to-DC Switchmode Power Converter
Circuits) 、ニューヨーク、ファンノストランド(Van N
orstrand) 、レインフォールズ社(Reinhold Co.)、１９
８５年、ｐｐ．５５−６１に記載されているような昇圧
変換器１２０用の入力フィルタネットワーク（図示せ
ず）のフィルタ作用によって平滑化される。典型的に
は、図示しない別のフィルタコンデンサが交流電源１０
４に並列に設けられ、４００ｈｚ−５００Ｋｈｚの周波
数範囲の電磁障害を低減する。上述したいくつかのフィ
ルタ部品は総合的にローパスフィルタとして機能し、昇
圧変換器１２０への入力電流ＩINの比較的ぎざぎざした
三角波波形の作用を平滑化する。全波整流器１０２にお
ける整流作用により、正である三角波電流波形ＩINは入
力交流電圧ＶACの周期ＴAC（図３）の負の半周期の間負
の波形に変換される。上述したローパスフィルタ作用に
より、負の波形３０４はほぼ正弦波波形３０６として現
れる。
【００１５】電源１０４から供給される交流電流ＩAC、
すなわち波形３０２および３０６は有益なことに電源１
０４からの交流電圧ＶACと正確に同位相である。このよ
うな正確に同位相の関係と交流電流ＩACのほぼ正弦波の
特性を組み合わせた結果、図１の回路は高い力率になっ
ている。また、交流電流ＩACの正弦波特性によって交流
電流ＩACの全体の高調波歪みが低減される。これらの種
々の利点は上述した説明から明らかなように昇圧変換器
１２０を使用した結果生じているものである。
【００１６】本発明は、従来の図１の回路の上述した利
点に加えて、回路部品を少なくして、回路の大きさを小
型化する利点を実現し、特に蛍光灯の小型化を達成する
のに好ましい電源回路を提供する。図４は本発明による
小型化された電源回路の典型例を示している。図４にお
いて、図１に関連して説明した構成要素に類似した構成
要素は、１００桁目の数字に図番の数字を付している以
外は同じ符号を有している（例えば１０２と４０２）。
【００１７】図４は従来の図１の直列半ブリッジ変換器
１３０の構成要素に類似した構成要素を有する直列半ブ
リッジ変換器を有している。しかしながら、図４におけ
る昇圧変換器の構成、ならびに該昇圧変圧器の直列半ブ
リッジ変換器との相互作用は従来の図１の構成のものと
異なっている。図４において、昇圧インダクタＬB から
昇圧コンデンサＣB へのエネルギの伝達は従来の図１の
一方向バルブ１５０に対応する一方向バルブ４５０を通
って行われる。しかしながら、図４の昇圧インダクタＬ
B に対する充電経路は、インダクタＬB の「負荷」側と
アースとの間に接続された昇圧スイッチＳB を有する図
１の対応する充電経路と著しく異なっている。図４にお
いては、昇圧インダクタＬB 用の充電経路は直列半ブリ
ッジ変換器の下側のスイッチＳ2 を含み、このスイッチ
Ｓ2 はこの結果二重の目的を達成する。スイッチＳ2 は
オン（すなわち、導通）であるとき、昇圧コンダクタＬ
B を通る充電電流を、Ｐ−Ｎダイオードのような一方向
バルブ４６０を経由して流れさせる。Ｐ−Ｎダイオード
のような別の一方向バルブ４６２を設けて、そのアノー
ドをアースに接続し、カソードを昇圧コンダクタＬB の
「負荷」側に接続してもよい。一方向バルブ４６２は昇
圧インダクタＬB とスイッチＳ2 の出力電極間の寄生容
量（図示せず）との共振相互作用によって生ずる寄生電
圧を最小にする予防手段として作用する。
【００１８】図４の昇圧スイッチＳB は従来の図１にお
ける回路１５２のような独立したスイッチ制御回路を有
していないので、昇圧変換器はスイッチＳ2 （およびス
イッチＳ1 ）用のスイッチ制御回路４３２の更に制限さ
れた制御のもとで動作する。この回路４３２では典型的
には約０．５の一定のスイッチング繰り返し周期に対す
るスイッチのオン時間の比が約０．５である。これによ
り、昇圧スイッチＳB用のスイッチング繰り返し周期に
対するスイッチのオン時間の比が調整可能である複雑な
スイッチ制御回路１５２を一般に使用している従来の図
１に対して簡略化された電源回路が得られる。これは昇
圧スイッチとして作用する図４のスイッチＳ2 が好まし
い別の機能も有する点で従来の方法と異なるものと考え
られる。
【００１９】コストを考慮すると、制御回路４３２は自
励発振型であることが好ましく、ここでブリッジのスイ
