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JP2509784B2 - フェイジング・チャネルで送信する装置および方法 - Google Patents

フェイジング・チャネルで送信する装置および方法

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JP2509784B2
JP2509784B2 JP4326308A JP32630892A JP2509784B2 JP 2509784 B2 JP2509784 B2 JP 2509784B2 JP 4326308 A JP4326308 A JP 4326308A JP 32630892 A JP32630892 A JP 32630892A JP 2509784 B2 JP2509784 B2 JP 2509784B2
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  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フェージング・チャネ
ルを介するデジタル形式の情報伝送に関する。
【０００２】
【従来の技術】特にデジタル・セルラ移動無線の分野で
無線電気通信がますます盛んになったことから、そのよ
うなシステムの帯域幅の効率の改善に対する要求が生ま
れた。この目的のために、米国特許第5,029,185号（199
1,7,2、発明者：Ｌ．Ｆ．ウェイ（Wei））に開示され、
「移動無線のための符号化変調」と題したビルトイン・
タイム=ダイバーシティ方式のような効率的な符号化変
調方式が開発された。これらのシステムでは、約４乃至
８ｋbit／sec（ｋbps）の範囲で動作するいわゆる符号
励起線形予測（ＣＥＬＰ）符号器などの低ビット速度音
声符号器の使用によって、帯域幅効率の増加も達成され
た。
【０００３】低ビット速度の符号器における音声情報の
表現は、符号化された情報のある部分が、受信側におい
て理解できる音声に再生できるという点で他の部分より
相当な重要度を持つように行われる。例えば、ＣＥＬＰ
符号器の場合、前記のいわゆる「重要な情報」は、ａ）
線形予測符号化（ＬＰＣ）パラメータ、ｂ）ピッチ、お
よびｃ）その音声が発せられたもの（発声）か発せられ
なかったもの（非発声）かを示す１つの情報ビットから
なる。このように、伝送方式はチャネル状態により必要
ならば仮に「比較的重要でない」情報を犠牲にしても
「重要な情報」を高度な信頼性をもって通信できること
が望ましい。ここでは、このような伝送方式を一般に
「不均一なエラー保護」を与える方式と称する。また、
ここで留意すべきことは、例えば２つの等級に限られる
のではなく、重要度の異なる所望の数の等級の情報があ
る得ることである。
【０００４】不均一なエラー保護を与える伝送方式は、
実際には当分野において周知である。このような周知の
技術は、例えば、カール＝エリック ダブリュ．サンド
バーグ（Carl-Erik W. Sundberg）、「音声信号のため
の最適荷重ＰＣＭ（Optimum Weighted PCM for Speech
Signals）」、IEEE Transactions on Communications,V
ol.COM-26, No.6, June 1978, pp.872-881、また、カー
ル＝エリック ダブリュ．サンドバーグ（Carl-Erik W.
Sundberg）他、「ガウスおよびレイリーのフェイジン
グ・チャネルによる対数ＰＣＭ荷重ＱＡＭ伝送（Logari
thmic PCM weighted QAM transmission over Gaussian
and Rayleigh fading channels）」、IEEE Proceeding
s, Vol.134, Pt.F, No.6, October 1987, pp.557-570、
に例示されている。本発明が関係するこの種の無線通信
は、一般にいわゆるフェイジング・チャネル（これは、
いわゆるレイリー・チャネルまたは疑似レイリー・チャ
ネルを意味し、増加的なレイリー雑音が主な雑音現象で
ある）によって実施される。しかしながら、一般に（符
号化変調に対する）従来の技術は、増加的な白色ガウス
雑音が主な雑音現象であるようなチャネルによる情報伝
送を背景とした不均一なエラー保護の問題を扱ってきた
ため、それらの方式は、フェイジング環境に使用された
場合、効率的には機能しない。また、２相または４相シ
フトキーイングされた信号に関連して不均一なエラー保
護を与える方式も当分野で周知である。ジェー．ハゲナ
ウア(J. Hagenauer)、エヌ．セシャドリ（N. Seshadr
i）およびカール＝エリック ダブリュ．サンドバーグ
（Carl-Erik W. Sundberg）、「デジタル移動無線のた
めの速度両立性パンクチャド畳み込み符号（Rate-compa
tible punctured convolutional codes for digital mo
bile radio）」、IEEE Transactions on Communication
s, Vol.37, No.7, July 1990が参考になる。しかし、こ
れらの方式は、チャネルの信号対雑音比（ＳＮＲ）にか
かわらず、記号あたり最大２ビットに制限され、従っ
て、帯域幅の点で非効率的である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、当分野には、
フェイジング・チャネル環境において不均一なエラー保
護を与えらることができる有効で帯域幅および電力の面
で効率的な伝送方式に対する必要性が残されている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は前記の必要性を
満たす。具体的には、本発明の原理により、マルチレベ
ル・チャネル符号を用いて情報が符号化される。これ
は、ａ）各等級の情報が異なるそれぞれのチャネル符号
を用いて冗長符号化され、ｂ）結果的にマルチレベル符
号化されたワードにより所定の信号コンステレーション
の信号点を伝送するために選択することを意味する。実
施例では、何れの等級の情報に使用される符号に対して
も、その最小ハミング距離（以下において定義する）
は、それほど重要でない等級の情報に使用される符号に
対する最小ハミング距離より大きい方が好ましい。高い
ＳＮＲにおいて適切なインタリービング（後述）、およ
びコヒーレント検出または差分コヒーレント検出を仮定
したレイリー・フェイジングによって特徴付けられるチ
ャネルのエラー確率は、（例えば最尤復号的な方法の使
用を仮定して）信号対雑音比を最小ハミング距離で累乗
したものの逆数に比例する第一の一般に適切な近似であ
り、数１で表される。ただし、ｄHiは最小ハミング距離
であり、γiは比例定数であり、Ｐe（ｉ）は復号時のエ
ラー確率である。このようにして、異なる等級のデータ
には、異なる水準のエラー保護が与えられる。
【０００７】以下において詳細に説明するように、比例
定数γiは、ｉ番目の等級のデータに対する最近近傍の
平均数のその等級に対する積距離に対する比に主に依存
する。これらのパラメータは、チャネル符号、および信
号コンステレーションの設計によって決定され、後者に
は、例えばコンステレーションの幾何学的条件、信号点
のラベルの付け方、およびチャネル符号出力のラベルへ
の割り当て方法が含まれる。このように、本発明にした
がい、チャネル符号および信号コンステレーションの設
計を適切に関係付けて選択することにより、種々の異な
るデータの等級に対し特に望まれるエラー確率を容易に
達成することができる。
【０００８】従来の技術では、フェイジング・チャネル
環境におけるマルチレベル符号の使用が開示されてはい
るが、均一なエラー保護を与える環境に限られている。
例としては、1990年3月ニュー・ジャージー州プリンス
トンの「情報の科学およびシステムに関する会議（Conf
erence on Information Science and Systems）」（p.8
53-p.857）におけるＮ．セシャドリ（Seshadri）および
