JP2716105B2 - 交番定電流回路 - Google Patents
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
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Description
【０００１】本発明は、交流の定電流回路に係わり、と
くに電磁流量計の励磁回路や核磁気共鳴イメ−ジング装
置の傾斜磁場系の誘導性負荷を効率よく駆動して高速転
流を行うことのできる交番定電流回路に関する。
くに電磁流量計の励磁回路や核磁気共鳴イメ−ジング装
置の傾斜磁場系の誘導性負荷を効率よく駆動して高速転
流を行うことのできる交番定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術においては、交流定電流回路は
直流の定電流回路を用いてこれに極性切替え用のスイッ
チ回路を組み合わせて構成することが多かった。例え
ば、図２に示すようにブリッジ形のスイッチ回路により
出力電流の向きを切り替えたり、あるいは図３に示すよ
うにスイッチング電源回路の正と負の二つの直流出力電
圧をスイッチ回路に切り替えて誘導性負荷Ｌｘに印加す
るようにしていた。
直流の定電流回路を用いてこれに極性切替え用のスイッ
チ回路を組み合わせて構成することが多かった。例え
ば、図２に示すようにブリッジ形のスイッチ回路により
出力電流の向きを切り替えたり、あるいは図３に示すよ
うにスイッチング電源回路の正と負の二つの直流出力電
圧をスイッチ回路に切り替えて誘導性負荷Ｌｘに印加す
るようにしていた。
【０００３】図２においては、商用交流電源を整流して
得られる直流電圧源１の出力をスイッチＳ１〜Ｓ４より
なるブリッジ形のスイッチ回路により切り替えて誘導性
負荷Ｌｘに印加し、負荷電流を抵抗Ｒｓにより検出して
基準電圧Ｖｒと比較し、得られた誤差電圧を誤差増幅器
ＥＡにより増幅して電流制御用のトランジスタＱ１を駆
動してそのコレクタ電流を一定値に保つようにしてい
た。
得られる直流電圧源１の出力をスイッチＳ１〜Ｓ４より
なるブリッジ形のスイッチ回路により切り替えて誘導性
負荷Ｌｘに印加し、負荷電流を抵抗Ｒｓにより検出して
基準電圧Ｖｒと比較し、得られた誤差電圧を誤差増幅器
ＥＡにより増幅して電流制御用のトランジスタＱ１を駆
動してそのコレクタ電流を一定値に保つようにしてい
た。
【０００４】図３においては、直流電圧源１の出力をフ
ォワ−ド形スイッチング電源回路２により正電圧Ｖｓ１
と負電圧Ｖｓ２に変換し、これをスイッチＳ１とＳ２に
より交互に切り替えて誘導性の負荷Ｌｘに印加し、負荷
Ｌｘに流れる電流を抵抗Ｒｓにより検出してその絶対値
を適宜増幅後に基準電圧Ｖｒと比較し、得られた誤差電
圧を誤差増幅器ＥＡにより増幅してＰＷＭ回路によりパ
ルス幅変調信号に変換してスイッチングトランジスタＱ
２を駆動し、負荷電流が所定値になるように正電圧Ｖｓ
１と負電圧Ｖｓ２を制御していた。
ォワ−ド形スイッチング電源回路２により正電圧Ｖｓ１
と負電圧Ｖｓ２に変換し、これをスイッチＳ１とＳ２に
より交互に切り替えて誘導性の負荷Ｌｘに印加し、負荷
Ｌｘに流れる電流を抵抗Ｒｓにより検出してその絶対値
を適宜増幅後に基準電圧Ｖｒと比較し、得られた誤差電
圧を誤差増幅器ＥＡにより増幅してＰＷＭ回路によりパ
ルス幅変調信号に変換してスイッチングトランジスタＱ
２を駆動し、負荷電流が所定値になるように正電圧Ｖｓ
１と負電圧Ｖｓ２を制御していた。
【０００５】図２の回路において、誘導性の負荷Ｌｘに
一定振幅の矩形交流電流を流してその極性切替を迅速に
行うには、スイッチング電源の出力電圧Ｖｃを少なくと
も極性切替にはできるだけ大きくする必要がある。しか
し、切替え後に負荷電流を一定値に保持するには負荷Ｌ
ｘ端電圧を原理的にゼロにする必要があるので、上記Ｖ
ｃの値を大きいままにしておくとその大部分がトランジ
スタＱ１にかかり、トランジスタＱ１の消費電力が増大
して回路の信頼性が低下し、また放熱対策費が嵩み、装
置の小型化が困難という問題が発生する。
一定振幅の矩形交流電流を流してその極性切替を迅速に
行うには、スイッチング電源の出力電圧Ｖｃを少なくと
も極性切替にはできるだけ大きくする必要がある。しか
し、切替え後に負荷電流を一定値に保持するには負荷Ｌ
ｘ端電圧を原理的にゼロにする必要があるので、上記Ｖ
ｃの値を大きいままにしておくとその大部分がトランジ
スタＱ１にかかり、トランジスタＱ１の消費電力が増大
して回路の信頼性が低下し、また放熱対策費が嵩み、装
置の小型化が困難という問題が発生する。
【０００６】そこで負荷電流を一定値に保持している期
間は出力電圧Ｖｃを下げるようにする。図３において
は、図２のトランジスタＱ１が省かれ、スイッチング電
源回路２の出力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２等がほぼそのまま負
荷Ｌｘと抵抗Ｒｓに印加されるので上記消費電力は著し
く低減される。すなわち図３の回路では、上記矩形交流
電流の一定振幅部分では負荷Ｌｘ端電圧がほぼゼロとな
るように出力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２が低められ、また、極