ッチＳ1 およびＳ2 のスイッチング繰り返し周期は共振
回路４３３の共振周波数によって決定され一定である。
この種の制御回路４３２は、例えば特願平４−２５１７
６２号に記載されている。図４の波形４４２および４４
４が示すように、スイッチ制御回路４３２はスイッチン
グ周期ＴS の半分すなわちＴS ／２の間スイッチＳ2 を
オンにする。このことは図５にも示されており、第５図
において入力電流ＩINの相次ぐ波形５００、５０２およ
び５０４の各々は、スイッチＳ1 がオンであるＴS ／２
の間、充電部分すなわち上昇傾斜部分を有する。図５の
相次ぐ波形のピーク値が順次増大するのは、入力交流電
圧ＶACが正弦波的に増大するに従って全波整流器４０２
の出力の電圧ＶINが増大するからである。入力交流電圧
が低減する場合には逆になる。
【００２０】図５の三角波形は、図２の従来の波形にお
ける選択可能なスイッチング点（Ｘ 1 、Ｘ2 など）と異
なり、スイッチング周期ＴS の半分（すなわち、ＴS ／
２）の固定したスイッチング点を有している。図４の昇
圧インダクタＬB は従来の図１の昇圧インダクタＬB に
対してスイッチング周期の半分の固定した充電サイクル
を有している。
【００２１】一方、図５の波形は、例えば図５の三角波
形の間の谷部５０６および５０８によって示すように相
次ぐ充電サイクルの合間において昇圧インダクタＬB か
らの電流が完全に放電していることを示しているという
点において図２の波形と類似している。昇圧インダクタ
が完全に放電するこのモードにおけるエネルギ蓄積は
「不連続なエネルギ蓄積」として知られている。不連続
モードの動作に加えて、図４の回路は入力交流電圧ＶAC
の周期の一部の間、昇圧インダクタにおける「連続なエ
ネルギ蓄積」を選択的に利用することができる。連続モ
ードのエネルギ蓄積が図６に示されており、この図６に
おいて相次ぐ三角波電流波形６００、６０２および６０
４はすべてゼロでない値を有している。図６における波
形のピークレベルの増大は主に正弦波の入力交流電圧Ｖ
ACの増大から生ずるものである。交流入力電圧が低減す
る場合には逆になる。
【００２２】図７は入力交流電圧ＶACのピーク７００お
よび７０２を中心とした部分で連続モード（Ｃ．Ｍ．）
とした図４の昇圧変換器回路の動作を示している。図７
の交流電圧ＶACのゼロ交差部７０４、７０６および７０
８を中心とした交流電圧ＶACの周期の残りの部分は不連
続モードの動作を表している。不連続モードのみ（図７
に示されていない）の昇圧変換器の動作では、力率が非
常に改良され、全高調波歪み（ＴＨＤ）は低くなる。こ
のような動作は一般に力率を約０．５から約０．９８に
改良し、ＴＨＤを約１７０％から約１３％まで低減す
る。
【００２３】しかしながら、不連続モードのみの動作で
は、全体の回路の利得が大きく変化するという欠点があ
る。これは特に負荷４００が蛍光灯である場合に発生す
る。これは蛍光灯の抵抗性負荷が印加電力のような種々
の要因でかなり変動するためである。更に、図１および
図４の両方の直列半ブリッジ変換器は、例えば上述した
特願平４−２５１７６２号に記載されているように典型
的には自励発振モードであるので動作時における電力制
御が本質的に行い難い。大きく変動するシステム利得は
負荷の電力安定性および負荷に供給される母線電圧ＶB
に対して悪影響を与える。更に、このように大きく変動
する利得は出力電圧に大きなリップルを発生する。特に
蛍光灯の場合には、ｒ．ｍ．ｓ．母線電圧ＶB によって
ピーク母線電圧ＶB を割った値に等しい電流リップル値
は、一般に蛍光灯の有効な寿命を短くするような蛍光灯
に対する悪影響をなくすために１．７以下であることが
必要である。このようなリップル値は波高率として知ら
れている。
【００２４】本発明者らは図４の回路の利得における大
きな変動は入力交流電圧周期の一部において連続モード
のエネルギ蓄積で動作することによって避けることがで
きることを発見した。これは図７において連続モード
（Ｃ．Ｍ．）動作として示されており、この連続モード
動作は入力交流電圧ＶACのピーク値７００および７０２
を中心とした部分である。交流入力電圧の周期の残りの
部分では、回路は不連続モードで動作し、この不連続モ
ードは入力交流電圧ＶACのゼロ交差点７０４、７０６お
よび７０８を中心としている。連続モードにおける動作