Ｃ．ーＥ．Ｗ．サンドバーグによる「レイリー・フェイ
ジング・チャネルのための大きな時間的多様性を有する
マルチレベル符号（Multi-level codes with large tim
e-diversity for the Rayleigh fading channel）」が
ある。
【０００９】
【実施例】実施例の説明に進む前に、本明細書において
説明する種々のデジタル信号方式の概念は、例えばデジ
タル無線分野および音声帯域伝送分野においてすべて周
知であるため、ここでは詳細に説明する必要がないこと
に留意されたい。これらの中には、Ｎをある整数とした
２Ｎ次元のチャネル記号コンステレーションを用いる多
次元信号方式、トレリス符号化、スクランブリング（攪
乱方式）、通過帯域の整形、等化、ビタビまたは最尤復
号化などが含まれる。これらの概念の説明は、次の文献
にある。米国特許第3,810,021号（１９７４年５月７
日、発明者：Ｉ．カレット（Kalet）他）、米国特許第
4,015,222号（１９７７年５月２９日、発明者：Ｊ．ウ
ェルナー（Werner））、米国特許第4,170,764号（１９
７９年１０月９日、発明者：Ｊ．サルツ（Salz）他）、
米国特許第4,247,940号（１９８１年１月２７日、発明
者：Ｋ．Ｈ．ミューラー（Mueller））、米国特許第4,3
04,962号（１９８１年１２月８日、発明者：Ｒ．Ｄ．フ
レイカシ（Fracassi）他）、米国特許第4,457,004号
（１９８４年６月２６日、発明者：Ａ．ガーショウ（Ge
rsho）他）、米国特許第4,489,418号（１９８４年１２
月１８日、発明者：Ｊ．Ｅ．マゾ（Mazo））、米国特許
第4,520,490号（１９８５年５月２８日、発明者：Ｌ．
ウェイ（Wei））、米国特許第4,597,090号（１９８６年
６月２４日、発明者：Ｇ．Ｄ．フォーニ（Forney）二
世）。
【００１０】また、文脈から明らかなとおり、図示した
種々の信号導線にはアナログ信号または直列もしくは並
列のビットを通してもよい。
【００１１】図１は、自動車に登載されるようなデジタ
ル・セルラ移動無線端末を表す。同図において、音声信
号源１０１により、音声情報を表すアナログ音声信号を
生成し、この信号を音声符号器１０４に渡す。この符号
器は、前記の種類のＣＥＬＰ符号器であり、データ・ス
トリーム、即ちデータ要素からなるデジタル信号を生成
する。このとき、これらのデータ要素の少なくとも１つ
の部分集合が、それらのデータ要素の残りの部分によっ
て表される情報の部分より重要な情報の部分を表す。具
体的には、各データ要素は、データ・ビットであり、連
続したＭ個の記号期間の各期間に平均Ｋ＝ｋ1＋ｋ2＋ｋ
3の情報ビットが生成される。記号期間は、Ｎ個の信号
期間からなり、（後述のように）２Ｎがコンステレーシ
ョンの次元数である。信号期間は、Ｔ秒の持続時間を有
するので、各記号期間は、ＮＴ秒の持続時間を持つ。こ
こに明示的に開示した実施例は、偶然に２次元のコンス
テレーションを使用している、即ち、Ｎ＝１である。従
って、これらの実施例の場合、信号期間と記号期間とは
同じになる。
【００１２】前記のＫ個の情報ビットのうち、導線１０
５に現れるＭ記号期間あたりｋ1ビットのストリームの
内部のビットは、導線１０６に現れるＭ記号期間あたり
ｋ2ビットより重要であり、そして、これらのビット
は、導線１０７に現れるＭ記号期間あたりｋ3ビットよ
り重要である。これらの３つの導線上のビットは、ここ
では等級１、等級２、および等級３とそれぞれ称する。
【００１３】導線１０５〜１０７上のビットは、スクラ
ンブラ１１０〜１１２で独立してスクランブルされ、Ｍ
記号期間あたり導線１０５〜１０７に現れるビット数と
同数のビットが導線１１５〜１１７にそれぞれ出力され
る。（特に指定された実施例では、スクランブル処理が
必要でないこともある。）スクランブル処理は、慣例的
に直列のビット・ストリームで行われる。従って、図１
に明示的には示していないが、スクランブラ１１０〜１
１２は、スクランブル処理の前にそれぞれの入力ビット
に対し並列／直列変換を行い、さらに出力において直列
／並列変換を行うものと仮定できる。次に、信号はチャ
ネル符号化され、チャネルに割り当てられる。具体的に
は、導線１１５〜１１７上のビットが、マルチレベル符
号器１２０に接続される。詳細に後述するように、この
チャネル符号器は、導線１１５〜１１７でビットをそれ
ぞれ受信する３つのチャネル符号器からなる。これらの
３つの符号器は、Ｍ記号期間の各ブロックの間に、Ｍ個
の多重ビット（例えば３ビット）のマルチレベル符号化
されたワードのブロックを１つ生成する。Ｍは、（ｋ1
＋ｋ2＋ｋ3）／３より大きいので、このマルチレベル符
号器は、冗長符号器である、即ち入力より多くのビット
が出力される。マルチレベル符号化されたワードを導線
１２１上に生成するべく符号器１２０によって実施され
るマルチレベル符号は、いわゆる固有の時間ダイバーシ
ティである。これらのビットは、マルチレベル符号化さ
れたワードからなり、それらの値の組み合わせによっ
て、（詳細に後述する図５のコンステレーションのよう
な）チャネル記号からなる所定のコンステレーションの
特定のチャネル記号を選択、即ち特定する。特定された
チャネル記号の複素平面座標がコンステレーション・マ
ッパー１３１（これは、例えば参照テーブルまたは論理
要素をそのまま組み合わせたものとして実現される）に
よって出力される。マルチレベル符号の固有の時間ダイ
バーシティを利用できるように、複素平面座標は、イン
タリーバ１４１により標準的な要領でインタリーブされ
る。このインタリーブ処理は標準的なので、現在の目的
のためには、インタリーバの機能が符号化されたブロッ
クからなる信号点の間に適切な時間的分離を与えて、そ
れらの信号点に関係するフェイジング事象が一般に独立
することを保証することである点に留意するだけで十分
である。インタリーバ１４１の出力は、変調器１５１に
与えられ、結果としてのアナログ信号が、アンテナ１５
２によって自由空間通信チャネルを介して離れたデジタ
ル・セルラ移動無線のセルに放送される。
【００１４】本発明の理論的基礎を理解するために、こ
こで図３を考察する。図３は、デジタル・セルラ移動無
線において通常使用される一般的な種類の標準的な２次
元データ伝送コンステレーションを示す。この標準的な
方式（慣例的に微分位相転位キーイング（ＤＰＳＫ）に
よる変調と称する）において、それぞれ２つの情報ビッ
トからなるデータ・ワードが、４つの可能な２次元チャ
ネル記号の１つへとそれぞれ割り当てられる。各信号点
の位相角（正のＸ軸から測定した）により、送信される
信号点に関係付けられたビット・パタンを送信するため
に、その特定の信号点が経なければならない変化を示
す。さらに具体的には、いわゆるπ／４転位ＤＰＳＫ
（コンステレーション全体が連続する信号期間に４５度
回転される）を用いることができる。（この代わりに、
各信号点が関係付けられたビット・パタンを直接表す非
微分（コヒーレント）ＰＳＫを適切な用途に使用するこ
とができる。）各チャネル記号は、同相座標、即ちＩ座
標を水平軸に、直交位相座標、即ちＱ座標を垂直軸に有
する。信号点は、等しい大きさを有する----半径１の円
上にある----ので、各座標軸におけるチャネル記号の座
標は、±１／２1/2である。従って、各記号とそれに最
も近い記号の各々との間の距離は、すべての記号に対し
て同じであり、この距離は２1/2である。この一様な配
置の結果として、両方の情報ビットに対して本質的に同
量の雑音免疫性が与えられる。
【００１５】ここで有用な用語----「ハミング距離」、
「最小ハミング距離」、「最近近傍の数」、および「積
距離」---を定義する。即ち、コンステレーションから
選ばれた信号点の２つの異なるシーケンス間の「ハミン
グ距離」は、２つのシーケンスの内部で信号点が異なる
位置の数である。「最小ハミング距離」は、（シーケン
スの可能なすべての対を考慮した）前記のハミング距離
のすべての中の最小値である。この時点では符号化され
ない伝送方式を仮定しているので、信号点のすべての可
能なシーケンスが許される。このような理由から、符号