性の切替え時はＲｓ端電圧が低下するので、出力電圧Ｖ
ｓ１，Ｖｓ１はほぼ最大電圧にまで高められる。しか
し、図３の回路方式では負荷コイルＬｘの周りにチョ−
クコイルＣＨ１、ＣＨ２、および出力コンデンサＣ１，
Ｃ２等が存在するので、スイッチの切替時に寄生振動が
発生し易く、この振動は上記負帰還の作用では抑圧しに
くいという問題があった。周知のようにスイッチング電
源回路では出力電圧の上昇率は制御可能であるが、下降
率の制御は困難であるため上記寄生振動の負の部分の制
御が困難なのである。
間は出力電圧Ｖｃを下げるようにする。図３において
は、図２のトランジスタＱ１が省かれ、スイッチング電
源回路２の出力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２等がほぼそのまま負
荷Ｌｘと抵抗Ｒｓに印加されるので上記消費電力は著し
く低減される。すなわち図３の回路では、上記矩形交流
電流の一定振幅部分では負荷Ｌｘ端電圧がほぼゼロとな
るように出力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２が低められ、また、極
性の切替え時はＲｓ端電圧が低下するので、出力電圧Ｖ
ｓ１，Ｖｓ１はほぼ最大電圧にまで高められる。しか
し、図３の回路方式では負荷コイルＬｘの周りにチョ−
クコイルＣＨ１、ＣＨ２、および出力コンデンサＣ１，
Ｃ２等が存在するので、スイッチの切替時に寄生振動が
発生し易く、この振動は上記負帰還の作用では抑圧しに
くいという問題があった。周知のようにスイッチング電
源回路では出力電圧の上昇率は制御可能であるが、下降
率の制御は困難であるため上記寄生振動の負の部分の制
御が困難なのである。
【０００７】図４に示した回路は、例えば、図２と図３
に示す回路の良いところを組み合わせて上記の欠点を改
善するように構成したものである。これに関連するもの
としては、特開昭６４ー１２２２６号公報記載の技術が
ある。すなわち、図２におけるトランジスタＱ１の消費
電力はそのコレクタ・エミッタ電圧Ｖｃｅを抑えれば低
減できるので、図４においてはＱ１のコレクタ・エミッ
タ間電圧Ｖｃｅと抵抗Ｒｓ端電圧の和が基準電圧Ｖｒ２
を越えないように制御される。また、図３の回路におけ
る電流切替時の寄生振動はトランジスタＱ１が制動抵抗
として働くので比較的簡単に抑圧できるので、図４にお
いてもこの点が生かされている。
に示す回路の良いところを組み合わせて上記の欠点を改
善するように構成したものである。これに関連するもの
としては、特開昭６４ー１２２２６号公報記載の技術が
ある。すなわち、図２におけるトランジスタＱ１の消費
電力はそのコレクタ・エミッタ電圧Ｖｃｅを抑えれば低
減できるので、図４においてはＱ１のコレクタ・エミッ
タ間電圧Ｖｃｅと抵抗Ｒｓ端電圧の和が基準電圧Ｖｒ２
を越えないように制御される。また、図３の回路におけ
る電流切替時の寄生振動はトランジスタＱ１が制動抵抗
として働くので比較的簡単に抑圧できるので、図４にお
いてもこの点が生かされている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４の
回路には負荷Ｌｘに流す電流の極性切替を早めることが
困難、すなわち電流反転の高速化が困難という問題が残
されていた。また、遮断状態にあるダイオ−ドやスイッ
チのリ−ク電流が抵抗Ｒｓに流れるので負荷Ｌｘの電流
に誤差が入りやすいという問題もあった。本発明の目的
は上記課題を解決して、負荷電流の切替を高速化し、負
荷電流値を精度良く制御することのできる経済的な交番
定電流回路を提供することにある。
回路には負荷Ｌｘに流す電流の極性切替を早めることが
困難、すなわち電流反転の高速化が困難という問題が残
されていた。また、遮断状態にあるダイオ−ドやスイッ
チのリ−ク電流が抵抗Ｒｓに流れるので負荷Ｌｘの電流
に誤差が入りやすいという問題もあった。本発明の目的
は上記課題を解決して、負荷電流の切替を高速化し、負
荷電流値を精度良く制御することのできる経済的な交番
定電流回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、誘導性負荷の電流反転時に出力コンデンサ端電圧Ｖ
１，Ｖｓ１，Ｖｓ２等がスイッチング電源の最大出力電
圧を越えて上昇するように上記出力コンデンサの容量値
を低める。さらに、上記極性反転用のブリッジ形スイッ
チング回路において、ダイオ−ドＤ２およびＤ４のアノ
−ド端子を図１に示すように接地する。さらに、上記電
流制御用トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃ
ｅを検出し、これが所定値を越えないようにスイッチン
グ電源回路を制御する。さらに、変成器を用いてスイッ
チング電源の交流出力電圧レベルを変換することによ
り、負荷電流値に対する動作点を最大出力電圧に対する
動作点から遠ざけるようにする。
に、誘導性負荷の電流反転時に出力コンデンサ端電圧Ｖ
１，Ｖｓ１，Ｖｓ２等がスイッチング電源の最大出力電
圧を越えて上昇するように上記出力コンデンサの容量値
を低める。さらに、上記極性反転用のブリッジ形スイッ
チング回路において、ダイオ−ドＤ２およびＤ４のアノ
−ド端子を図１に示すように接地する。さらに、上記電