は昇圧インダクタンスＬB 、昇圧容量ＣB および昇圧コ
ンデンサＣB の負荷を考慮したスイッチＳ 1 およびＳ2
のスイッチング繰り返し周期ＴS の値を選択することに
よって達成される。これらの値の選択は本技術分野に専
門知識を有する者にとって通常のことである。
【００２５】次に示す数学的分析により連続モードの動
作期間が選択される。連続モードにおいては、昇圧変換
器の利得、すなわち入力電圧ＶINに対する母線電圧ＶB
の比率は次のように変化する。 連続モードの利得＝１／（１−Ｄ） （１） ここにおいて、Ｄは昇圧スイッチＳB の繰り返し周期Ｔ
S に対する昇圧スイッチＳB のオン時間の比であり、図
４の回路の場合には０．５である。
【００２６】図４の回路は連続モードにおいて２の最大
利得を有し、このモードは有益なことに入力交流電圧Ｖ
ACの最大値を中心とした部分に生じる。不連続モードに
おいては、図４の昇圧変換器は次に示すような利得（即
ち、Ｖ B ／ＶIN）を有している。
【００２７】
【数１】
【００２８】ここにおいて、 Ｄは式１に関連して
上述したように定義され（すなわち、図４の回路の場合
には０．５）；ＬB は昇圧インダクタンスの値であり：
Ｒは昇圧変換器の両端間、すなわち図４において昇圧コ
ンデンサＣB の上側端子とアースとの間の全負荷であ
り：ＴS は昇圧スイッチＳB のスイッチング繰り返し周
期である。
【００２９】本技術分野に専門知識を有する者にわかる
ように、昇圧インダクタンスＬB のインダクタンス値は
臨界値以下に維持されなければならない。この臨界値以
上においては連続モードにおける導通が常に発生する。
このような臨界値に対する有効な式は次式のように表さ
れる。
【００３０】
【数２】
【００３１】ここにおいて、Ｒ、ＴS およびＤは式１お
よび２に関連して上述したように定義されたものであ
る。典型的には、不連続モードにおける最大利得は、上
述した式２を満足するように昇圧インダクタンスＬB お
よび昇圧スイッチＳB の繰り返し周期ＴS の値を選択す
ることによって約２．６以下に選ばれる。このような利
得（例えば、２．６）は交流電圧のピーク値７００およ
び７０２から離れているゼロ交差点７０４、７０６およ
び７０８（図７）付近で生じるので、母線電圧ＶB に対
する影響は交流電圧のピーク値近くで発生する連続モー
ドにおける低い利得（例えば、２）の場合よりも通常少
ない。
【００３２】本発明者らは、図７に示すような２つのモ
ードを有するようにした図４の回路の動作により、波高
率が１．７以下になり、力率が約０．９より高くなり
（例えば、約９．０６）、入力交流電流ＩACの全高調波
歪みの限界が約２５％になることを発見した。入力ＶAC
および入力ＩACの実際の波形が図９に示されている。図
９の波形は図４の回路の部品に次に示す値を使用した場
合のものである。すなわち、インダクタンスＬB は２．
９ミリヘンリ、昇圧スイッチＳB のスイッチング繰り返
し周期ＴS （スイッチＳ1 およびＳ2 に対して同じ周
期）は２０マイクロ秒、式１において上述したように定
義されたＤは０．５、昇圧容量ＣB は１０マイクロファ
ラッド、容量４３４および４３６の各々は０．５マイク
ロファラッド、共振インダクタンスＬR は２．２ミリヘ
ンリ、共振容量ＣR は２．２ナノファラッド、および負
荷４００の抵抗は６００オームである。また、上述した
回路は図４に示されていないフィルタ要素を有してい
た。そして、昇圧変換器用の入力フィルタネットワーク
は全波整流器４０２の正（＋）出力と昇圧インダクタＬ
B の交流供給源側との間に接続された１ミリヘンリのイ
ンダクタンス、および昇圧インダクタＬB の交流供給源
側とアースとの間に接続された０．１０マイクロファラ
ッドの容量を有していた。交流供給源４０４の電磁障害
を低減するための４７ナノファラッドの容量が交流供給
源４０４の出力端子間に接続された。
【００３３】図４の回路が昇圧インダクタにおいて不連
続モードのエネルギ蓄積のみで動作する場合には、図５
に示す５０６、５０８のような谷部の継続期間が交流入
力Ｖ ACのピークにおいてゼロに近づくことが好ましい。
図８はこの状態を示している。図８は図７の括弧７１０
で示す部分を詳細に示しているが、不連続モード動作の
みの場合を示すために変更されている。交流電圧ＶACの
ピーク７００の近傍の点７２２において、隣接する三角