化されない伝送方式に対する最小ハミング距離は「１」
である。いわゆる固有の時間的多様性を有する符号は、
「１」より大きい最小ハミング距離を有し、実際には、
その時間的多様性の測度が最小ハミング距離である。
「積距離」は、互いから最小ハミング距離にあるシーケ
ンス（「最近近傍シーケンス」として知られる）の対応
する信号点の間のゼロでないユークリッド距離の２乗の
すべての積である。現在の場合、積距離は「２」であ
る。「最近近傍の数」は、２の積距離を有する伝送され
るシーケンスまで最小ハミング距離であるようなシーケ
ンスの平均数であり、この場合、「最近近傍の数」は、
「２」である。
【００１６】周知のとおり、記号を（この例では）４以
上有する「拡張した」２次元コンステレーションがトレ
リスまたはその他のチャネル符号に関連して使用される
符号化変調方式を用いて、対域幅の効率（信号期間あた
りの情報ビット）を犠牲にすることなく雑音免疫性を改
善することが可能である。例えば、前記の米国特許第5,
029,185号には、拡張ＰＳＫコンステレーションをトレ
リスおよびブロック符号と組み合わせて使用し、図３の
符号化されない場合を凌ぐ１０ｄＢ以上改善した雑音免
疫性を与えながら、信号期間あたり約２情報ビットの伝
送を与えることが開示されている。
【００１７】図３の場合、すべての情報ビットに対して
同じ量の雑音免疫性が与えられる。従って、前記のよう
に、当分野には、フェイジング・チャネルの環境下で不
均一なエラー保護を与えるような有効かつ帯域幅および
電力の面で効率的な伝送方式に対する必要性----本発明
によって満たされる必要性---が残されている。
【００１８】具体的には、本発明の原理により、マルチ
レベル・チャネル符号を用いて情報を符号化する。これ
は、ａ）各等級の情報が、それぞれの異なるチャネル符
号を用いて符号化されること、およびｂ）その結果とし
て得られる符号化された出力が、送信用の所定の信号コ
ンステレーションの信号点を選択すること、を意味す
る。
【００１９】このため図４を説明する。同図は、マルチ
レベル（例えば３レベル）チャネル符号器１２０の実施
例である。前記のように、最も重要なものから最も重要
でないものまで３つの等級のデータが導線１１５〜１１
７上で受信される。これら３つの等級に対するビット・
ストリームは、ｉ1、ｉ2およびｉ3で示され、それぞれ
のチャネル符号器４０ｉ（ｉ＝1,2,3）、即ち符号器４
０１、４０２および４０３に加えられる。これらの符号
器は、それぞれ冗長符号Ｃi（i＝1,2,3）、即ちＣ1、Ｃ
2およびＣ3を実施する。これら３つの符号器からの出力
ビット・ストリームーーーー後述のように、バッファ４１
１、４１２および４１３において緩衝される---は、ｂ
1、ｂ2およびｂ3で示され、それぞれ導線１２２〜１２
４に現れる。出力ビット・ストリームを構成する要素
は、次のように表すことができる。ただし、上付きの添
え字は時間を示す。
【数２】 マルチレベル符号器の出力は次のとおりである。
【数３】
【００２０】インデックスｂjは、図５に示した８-ＰＳ
Ｋコンステレーションの例の特定の信号点を選択するた
めにコンステレーション・マッパー１３１に適用される
アドレスを構成する。このコンステレーションの８つの
信号点は、それぞれ関係付けられたラベル（２進形式と
１０進形式（括弧内）の両方で示した）を有し、これら
はアドレスとして使用される。特定の符号および特定の
コンステレーションに対しある全体的エラー確率を達成
するために信号点のラベルを割り当てる種々の方法を以
下において説明する。
【００２１】符号器４０ｉ（ｉ＝1,2,3）によってそれ
ぞれ表される符号は、パラメータ集合（Ｍ、ｋiおよび
ｄHi；ｉ＝1,2,3）によって特徴付けられる。ここで、
前文で導入されたＭは符号のブロック長、ｋiは出力ブ
ロックを生成するために符号器４０ｉに加える必要のあ
る情報ビットの数、そしてｄHiは符号Ｃiの最小ハミン
グ距離（説明済み）である。これらの符号は、例えば次
のとおりである。即ち、符号Ｃ1は、符号語0000および1
111からなる（4,1,4）２進反復符号であり、符号Ｃ2
は、偶数パリティを有する（4,3,2）２進パリティ検査
符号であり、そして符号Ｃ3は、（4,4,1）符号で、この
例では冗長性が付加されないことを意味する。つまり、
等級３は全く符号化されない。Ｍ＝４であり、かつ各信
号点が２次元信号点であるため、全体的な符号化変調方
式は、８次元である。等級１のビットは、最も重要なも
ので、Ｃ1符号によって符号化され、等級２のビット
は、２番目に重要なもので、Ｃ2符号によって符号化さ
れ、等級３のビットは、３番目に重要なもので、Ｃ3符
号によって符号化される。コンステレーション・マッパ
ー１３１に３ビットのアドレスを処理中に規則的に与え
るために、それぞれ長さＭ＝４のバッファ４１１、４１
２および４１３を備え、既に述べたように符号器４０
１、４０２および４０３の出力を緩衝する。従って、Ｋ
＝ｋ1＋ｋ2＋ｋ3＝８であることが分かる。つまり、Ｍ
＝４の記号期間の各ブロックの間に８つの情報ビットが
送信され、信号期間あたり２ビットのビット速度を与え
る。データの中の１／８＝１２．５％が等級１であり、
データの３／８＝３７．５％が等級２であり、データの
４／８＝５０％が等級３である。
【００２２】最小ハミング距離の分離、即ち固有の時間
的多様性を都合よく使用するためには、Ｍ個の信号点の
何れの１ブロックの中の記号も独立してフェイジングを
受ける必要がある。実際には、これは、前述のようにイ
ンタリーバ１４１によって与えられるインタリーブ処理
によって実現される。
【００２３】ここで、本実施例におけるデータの各等級
に対するエラー確率を具体的に考察する。まず、一般的
なセルラ移動無線のチャネルは、レイリー（Rayleigh）
フェイジング・チャネルであることに留意する。このよ
うなチャネルに対するエラー確率は、信号対雑音比（Ｓ
ＮＲ）の最小ハミング距離による累乗の逆数に比例する
第１の一般に適切な近似（例えば、最尤復号方式の使用
を仮定して）となる。これは、ｉ番目の等級のデータに
対して、数１のようになる。ただし、ｄHiは 最小ハミ
ング距離、Ｐe（ｉ）は 復号時のエラー確率、そし
て、 γiは 比例定数である。従って、等級１に対
する最小ハミング距離は、「４」であり、それほど重要
でないデータに対する最小ハミング距離（これは「２」
である）より大きいので、本発明によれる前者に対する
エラー確率は、最小のＳＮＲを仮定し、第１に比例定数
γiの寄与分を無視すれば、後者に対するそれより良好
（即ち、低い）である。
【００２４】勿論、比例定数γiもＰe（ｉ）に寄与する
ことは容易に理解できる。具体的には、各γiは、ｉ番
目の等級のデータに対する最近近傍の平均数の、その等
級に対するいわゆる積距離に対する、比である。これら
のパラメータは、選択された符号のほか、信号コンステ
レーションの設計によっても決定される。信号コンステ
レーションの設計には、例えば、コンステレーションの
幾何学的条件、信号点のラベルの付け方、およびチャネ
ル符号の出力のラベルへの割り当て方が含まれる。この
ように、本発明によれば、異なる種々のデータ等級に対
して望まれる特定のエラー確率は、チャネル符号および
信号コンステレーションの設計を適切に組み合わせて選
択することにより容易に実現することができる。実用上
重要なほぼすべての実例において、符号の選択およびコ
ンステレーションの設計は、ｄH1＞ｄH2＞ｄH3...に対
するＰe（１）＜Ｐe（２）＜Ｐe（３）...という結果が
γiの値により変わらないように、行われる。
【００２５】等級１のデータに対する積距離は、０．５
８７4＝０．１１９であり、このことは、符号Ｃ1の最小
ハミング距離が「４」であること、および符号Ｃ1の出
力によってアドレス指定されるビット----ビットｂ1---
-が異なる信号コンステレーションの最近近傍の間のユ
ークリッド距離の２乗が０．５８７であることに注目す
ることによって確認することができる。送信されるマル
チレベル符号化された任意のワードに対応して、０．１
１９の積距離を有しハミング距離４にある８次マルチレ
ベル符号化されたワードが存在するので、この符号に対
