JP2673966B2 - バッテリ充電器 - Google Patents
バッテリ充電器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、クリーナや電動工具などのバッテリ・パッ
クを挿入してこれに充電するバッテリ充電器に関し、特
にバッテリ充電器の回路構成の改良に関する。
クを挿入してこれに充電するバッテリ充電器に関し、特
にバッテリ充電器の回路構成の改良に関する。
〔従来の技術〕 従来、例えば定電流充電型バッテリ充電器の回路構成
の概略は、第５図に示すように、交流端子1a,1bに接続
される商用交流電源を整流平滑化する１次側の直流電源
回路１と、この回路から給電される定電圧電流を所定の
周波数で断続するチョッパとしての絶縁ゲート電界効果
型トランジスタFETと、一次側コイルに印加させるその
断続電圧を降圧して２次側コイルに降圧交流電源を出力
する降圧用トランスＴと、その降圧交流電流を整流平滑
化する２次側の直流電源回路２と、充電電流値を常時検
出する電流検出回路３と、この電流検出回路３から出力
される電流値検出信号S1に基づいて充電すべき電流値に
応じて充電制御信号S2の値を変化させる２次側制御回路
４と、この充電制御信号S2に基づいて、絶縁ゲート電界
効果型トランジスタFETに供給すべきオン・オフのゲー
ト信号G1のデューティ比を変化させる１次側制御回路５
とを有するものである。
の概略は、第５図に示すように、交流端子1a,1bに接続
される商用交流電源を整流平滑化する１次側の直流電源
回路１と、この回路から給電される定電圧電流を所定の
周波数で断続するチョッパとしての絶縁ゲート電界効果
型トランジスタFETと、一次側コイルに印加させるその
断続電圧を降圧して２次側コイルに降圧交流電源を出力
する降圧用トランスＴと、その降圧交流電流を整流平滑
化する２次側の直流電源回路２と、充電電流値を常時検
出する電流検出回路３と、この電流検出回路３から出力
される電流値検出信号S1に基づいて充電すべき電流値に
応じて充電制御信号S2の値を変化させる２次側制御回路
４と、この充電制御信号S2に基づいて、絶縁ゲート電界
効果型トランジスタFETに供給すべきオン・オフのゲー
ト信号G1のデューティ比を変化させる１次側制御回路５
とを有するものである。
充電すべきバッテリＢと満充電検知用サーモスタット
THMを直列接続したバッテリ・パック６をバッテリ充電
器本体のバッテリ・パック固定部（図示せず）に装着す
ると、自ずとバッテリ・パック６の各端子6a,6b,6cがそ
れぞれバッテリ充電器の正端子7a,負端子7b,サーモ端子
7cに導通接続する。
THMを直列接続したバッテリ・パック６をバッテリ充電
器本体のバッテリ・パック固定部（図示せず）に装着す
ると、自ずとバッテリ・パック６の各端子6a,6b,6cがそ
れぞれバッテリ充電器の正端子7a,負端子7b,サーモ端子
7cに導通接続する。
今、このバッテリＢが正常であると仮定すると、ダイ
オードD1,電流制限抵抗R1及び充電器側の感熱保護素子
（例えばOCR）を介してバッテリＢに対し微弱な充電が
開始される。そしてシャント抵抗R2の両端の電圧を拾う
ことにより電流検出回路３が充電電流値Ｉを検出し電流
値検出信号S1を２次側制御回路４に供給し、また２次側
制御回路４は充電電圧Ｖを検出する。そして、２次側制
御回路４はその内部のリレーコイル（図示せず）を励磁
し、リレースイッチSWを閉成させる。これにより、バッ
テリＢに対する本格的な充電が開始される。これと同時
に、第５図中では一部回路構成を省略してあるが、２次
側制御回路４側からリレーコイルの励磁電流が端子7c
（6c），サーモスタットTHM,端子7b（6b）を介して流れ
る。
オードD1,電流制限抵抗R1及び充電器側の感熱保護素子
（例えばOCR）を介してバッテリＢに対し微弱な充電が
開始される。そしてシャント抵抗R2の両端の電圧を拾う
ことにより電流検出回路３が充電電流値Ｉを検出し電流
値検出信号S1を２次側制御回路４に供給し、また２次側
制御回路４は充電電圧Ｖを検出する。そして、２次側制
御回路４はその内部のリレーコイル（図示せず）を励磁
し、リレースイッチSWを閉成させる。これにより、バッ
テリＢに対する本格的な充電が開始される。これと同時
に、第５図中では一部回路構成を省略してあるが、２次
側制御回路４側からリレーコイルの励磁電流が端子7c
（6c），サーモスタットTHM,端子7b（6b）を介して流れ
る。
このバッテリ充電器は定電流充電駆動で、バッテリＢ
に対し充電すべき充電電流値が常に一定値になるよう制
御するものである。すなわち、電流検出回路３から出力
される電流値検出信号S1のアナログ電圧値が所定値に達
しないときは充電電流をより多く２次側に供給するため
に、２次側制御回路４がPWM波の充電制御信号S2を生成
し、これをPWM復調回路のCR積分回路8,ホトカプラ（オ
プト・アイソレータ）PC1を介して１次側制御回路５へ
アナログ信号として供給する。そして、１次側制御回路
５はその充電制御信号S2に基づいて前よりも大きなデュ
ーティー比のゲート制御信号G1を生成し、これを絶縁ゲ
ート電界効果型トランジスタFETに供給する。この結果
降圧用トランスＴの１次側コイルに流れる電流量が増す
ので、２次側コイルに流れる電流量も必然的に増し、バ
ッテリＢに対してより多くの充電電流が供給され、それ
故、常に定電流充電が行われる。
に対し充電すべき充電電流値が常に一定値になるよう制
御するものである。すなわち、電流検出回路３から出力
される電流値検出信号S1のアナログ電圧値が所定値に達
しないときは充電電流をより多く２次側に供給するため
に、２次側制御回路４がPWM波の充電制御信号S2を生成
し、これをPWM復調回路のCR積分回路8,ホトカプラ（オ
プト・アイソレータ）PC1を介して１次側制御回路５へ
アナログ信号として供給する。そして、１次側制御回路