波形はゼロ軸近くにおいて互いに一緒にくっついている
が、このようなピークから離れるにつれて谷部７２４お
よび７２６などにより隣接する波形が分離される。これ
は図４の回路の力率を最も高くし、交流電源４０４の電
流波形の全高調波歪みを最も低くする。
【００３４】上述した説明から、本発明は高レベルの力
率補正機能を有する電源回路を供給し、またこの回路は
所望により従来回路に対して小型化されることが明らか
である。更に、本発明の電源回路は全高調波歪みの小さ
い入力交流電流で動作できることが明らかである。更
に、本発明を昇圧インダクタの連続および不連続の両エ
ネルギ蓄積モードで動作させた場合には波高率、すなわ
ち負荷のリップル電圧を小さくすることができる。
【００３５】本発明について特定の実施例を示して説明
したが、本技術分野に専門知識を有する者にとっては多
くの変更および変形を行うことができるであろう。従っ
て、特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲内に
入るこのような全ての変更および変形を含んでいるもの
であることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】両方向性電流で負荷に電力を供給する従来の回
路の構成を示す回路図である。
【図２】図１の従来の回路の動作を説明する波形図であ
る。
【図３】図１の従来の回路の動作を説明する波形図であ
る。
【図４】両方向電流で電力を供給する本発明による小型
化された回路の構成を示す回路図である。
【図５】図４の回路の動作を説明する波形図である。
【図６】図４の回路の動作を説明する波形図である。
【図７】図４の回路の動作を説明する波形図である。
【図８】図７中の部分７１０の変更後の波形を示す波形
図である。
【図９】本発明の原理によって構成される回路の波形を
示す図である。
【符号の説明】
４００ 負荷 ４０２ 全波整流器 ４０４ 交流電源 ４３２ 制御回路 ４３３ 共振回路 ４５０、４６０ 一方向バルブ ＣB 昇圧コンデンサ ＬB 昇圧インダクタ Ｓ1 、Ｓ2 スイッチ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−269466（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−257795（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−315265（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−84069（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−38894（ＪＰ，Ｕ)

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 両方向電流でガス放電灯に電力を供給す
    る電源回路において、 （ａ）交流電圧から直流電力を供給する直流電力供給手
    段（４０２）と、 （ｂ）母線導体からの直流母線電圧を負荷回路（４３
    ３）の両端に最初は一方の極性でそれから反対の極性で
    交互に印加する直列半ブリッジ変換器であって、 （ｉ）前記負荷回路が結合される第１の接続点（４４
    ０）と前記母線導体との間に設けられる第１のスイッチ
    （Ｓ1 ）、（ｉｉ）アース導体と前記第１の接続点との
    間に設けられる第２のスイッチ（Ｓ2 ）、および（ｉｉ
    ｉ）前記第１および第２のスイッチを交互にオン状態に
    スイッチングさせるスイッチング制御回路（４３２）を
    有する前記直列半ブリッジ変換器と、 （ｃ）昇圧変換器であって、（ｉ）前記母線導体とアー
    ス導体との間に接続され、その電荷レベルが前記母線導
    体上の母線電圧を決定する昇圧コンデンサ（ＣB ）、
    （ｉｉ）前記直流電力供給手段からのエネルギを蓄積
    し、かつダイオード（４５０）を介して前記昇圧コンデ
    ンサに接続されて、該昇圧コンデンサにエネルギを放電
    する昇圧インダクタ（ＬB ）、および（ｉｉｉ）低イン
    ピーダンス路を介して前記昇圧インダクタの負荷側端を
    前記アース導体に周期的に接続し、これにより前記昇圧