する最近近傍の数は８である。従って、γ1＝８／０．
１１９＝６７．２３である。
【００２６】等級２のデータの場合、積距離は２2＝４
である。このことは、符号Ｃ2の最小ハミング距離が
「２」であること、およびこの符号の出力によってアド
レス指定されるビットが異なる信号コンステレーション
の最近近傍の間のユークリッド距離の２乗が２．０であ
ることに注目することにより確認することができる。マ
ルチレベル符号化された各ワードに対して（ｉ1が正し
く復号されたものと仮定して）、情報シーケンスｉ2に
エラーが生じる可能性があるハミング距離２にある６次
マルチレベル符号化されたワードが存在するので、この
符号に対する最近近傍の数は６である。従って、γ2＝
６／４＝１．５である。
【００２７】等級３のデータの場合、積距離は２．０で
ある。このことは、この符号の出力によってアドレス指
定されるビットが異なる信号コンステレーションの最近
近傍の間のユークリッド距離の２乗が２．０であること
から、符号化されない場合（この例では符号Ｃ3の存在
がそうである）に対する最小ハミング距離が「１」であ
ることに注目することによって確認することができる。
ユークリッド距離の２乗＝２にはただ１つの近傍しかな
いので（符号Ｃ2およびＣ1によって符号化されたビット
が正しく復号されたものと仮定して）、この符号に対す
る最近近傍の数は、「１」である。従って、γ3＝１／
２＝０．５である。そこで、全体として次のようにな
る。 γ1＝８／０．１１９＝６７．２ γ2＝６／４＝１．５ γ3＝１．０／２．０＝０．５ 従って、データの等級１、２および３は、次のエラー確
率を有する。 Ｐe（１）＝６７．２［１／ＳＮＲ］4 Ｐe（２）＝１．５［１／ＳＮＲ］2 Ｐe（３）＝０．１５［１／ＳＮＲ］1 少なくともＳＮＲがある最小値より大きい場合、必要に
応じて、等級１に最高レベルのエラー保護（最小のエラ
ー確率）を与え、等級２に２番目に高いレベルのエラー
保護を与え、さらに等級３に３番目に高いレベルのエラ
ー保護を与える。
【００２８】（本明細書で掲げた他のすべての例と同様
に、この例でも、Ｍ個の信号点からなるブロック内部の
信号点に関係付けられたフェイジング事象が一般に独立
であることを保証するために、インタリーバがそれらの
点の間の時間に十分な分離を与えるものと仮定する。）
【００２９】以上より、直ちに明かなことは、異なる符
号を用いて異なる最小ハミング距離を与え、かつ異なる
コンステレーションを用いて異なる比例定数を与えるこ
とにより、保護レベルの種々の異なる組を与えることが
できることである。ここで、少ない別の可能性（これら
は、勿論、例であり、如何なる意味においても余すとこ
ろがないわけではない）を提示する。図５のコンステレ
ーションおよび信号点のラベルの付け方を引き続き使用
しながら、符号を変えることから始める。
【００３０】例えば、次の符号の集合を用いる１６次元
ブロック符号化変調方式を考察する。Ｃ1は、パラメー
タ集合（８，４，４）の拡張ハミング符号である。Ｃ2
は、偶数パリティを有するパラメータ集合（８，７，
２）の２進パリテ ィ検査符号である。Ｃ
3は、偶数パリティを有する（８，７，２）の２進パリ
ティ検査符号であ る。Ｋ＝ｋ1＋ｋ2＋ｋ3
＝１８であることが分かる。つまり、Ｍ＝８の記号期間
の各ブロックの間に１８の情報ビットが送信され、信号
期間あたり２．２５ビットのビット速度が与えられる。
データの４／１８＝２２．２％が等級１であり、データ
の７／１８＝３９．９％が等級２であり、さらにデータ
の７／１８＝３９．９％が等級３である。そこで、全体
的にみると、 γ1＝２４４／０．１１９＝１８８２．３５ γ2＝２８／４．０＝７．０ γ3＝２８／４．０＝７．０ であるから、データの等級１、２および３は、次のエラ
ー確率を有する。
【数４】
【００３１】この場合、等級２および３に同じレベルの
エラー保護が与えられ、事実上、３レベルではなく２レ
ベルの不均一なエラー保護方式を与えることが容易に分
かる。しかしながら、以下において明らかになるとお
り、最小ハミング距離に影響を与えることなく、異なる
コンステレーションの設計を用いることにより、比例定
数に変化をもたらし、これによって、等級２および３に
対し異なるレベルのエラー保護を与えることができる。
【００３２】ここで、次の符号の集合を用いる３２次元
ブロック符号化変調方式を考察する。Ｃ1は、（１６，
１１，４）の拡張ハミング符号である。Ｃ2は、偶数パ
リティを有する（１６，１５，２）の２進パリティ検査
符号 である。Ｃ3は、偶数パリティを有す
る（１６，１５，２）の２進パリティ検査符号
である。Ｋ＝ｋ1＋ｋ2＋ｋ3＝４１であることが分
かる。つまり、Ｍ＝１６の記号期間の各ブロックの間に
４１の情報ビットが送信され、信号期間あたり２．５６
ビットのビット速度が与えられる。データの１１／４１
＝２６．８％が等級１であり、データの１５／４１＝３
６．６％が等級２であり、さらにデータの１５／４１＝
３６．６％が等級３である。そこで、全体的にみると、 γ1＝２２４０／０．１１９＝１８８２３．５ γ2＝１２０／４＝３０ γ3＝１２０／４＝３０ であるから、データの等級１、２および３は、次のエラ
ー確率を有する。
【数５】
【００３３】この場合、エラー確率は、前の例の場合と
ほぼ同じである。しかし、記号あたりのビット数が異な
る。
【００３４】ここで、３レベルではなく２レベルのエラ
ー保護を与える符号化変調方式を考察する。この場合、
等級１の保護には２進畳み込み符号を使用し、等級２の
保護にはブロック符号を使用する。具体的には、符号は
次のとおりである。Ｃ1は、速度Ｒ＝１／２の畳み込み
符号である。Ｃ2は、偶数パリティを有する（Ｌ，Ｌ−
１，２）の２進パリティ検査符号 であ
る。さらに具体的には、Ｃ1は、例えばＪ．Ｇ．プロア
キス（Proakis）の「デジタル通信」第２版（１９８９
年マグロウ=ヒル発行）に説明されている種類の望まし
い符号の記憶に対する最大自由距離（ｄfree）符号であ
る。符号Ｃ1によって出力される２つのビットによりビ
ットｂ1およびｂ2を決定し、符号Ｃ2の出力によりｂ3を
決定する。この場合、長さＬのブロック中に送信される
ビットの総数は、Ｋ＝（２Ｌ−１）であり、信号期間あ
たり２−（１／Ｌ）ビットのビット速度を与える。適切
な大きさのＬに対し、等級１および２の各々にビットの
約５０％が含まれる。例えば、符号Ｃ1が記憶２の畳み
込み符号であり、かつＬ＝１０ならば、次のようにな
る。 γ1＝１／２．２５＝０．４４ γ2＝４５／１６＝２．８１
【００３５】さらに、周知のとおり、ブロック符号に対
する最小ハミング距離の役割に対応する畳み込み符号の
パラメータは、この場合、（ｄfree−２）＝３である。
一般に、ここで説明したように用いられる畳み込み符号
に対する時間的多様性の値の上限は、ｄfree−２であ
る。記憶２の符号の場合、この上限が達成される。次
に、全体的にみると、データ等級１および２は、次のエ
ラー確率を有する。
【数６】
【００３６】（この例の場合、前記のエラー確率および
特に指定された積距離を達成するために、図５に示した
ラベルの割り当てを変更しなければならない。0000のラ
ベルは、そのコンステレーションの同じ信号点に割り当
てる。その他のラベルは、この場合、反時計回りに00
1、011、010、100、101、111および110となる。）
【００３７】前記の例が示すことは、種々の---ａ）最
小ハミング距離（または畳み込み符号の自由距離）およ
びｂ）ブロック符号の長さ---を有する符号を用いるこ
とによって、種々のレベルのエラー保護、信号期間あた
りの全体的なビット、および（または）種々の等級に割
り当てられるビットの割合を得ることができると言うこ
とである。既に述べたように、種々の異なるコンステレ
ーションを用いることによって比例定数γiを変更する
ことにより、一層の柔軟性が得られる。
【００３８】図６および７に、信号点が不均一に配置さ
れた８点ＰＳＫコンステレーションを示す。結果的に、
これらに対し、ａ）最近近傍の数、およびｂ）図５のコ
ンステレーションに対して得られるものとは異なる積距
離を与えることができる。このように、異なる比例定数