５はその充電制御信号S2に基づいて前よりも大きなデュ
ーティー比のゲート制御信号G1を生成し、これを絶縁ゲ
ート電界効果型トランジスタFETに供給する。この結果
降圧用トランスＴの１次側コイルに流れる電流量が増す
ので、２次側コイルに流れる電流量も必然的に増し、バ
ッテリＢに対してより多くの充電電流が供給され、それ
故、常に定電流充電が行われる。
ここで、例えば短絡したバッテリＢを有するバッテリ
・パック６を装着すると、シャント抵抗R2には過電流
（短絡電流）が流れる。また不良のバッテリ等でも充電
途中で過電流が流れる場合もある。このような過電流が
流れた場合、電流検出回路３がそれを検知し、過電流検
出信号S3をホトカプラPC2を介して１次側制御回路５へ
供給する。そして、１次側制御回路５はこの過電流検出
信号S3に基づいてゲート制御信号G1のディーティ比を強
制的に狭める。このため、２次側の充電電流が減少し、
バッテリＢに対する過電流の供給が緩和する。
・パック６を装着すると、シャント抵抗R2には過電流
（短絡電流）が流れる。また不良のバッテリ等でも充電
途中で過電流が流れる場合もある。このような過電流が
流れた場合、電流検出回路３がそれを検知し、過電流検
出信号S3をホトカプラPC2を介して１次側制御回路５へ
供給する。そして、１次側制御回路５はこの過電流検出
信号S3に基づいてゲート制御信号G1のディーティ比を強
制的に狭める。このため、２次側の充電電流が減少し、
バッテリＢに対する過電流の供給が緩和する。
なお、R3〜R6は抵抗、C1はコンデンサである。
しかしながら、上記の回路構成に係るバッテリ充電器
にあっては次の問題点がある。
にあっては次の問題点がある。
即ち、２次側で発生した充電電流の過電流状態を制限
するために、２次側の電流検出回路３及び２次側から１
次側への情報伝達手段としてのホトカプラPC2の経路
で、１次側制御回路５から送出すべきゲート制御信号G1
のデューティ比を強制的に狭め、２次側給電量を減少さ
せる方式が採用されているが、急峻な立ち上がりを有す
る過電流状態に対して、過渡的な制限が効き難い。情報
伝達系が長いため、検出の応答遅れが目立ち、即座の電
流制限に対処できない。充電すべきバッテリには様々な
種類があり、充電過程で過電流状態が発生すると、過度
な発熱や発火などを引き起こすおそれがある。
するために、２次側の電流検出回路３及び２次側から１
次側への情報伝達手段としてのホトカプラPC2の経路
で、１次側制御回路５から送出すべきゲート制御信号G1
のデューティ比を強制的に狭め、２次側給電量を減少さ
せる方式が採用されているが、急峻な立ち上がりを有す
る過電流状態に対して、過渡的な制限が効き難い。情報
伝達系が長いため、検出の応答遅れが目立ち、即座の電
流制限に対処できない。充電すべきバッテリには様々な
種類があり、充電過程で過電流状態が発生すると、過度
な発熱や発火などを引き起こすおそれがある。
そこで、本発明は上記問題点を解決するものであり、
本発明の第１の課題は、定電流充電方式において、速い
応答速度を持つ過電流制限制御系を設けることにより、
２次側の過電流充電状態の過渡的な発生をすばやく抑制
できるバッテリ充電器を提供することにある。更に、本
発明の第２の課題は、過電流充電期に可及的な電流制限
が働いても、無給電状態を回避でき、所要回路の電源ダ
ウンを防止できるバッテリ充電器を提供することにあ
る。
本発明の第１の課題は、定電流充電方式において、速い
応答速度を持つ過電流制限制御系を設けることにより、
２次側の過電流充電状態の過渡的な発生をすばやく抑制
できるバッテリ充電器を提供することにある。更に、本
発明の第２の課題は、過電流充電期に可及的な電流制限
が働いても、無給電状態を回避でき、所要回路の電源ダ
ウンを防止できるバッテリ充電器を提供することにあ
る。
上記課題を解決するため、本発明に係るバッテリ充電
器は、第１の直流電源回路から給電される定電圧を所定
の周波数で断続するスイッチング手段と、１次側の該断
続電圧を降圧する降圧用トランスと、２次側の該降圧電
圧に基づいてバッテリに定電流充電する直流充電電圧を
得る第２の直流電源回路と、充電すべき電流値の変化に
応じて充電制御信号の値を変化させる２次側充電電流検
出手段と、該充電制御信号に基づいてスイッチング制御
信号を該スイッチング手段へ与えてこれをサイクル毎に
開閉制御するスイッチング制御手段とを有するバッテリ
充電器であって、該降圧用トランスの１次側の断続電流
の過大を検出する１次側過電流検出手段と、該スイッチ
ング制御信号に基づくサイクル毎の前記スイッチング手
段の閉成後の開成よりも優先して、該１次側過電流検出
手段による検出信号を基に前記スイッチング手段を開成
制御する閉成打ち切り手段とを有することを特徴とす
る。
器は、第１の直流電源回路から給電される定電圧を所定
の周波数で断続するスイッチング手段と、１次側の該断
続電圧を降圧する降圧用トランスと、２次側の該降圧電
圧に基づいてバッテリに定電流充電する直流充電電圧を
得る第２の直流電源回路と、充電すべき電流値の変化に
応じて充電制御信号の値を変化させる２次側充電電流検
出手段と、該充電制御信号に基づいてスイッチング制御
信号を該スイッチング手段へ与えてこれをサイクル毎に
開閉制御するスイッチング制御手段とを有するバッテリ
充電器であって、該降圧用トランスの１次側の断続電流
の過大を検出する１次側過電流検出手段と、該スイッチ
ング制御信号に基づくサイクル毎の前記スイッチング手
段の閉成後の開成よりも優先して、該１次側過電流検出
手段による検出信号を基に前記スイッチング手段を開成
制御する閉成打ち切り手段とを有することを特徴とす
る。
そして、上記の構成に加え、２次側で充電すべき電流
値の変化から過電流状態を検出する２次側過電流検出手
段と、該２次側過電流検出手段の検出信号を１次側に伝
達するホトカプラと、その検出信号を基に過電流制限信
号を生成してこれを前記スイッチング制御手段の入力信