流制御用トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃ
ｅを検出し、これが所定値を越えないようにスイッチン
グ電源回路を制御する。さらに、変成器を用いてスイッ
チング電源の交流出力電圧レベルを変換することによ
り、負荷電流値に対する動作点を最大出力電圧に対する
動作点から遠ざけるようにする。
【００１０】
【作用】スイッチング電源回路の出力コンデンサＣ１，
Ｃ２等を低容量化するので誘導性負荷との共振周波数と
共振のＱ値が高まり、これにより極性反転時に出力コン
デンサ電圧はスイッチング電源回路の最大出力電圧をこ
えて上昇し、負荷電流の反転を早める。また、ダイオ−
ドＤ２およびＤ４のアノ−ド端子を図１に示すように接
地することにより上記共振のＱ値が電流検出抵抗Ｒｓに
低下することを防止する。また、上記スイッチング電源
回路の出力電圧制御により電流制御用トランジスタＱ１
のＶｃｅを所定値内におさめる。さらに、変成器により
スイッチング電源の交流出力電圧レベルを変換すること
により、トランジスタＱ１のオン時間率範囲の一方の端
の方で定常電流Ｉ0を出力し、他の端の方で最大出力電
圧電圧を出力する。
Ｃ２等を低容量化するので誘導性負荷との共振周波数と
共振のＱ値が高まり、これにより極性反転時に出力コン
デンサ電圧はスイッチング電源回路の最大出力電圧をこ
えて上昇し、負荷電流の反転を早める。また、ダイオ−
ドＤ２およびＤ４のアノ−ド端子を図１に示すように接
地することにより上記共振のＱ値が電流検出抵抗Ｒｓに
低下することを防止する。また、上記スイッチング電源
回路の出力電圧制御により電流制御用トランジスタＱ１
のＶｃｅを所定値内におさめる。さらに、変成器により
スイッチング電源の交流出力電圧レベルを変換すること
により、トランジスタＱ１のオン時間率範囲の一方の端
の方で定常電流Ｉ0を出力し、他の端の方で最大出力電
圧電圧を出力する。
【００１１】
【実施例】図１は本発明による交番定電流回路の実施例
回路である。図４の従来回路と比較すると、ダイオ−ド
Ｄ２，Ｄ４の一端が接地されている点と、スイッチング
電源回路には電流制御用トランジスタＱ１のＶｃｅのみ
が入力されている点が異なっている。図５は図１におけ
る各部の電圧および電流波形説明図である。図５（ａ）
は負荷Ｌｘに流れる電流ｉｘの波形図であり、Ｉはｉｘ
が所定値Ｉ0に制御されて負荷Ｌｘを右向きに流れる期
間であり、スイッチＳ１とＳ４は閉じている。同様に期
間IIIでは上記Ｉ0が向きを反転して負荷Ｌｘを流れる。
また、領域IIはｉｘの反転期間である。
回路である。図４の従来回路と比較すると、ダイオ−ド
Ｄ２，Ｄ４の一端が接地されている点と、スイッチング
電源回路には電流制御用トランジスタＱ１のＶｃｅのみ
が入力されている点が異なっている。図５は図１におけ
る各部の電圧および電流波形説明図である。図５（ａ）
は負荷Ｌｘに流れる電流ｉｘの波形図であり、Ｉはｉｘ
が所定値Ｉ0に制御されて負荷Ｌｘを右向きに流れる期
間であり、スイッチＳ１とＳ４は閉じている。同様に期
間IIIでは上記Ｉ0が向きを反転して負荷Ｌｘを流れる。
また、領域IIはｉｘの反転期間である。
【００１２】スイッチＳ１とＳ４が開放されると負荷電
流ｉｘはダイオ−ドＤ２とＤ３を流れて（ａ）図の斜線
で示した部分ｉｄのように減衰する。このｉｄがゼロに
なる時点、またはその手前でスイッチＳ２とＳ３を閉じ
ると負荷電流ｉｘは向きを変えて立上り、一定値に達す
る。上記ダイオ−ド電流ｉｄはコンデンサＣ１を充電し
その電圧を増加させる。すなわち，ダイオ−ド電流ｉｄ
がゼロとなる時点で負荷Ｌｘの励磁エネルギＬｘＩ0 2／
２がコンデンサＣ１に回収される。実際には上記励磁エ
ネルギの一部が負荷の抵抗成分Ｒｘに消費されるのでそ
の分だけ上記回収エネルギが減少する。
流ｉｘはダイオ−ドＤ２とＤ３を流れて（ａ）図の斜線
で示した部分ｉｄのように減衰する。このｉｄがゼロに
なる時点、またはその手前でスイッチＳ２とＳ３を閉じ
ると負荷電流ｉｘは向きを変えて立上り、一定値に達す
る。上記ダイオ−ド電流ｉｄはコンデンサＣ１を充電し
その電圧を増加させる。すなわち，ダイオ−ド電流ｉｄ
がゼロとなる時点で負荷Ｌｘの励磁エネルギＬｘＩ0 2／
２がコンデンサＣ１に回収される。実際には上記励磁エ
ネルギの一部が負荷の抵抗成分Ｒｘに消費されるのでそ
の分だけ上記回収エネルギが減少する。
【００１３】上記励磁エネルギの回収過程では電流ｉｄ
はインダクタンスＬｘとコンデンサＣ１が形成する共振
回路を流れるので、共振のＱが大きければコンデンサＣ
１端の電圧Ｖｃは跳ね上がることになる。この共振のＱ
はダイオ−ドの抵抗分を無視すると Ｑ＝（１／Ｒｘ）√（Ｌｘ／Ｃ１） （１） と表される。また、共振周期Ｔは Ｔ＝２π√（ＬｘＣ１） （２） となる。この両式より、負荷Ｌｘの値が与えられるとＣ
１の値が低いほど、Ｑは大きなり、また周期Ｔは小さく
なることがわかる。上記ｉｄは略Ｔ／４の期間だけ流れ
ることになるのでｉｄの後に電流が流れないとすると、
共振によりコンデンサＣ１端電圧Ｖｃは図５（ｂ）点線
のように跳ね上った値に保持されることになる。
はインダクタンスＬｘとコンデンサＣ１が形成する共振
回路を流れるので、共振のＱが大きければコンデンサＣ
１端の電圧Ｖｃは跳ね上がることになる。この共振のＱ