を得ることができるので好都合である。
【００３９】これらのコンステレーションを８次元ブロ
ック符号に対し既に説明した符号の第１の集合と関連さ
せて使用することを考察する。
【００４０】具体的には、図６のコンステレーションに
おいて、ビットｂ1（これは、符号器４０１によって出
力されるビットである）が異なる任意の２つの信号点の
間の最小ユークリッド距離の２乗は、２．０である。故
に、図５のコンステレーションの代わりにこのコンステ
レーションを使用すると、等級１に対する積距離が０．
１１９から１６へと増加する。しかしながら、等級２に
対する積距離は、４から０．４３へと減少し、一方、等
級３に対する積距離は、２．０から１．０へと減少す
る。等級１に対する最近近傍の数が、８から１に減少す
る一方、等級２および３に対しては、以前と同じで、そ
れぞれ６および１のままである。従って、比例定数の値
は、次のとおりである。 γ1＝１／１６＝０．０６２５ γ2＝６／０．４３＝１３．９５ γ3＝１．０／０．４３＝２．３３ このとき、全体的な結果として、等級２および３に対す
るエラー保護を犠牲にして等級１に対しさらに大きなエ
ラー保護を与えることになる。このように、等級１のデ
ータ・ビットがより良いエラー確率に支配される最小の
ＳＮＲは、図５のコンステレーションの場合より図６の
それの場合の方が厳密に低い。
【００４１】図７のコンステレーションの場合、具体的
には、ビットｂ1またはｂ2（これは、符号器４０１およ
び４０２によって出力されるビットである）の何れかが
異なる２つの信号点の間の最小ユークリッド距離の２乗
は１．０である。従って、図５のコンステレーションの
代わりにこのコンステレーションを用いると、等級１に
対する積距離が０．１１９から１．０に増大する。しか
しながら、等級２に対する積距離は４．０から１．０に
減少し、等級３に対する積距離は４から０．４３に減少
する。等級１に対する最近近傍の数は、８から１に減少
し、等級２に対しては６のままであり、等級３に対して
は１のままである。従って、比例定数は次の値となる。 γ1＝１／１＝１ γ2＝６／１＝６ γ3＝１／０．４３＝２．３２ ここで、全体的な結果として、他の２つのコンステレー
ションの何れの場合より、等級２および３の間のエラー
保護のレベルの点でより大きな隔たりを与えることにな
る。等級１は、図５のコンステレーションを使用する場
合より、依然としてより多くの保護を有するが、図６の
コンステレーションを使用する場合ほどではない。
【００４２】同じ最小ハミング距離を有する符号を使用
することも可能である。この場合でも、例えば、図６お
よび７のような不均一な信号コンステレーションを用い
ることによって異なる値のγiを持つことにより不均一
なエラー保護を得ることも可能である。
【００４３】ここで、図２の受信機を説明する。アンテ
ナ１５２から放送されたアナログ・セルラ無線信号は、
アンテナ２０１によって受信され、直ちに通常のフロン
ト・エンド処理（これには、最低、復調およびＡ／Ｄ変
換が含まれる）を受ける。復調は、コヒーレントな復
調、微分的にコヒーレントな復調、非コヒーレントな復
調などの周知の方法の何れによっても実施することがで
きる。また、フロント・エンド処理には、当分野におい
て周知の等化、タイミングの再生、自動利得制御などの
ような他の処理を含めてもよい。フロント・エンド処理
２１１の出力は、デインタリーバ２２１に加えられ、そ
こで、送信器におけるインタリーバ１４１の逆の仕事が
行われ、これによって信号点が本来の順序に戻される。
デインタリーバの出力は、マルチレベル復号器２３１に
渡され、マルチレベル符号器１２０によって符号化され
た情報ビットを再生する仕事が行われる。一般的な場
合、最尤復号アルゴリズムが用いられる。具体的には、
マルチレベル符号が十分に単純な場合、徹底的なテーブ
ル参照方式を使用することができる。さらに複雑な符号
の場合、マルチレベル符号を構成する符号が有限状態復
号器の実現を許すならば、ビタビ・アルゴリズムを用い
ることができる。マルチレベル符号の状態の数が多すぎ
て最尤符号器を現実的に実施できない場合、多段復号方
式を使用することができる。この方式は、例えば、通信
に関するＩＥＥＥ会報（1989年3月、第37巻p.222-p.22
9）のＡ．Ｒ．カルダバンク（Calderbank）による「マ
ルチレベル符号および多段復号（Multilevel codes and
multi-stage decoding）」に説明がある。１９９０年
３月ニュー・ジャージー州プリンストンの「通信の科学
およびシステムに関する会議（Conference on Informat
ion Science and Systems）」（p.853-p.857）のＮ．セ
シャドリ（Seshadri）およびＣ．-Ｅ．Ｗ．サンドバー
グによる「レイリー・フェイジング・チャネルのための
大きな時間的多様性を有するマルチレベル符号」に説明
されているような改善された多段復号方式を使用するこ
ともできる。さらに具体的には、この場合、構成要素の
符号の何れかが、複雑で、例えばリード=ソロモン、ブ
ロック符号であるならば、そのような符号のための最尤
復号器の動作を模倣する周知の復号技術の何れかを用い
て、その符号を多段復号器の内部で扱うことができる。
【００４４】マルチレベル復号器２３１によって出力さ
れるビットは、３つの並列ストリーム（導線１１５〜１
１７の３つのストリームに対応する）で、それぞれのデ
スクランブラ２４１〜２４３に与えられ、そこで、送信
機におけるスクランブラ１１０〜１１２の逆関数が実行
される。次に、音声復号器２５３が、送信機の音声符号
器１０４の逆関数を実行して、電話網に渡される再構成
された音声信号を与える。電話網には、一般に、受信機
が共に配置されるセルラ移動無線交換システムが含まれ
る。
【００４５】他の方向の送信における通信を支援するた
めにセル基地および移動（自動車）基地にも、それぞれ
図１および２のものと類似の送信機および受信機を備え
ている。
【００４６】以上は、本発明の原理の単なる説明であ
る。例えば、種々の符号およびコンステレーション、さ
らにはその次元も含めて、すべて例である。所望の任意
の符号およびコンステレーションを使用することができ
る。特に、符号に関しては、前記の最初の例の符号Ｃ3
の場合のように実際には冗長符号化されないデータ・ス
トリームであっても、レートＲ＝１の冗長符号によって
符号化される言うことができる。つまり、「符号化せ
ず」は、符号化の一形式であると見なすことができ、さ
らにここで明確にする目的のために符号化の一形式であ
ると見なす。コンステレーションについては、特に、所
望の数の信号点を有する種々の一様または不均一な編成
のコンステレーションを有利に用いて異なる比例的内容
を与えることができる。
【００４７】さらに、マルチレベル符号を多重に用いて
データ・ストリームのそれぞれの集合を符号化し、種々
のマルチレベル符号によってアドレス指定される信号点
を時間的に多重化することにより、所望の任意の数のエ
ラー保護を支援することができる。
【００４８】本発明は、音声符号器に限らず、不均一な
エラー保護を必要とする（画像、ファクシミリのよう
な）如何なる種類のソース符号器とも連携して便宜を図
るために使用することができる。
【００４９】また、送信機および受信機の種々の機能要
素を個別的な要素として示したが、それらの要素の機能
は、一般に、適切にプログラムされたプロセッサ・チッ
プ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップなどを用
いて実施される。
【００５０】尚、特許請求の範囲に記載した参照番号
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
【００５１】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、フ
ェイジング・チャネル環境において不均一なエラー保護
を与えながら帯域幅および電力の面で効率的な伝送をお
こなうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を具体化する送信機のブロック図