号として割り込ませる回路系とを設けても良い。
値の変化から過電流状態を検出する２次側過電流検出手
段と、該２次側過電流検出手段の検出信号を１次側に伝
達するホトカプラと、その検出信号を基に過電流制限信
号を生成してこれを前記スイッチング制御手段の入力信
号として割り込ませる回路系とを設けても良い。
本発明では、定電流充電過程において、２次側に過渡
的な過大電流が生じた場合、２次側の充電電流検出手段
による充電制御信号を以てスイッチング手段を制限し１
次側の給電量を制限するのではなく、２次側の過電流状
態により直接的に遡及する降圧用トランスの１次側電流
の変化を１次側過電流検出手段で以て検出することによ
り当該１次側電流を直接制御するものであるから、非常
に速い応答速度の過電流制限が実現される。
的な過大電流が生じた場合、２次側の充電電流検出手段
による充電制御信号を以てスイッチング手段を制限し１
次側の給電量を制限するのではなく、２次側の過電流状
態により直接的に遡及する降圧用トランスの１次側電流
の変化を１次側過電流検出手段で以て検出することによ
り当該１次側電流を直接制御するものであるから、非常
に速い応答速度の過電流制限が実現される。
本発明の過電流制限の態様はスイッチング手段のスイ
ッチング全面停止ではなく、サイクル毎でスイッッチン
グ制御信号により通常通り一旦スイッチング手段を閉成
させてから、１次側が過電流検出手段による検出信号に
基づき閉成打ち切り手段の制御によりその閉成状態を早
期に打ち切りして閉成させるようになっているため、過
充電状態におけるバッテリに対する充電制限のサイクル
でもスイッチング手段の僅少なデューティ比の閉成期が
存在しており、それ故、降圧トランスの１次側又は２次
側の回路素子を能動付勢するための直流電源回路が電源
ダウンせずに接続される。このため、源泉の第１の直流
電源回路から総ての回路素子に給電する必要がなく、第
１の直流電源回路から２次側回路への長い電源配線の引
回しも回避できる。
ッチング全面停止ではなく、サイクル毎でスイッッチン
グ制御信号により通常通り一旦スイッチング手段を閉成
させてから、１次側が過電流検出手段による検出信号に
基づき閉成打ち切り手段の制御によりその閉成状態を早
期に打ち切りして閉成させるようになっているため、過
充電状態におけるバッテリに対する充電制限のサイクル
でもスイッチング手段の僅少なデューティ比の閉成期が
存在しており、それ故、降圧トランスの１次側又は２次
側の回路素子を能動付勢するための直流電源回路が電源
ダウンせずに接続される。このため、源泉の第１の直流
電源回路から総ての回路素子に給電する必要がなく、第
１の直流電源回路から２次側回路への長い電源配線の引
回しも回避できる。
また、種々の回路素子を能動付勢するためには電圧値
の異なる直流電源が複数必要であるが、第１の直流電源
回路から直流的に降圧して派生させるにはエネルギ損失
が問題となる。しかし、本発明では、１次側又は２次側
に分巻コイルを持つ降圧トランスを用いることにより、
簡単な回路構成でエネルギ損失が少なく、電圧値の異な
る直流電源を容易に付帯せしめることができる。
の異なる直流電源が複数必要であるが、第１の直流電源
回路から直流的に降圧して派生させるにはエネルギ損失
が問題となる。しかし、本発明では、１次側又は２次側
に分巻コイルを持つ降圧トランスを用いることにより、
簡単な回路構成でエネルギ損失が少なく、電圧値の異な
る直流電源を容易に付帯せしめることができる。
次に、本発明に係るバッテリ充電器の実施例を添付図
面に基づいて説明する。
面に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。
なお、第１図において第５図に示す部分と同一部分には
同一参照符号を付し、その説明は省略する。
なお、第１図において第５図に示す部分と同一部分には
同一参照符号を付し、その説明は省略する。
１次側の直流電源回路１は、ノイズ除去用フィルタ回
路1c,ダイオードブリッジ回路1d及び平滑コンデンサC2
で構成されている。降圧用トランスＴ′の１次側主コイ
ルTaの両端間には抵抗R7,コンデンサC3及びダイオードD
2で構成されるノイズ除去回路10が接続されている。こ
の１次側主コイルTaと接地間にはチョッパとしてのパワ
ー絶縁ゲート電界効果型トランジスタFETとシャント抵
抗R8が直列接続されている。このトランジスタFETは後
述する１次側制御回路20から送出される可変デューティ
ー比のゲート制御信号G1によって所定の周波数で断続的
に開閉される。
路1c,ダイオードブリッジ回路1d及び平滑コンデンサC2
で構成されている。降圧用トランスＴ′の１次側主コイ
ルTaの両端間には抵抗R7,コンデンサC3及びダイオードD
2で構成されるノイズ除去回路10が接続されている。こ
の１次側主コイルTaと接地間にはチョッパとしてのパワ
ー絶縁ゲート電界効果型トランジスタFETとシャント抵
抗R8が直列接続されている。このトランジスタFETは後
述する１次側制御回路20から送出される可変デューティ
ー比のゲート制御信号G1によって所定の周波数で断続的
に開閉される。
２次側の直流電源回路２は、整流ダイオードD3,D4と
電流制限コイルＬと平滑コンデンサC3とから構成されて
いる。トランスＴ′の２次側の分巻コイルTbには２次側
制御回路４及び電流検出回路３などにロジック電源電圧
Vcc（5V）を給電するための２次側直流安定電源回路30
が接続されている。この直流安定電源回路30は、整流ダ
イオードD5,3端子レギュレータIC及びコンデンサC4,C5
から構成されている。また、トランスＴ′の１次側の分
巻コイルTcには１次側制御回路20などのロジック電源電
圧Vcc（5V）を給電するための１次側直流安定電源回路4
0が接続されている。この１次側直流安定電源回路40は
整流ダイオードD6と平滑コンデンサC6とから構成されて
いる。
電流制限コイルＬと平滑コンデンサC3とから構成されて