    インダクタを充電させる周期的接続手段を有する前記昇
    圧変換器とをそなえ、 （ｄ）前記周期的接続手段が昇圧スイッチ（ＳB ）を含
    み、該昇圧スイッチが前記直列半ブリッジ変換器の前記
    第２のスイッチで構成されており、該昇圧スイッチは第
    １の状態では前記昇圧インダクタを充電させ、また第２
    の状態では前記昇圧インダクタを前記昇圧コンデンサへ
    放電させるように、該昇圧スイッチの一方の端子が前記
    昇圧インダクタの負荷側端に結合されており、更に前記
    低インピーダンス路が前記昇圧インダクタから前記昇圧
    スイッチへ電流を流れさせるダイオード（４６０）を含
    んでいることを特徴とする電源回路。
  2. 【請求項２】 前記スイッチング制御回路は前記第１お
    よび第２のスイッチをほぼ同じ継続期間および所定のス
    イッチング繰り返し周波数でスイッチングするように作
    用し、前記負荷回路は共振回路であり、前記スイッチン
    グ繰り返し周波数は前記共振負荷回路の共振周波数によ
    って決定される請求項１記載の電源回路。
  3. 【請求項３】 両方向電流で負荷に電力を供給する電源
    回路において、 （ａ）交流電圧から直流電力を供給する直流電力供給手
    段（４０２）と、 （ｂ）母線導体からの直流母線電圧を負荷回路（４３
    ３）の両端に最初は一方の極性でそれから反対の極性で
    交互に印加する直列半ブリッジ変換器であって、 （ｉ）前記負荷回路が結合される第１の接続点（４４
    ０）と前記母線導体との間に設けられる第１のスイッチ
    （Ｓ1 ）、（ｉｉ）アース導体と前記第１の接続点との
    間に設けられる第２のスイッチ（Ｓ2 ）、および（ｉｉ
    ｉ）前記第１および第２のスイッチを交互にオン状態に
    スイッチングさせるスイッチング制御回路（４３２）を
    有する前記直列半ブリッジ変換器と、 （ｃ）昇圧変換器であって、（ｉ）前記母線導体とアー
    ス導体との間に接続され、その電荷レベルが前記母線導
    体上の母線電圧を決定する昇圧コンデンサ（ＣB ）、
    （ｉｉ）前記直流電力供給手段からのエネルギを蓄積
    し、かつダイオード（４５０）を介して前記昇圧コンデ
    ンサに接続されて、該昇圧コンデンサにエネルギを放電
    する昇圧インダクタ（ＬB ）、および（ｉｉｉ）低イン
    ピーダンス路を介して前記昇圧インダクタの負荷側端を
    前記アース導体に周期的に接続し、これにより前記昇圧
    インダクタを充電させる周期的接続手段であって、昇圧
    スイッチ（ＳB ）を含む前記周期的接続手段を有する前
    記昇圧変換器とをそなえ、（ｄ）前記周期的接続手段が昇圧スイッチ（Ｓ B ）を含
    み、該昇圧スイッチが前記直列半ブリッジ変換器の前記
    第２のスイッチで構成されており、該昇圧スイッチは第
    １の状態では前記昇圧インダクタを充電させ、また第２
    の状態では前記昇圧インダクタを前記昇圧コンデンサへ
    放電させるように、該昇圧スイッチの一方の端子が前記
    昇圧インダクタの負荷側端に結合されており、更に前記
    低インピーダンス路が前記昇圧インダクタから前記昇圧
    スイッチへ電流を流れさせるダイオード（４６０）を含
    んでおり、 （ｅ）前記昇圧インダクタのインダクタンスおよび前記
    スイッチング制御回路のスイッチング周波数は、前記交
    流電圧の周期の少なくとも一部分の間、前記昇圧インダ
    クタにエネルギが断続的に蓄積され、また前記交流電圧
    の周期のピーク部分の間、前記昇圧インダクタにエネル
    ギが連続的に蓄積されるように前記昇圧変換器が動作す
    るように選択されていることを特徴とする電源回路。
  4. 【請求項４】 前記スイッチング制御回路は前記第１お
    よび第２のスイッチを所定のスイッチング繰り返し周波
    数でスイッチングするように作用し、前記負荷回路は共
    振回路であり、前記スイッチング繰り返し周波数は前記
    共振負荷回路の共振周波数によって決定される請求項３
    記載の電源回路。
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