はダイオ−ドの抵抗分を無視すると Ｑ＝（１／Ｒｘ）√（Ｌｘ／Ｃ１） （１） と表される。また、共振周期Ｔは Ｔ＝２π√（ＬｘＣ１） （２） となる。この両式より、負荷Ｌｘの値が与えられるとＣ
１の値が低いほど、Ｑは大きなり、また周期Ｔは小さく
なることがわかる。上記ｉｄは略Ｔ／４の期間だけ流れ
ることになるのでｉｄの後に電流が流れないとすると、
共振によりコンデンサＣ１端電圧Ｖｃは図５（ｂ）点線
のように跳ね上った値に保持されることになる。
【００１４】一方、上記ｉｄが流れている期間は抵抗Ｒ
ｓに流れる電流はゼロであり、また、ｉｄに続く電流の
反転期間の抵抗Ｒｓに流れる電流は定常値Ｉ0より低い
ので、誤差増幅器ＥＡはトランジスタＱ１を過剰に駆動
する。この結果、Ｑ１は飽和してそのＶｃｅが低下し、
スイッチング電源は上記Ｖｃｅの低下を補償しようとし
てその出力電圧を最大出力電圧にまで増大させる。この
結果、コンデンサＣ１は上記共振による跳上りとスイッ
チング電源出力電圧の増大との双方により充電されるの
で、電圧Ｖｃは図５（ｂ）の実線のようにスイッチング
電源の最大出力電圧を越えて増加する。この結果、スイ
ッチＳ２とＳ３が閉じられると、負荷Ｌｘ端にはＶｃの
定常値を数倍の電圧がかかって電流の反転を早め、電圧
Ｖｃは放電により下降して定常値に落ち着く。
ｓに流れる電流はゼロであり、また、ｉｄに続く電流の
反転期間の抵抗Ｒｓに流れる電流は定常値Ｉ0より低い
ので、誤差増幅器ＥＡはトランジスタＱ１を過剰に駆動
する。この結果、Ｑ１は飽和してそのＶｃｅが低下し、
スイッチング電源は上記Ｖｃｅの低下を補償しようとし
てその出力電圧を最大出力電圧にまで増大させる。この
結果、コンデンサＣ１は上記共振による跳上りとスイッ
チング電源出力電圧の増大との双方により充電されるの
で、電圧Ｖｃは図５（ｂ）の実線のようにスイッチング
電源の最大出力電圧を越えて増加する。この結果、スイ
ッチＳ２とＳ３が閉じられると、負荷Ｌｘ端にはＶｃの
定常値を数倍の電圧がかかって電流の反転を早め、電圧
Ｖｃは放電により下降して定常値に落ち着く。
【００１５】これに対して図４に示した従来回路は従来
からの設計通念に従ってコンデンサＣ１の容量値を大き
く設定しているので、上記共振のＱは本発明に比べて著
しく低くなり、これに伴う上記Ｃ１端電圧の跳上りは発
生しなくなる。また、上記Ｖｃｅの低下に応じるスイッ
チング電源の出力電圧増加もＣ１の容量値が大きいため
緩やかになり、電流の反転時間内で本発明のようにスイ
ッチング電源の最大出力電圧を越えて増加することがな
くなるのである。実際の装置の数値を用いて上記共振の
数値例を導くと次のようになる。 Ｌｘ＝１Ｈ、Ｒｘ
（Ｌｘの抵抗成分）＝１０Ω、Ｒｓ＝１０Ω、Ｃ１＝１
０００μＦ（従来回路、図４）、Ｃ１＝２μＦ（本発
明、図１）とすると、本発明（図１）では Ｔ（共振
周期）＝８．８ｍｓ Ｑ＝（１／Ｒｘ）√（Ｌｘ／Ｃ１）＝７０ 従来回路（図４）では Ｔ＝１９７ｍｓ、 Ｑ＝［１／（Ｒｘ＋Ｒｓ）］√（Ｌｘ／Ｃ１） （３） ＝１．６ となり、本発明では十分な上記電圧Ｖｃの跳上り効果が
得られるが、従来回路では殆ど全くその効果が得られな
いことがわかる。図４ではダイオ−ドＤ２とＤ４の電流
ｉｄは抵抗Ｒｓを流れるので、トランジスタＱ１の内部
抵抗分を無視すると共振のＱは式（３）のようになるの
である。また、上記従来回路のＣ１＝１０００μＦを本
発明の数値例２μＦにすると、Ｑ＝３５が得られるもの
の本発明のＱ＝７０には及ばない。
からの設計通念に従ってコンデンサＣ１の容量値を大き
く設定しているので、上記共振のＱは本発明に比べて著
しく低くなり、これに伴う上記Ｃ１端電圧の跳上りは発
生しなくなる。また、上記Ｖｃｅの低下に応じるスイッ
チング電源の出力電圧増加もＣ１の容量値が大きいため
緩やかになり、電流の反転時間内で本発明のようにスイ
ッチング電源の最大出力電圧を越えて増加することがな
くなるのである。実際の装置の数値を用いて上記共振の
数値例を導くと次のようになる。 Ｌｘ＝１Ｈ、Ｒｘ
（Ｌｘの抵抗成分）＝１０Ω、Ｒｓ＝１０Ω、Ｃ１＝１
０００μＦ（従来回路、図４）、Ｃ１＝２μＦ（本発
明、図１）とすると、本発明（図１）では Ｔ（共振
周期）＝８．８ｍｓ Ｑ＝（１／Ｒｘ）√（Ｌｘ／Ｃ１）＝７０ 従来回路（図４）では Ｔ＝１９７ｍｓ、 Ｑ＝［１／（Ｒｘ＋Ｒｓ）］√（Ｌｘ／Ｃ１） （３） ＝１．６ となり、本発明では十分な上記電圧Ｖｃの跳上り効果が
得られるが、従来回路では殆ど全くその効果が得られな
いことがわかる。図４ではダイオ−ドＤ２とＤ４の電流
ｉｄは抵抗Ｒｓを流れるので、トランジスタＱ１の内部
抵抗分を無視すると共振のＱは式（３）のようになるの
である。また、上記従来回路のＣ１＝１０００μＦを本
発明の数値例２μＦにすると、Ｑ＝３５が得られるもの
の本発明のＱ＝７０には及ばない。
【００１６】また、図スイッチング電源の出力電圧Ｖｃ
はトランジスタＱ１のＶｃｅを基準電圧Ｖｒに固定する
ように制御されるので、トランジスタＱ１の消費電力は
負荷電流Ｉ0の値によらず一定に保つことができ、これ
により従来回路における低負荷電流時の消費電力増加を
防止することができる。図６はフライバック形のスイッ
チング電源を用いた本発明実施例回路である。図１の回