いる。トランスＴ′の２次側の分巻コイルTbには２次側
制御回路４及び電流検出回路３などにロジック電源電圧
Vcc（5V）を給電するための２次側直流安定電源回路30
が接続されている。この直流安定電源回路30は、整流ダ
イオードD5,3端子レギュレータIC及びコンデンサC4,C5
から構成されている。また、トランスＴ′の１次側の分
巻コイルTcには１次側制御回路20などのロジック電源電
圧Vcc（5V）を給電するための１次側直流安定電源回路4
0が接続されている。この１次側直流安定電源回路40は
整流ダイオードD6と平滑コンデンサC6とから構成されて
いる。
充電制御信号（フィードバック信号）S2を２次側から
１次側に伝達すべきホトカプラPC1は、発光素子たる発
光ダイオードLED1と受光素子たるホトトランジスタTr1
とで構成されている。発光ダイオードLED1のアノードは
抵抗R9を介して２次側のVcc電源に接続され、そのカソ
ードは２次側制御回路４の充電制御信号出力端子4aに接
続されており、抵抗R10が発光ダイオードLED1と抵抗R9
に並列接続されている。
１次側に伝達すべきホトカプラPC1は、発光素子たる発
光ダイオードLED1と受光素子たるホトトランジスタTr1
とで構成されている。発光ダイオードLED1のアノードは
抵抗R9を介して２次側のVcc電源に接続され、そのカソ
ードは２次側制御回路４の充電制御信号出力端子4aに接
続されており、抵抗R10が発光ダイオードLED1と抵抗R9
に並列接続されている。
一方、ホトトランジスタTr1のコレクタは抵抗R5,PWM
復調回路21,誤差増幅器22を介して制御用IC23の２番端
子に接続されている。PWM復調回路21は、直列接続の分
圧抵抗R11,R12とこれらに並列接続した充放電コンデン
サC7とからなる積分回路である。この充放電コンデンサ
C7の正極は１次側のVcc電源（制御用IC23の６番端子に
印加）に３端子レギュレータICを介して接続され、電圧
Vccにプルアップされている。誤差増幅器22はPNPトラン
ジスタQ1,エミッタ抵抗R13及びコレクタ抵抗R14で構成
されており、そのコレクタ電圧が制御用IC23の２番端子
に印加される。
復調回路21,誤差増幅器22を介して制御用IC23の２番端
子に接続されている。PWM復調回路21は、直列接続の分
圧抵抗R11,R12とこれらに並列接続した充放電コンデン
サC7とからなる積分回路である。この充放電コンデンサ
C7の正極は１次側のVcc電源（制御用IC23の６番端子に
印加）に３端子レギュレータICを介して接続され、電圧
Vccにプルアップされている。誤差増幅器22はPNPトラン
ジスタQ1,エミッタ抵抗R13及びコレクタ抵抗R14で構成
されており、そのコレクタ電圧が制御用IC23の２番端子
に印加される。
本実施例に使用した制御用IC23は型番FA5304P（Ｓ）
（Ｍ）（富士電機株式会社製）で、一部省略してその詳
細な回路構成を第２図に示す。この制御用ICのすべての
回路要素の説明は本発明の理解を煩雑にするだけである
からこれを割愛するが、以下、本発明に関係する回路要
素のみを説明する。
（Ｍ）（富士電機株式会社製）で、一部省略してその詳
細な回路構成を第２図に示す。この制御用ICのすべての
回路要素の説明は本発明の理解を煩雑にするだけである
からこれを割愛するが、以下、本発明に関係する回路要
素のみを説明する。
トランジスタFETに対しPWM波のゲート制御信号G1を送
出する手段としてのPWM比較器23aは、４つの入力（A,B,
C,D）を有しており、Ａ入力に印加する内蔵発振器（OS
C）23cの発振器出力に対し、Ｂ入力に印加するCS端子電
圧,2番端子を介してＣ入力に印加する誤差増幅器出力，
及びＤ入力に印加するDT電圧を比較し、CS端子電圧，誤
差増幅器出力,DT電圧のうち最も低い電圧の入力と優先
的に比較される。最も低い入力の電圧値が発振器出力よ
り低い期間はPWM比較器23aの出力が高レベルで、高い期
間は低レベルとなる。PWM比較器23aの出力が低レベルの
ときはNORゲート23bの出力すなわち５番端子に現れる電
圧は高レベルとなる。NORゲート23bは３入力で、これら
にはPWM比較器23aの出力，低電圧誤動作防止回路（U.V.
L.O）23dの出力及びRSフリップ・フロップ23eのＱ出力
が印加されている。低電圧誤動作防止回路（U.V.L.O）2
3dは、このICの電源投入の初期において各回路の電源電
圧の不十分な期間の誤動作を防止するため、十分な電源
電圧に達したときに出力を出すものである。またRSスリ
ップ・フロップ23eのセット入力Ｓはコンパレータ23fの
出力を受け、またそのリセット入力ＲはPWM比較器23aの
出力を受ける。そして、このコンパレータ23fの検出入
力には３番端子を介して後述する過電流発生信号ISが印
加される。なお、８番端子に接続されたコンデンサCSは
電源投入時のソフトスタートの長短を加減する時限コン
デンサである。また、第１図示の１次側制御回路20にお
いて特に説明しない抵抗，コンデンサ及びダイオードは
バイアス，位相調整，破壊防止用などの補助的役割を果
たすものである。
出する手段としてのPWM比較器23aは、４つの入力（A,B,
C,D）を有しており、Ａ入力に印加する内蔵発振器（OS
C）23cの発振器出力に対し、Ｂ入力に印加するCS端子電
圧,2番端子を介してＣ入力に印加する誤差増幅器出力，
及びＤ入力に印加するDT電圧を比較し、CS端子電圧，誤
差増幅器出力,DT電圧のうち最も低い電圧の入力と優先
的に比較される。最も低い入力の電圧値が発振器出力よ
り低い期間はPWM比較器23aの出力が高レベルで、高い期
間は低レベルとなる。PWM比較器23aの出力が低レベルの
ときはNORゲート23bの出力すなわち５番端子に現れる電
圧は高レベルとなる。NORゲート23bは３入力で、これら
にはPWM比較器23aの出力，低電圧誤動作防止回路（U.V.