である。
【図２】図１の送信機によって送信された信号に対する
受信機のブロック図である。
【図３】本発明の原理の説明に役立つ信号コンステレー
ションを表す図である。
【図４】図１の送信機において使用されるマルチレベル
符号器のブロック図である。
【図５】図１の送信機において実証的に使用できる信号
コンステレーションを表す図である。
【図６】図１の送信機において実証的に使用できる信号
コンステレーションを表す図である。
【図７】図１の送信機において実証的に使用できる信号
コンステレーションを表す図である。
【符号の説明】
１０１ 音声信号源 １０４ 音声符号器 １１０〜１１２ スクランブラ １２０ マルチレベル符号器 １３１ コンステレーション・マッパー １４１ インタリーバ １５１ 変調器 ２１１ フロント・エンド処理器 ２２１ デインタリーバ ２３１ マルチレベル復号器 ２４１〜２４３デスクランブラ ２５３ 音声復号器 ４０１〜４０３ 符号器 ４１１〜４１３ Ｍビット・バッファ
フロントページの続き (72)発明者 カール−エリック ウィルヘルム サン ドバーグ アメリカ合衆国 07928 ニュージャー ジー チャサム、ヒッコリー プレース エ−11、25 (56)参考文献 特開 平２−291744（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−70337（ＪＰ，Ａ)

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 レイリーフェイジングによって特徴づけ
    られる通信チャネルにより複数のデータストリームを送
    信するデータ送信装置において、 マルチレベル符号化されたワードを生成するために、前
    記複数のデータストリームをそれぞれ関係づけられた冗
    長符号を用いて符号化する手段（１２０）と、 所定の信号コンステレーションの信号点を前記のマルチ
    レベル符号化されたワードの値の関数として選択する手
    段（１３１）と、 選択された信号点を表す信号を前記通信チャネルによっ
    て送信する手段（１４１，１５１）とからなり、 前記通信チャネルにおいて、ｉ番目のデータストリーム
    に対し、 【数１】 が成立し、ここで ＳＮＲは、前記通信チャネルの信号対雑音比であり、 ｄHiは、前記ｉ番目のデータストリームを符号化する符
    号に対する最小ハミング距離であり、 Ｐe（ｉ）は、前記ｉ番目のデータストリームに対する
    復号時の誤り確率であり、 γiは、前記ｉ番目のデータストリームに対する比例定
    数であり、かつ前記符号および前記コンステレーション
    の関数でもあり、 前記符号および前記コンステレーションが、ｉの値の減
    少にともないＰe（ｉ）の値が減少するように、選択さ
    れることを特徴とするデータ送信装置。
  2. 【請求項２】 各比例定数γiが、ｉ番目のデータスト
    リームに対するコンステレーションの最近近傍の平均数
    の、当該コンステレーションの積距離に対する比である
    ことを特徴とする請求項１の装置。
  3. 【請求項３】 前記コンステレーションの信号点の振幅
    が、等しい大きさであることを特徴とする請求項１の装
    置。
  4. 【請求項４】 前記信号点は、位相に関して非一様な間
    隔で配置されていることを特徴とする請求項３の装置。
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Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2675971B1 (fr) * 1991-04-23 1993-08-06 France Telecom Procede de codage correcteur d'erreurs a au moins deux codages convolutifs systematiques en parallele, procede de decodage iteratif, module de decodage et decodeur correspondants.
DE4135070C1 (ja) * 1991-10-24 1993-05-19 Institut Fuer Rundfunktechnik Gmbh, 8000 Muenchen, De
EP0578313B1 (fr) * 1992-07-08 1998-12-02 Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. Codage enchaíné, pour la transmission OFDM
GB9217819D0 (en) * 1992-08-21 1992-10-07 Philips Electronics Uk Ltd Data coding system
DE4240226C2 (de) * 1992-11-30 1996-12-12 Deutsche Forsch Luft Raumfahrt Verfahren zum digitalen Übertragen von hierarchischen HDTV-, EDTV- und SDTV-Fernsehsignalen
CA2116069C (en) * 1993-02-19 1999-11-23 Masao Ikekawa Method and apparatus for error-control coding in a digital data communications system
US5844922A (en) * 1993-02-22 1998-12-01 Qualcomm Incorporated High rate trellis coding and decoding method and apparatus
JPH0738448A (ja) * 1993-06-29 1995-02-07 Nec Corp 誤り訂正方式
US5463641A (en) * 1993-07-16 1995-10-31 At&T Ipm Corp. Tailored error protection
CA2131674A1 (en) * 1993-09-10 1995-03-11 Kalyan Ganesan High performance error control coding in channel encoders and decoders
JPH07245635A (ja) * 1994-03-04 1995-09-19 Sony Corp 信号点マッピング方法および信号点検出方法
AU2905695A (en) * 1994-06-21 1996-01-15 Michael J. Seo Method and system for encoding and decoding signals using a fast algebraic error correcting code
US5706282A (en) * 1994-11-28 1998-01-06 Lucent Technologies Inc. Asymmetric speech coding for a digital cellular communications system
US5617541A (en) * 1994-12-21 1997-04-01 International Computer Science Institute System for packetizing data encoded corresponding to priority levels where reconstructed data corresponds to fractionalized priority level and received fractionalized packets
EP0749211B1 (de) * 1995-06-12 2003-05-02 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Codiereinrichtung zur gesicherten Übertragung von Daten mittels Mehrkomponenten-Codierung