路と比べてスイッチング電源の回路構成が異なっている
点を除けば他は同様である。図１および図６の本発明実
施例回路ではトランスＴ１により負荷Ｌｘのスイッチ回
路部が一次電源回路から絶縁されるので、計測器用とし
ては一般的に好都合であるうえ、トランジスタＱ１のオ
ン時間率（Duty Factor）中心値を最適に設定できると
いう利点が得られる。例えば、オン時間率範囲の一方の
端の方で定常電流Ｉ0を出力させ、他の端の方で最大出
力電圧電圧を出力するようにすると、図５に示したスイ
ッチング電源出力の増加分を最大にすることができ、こ
れにより電流の切替えを早めることができる。換言すれ
ば、オン時間率の全域を有効に利用して電流の切替えを
早めることができるのである。
はトランジスタＱ１のＶｃｅを基準電圧Ｖｒに固定する
ように制御されるので、トランジスタＱ１の消費電力は
負荷電流Ｉ0の値によらず一定に保つことができ、これ
により従来回路における低負荷電流時の消費電力増加を
防止することができる。図６はフライバック形のスイッ
チング電源を用いた本発明実施例回路である。図１の回
路と比べてスイッチング電源の回路構成が異なっている
点を除けば他は同様である。図１および図６の本発明実
施例回路ではトランスＴ１により負荷Ｌｘのスイッチ回
路部が一次電源回路から絶縁されるので、計測器用とし
ては一般的に好都合であるうえ、トランジスタＱ１のオ
ン時間率（Duty Factor）中心値を最適に設定できると
いう利点が得られる。例えば、オン時間率範囲の一方の
端の方で定常電流Ｉ0を出力させ、他の端の方で最大出
力電圧電圧を出力するようにすると、図５に示したスイ
ッチング電源出力の増加分を最大にすることができ、こ
れにより電流の切替えを早めることができる。換言すれ
ば、オン時間率の全域を有効に利用して電流の切替えを
早めることができるのである。
【００１７】また、図１および図６の本発明実施例回路
において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にＭＯＳトラン
ジスタを用いる場合には、ダイオ−ドＤ１〜Ｄ４を省略
することができる。ＭＯＳトランジスタは図７に示すド
レインＤとソ−スＳ間の導通がゲ−ト・ソ−ス間電圧に
より制御される。一方、基板（Substrate)ＳＳとチャネ
ル間にはＰＮ接合が形成されるのでこのＳＳ電極をソ−
スＳに接続したＭＯＳトランジスタをスイッチ素子Ｓ１
およびＳ３として用いるとダイオ−ドＤ１およびＤ３を
省略することができる。また、ＳＳ電極を接地してスイ
ッチング素子Ｓ２およびＳ４として用いるとダイオ−ド
Ｄ２およびＤ４を省略することができる。
において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にＭＯＳトラン
ジスタを用いる場合には、ダイオ−ドＤ１〜Ｄ４を省略
することができる。ＭＯＳトランジスタは図７に示すド
レインＤとソ−スＳ間の導通がゲ−ト・ソ−ス間電圧に
より制御される。一方、基板（Substrate)ＳＳとチャネ
ル間にはＰＮ接合が形成されるのでこのＳＳ電極をソ−
スＳに接続したＭＯＳトランジスタをスイッチ素子Ｓ１
およびＳ３として用いるとダイオ−ドＤ１およびＤ３を
省略することができる。また、ＳＳ電極を接地してスイ
ッチング素子Ｓ２およびＳ４として用いるとダイオ−ド
Ｄ２およびＤ４を省略することができる。
【００１８】図８は図３に示した正と負の二つの電圧を
出力するスイッチング電源回路に本発明を適用した実施
例回路である。図８において、ＭＯＳトランジスタＭ１
と同Ｍ２は周知のソ−スフォロワ形のプッシュプル回路
であり、増幅器Ａの出力段を構成している。誘導性負荷
ＬｘはこのＭＯＳトランジスタプッシュプル回路により
駆動され、負荷電流はＲｓにより検出されて増幅器Ａに
フィ−ドバックされ、振幅Ｖｒ１の矩形波電圧と比較さ
れる。上記の動作において、振幅Ｖｒ１の矩形波電圧に
よりＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２が飽和するまで駆
動されると、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２は図３の
スイッチＳ１とＳ２と同様に動作し、電圧Ｖｓ１とＶｓ
２を交互に負荷Ｌｘに接続する。
出力するスイッチング電源回路に本発明を適用した実施
例回路である。図８において、ＭＯＳトランジスタＭ１
と同Ｍ２は周知のソ−スフォロワ形のプッシュプル回路
であり、増幅器Ａの出力段を構成している。誘導性負荷
ＬｘはこのＭＯＳトランジスタプッシュプル回路により
駆動され、負荷電流はＲｓにより検出されて増幅器Ａに
フィ−ドバックされ、振幅Ｖｒ１の矩形波電圧と比較さ
れる。上記の動作において、振幅Ｖｒ１の矩形波電圧に
よりＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２が飽和するまで駆
動されると、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２は図３の
スイッチＳ１とＳ２と同様に動作し、電圧Ｖｓ１とＶｓ
２を交互に負荷Ｌｘに接続する。
【００１９】しかし、このような状態ではＲｓに流れる
負荷電流の制御が効かないので、ＭＯＳトランジスタＭ