L.O）23dの出力及びRSフリップ・フロップ23eのＱ出力
が印加されている。低電圧誤動作防止回路（U.V.L.O）2
3dは、このICの電源投入の初期において各回路の電源電
圧の不十分な期間の誤動作を防止するため、十分な電源
電圧に達したときに出力を出すものである。またRSスリ
ップ・フロップ23eのセット入力Ｓはコンパレータ23fの
出力を受け、またそのリセット入力ＲはPWM比較器23aの
出力を受ける。そして、このコンパレータ23fの検出入
力には３番端子を介して後述する過電流発生信号ISが印
加される。なお、８番端子に接続されたコンデンサCSは
電源投入時のソフトスタートの長短を加減する時限コン
デンサである。また、第１図示の１次側制御回路20にお
いて特に説明しない抵抗，コンデンサ及びダイオードは
バイアス，位相調整，破壊防止用などの補助的役割を果
たすものである。
電流検出回路３は充電電流値を電圧値として検出する
反転増幅器3aとホトカプラPC2における発光ダイオードL
ED2のドライバ回路3bとから構成されている。電流検出
回路３はシャント抵抗R2の電圧降下値（負電圧）を入力
抵抗R15を介して反転入力に受けるオペアンプOPとその
帰還抵抗R16,帰還コンデンサC8とから構成され、その反
転増幅出力は２次側制御回路４の端子4aに電流検出信号
S1として供給されると共に、抵抗R17を介してLED2に直
列接続したシャントレギュレータReに供給される。シャ
ントレギュレータReの両端電圧はコンデンサC9の充電電
圧程度に保持されており、オペアンプOPが一定値以上を
超えると、シャントレギュレータReに電流が流れ、これ
により発光ダイオードLED2が発光する。ホトカプラPC2
のホトトランジスタTr2のコレクタは抵抗R6を介して制
御用ICの２番端子に接続しており、またこのコレクタ側
はVcc電源にプルアップされている。
反転増幅器3aとホトカプラPC2における発光ダイオードL
ED2のドライバ回路3bとから構成されている。電流検出
回路３はシャント抵抗R2の電圧降下値（負電圧）を入力
抵抗R15を介して反転入力に受けるオペアンプOPとその
帰還抵抗R16,帰還コンデンサC8とから構成され、その反
転増幅出力は２次側制御回路４の端子4aに電流検出信号
S1として供給されると共に、抵抗R17を介してLED2に直
列接続したシャントレギュレータReに供給される。シャ
ントレギュレータReの両端電圧はコンデンサC9の充電電
圧程度に保持されており、オペアンプOPが一定値以上を
超えると、シャントレギュレータReに電流が流れ、これ
により発光ダイオードLED2が発光する。ホトカプラPC2
のホトトランジスタTr2のコレクタは抵抗R6を介して制
御用ICの２番端子に接続しており、またこのコレクタ側
はVcc電源にプルアップされている。
次に、上記実施例における特徴的動作を説明する。
（起動期間） まずAC電源が１次側に投入されると、直流電源回路１
の出力には定電圧V0が現れ、分圧抵抗R18を介して制御
用ICの６番端子に１次側Vcc電源が給電され、低電圧誤
動作防止回路23dの出力（高レベル）がNORゲート23bな
どに印加する。これと同時に、定電流源（10μＡ）23g
によって時限コンデンサCSの充電が開始され、それに伴
いCS端子電圧も第３図に示す如く所定の時定数で徐々に
上昇する。また電源投入によって発振器23cが第３図に
示す如く３角波形を連続的に出力する。この起動初期に
おいては、２次側制御回路４から送出される充電制御信
号S2に基づいて誤差増幅器出力は第３図に示す如く上限
値にある。PWM比較器23aは発振器出力に対し、CS端子電
圧，誤差増幅器出力及びDT電圧（e1）のうち最も低い電
圧と比較するものであるから、起動初期においては優先
的にCS端子電圧が比較され、ソフトスタートがかかる。
PWM比較器出力及びこの反転出力たるゲート制御信号G1
のパルス幅（デューティー比）が徐々に拡大し、これに
伴いチョッパトランジスタFETのオン期間も徐々に長く
なり、２次側給電量を単調増加させる。これにより、２
次側の直流電源回路２から直流電圧が生成され、前述し
た態様に従い、バッテリＢに対する充電が開始される。
の出力には定電圧V0が現れ、分圧抵抗R18を介して制御
用ICの６番端子に１次側Vcc電源が給電され、低電圧誤
動作防止回路23dの出力（高レベル）がNORゲート23bな
どに印加する。これと同時に、定電流源（10μＡ）23g
によって時限コンデンサCSの充電が開始され、それに伴
いCS端子電圧も第３図に示す如く所定の時定数で徐々に
上昇する。また電源投入によって発振器23cが第３図に
示す如く３角波形を連続的に出力する。この起動初期に
おいては、２次側制御回路４から送出される充電制御信
号S2に基づいて誤差増幅器出力は第３図に示す如く上限
値にある。PWM比較器23aは発振器出力に対し、CS端子電
圧，誤差増幅器出力及びDT電圧（e1）のうち最も低い電
圧と比較するものであるから、起動初期においては優先
的にCS端子電圧が比較され、ソフトスタートがかかる。
PWM比較器出力及びこの反転出力たるゲート制御信号G1
のパルス幅（デューティー比）が徐々に拡大し、これに
伴いチョッパトランジスタFETのオン期間も徐々に長く
なり、２次側給電量を単調増加させる。これにより、２
次側の直流電源回路２から直流電圧が生成され、前述し
た態様に従い、バッテリＢに対する充電が開始される。
（通常動作期間） 充電電流Ｉはシャント抵抗R2の電圧降下をもたらす
が、電流検出回路３は上記の電圧降下値を検出する。す
なわち、充電電流Ｉの値が増加すると、電圧降下が大き
くなるので、電流検出信号S1の電圧値が上昇する。また
充電電流Ｉの値が減少すると、電流検出信号S1の電圧値
が下がる。２次側制御回路４はこの電流検出信号S1をPW
M変調して充電制御信号S2を生成するPWM変調器（図示せ
ず）を有しているが、２次側制御回路４の端子4aからホ
トカプラPC1に対し第１図に付記したような充電制御信
号S2のPWM波が送出されている。ここで、パルス幅w1は
定電流値（例えば6A）に合致している場合、パルス幅w2
は不足電流がある場合、パルス幅w3は余剰電流がある場
合を示す。なお、ｔは周期を表す。
が、電流検出回路３は上記の電圧降下値を検出する。す
なわち、充電電流Ｉの値が増加すると、電圧降下が大き
くなるので、電流検出信号S1の電圧値が上昇する。また
充電電流Ｉの値が減少すると、電流検出信号S1の電圧値
が下がる。２次側制御回路４はこの電流検出信号S1をPW
M変調して充電制御信号S2を生成するPWM変調器（図示せ
ず）を有しているが、２次側制御回路４の端子4aからホ
トカプラPC1に対し第１図に付記したような充電制御信