US6307868B1 (en) * 1995-08-25 2001-10-23 Terayon Communication Systems, Inc. Apparatus and method for SCDMA digital data transmission using orthogonal codes and a head end modem with no tracking loops
US6125150A (en) * 1995-10-30 2000-09-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University Transmission system using code designed for transmission with periodic interleaving
JP3399725B2 (ja) * 1995-10-31 2003-04-21 富士通株式会社 非同期転送モード用マルチメディア無線通信システム
US6765904B1 (en) 1999-08-10 2004-07-20 Texas Instruments Incorporated Packet networks
US5850482A (en) * 1996-04-17 1998-12-15 Mcdonnell Douglas Corporation Error resilient method and apparatus for entropy coding
US5949796A (en) * 1996-06-19 1999-09-07 Kumar; Derek D. In-band on-channel digital broadcasting method and system
US5822372A (en) * 1996-08-02 1998-10-13 Motorola, Inc. Multicarrier system using subchannel characteristics to implement different error rates within a data stream
JP3634082B2 (ja) * 1996-08-29 2005-03-30 富士通株式会社 送信装置および受信装置
US5832044A (en) * 1996-09-27 1998-11-03 Elvino S. Sousa Transmitter antenna diversity and fading-resistant modulation for wireless communication systems
US5974376A (en) * 1996-10-10 1999-10-26 Ericsson, Inc. Method for transmitting multiresolution audio signals in a radio frequency communication system as determined upon request by the code-rate selector
US5835480A (en) * 1996-10-15 1998-11-10 Chennakeshu; Sandeep Circuitry and method for simultaneously transmitting voice and data information
US6154499A (en) * 1996-10-21 2000-11-28 Comsat Corporation Communication systems using nested coder and compatible channel coding
US6252911B1 (en) * 1997-06-11 2001-06-26 Texas Instruments Incorporated Trellis shaping for PCM modems
KR100374032B1 (ko) * 1997-09-11 2003-05-22 삼성전자주식회사 이동통신시스템의코딩및주파수다이버시티구현방법및장치
US6031874A (en) * 1997-09-26 2000-02-29 Ericsson Inc. Unequal error protection in coded modulation schemes
WO1999017509A1 (en) * 1997-09-26 1999-04-08 Ericsson Inc. Symbol mappings for coded modulations
US6405338B1 (en) * 1998-02-11 2002-06-11 Lucent Technologies Inc. Unequal error protection for perceptual audio coders
US6445686B1 (en) * 1998-09-03 2002-09-03 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for improving the quality of speech signals transmitted over wireless communication facilities
WO2000018015A1 (de) * 1998-09-24 2000-03-30 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur gemeinsamen quellen- und kanalcodierung
KR100585828B1 (ko) 1999-05-27 2006-06-01 에스케이 텔레콤주식회사 음성 부호화기의 오류 제어 방법
KR100585829B1 (ko) 1999-05-27 2006-06-01 에스케이 텔레콤주식회사 음성 부호화기의 오류 제어 방법
US6757256B1 (en) 1999-08-10 2004-06-29 Texas Instruments Incorporated Process of sending packets of real-time information
US6804244B1 (en) 1999-08-10 2004-10-12 Texas Instruments Incorporated Integrated circuits for packet communications
US6801532B1 (en) 1999-08-10 2004-10-05 Texas Instruments Incorporated Packet reconstruction processes for packet communications
US6678267B1 (en) * 1999-08-10 2004-01-13 Texas Instruments Incorporated Wireless telephone with excitation reconstruction of lost packet
US6801499B1 (en) 1999-08-10 2004-10-05 Texas Instruments Incorporated Diversity schemes for packet communications
US6744757B1 (en) 1999-08-10 2004-06-01 Texas Instruments Incorporated Private branch exchange systems for packet communications
US6914934B1 (en) * 1999-09-03 2005-07-05 Agere Systems Inc. Multiplier-free methods and apparatus for signal processing in a digital communication system