１と同Ｍ２は非飽和で動作させる必要がある。非飽和で
動作するＭＯＳトランジスタのプッシュプル回路は電圧
Ｖｓ１とＶｓ２の切替と、通電電流の定電流化とを同時
に行うので、図３の従来回路の問題である切替時の振動
を容易に防止することができる。すなわち、上記非飽和
動作においては、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２はそ
れぞれ、図３におけるスイッチＳ１またはＳ２の動作と
図１における定電流トランジスタＱ１の動作の双方を同
時に行なっていることになる。
負荷電流の制御が効かないので、ＭＯＳトランジスタＭ
１と同Ｍ２は非飽和で動作させる必要がある。非飽和で
動作するＭＯＳトランジスタのプッシュプル回路は電圧
Ｖｓ１とＶｓ２の切替と、通電電流の定電流化とを同時
に行うので、図３の従来回路の問題である切替時の振動
を容易に防止することができる。すなわち、上記非飽和
動作においては、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２はそ
れぞれ、図３におけるスイッチＳ１またはＳ２の動作と
図１における定電流トランジスタＱ１の動作の双方を同
時に行なっていることになる。
【００２０】一方、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２を
非飽和動作させるとそれぞれの消費電力が増加するの
で、各ドレイン・ソ−ス電圧Ｖｄｓを低く抑える必要が
生じる。このため、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２の
Ｖｄｓをそれぞれ差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とにより検
出し、最小値選択回路ＭＩＮにより各Ｖｄｓの最小値を
検出し、この最小値が第２の基準電圧Ｖｒ２と一致する
ようにスイッチング電源回路を駆動するようにする。図
８においてコンデンサＣ１，Ｃ２等の容量値を図１の場
合と同様に低めて共振のＱを高めると、ＭＯＳトランジ
スタＭ１を遮断した後には誘導性負荷Ｌｘ電流がダイオ
−ドＤ２を介してコンデンサＣ２に流れ、電圧Ｖｓ２を
負方向に跳上げ、同様にＭＯＳトランジスタＭ２の遮断
後にはＣ１端電圧Ｖｓ１を正方向に跳上げて負荷電流の
反転を早めることができる。
非飽和動作させるとそれぞれの消費電力が増加するの
で、各ドレイン・ソ−ス電圧Ｖｄｓを低く抑える必要が
生じる。このため、ＭＯＳトランジスタＭ１と同Ｍ２の
Ｖｄｓをそれぞれ差動増幅器ＤＡ１とＤＡ２とにより検
出し、最小値選択回路ＭＩＮにより各Ｖｄｓの最小値を
検出し、この最小値が第２の基準電圧Ｖｒ２と一致する
ようにスイッチング電源回路を駆動するようにする。図
８においてコンデンサＣ１，Ｃ２等の容量値を図１の場
合と同様に低めて共振のＱを高めると、ＭＯＳトランジ
スタＭ１を遮断した後には誘導性負荷Ｌｘ電流がダイオ
−ドＤ２を介してコンデンサＣ２に流れ、電圧Ｖｓ２を
負方向に跳上げ、同様にＭＯＳトランジスタＭ２の遮断
後にはＣ１端電圧Ｖｓ１を正方向に跳上げて負荷電流の
反転を早めることができる。
【００２１】
【発明の効果】電磁流量計の励磁回路や核磁気共鳴イメ
−ジング装置の傾斜磁場系等における誘導性負荷に矩形
波状電流を転流時間短く供給し、同時に消費電力を低減
した高効率の交番定電流回路を提供することができる。
−ジング装置の傾斜磁場系等における誘導性負荷に矩形
波状電流を転流時間短く供給し、同時に消費電力を低減
した高効率の交番定電流回路を提供することができる。
【図１】本発明による交番定電流回路の実施例回路図で
ある。
ある。
【図２】従来の交番定電流回路例の回路図である。
【図３】従来の他の交番定電流回路の回路図である。
【図４】従来の他の交番定電流回路の回路図である。
【図５】本発明による交番定電流回路の動作波形図であ
る。
る。
【図６】本発明による他の交番定電流回路の回路図であ
る。
る。
【図７】ＭＯＳトランジスタの記号図である。
【図８】本発明による他の交番定電流回路の回路図であ
る。
る。
【符号の説明】 １ 直流電圧源 ２ スイッチング電源回路 ＡＢＳ 絶対値増幅回路 ＣＨ１ チョ−クコイル Ｃ１ 出力コンデンサ Ｌｘ 負荷 Ｒｓ 電流検出用抵抗 ＥＡ 誤差増幅器 Ｖｒ 基準電圧
Claims (6)
- 【請求項１】 一次電源をスイッチングして得られる交
流電圧を整流し出力コンデンサ電圧を充電して、出力コ
ンデンサ電圧を得るスイッチング電源と、該出力コンデ
ンサ電圧を極性反転回路と定電流回路に直列に印加し、
極性反転回路により上記出力コンデンサ電圧の極性を交
互に反転して誘導性負荷に印加し、定電流回路は少なく
とも電流検出用抵抗素子と電流制御素子の直列接続回路
を備えて上記誘導性負荷電流を制御し、さらに、定電流
回路端の電圧を基準電圧と比較して出力コンデンサ電圧
を制御するようにした交番定電流回路において、 出力コンデンサ電圧が極性反転回路の極性反転時に上記
スイッチング電源の最大出力電圧を越えて上昇するよう
に出力コンデンサの容量値に設定したことを特徴とする
交番定電流回路。 - 【請求項２】 請求項１において、上記極性反転回路を
ブリッジ形スイッチ回路としたことを特徴とする交番定