号S2のPWM波が送出されている。ここで、パルス幅w1は
定電流値（例えば6A）に合致している場合、パルス幅w2
は不足電流がある場合、パルス幅w3は余剰電流がある場
合を示す。なお、ｔは周期を表す。
第１図に付記するように、このPWM波が高レベル
（Ｈ）のときは、ホトカプラPC1の発光ダイオードLED1
がオフ状態（発光状態）で、低レベル（Ｌ）のときはオ
ン状態（非発光状態）である。したがって、ホトカプラ
PC1のホトトランジスタTr1は発光ダイオードLED1のオン
・オフに合わせてオン・オフし、このディジタル信号は
PWM復調回路21でアナログ化され、トランジスタQ1のベ
ース電圧は第１図に付記するように充電制御信号S2のPW
M波をそのまま復調した波形を有する。
（Ｈ）のときは、ホトカプラPC1の発光ダイオードLED1
がオフ状態（発光状態）で、低レベル（Ｌ）のときはオ
ン状態（非発光状態）である。したがって、ホトカプラ
PC1のホトトランジスタTr1は発光ダイオードLED1のオン
・オフに合わせてオン・オフし、このディジタル信号は
PWM復調回路21でアナログ化され、トランジスタQ1のベ
ース電圧は第１図に付記するように充電制御信号S2のPW
M波をそのまま復調した波形を有する。
ところで、１次側に充電制御信号S2としてのPWM波が
ホトカプラPC1を介してそのまま到達し、１次側に設け
られたPWM復調回路21でそれをアナログ化するものであ
るから、ホトカプラPC1の特性のバラツキや温度特性の
悪さなどを原因とする信号伝達の不具合を解消できる。
つまり、発光ダイオードLED1はアナログ的発光量で発光
制御されるのではなく、単にオン・オフ的に発光・消光
するだけであるから、ホトカプラPC1の特性のバラツキ
はさほど問題とはならない。また温度特性が悪くても論
理振幅を十分とれるので、これも問題とはならない。更
に経時変化に対しても長寿命で信頼性が高い。したがっ
て、安価なホトカプラの使用も可能である。換言すれ
ば、充電制御の精度が従来に比して高く、装着されるバ
ッテリの具合に柔軟に対応できるので、バッテリの損傷
や発火等の突発事故を未然に防止できることにもなる。
ホトカプラPC1を介してそのまま到達し、１次側に設け
られたPWM復調回路21でそれをアナログ化するものであ
るから、ホトカプラPC1の特性のバラツキや温度特性の
悪さなどを原因とする信号伝達の不具合を解消できる。
つまり、発光ダイオードLED1はアナログ的発光量で発光
制御されるのではなく、単にオン・オフ的に発光・消光
するだけであるから、ホトカプラPC1の特性のバラツキ
はさほど問題とはならない。また温度特性が悪くても論
理振幅を十分とれるので、これも問題とはならない。更
に経時変化に対しても長寿命で信頼性が高い。したがっ
て、安価なホトカプラの使用も可能である。換言すれ
ば、充電制御の精度が従来に比して高く、装着されるバ
ッテリの具合に柔軟に対応できるので、バッテリの損傷
や発火等の突発事故を未然に防止できることにもなる。
トランジスタQ1のベースにPWM復調信号が印加してい
るが、その誤差増幅器出力は前述したように制御用ICの
２番端子に供給されている。誤差増幅器出力が上限から
下降し平衡状態（定電流充電状態）になると、この誤差
増幅器出力の値が最も低くなるので、第３図に示すよう
に、これが発振器出力と比較され、この結果、通常動作
期間におけるPWM比較器出力及びゲート信号G1のデュー
ティー比が第３図に示すように可変調整される。これに
より、バッテリＢに対する定電流充電が行われる。
るが、その誤差増幅器出力は前述したように制御用ICの
２番端子に供給されている。誤差増幅器出力が上限から
下降し平衡状態（定電流充電状態）になると、この誤差
増幅器出力の値が最も低くなるので、第３図に示すよう
に、これが発振器出力と比較され、この結果、通常動作
期間におけるPWM比較器出力及びゲート信号G1のデュー
ティー比が第３図に示すように可変調整される。これに
より、バッテリＢに対する定電流充電が行われる。
（充電電流の増加時） 例えば、バッテリＢに対する充電期間においてバッテ
リＢのインピーダンスが急に低下したときは、充電電流
が増加するが、この充電電流の増加は充電制御信号S1の
PWM波のパルス幅を狭め、１次側の誤差増幅器出力の電
圧値を下げる方向に働く。このため、ゲート制御信号の
PWM波のパルス幅が狭くなり、２次側の給電量を減少さ
せ、バッテリＢに対する充電電流値を下げて、定電流値
に戻す。このような２次側から１次側へのフィードバッ
ク制御は通常動作期間において比較的なだらかな電流変
化に追従する。
リＢのインピーダンスが急に低下したときは、充電電流
が増加するが、この充電電流の増加は充電制御信号S1の
PWM波のパルス幅を狭め、１次側の誤差増幅器出力の電
圧値を下げる方向に働く。このため、ゲート制御信号の
PWM波のパルス幅が狭くなり、２次側の給電量を減少さ
せ、バッテリＢに対する充電電流値を下げて、定電流値
に戻す。このような２次側から１次側へのフィードバッ
ク制御は通常動作期間において比較的なだらかな電流変
化に追従する。
（過電流発生時） 充電電流の増加が比較的急峻に発生すると、電流検出
信号S1の電圧値が急激に上昇する。これによって、ホト
カプラPC2の発光ダイオードLED2が発光してホトトラン
ジスタTr2がオン状態となり、制御用ICの２番端子に印
加する電圧（誤差増幅器出力）が強制的に下がる。これ
によって、２次側給電量は比較的速やかに抑制される。
しかしながら、２次側の急激な充電電流の増加の情報は
電流検出回路3,ホトカプラPC2等を介して１次側の制御
用ICへ伝達されるため、回路の応答速度の遅れが大き
く、２次側給電量の抑制制御に長いタイムラグが出てし
まい、バッテリＢの損傷・破損などのおそれがある。
信号S1の電圧値が急激に上昇する。これによって、ホト
カプラPC2の発光ダイオードLED2が発光してホトトラン
ジスタTr2がオン状態となり、制御用ICの２番端子に印
加する電圧（誤差増幅器出力）が強制的に下がる。これ
によって、２次側給電量は比較的速やかに抑制される。
しかしながら、２次側の急激な充電電流の増加の情報は
電流検出回路3,ホトカプラPC2等を介して１次側の制御
用ICへ伝達されるため、回路の応答速度の遅れが大き
く、２次側給電量の抑制制御に長いタイムラグが出てし
まい、バッテリＢの損傷・破損などのおそれがある。
この問題を解決するために、本実施例においては過電
流の発生に対し、これを可及的速やかに制限する回路が
設けられている。２次側に過電流が発生すると、これと
同時に１次側のコイルTaに流れる電流（FETのドレイン
電流）も急激に増加し、シャント抵抗R8の電圧降下が増
大して制御用ICの３番端子に過電流発生信号ISの電圧値