US6307890B1 (en) * 1999-12-06 2001-10-23 Cue Corporation High density FM subcarrier modulation with standardized network layer
US6700926B1 (en) * 1999-12-10 2004-03-02 Nokia Corporation Method and apparatus providing bit-to-symbol mapping for space-time codes
DE60011933T2 (de) * 1999-12-10 2005-07-14 Nokia Corp. Verfahren und gerät zur bereitstellung von bit zu symbol-abbildung für raum-zeit-koden
US7574351B2 (en) * 1999-12-14 2009-08-11 Texas Instruments Incorporated Arranging CELP information of one frame in a second packet
WO2001058024A1 (en) * 2000-02-07 2001-08-09 Ericsson Inc. Method of differential coding and modulation
KR100834019B1 (ko) * 2000-07-17 2008-06-02 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 인코딩된 데이터 스트림을 송신하기 위한 방법과 송신기 및 인코딩된 데이터 스트림을 수신하기 위한 방법과 수신기
US7126930B2 (en) * 2001-02-10 2006-10-24 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for transmitting messages in a wireless communication system
JP3545726B2 (ja) * 2001-02-27 2004-07-21 松下電器産業株式会社 受信側装置
FI20010963A0 (fi) 2001-05-08 2001-05-08 Nokia Corp Adaptiivinen symbolikuvaus matkaviestinjärjestelmässä
JP3612563B2 (ja) * 2001-09-07 2005-01-19 独立行政法人情報通信研究機構 マルチモードブロック符号化変調復調方法
TWI257085B (en) * 2002-01-21 2006-06-21 Koninkl Philips Electronics Nv Method of encoding and decoding
US6718504B1 (en) * 2002-06-05 2004-04-06 Arc International Method and apparatus for implementing a data processor adapted for turbo decoding
JP4540962B2 (ja) * 2003-10-10 2010-09-08 リンテック株式会社 粘着シートおよびその製造方法
US7613985B2 (en) * 2003-10-24 2009-11-03 Ikanos Communications, Inc. Hierarchical trellis coded modulation
KR100589680B1 (ko) * 2004-07-26 2006-06-19 한국전자통신연구원 이동통신 시스템의 신호 전송 방법 및 그 장치와, 수신방법 및 그 장치
DE602005023068D1 (de) 2005-06-15 2010-09-30 Huawei Tech Co Ltd Verfahren und system zur zuweisung von kommunikationsressourcen
JP4679345B2 (ja) * 2005-11-17 2011-04-27 株式会社東芝 誤り訂正処理装置及び誤り訂正処理方法
US8166379B1 (en) * 2006-11-03 2012-04-24 Marvell International Ltd. Calculating soft information from a multi-level modulation signal
ES2886158T3 (es) 2007-06-05 2021-12-16 Constellation Designs Llc Método y aparato para la señalización con constelaciones de capacidad optimizada
US9191148B2 (en) 2007-06-05 2015-11-17 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations in a Raleigh fading channel
US8265175B2 (en) 2007-06-05 2012-09-11 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations
JP4909824B2 (ja) * 2007-06-29 2012-04-04 株式会社東芝 誤り訂正処理装置及び誤り訂正処理方法
EP2096884A1 (en) 2008-02-29 2009-09-02 Koninklijke KPN N.V. Telecommunications network and method for time-based network access
US9047203B1 (en) * 2011-12-21 2015-06-02 Altera Corporation Systems and methods for encoding and decoding data
US8954832B1 (en) * 2012-09-05 2015-02-10 L-3 Communications Corp. Asymmetric distance coding
WO2015111946A1 (en) * 2014-01-26 2015-07-30 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
EP3223446A1 (en) * 2016-03-22 2017-09-27 Xieon Networks S.à r.l. A method for protecting a link in an optical network
JP7004503B2 (ja) * 2017-01-27 2022-01-21 ラピスセミコンダクタ株式会社 自動利得制御回路（ａｇｃ）、逆拡散回路及び受信データの再生方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4882733A (en) * 1987-03-13 1989-11-21 Ford Aerospace Corporation Method and apparatus for combining encoding and modulation
JPH02291744A (ja) * 1989-05-02 1990-12-03 Nec Corp 符号化変調方式
JP2545991B2 (ja) * 1989-08-10 1996-10-23 日本電気株式会社 副信号伝送方式
US5105442A (en) * 1990-11-07 1992-04-14 At&T Bell Laboratories Coded modulation with unequal error protection
US5164963A (en) * 1990-11-07 1992-11-17 At&T Bell Laboratories Coding for digital transmission

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