電流回路。 - 【請求項３】 請求項１において、上記スイッチング電
源は、前記出力コンデンサを二個備えて互いに逆極性の
電圧を出力し、前記極性反転回路は、前記逆極性の電圧
を切替えるスイッチ回路としたことを特徴とする交番定
電流回路。 - 【請求項４】 請求項１において、上記極性反転回路
を、上記スイッチング電源の出力端子と上記定電流回路
間に接続される第１と第２のスイッチ素子の直列接続回
路と第３と第４のスイッチ素子の直列接続回路を並列に
接続したブリッジ形スイッチ回路と、第１と第２のダイ
オ−ドの直列接続回路と第３と第４のダイオ−ドの直列
接続回路を並列に接続した導通方向が電源電圧に対して
逆向のダイオ−ド回路を上記スイッチ電源出力端子間に
接続し、第１と第２のダイオ−ドの接続部を第１と第２
のスイッチ素子の接続部に接続し、第３と第４のダイオ
−ドの接続部を第３と第４のスイッチ素子の接続部に接
続したダイオ−ドブリッジ回路とにより構成しするよう
にしたことを特徴とする交番定電流回路。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかにおいて、
上記定電流回路の電流制御素子電圧を検出する手段を設
け、上記スイッチング電源は上記電流制御素子電圧を基
準電圧と比較してその出力電圧を制御するようにしたこ
とを特徴とする交番定電流回路。 - 【請求項６】 請求項１ないし５のいずれかにおいて、
上記スイッチング電源の一次電圧をスイッチングして得
られる交流電圧を変換する変成器を設け、上記変成器に
より変換された電圧を整流して上記出力コンデンサを充
電するようにしたことを特徴とする交番定電流回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3150727A JP2716105B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 交番定電流回路 |
| US07/901,776 US5224026A (en) | 1991-06-24 | 1992-06-22 | Alternatable constant current circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3150727A JP2716105B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 交番定電流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0522949A JPH0522949A (ja) | 1993-01-29 |
| JP2716105B2 true JP2716105B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=15503095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3150727A Expired - Fee Related JP2716105B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 交番定電流回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5224026A (ja) |
| JP (1) | JP2716105B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0619615A (ja) * | 1992-06-29 | 1994-01-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 手書き文字入力装置 |
| JP3277023B2 (ja) * | 1993-05-12 | 2002-04-22 | 株式会社小松製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| KR19980702975A (ko) * | 1995-03-15 | 1998-09-05 | 애브리데니슨코포레이션 | 제어된 정전기력을 가진 웹 이송기 및 그 방법 |
| FI110972B (fi) * | 1999-03-10 | 2003-04-30 | Abb Industry Oy | Stabiloitu hilaohjain |
| US6674601B1 (en) | 1999-10-12 | 2004-01-06 | Seagate Technology Llc | Method and apparatus for electronically shifting mechanical resonance of an actuator system of a disc drive |
| JP4004931B2 (ja) * | 2002-11-05 | 2007-11-07 | 株式会社東芝 | 電磁流量計の励磁回路 |
| JP5977702B2 (ja) * | 2013-03-29 | 2016-08-24 | アズビル株式会社 | 電磁流量計の励磁回路 |