が上昇する（第４図参照）。この過電流発生信号ISの電
圧値がコンパレータ23fの基準電圧e2を超えると、コン
パレータ23fの出力が高レベルとなり、これに伴いRSフ
リップ・フロップ23eのＱ出力が高レベルとなり、さら
にNORゲート23bの出力はPWM比較器23aの出力の如何に拘
わらず低レベルになる。すなわちゲート制御信号G1が低
レベルとなるため、トランジスタFETは強制的に遮断さ
れ、ドレイン電流は流れない。したがって、PWM比較器2
3aの出力が高レベルのときでも、トランジスタFETが次
のサイクルに移るまで強制的に遮断されるので、２次側
給電量がすみやかに減少し、過電流状態が即座に解消さ
れる。このためバッテリＢの充電特性が様々であって
も、損傷や発火等を起こさず、支障なくバッテリ充電を
完了させることができる。
流の発生に対し、これを可及的速やかに制限する回路が
設けられている。２次側に過電流が発生すると、これと
同時に１次側のコイルTaに流れる電流（FETのドレイン
電流）も急激に増加し、シャント抵抗R8の電圧降下が増
大して制御用ICの３番端子に過電流発生信号ISの電圧値
が上昇する（第４図参照）。この過電流発生信号ISの電
圧値がコンパレータ23fの基準電圧e2を超えると、コン
パレータ23fの出力が高レベルとなり、これに伴いRSフ
リップ・フロップ23eのＱ出力が高レベルとなり、さら
にNORゲート23bの出力はPWM比較器23aの出力の如何に拘
わらず低レベルになる。すなわちゲート制御信号G1が低
レベルとなるため、トランジスタFETは強制的に遮断さ
れ、ドレイン電流は流れない。したがって、PWM比較器2
3aの出力が高レベルのときでも、トランジスタFETが次
のサイクルに移るまで強制的に遮断されるので、２次側
給電量がすみやかに減少し、過電流状態が即座に解消さ
れる。このためバッテリＢの充電特性が様々であって
も、損傷や発火等を起こさず、支障なくバッテリ充電を
完了させることができる。
次のサイクルにおいても、２次側が過充電状態にある
ときには上記と同様の過充電制限動作が行われるが、新
たなサイクルに入ると、第４図に示すように、ゲート制
御信号G1は一旦立ち上がるので、トランジスタFETは一
度オン状態となり、過充電状態であれば、僅少のタイム
ラグの後、強制的にオフ状態に戻る。例えば、過充電状
態が検知された場合、その後の数サイクル期間に亘り、
トタンジスタFETの遮断を継続されると、２次側の直流
安定電源30が不能となり、その間は２次側制御回路４が
働かず、全く監視機能が消滅してしまう。しかしなが
ら、本実施例においては過充電状態における給電制限の
サイクルにおいても僅少又は最低限のデューティ比のゲ
ート制御信号G1がトランジスタFETに送出されるので、
制御系の電源回路の機能を最低限維持することができ
る。
ときには上記と同様の過充電制限動作が行われるが、新
たなサイクルに入ると、第４図に示すように、ゲート制
御信号G1は一旦立ち上がるので、トランジスタFETは一
度オン状態となり、過充電状態であれば、僅少のタイム
ラグの後、強制的にオフ状態に戻る。例えば、過充電状
態が検知された場合、その後の数サイクル期間に亘り、
トタンジスタFETの遮断を継続されると、２次側の直流
安定電源30が不能となり、その間は２次側制御回路４が
働かず、全く監視機能が消滅してしまう。しかしなが
ら、本実施例においては過充電状態における給電制限の
サイクルにおいても僅少又は最低限のデューティ比のゲ
ート制御信号G1がトランジスタFETに送出されるので、
制御系の電源回路の機能を最低限維持することができ
る。
以上説明したように、本発明は、降圧用トランスの１
次側の断続電流の過大を検出する１次側過電流検出手段
と、スイッチング制御信号に基づくサイクル毎のスイッ
チング手段の閉成後の開成よりも優先して、１次側過電
流検出手段による検出信号を基にそのスイッチング手段
を開成制御する閉成打ち切り手段とを有することを特徴
とするので、次のような特有の効果を奏する。
次側の断続電流の過大を検出する１次側過電流検出手段
と、スイッチング制御信号に基づくサイクル毎のスイッ
チング手段の閉成後の開成よりも優先して、１次側過電
流検出手段による検出信号を基にそのスイッチング手段
を開成制御する閉成打ち切り手段とを有することを特徴
とするので、次のような特有の効果を奏する。
（１） 定電流充電方式において、２次側の充電電流の
過大電流の発生をその降圧用トランスを介して１次側に
遡及的に生じる断続電流の急変を以て検出し、過電流発
生の高速検出を実現している。
過大電流の発生をその降圧用トランスを介して１次側に
遡及的に生じる断続電流の急変を以て検出し、過電流発
生の高速検出を実現している。
（２） 過電流発生時は降圧用トランス１次側のスイッ
チング制御で電流制限を行うものであるが、無給電状態
を回避するために、各サイクルではスイッチング制御信
号により通常通り一旦スイッチング手段を閉成させてか
ら、１次側か過電流検出手段による検出信号に基づき閉
成打ち切り手段の制御によりその閉成状態を早期に打ち
切りして開成させるようになっているため、サイクル毎
で僅少な閉成期を確保する。降圧トランスの１次側又は
２次側の回路素子を能動付勢するための直流電源回路が
電源ダウンせずに持続されるため、源泉の第１の直流電
源回路から総ての回路素子に給電してまかなう必要がな
く、第１の直流電源回路から２次側回路への長い電源配
線の引回しも回避できる。
チング制御で電流制限を行うものであるが、無給電状態
を回避するために、各サイクルではスイッチング制御信
号により通常通り一旦スイッチング手段を閉成させてか
ら、１次側か過電流検出手段による検出信号に基づき閉
成打ち切り手段の制御によりその閉成状態を早期に打ち
切りして開成させるようになっているため、サイクル毎
で僅少な閉成期を確保する。降圧トランスの１次側又は
２次側の回路素子を能動付勢するための直流電源回路が
電源ダウンせずに持続されるため、源泉の第１の直流電
源回路から総ての回路素子に給電してまかなう必要がな
く、第１の直流電源回路から２次側回路への長い電源配
線の引回しも回避できる。
また種々の回路素子を能動付勢するためには電圧値の
異なる直流電源が複数必要であるが、第１の直流電源回
路から直流的に降圧して派生させる必要がなく、１次側
又は２次側に分巻コイルを持つ降圧トランスを用いるこ
とにより、簡単な回路構成でエネルギ損失が少なく、電
圧値の異なる直流電源を容易に付帯せしめることができ
る。
異なる直流電源が複数必要であるが、第１の直流電源回
路から直流的に降圧して派生させる必要がなく、１次側
又は２次側に分巻コイルを持つ降圧トランスを用いるこ
とにより、簡単な回路構成でエネルギ損失が少なく、電
圧値の異なる直流電源を容易に付帯せしめることができ
る。
１……１次側直流電源回路 FET……絶縁ゲート電界効果型トランジスタ Ｔ′……降圧用トランス ２……２次側直流電源回路 ３……電流検出回路 S1……電流値検出信号 S2……充電制御信号 S3,IS……過電流発生信号 G1……ゲート制御信号 ４……２次側制御回路 ６……バッテリ・パック Ｂ……バッテリ 20……１次側制御回路 30……直流安定電源回路 40……直流電源回路 PC1,PC2……ホトカプラ 21……PWM復調回路 22……誤差増幅器 23……制御用IC 23a……PWM比較器 23b……NORゲート 23c……内蔵発振器 23d……低電圧誤動作防止回路 23e……RSフリップ・フロップ 23f……コンパレータ 23g……定電流源 R2,R8……シャント抵抗。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岩月 高雄 愛知県安城市住吉町３丁目11番８号 株 式会社マキタ電機製作所内 (72)発明者 杉浦 正敏 愛知県安城市住吉町３丁目11番８号 株 式会社マキタ電機製作所内 (72)発明者 松本 敏男 愛知県安城市住吉町３丁目11番８号 株 式会社マキタ電機製作所内 (72)発明者 渡辺 秀樹 愛知県安城市住吉町３丁目11番８号 株 式会社マキタ電機製作所内 (72)発明者 丹羽 秀生 愛知県名古屋市天白区中砂町570番地 オオカワ電機株式会社内 (56)参考文献 実開 昭61−134645（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】第１の直流電源回路から給電される定電圧
を所定の周波数で断続するスイッチング手段と、１次側
の該断続電圧を降圧する降圧用トランスと、２次側の該
降圧電圧に基づいてバッテリに定電流充電する直流充電
電圧を得る第２の直流電源回路と、充電すべき電流値の
変化に応じて充電制御信号の値を変化させる２次側充電
電流検出手段と、該充電制御信号に基づいてスイッチン
グ制御信号を該スイッチング手段へ与えてこれをサイク
ル毎に開閉制御するスイッチング制御手段とを有するバ
ッテリ充電器であって、 該降圧用トランスの１次側の断続電流の過大を検出する
１次側過電流検出手段と、該スイッチング制御信号に基
づくサイクル毎の前記スイッチング手段の閉成後の開成
よりも優先して、該１次側過電流検出手段による検出信
号を基に前記スイッチング手段を開成制御する閉成打ち
切り手段とを有することを特徴とするバッテリ充電器。 - 【請求項２】請求項第１項において、２次側で充電すべ
き電流値の変化から過電流状態を検出する２次側過電流
検出手段と、該２次側過電流検出手段の検出信号を１次
側に伝達するホトカプラと、その検出信号を基に過電流
制限信号を生成してこれを前記スイッチング制御手段の
入力信号として割り込ませる回路系とを有することを特
徴とするバッテリ充電器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2113982A JP2673966B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | バッテリ充電器 |
| US07/690,563 US5289101A (en) | 1990-04-27 | 1991-04-24 | Battery charger with charging current controller |
| DE69123284T DE69123284T2 (de) | 1990-04-27 | 1991-04-29 | Batterieladegerät |
| EP91303852A EP0454500B1 (en) | 1990-04-27 | 1991-04-29 | Battery charger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2113982A JP2673966B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | バッテリ充電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0412635A JPH0412635A (ja) | 1992-01-17 |
| JP2673966B2 true JP2673966B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=14626094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2113982A Expired - Fee Related JP2673966B2 (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | バッテリ充電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2673966B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3108529B2 (ja) * | 1992-02-17 | 2000-11-13 | エムアンドシー株式会社 | バッテリー充電方法およびその装置 |
| JP6619546B2 (ja) * | 2014-04-25 | 2019-12-11 | ローム株式会社 | 電力供給装置、ａｃアダプタ、ａｃチャージャ、電子機器および電力供給システム |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0126936A3 (en) * | 1983-05-20 | 1985-06-19 | Allied Corporation | High frequency switching battery charger |
| JPH0321182Y2 (ja) * | 1985-02-01 | 1991-05-08 | ||
| JPH01243827A (ja) * | 1988-03-22 | 1989-09-28 | Matsushita Electric Works Ltd | 充電・交流両用電動工具の電源回路 |
-
1990
- 1990-04-27 JP JP2113982A patent/JP2673966B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0412635A (ja) | 1992-01-17 |
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