| JP6835539B2 (ja) * | 2016-11-09 | 2021-02-24 | アズビル株式会社 | 電磁流量計の励磁回路、および電磁流量計 |
| JP6806532B2 (ja) | 2016-11-09 | 2021-01-06 | アズビル株式会社 | 電磁流量計の励磁回路、および電磁流量計 |
| EP3644084A1 (en) * | 2018-10-23 | 2020-04-29 | Koninklijke Philips N.V. | Generation of rf pulses for mri applications |
| CN109731223B (zh) * | 2019-01-31 | 2023-02-24 | 大悦创新（苏州）医疗科技股份有限公司 | 电路及具有其的神经肌肉电刺激装置 |
| CN113157036B (zh) * | 2021-03-22 | 2024-09-24 | 珠海市三森电子科技有限公司 | 一种核电用爆破阀点火器恒流输出控制电路 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2972710A (en) * | 1959-04-03 | 1961-02-21 | Sperry Rand Corp | Inductive load transistor bridge switching circuit |
| US3770986A (en) * | 1972-04-20 | 1973-11-06 | Hewlett Packard Co | Switching circuit for inductive loads |
| US4409527A (en) * | 1979-07-03 | 1983-10-11 | Sommeria Marcel R | Transistor motor control |
| DE3131574C2 (de) * | 1981-08-10 | 1987-01-02 | ASR Servotron AG, 1213 Le Petit-Lancy, Genève | "Stromregelschaltung für einen über eine Leistungstreiberstufe gesteuerten Verbraucher" |
| JPS5856007A (ja) * | 1981-09-29 | 1983-04-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
| AT374638B (de) * | 1981-12-21 | 1984-05-10 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltungsanordnung zur erfassung der polaritaet des laststromes in einem gleichstrom-umkehrsteller |
| US4545004A (en) * | 1984-03-22 | 1985-10-01 | General Motors Corporation | Bridge driver circuit for a DC electric motor |
| EP0160896B1 (en) * | 1984-05-10 | 1990-01-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Current flow reversing circuit |
| US5010279A (en) * | 1985-08-26 | 1991-04-23 | Lathom Michael S | Switched capacitive ballasts for discharge lamps |
| JPS6412226A (en) * | 1987-07-06 | 1989-01-17 | Yokogawa Electric Corp | Electromagnetic flowmeter |
| IT1235688B (it) * | 1989-03-22 | 1992-09-21 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito a ponte per il pilotaggio di un carico in continua con protezione contro l'inversione di polarita' di alimentazione e bassa caduta di tensione. |
-
1991
- 1991-06-24 JP JP3150727A patent/JP2716105B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-22 US US07/901,776 patent/US5224026A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0522949A (ja) | 1993-01-29 |
| US5224026A (en) | 1993-06-29 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |