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JP2572487B2 - Magnetic recording method of data - Google Patents

Magnetic recording method of data

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Publication number
JP2572487B2
JP2572487B2 JP2502785A JP50278589A JP2572487B2 JP 2572487 B2 JP2572487 B2 JP 2572487B2 JP 2502785 A JP2502785 A JP 2502785A JP 50278589 A JP50278589 A JP 50278589A JP 2572487 B2 JP2572487 B2 JP 2572487B2
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フエイグ、イーフリイーム
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    • G11B5/03Biasing
    • HELECTRICITY
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Description

【発明の詳細な説明】 [技術分野] 本発明は、一般に磁気記録に関するものである。具体
的にいうと、本発明は、本質的に平行な記録トラック上
へのデジタル・データの線形磁気記録に関するものであ
る。
Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates generally to magnetic recording. Specifically, the present invention relates to linear magnetic recording of digital data on essentially parallel recording tracks.

[背景技術] 磁気ディスク装置などの磁気記録装置は、デジタル・
データの記録に広く使用されている。上記の装置では通
常、データが、ハード・ディスク、フロッピー・ディス
ク、磁気テープ、磁気ドラムなどの移動式磁気媒体の表
面に記憶される。データは一般に、上記媒体上で媒体の
表面に沿って一般に直線上に延びる磁気記録トラックに
記録される。
[Background Art] Magnetic recording devices such as magnetic disk devices are digital
Widely used for data recording. In such devices, data is typically stored on the surface of mobile magnetic media, such as hard disks, floppy disks, magnetic tapes, magnetic drums, and the like. Data is generally recorded on the media in magnetic recording tracks that extend generally linearly along the surface of the media.

記憶容量が最大になる磁気記録システムのトラック幅
が推定されている。<1> ハウエル及びフェイグ(T.Howell and E.Fei
g)、IEEE International Symposium of Information T
heory,Ann−Arbor,Mich.,1986年10月6〜9日。<2> マリソン(J.C.Mallison)、IEEE Trans.Magn.,v
ol.MAG−10,pp.368−373,(1974年6月)。<3> エルドリッジ(D.F.Eldridge)、IEEE Trans.Aud
io.,vol.AU−11,pp.3−6,(1963年1〜2月)。
The track width of the magnetic recording system that maximizes the storage capacity is estimated. <1> T. Howell and E. Fei
g), IEEE International Symposium of Information T
heory, Ann-Arbor, Mich., October 6-9, 1986. <2> Marison (JCMallison), IEEE Trans.Magn., V
ol. MAG-10, pp. 368-373, (June 1974). <3> DFEldridge, IEEE Trans.Aud
io., vol. AU-11, pp. 3-6, (January to February 1963).

この手法は、シャノンの公式を通信チャネルの情報容
量に適用するものであった。<4> シャノン(C.E.Shannon)、Bell Syst.Tech.J.2
7,pp.623−656,(1958年10月)。
This approach applied Shannon's formula to the information capacity of a communication channel. <4> Shannon (CEShannon), Bell Syst.Tech.J.2
7, pp. 623-656, (October 1958).

情報理論の教える所によれば、「過多な低性能チャネ
ルは、単一の高性能チャネルよりも大きな容量を有す
る」という結論が出ている。これら初期の研究では、チ
ャネルの雑音電力がトラック幅に線形依存すると仮定さ
れた。これは、媒体雑音の特性であるが、これが記録時
の基本的な制約であると考えられていた。その一方で、
信号電力は、トラック幅の増大につれて2乗で増加す
る。初期の研究では、記憶容量が基本的にはトラック密
度の単調増加関数であると結論された。
The theory of information theory concludes that "excessive low performance channels have greater capacity than a single high performance channel." In these early studies, it was assumed that the noise power of the channel was linearly dependent on the track width. This is a characteristic of the medium noise, and it was considered that this was a fundamental restriction at the time of recording. On the other hand,
The signal power increases with the square as the track width increases. Earlier studies concluded that storage capacity was essentially a monotonically increasing function of track density.

その後の研究では、電子雑音が分析に加えられた(
記<1>)。電子雑音は、本質的に一定であり事実上ト
ラック幅とは独立であるという特徴がある。もはや、ト
ラック密度を任意に増加することによって、漸近的に最
適性を達成することはできなくなった。そうではなく
て、容量は、トラック数が増加するにつれて、一旦ピー
クに達し、その後、漸近的にゼロまで低下する。隣接ト
ラックからの干渉の問題は、考慮されていなかった。
In subsequent studies, electronic noise was added to the analysis (see above).
<1> ). Electronic noise is characterized by being essentially constant and substantially independent of track width. It is no longer possible to achieve asymptotically optimality by arbitrarily increasing the track density. Instead, the capacity once peaks as the number of tracks increases and then asymptotically drops to zero. The problem of interference from adjacent tracks was not considered.

従来の磁気記録装置で信号の劣化に対して大きく寄与
しているのは、不完全なサーボ機構に起因する隣接トラ
ックからの干渉である。隣接トラックの干渉は、トラッ
ク幅が狭くなるにつれて重大になる。というのは、干渉
信号と所望の信号の比が増大するからである。さらに、
干渉信号の出力は、ヘッドの隣接トラック上をスライド
する部分の幅に対して2乗で増加する。マリソンは、
「主として、再生モード中に再生ヘッドをトラック上に
保持することの困難さに関係する純粋に機械的な制約
は、純粋に電気的または磁気的な現象に関連する制約よ
りも厳格な、決定的な制約を課すであろうと結論して差
し支えない。」と述べた。<5> マリソン(J.C.Mallison)、Proceedings IEEE,
(1976年2月)。<6> ワイルドマン(M.Wildmann)、IEEE Trans.Mag
n.,vol.MAG−10,pp.509−514,(1974年9月)。
What greatly contributes to signal degradation in conventional magnetic recording devices is interference from adjacent tracks due to imperfect servo mechanisms. Adjacent track interference becomes more significant as the track width decreases. This is because the ratio between the interference signal and the desired signal increases. further,
The output of the interference signal increases by the square of the width of the portion that slides on the adjacent track of the head. Marison
"Principally, the purely mechanical constraints associated with the difficulty of holding the readhead on the track during the playback mode are more crucial and more critical than those associated with purely electrical or magnetic phenomena. We can conclude that there will be significant restrictions. "<5> Marison (JCMallison), Proceedings IEEE,
(February 1976). <6> Wildman, IEEE Trans.Mag
n., vol. MAG-10, pp. 509-514, (September 1974).

上記<1>のハウエル及びフェイグが発表した分析を
拡張して、サーボの問題をこのモデルに組み込むことが
できる。その結果得られる分析法によって、様々に寄与
する雑音源がチャネル容量に及ぼす影響の性質が解明さ
れる。サーボ機構は、その中心トラックからの偏差が、
ランダムな、平均値0、分散σのガウス分布であると
仮定されている。磁気記録ヘッド幅は、トラック幅より
も狭くなってもよい。通常の読取り/書込み方法を用い
る場合、チャネル容量に関する限り、「広く書き込み、
狭く読み取る」という原理が正当であると思われる。狭
いトラックを使用する場合には、チャネル容量が増加す
る。しかし、最大容量を達成するための、ヘッド幅とト
ラックの比は、最適のヘッド幅とトラック幅の組合わせ
が得られるまで、トラック幅の値が減少するにつれて減
少し、その後、この比は漸近的に1まで増加する。この
比が最初部分的に低下するのは、トラックが狭くなるに
つれて、隣接トラックからの干渉信号がますます重要に
なるためである。
The analysis published by Howell and Fague in <1> above can be extended to incorporate servo issues into this model. The resulting analysis characterizes the nature of the effect of various contributing noise sources on channel capacity. The servo mechanism has a deviation from its center track,
It is assumed to be a random, Gaussian distribution with mean 0 and variance σ 2 . The magnetic recording head width may be smaller than the track width. When using the normal read / write method, as far as the channel capacity is concerned, "broad write,
It seems that the principle of "read narrowly" is justified. When narrow tracks are used, the channel capacity increases. However, to achieve the maximum capacity, the ratio of the head width to the track decreases as the value of the track width decreases until the optimum head width / track width combination is obtained, after which the ratio becomes asymptotic. Increase to 1. This ratio is initially partially reduced because as the track becomes narrower, interfering signals from adjacent tracks become increasingly important.

狭いトラックに書き込むと、かなりの時間にわたって
誤った信号を生ずる「死領域」がもたらされる。広いト
ラックを用いる場合は、媒体の障害スポットは、トラッ
ク幅を画定する媒体の残りの部分に対して、小さな点に
過ぎない。この点は、トラックが狭くなるにつれて、ま
すます障害を与えるようになる [発明の開示] 本発明は、磁気記録装置、及びデジタル情報を記憶し
検索する手段に関するものである。この磁気記録装置
は、交流バイアス式記録用に最適化された磁気記録媒体
と、交流バイアス磁気交換用に適用された磁気変換ヘッ
ドを含む。
Writing to a narrow track results in a "dead area" that produces false signals over a significant period of time. If a wide track is used, the obstruction spot on the medium is only a small point with respect to the rest of the medium that defines the track width. This is increasingly problematic as tracks become narrower. DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention relates to magnetic recording devices and means for storing and retrieving digital information. This magnetic recording device includes a magnetic recording medium optimized for AC bias type recording and a magnetic transducing head applied for AC bias magnetic exchange.

次に、磁気ディスクに関して本発明を説明するが、本
発明は、他の磁気記録媒体にも同様に使用できることを
理解されたい。
The invention will now be described with reference to a magnetic disk, but it should be understood that the invention can be used with other magnetic recording media as well.

本発明の方法では、磁気ディスクに記録しようとする
データを、何らかの望ましい2進形式で符号化する。こ
の2進符号化には、標準のエラー制御冗長構成と符号化
を含めることが好ましい。こうして符号化されたデータ
を、連続するブロックに分割し、所定の1組の符号化規
則に従って、複素数のシーケンスに写像する。この複素
数はQAM、PSK、CROSS及び他のトレリス・コード化変調
設計として当該技術分野で既知の、様々な従来の符号化
方式の配座の構成要素でよい。2進データの列から複素
数のシーケンスへの写像の具体的な形態は、本発明にと
って重要ではない。複素数のシーケンスへの写像を実施
する方法は、参照によって本発明に組み込まれる下記の
刊行物に出ている。<7> ペレ及びルイス(A.Peled and A.Ruiz)、IEEE I
nternational Conference on Acoustics,Speech,and Si
gnal Processing,Denver Colo,pp.964−967(1980年4
月)。<8> ミンツァー及びハウエル(F.Mintzer and T.Howe
ll)、IBM−RC 9429(#41644)(1982年6月16日)。<9> フェイグ及びミンツァー(E.Feig and F.Mintze
r)、IBM−RC 13701(#60788)(1988年3月14日)。<10> ワインシュタイン及びエバート(S.B.Weinstein
and P.M.Ebert)、IEEE Trans.Commun.,vol.COM−19,p
p.628−634(1971年10月)。
In the method of the present invention, data to be recorded on a magnetic disk is encoded in any desired binary format. This binary encoding preferably includes standard error control redundancy and encoding. The coded data is divided into contiguous blocks and mapped into a complex sequence according to a predetermined set of coding rules. This complex number may be a component of various conventional coding scheme constellations known in the art as QAM, PSK, CROSS and other trellis coded modulation designs. The specific form of the mapping from the sequence of binary data to the sequence of complex numbers is not important to the invention. Methods for implementing the mapping of complex numbers to sequences are found in the following publications, incorporated herein by reference: <7> Pele and A. Ruiz, IEEE I
nternational Conference on Acoustics, Speech, and Si
gnal Processing, Denver Colo, pp. 964-967 (April 1980
Month). <8> Minzer and T. Howe
ll), IBM-RC 9429 (# 41644) (June 16, 1982). <9> E. Feig and F. Mintze
r), IBM-RC 13701 (# 60788) (March 14, 1988). <10> Weinstein and Evert (SBWeinstein
and PMEbert), IEEE Trans.Commun., vol.COM-19, p
628-634 (October 1971).

これらの技法の総称名は、デジタル周波数分割多重化
法であり、文献ではフーリエ変換分割多重化(FTDM)法
とも呼ばれている。
The generic name for these techniques is digital frequency division multiplexing, also referred to in the literature as Fourier Transform Division Multiplexing (FTDM).

データは、高速フーリエ変換(FFT)計算に特に適し
た長さN(Nは2のべき乗)のシーケンスに写像するこ
とが好ましい。Nは、256から4096の範囲にあることが
さらに好ましい。Nの選択は、部分的には、高速フーリ
エ変換の実行に使用されるハードウェアの速度と、磁気
変換ヘッドのピーク電力処理能力とに依存する。
The data is preferably mapped into a sequence of length N (N is a power of 2) which is particularly suitable for fast Fourier transform (FFT) calculations. More preferably, N is in the range of 256 to 4096. The choice of N depends in part on the speed of the hardware used to perform the fast Fourier transform and the peak power handling capability of the magnetic transducing head.

本発明では、隣接するトラックがパリティの異なる番
号を有するように、ディスクのトラックに番号を付け
る。言い換えると、隣接するトラックの各対ごとに、そ
の一方は偶数のトラック番号を有し、他方は奇数のトラ
ック番号を有する。さらに、本発明では、ディスクの奇
数トラックに記録されるデータと偶数トラックに記録さ
れるデータを、実質的に直交させて写像する。偶数トラ
ックに記録されるデータは、あるシーケンスのうち偶数
の指標を有するエントリにだけ写像され、奇数の指標を
有するエントリには値0が割り当てられる。奇数トラッ
クに記録されるデータは、そのシーケンスのうち奇数の
指標を有するエントリにだけ写像され、偶数の指標を有
するエントリには値0が割り当てられる。
In the present invention, the tracks on the disk are numbered such that adjacent tracks have numbers with different parities. In other words, for each pair of adjacent tracks, one has an even track number and the other has an odd track number. Further, in the present invention, data recorded on odd tracks and data recorded on even tracks of the disk are mapped substantially orthogonally. Data recorded on an even track is mapped only to an entry having an even index in a certain sequence, and a value 0 is assigned to an entry having an odd index. The data recorded on the odd track is mapped only to the entry having the odd index in the sequence, and the value 0 is assigned to the entry having the even index.

複素数のシーケンスへの2進データの写像を行った
後、好ましくはそのシーケンスの前に、その逆共役シー
ケンスを付加して、長さ2Nのシーケンスを形成する。付
加済みのシーケンスは、その先頭からj番目のエントリ
が、末尾からj番目のエントリの共役数と等しいという
特性を有する。新しい付加済みのシーケンスを高速フー
リエ変換計算にかけて、長さ2Nの実数のシーケンスを得
る。
After the mapping of the binary data to the complex sequence, preferably before the sequence, the inverse conjugate sequence is added to form a sequence of length 2N. The added sequence has the property that the j-th entry from the beginning is equal to the conjugate number of the j-th entry from the end. The new added sequence is subjected to a fast Fourier transform calculation to obtain a real sequence of length 2N.

長さ2Nの実数のシーケンスには、好ましくはその末尾
に、そのシーケンスの先頭部分を少し付加することがで
きる。この長さLのバッファ・セグメントは、たとえば
ヘッド応答などによる、チャネルのメモリの長さに対応
する。この手順は、巡回拡張と称し、通信チャネル及び
記憶チャネルに固有のシンボル間干渉の問題を補償する
ために提案されたものである。
A real number sequence of length 2N may have a small portion of the beginning of the sequence, preferably at the end. This length L buffer segment corresponds to the length of the channel's memory, for example due to head response. This procedure, called cyclic extension, has been proposed to compensate for the problem of intersymbol interference inherent in the communication and storage channels.

その結果得られる、巡回拡張された、付加済みの長さ
2N+Lの実数のシーケンスは、デジタル・アナログ・コ
ンバータと低域フィルタを通って、ディスクに記録され
るアナログ信号を生成する。このアナログ信号は、実質
的に線形の形でディスクに書き込むために磁気記録ヘッ
ドに渡され、ディスクに記録される。
The resulting cyclically extended, appended length
The 2N + L real sequence passes through a digital-to-analog converter and low-pass filter to produce an analog signal that is recorded on the disk. This analog signal is passed to a magnetic recording head for writing to the disk in a substantially linear manner and is recorded on the disk.

読み取り処理の間に、データを連続したブロックの形
で収集する。各ブロックは、書き込み時と同じ周波数で
サンプリングされ、実数の2N+L個のサンプルが得られ
る。これらは、上記<7>ペレ及びルイスの発表と上記
<8>ミンツァー及びハウエルの発表に記載の等化器に
渡される。等化器の出力の最初の2N個の値を、高速逆フ
ーリエ変換アルゴリズムにかけて、2N個の複素数のシー
ケンスを得る。高速逆フーリエ変換器の出力の後半部分
(全部でN個の複素数)を、事前復号器に送る。
During the reading process, data is collected in contiguous blocks. Each block is sampled at the same frequency as at the time of writing, and real 2N + L samples are obtained. These are, above <7> Pele and Lewis of the announcement and the above-mentioned
<8> Passed to the equalizer described in Minzer and Howell's announcement. The first 2N values of the output of the equalizer are subjected to a fast inverse Fourier transform algorithm to obtain a sequence of 2N complex numbers. The second half of the output of the fast inverse Fourier transformer (a total of N complex numbers) is sent to the predecoder.

このデータが偶数トラックからのものである場合、事
前復号器は、シーケンスの偶数エントリだけを復号器に
送る。事前復号器は、そのシーケンスの奇数エントリの
数の大きさも検査する。これが所定の限界を超える場
合、それは、磁気ヘッドが隣接トラックに侵入している
ことのしるしであり、事前復号器は、訂正動作を求める
信号を発生する。
If this data is from an even track, the predecoder sends only the even entries of the sequence to the decoder. The predecoder also checks the magnitude of the number of odd entries in the sequence. If this exceeds a predetermined limit, it is an indication that the magnetic head has penetrated an adjacent track, and the predecoder generates a signal for a corrective action.

一方、データが奇数トラックから来ている場合、事前
復号器は、このシーケンスの奇数エントリだけを復号器
に送る。事前復号器は、そのシーケンスの偶数エントリ
の数の大きさも検査する。これが所定の限界を超える場
合、それは、磁気ヘッドが隣接トラックに侵入している
ことのしるしであり、事前復号器は、訂正動作を求める
信号を発生する。
On the other hand, if the data comes from an odd track, the predecoder sends only the odd entries of this sequence to the decoder. The predecoder also checks the magnitude of the number of even entries in the sequence. If this exceeds a predetermined limit, it is an indication that the magnetic head has penetrated an adjacent track, and the predecoder generates a signal for a corrective action.

復号器は、データを受け取った後、データを符号化し
た方法と逆の方法に従って、データの復号に着手する。
After receiving the data, the decoder starts decoding the data according to a method reverse to the method of encoding the data.

本発明の好ましい実施例の直交化方法を使用して、オ
フトラック干渉を、完全には回避できないまでも減少さ
せることができる。偶数トラックからデータを読み取り
たいが、ヘッドがそれと隣接する奇数トラックに侵入し
ている場合を考える。その場合、ヘッドは、完全に所望
の偶数トラックの上にあるわけではないので、そのトラ
ックからわずかに弱い信号を読み取る。さらにこのヘッ
ドは、隣接する奇数トラックから弱い信号を読み取る。
これらの信号が直交していなければ、弱められた所望の
信号に重畳された弱い信号が、復号の際にエラーを誘発
する可能性がある。このエラーの確率は、ヘッドとトラ
ックの位置ずれが大きくなるにつれて高くなる。本発明
の直交化手順を用いる場合、ヘッドは、隣接する奇数ト
ラックからの弱い信号が重畳された、所望の偶数トラッ
クからのわずかに弱い信号を読み取る。しかし、高速フ
ーリエ変換段の後では、信号に対する所望の偶数トラッ
クからの寄与は、高速逆フーリエ変換の出力シーケンス
の偶数エントリだけに見られ、一方、信号に対する干渉
側の奇数トラックからの寄与は、高速逆フーリエ変換の
出力シーケンスの奇数エントリにだけ見られる。偶数エ
ントリの振幅は、ヘッドがトラックの真上になかったの
で、わずかではあるが基本的に均一に減衰する。このよ
うな減衰は、容易に補正することができ、その後の復号
は簡単である。高速逆フーリエ変換後のシーケンスの奇
数エントリに見られる干渉信号は、復号に使用される高
速逆フーリエ変換後のシーケンスの偶数エントリに、そ
の干渉が雑音として本質的に現れないことを意味する。
Using the orthogonalization method of the preferred embodiment of the present invention, off-track interference can be reduced, if not completely avoided. Suppose that data is to be read from an even track, but the head has penetrated an odd track adjacent thereto. In that case, the head reads a slightly weaker signal from the desired even track, since it is not entirely above that track. The head also reads weak signals from adjacent odd tracks.
If these signals are not orthogonal, weak signals superimposed on the weakened desired signal can cause errors during decoding. The probability of this error increases as the displacement between the head and the track increases. Using the orthogonalization procedure of the present invention, the head reads a slightly weaker signal from the desired even track, on which a weaker signal from an adjacent odd track is superimposed. However, after the fast Fourier transform stage, the contribution from the desired even track to the signal is found only in the even entry of the output sequence of the fast inverse Fourier transform, while the contribution from the interfering odd track to the signal is Only found in the odd entries of the output sequence of the fast inverse Fourier transform. The amplitude of the even entries attenuates, albeit slightly, evenly since the head was not directly above the track. Such attenuation can be easily corrected and subsequent decoding is straightforward. Interference signals found in the odd entries of the fast inverse Fourier transformed sequence mean that the interference does not appear essentially as noise in the even entries of the fast inverse Fourier transformed sequence used for decoding.

奇数トラックからデータを読み取りたいが、ヘッドが
それに隣接する偶数トラックの1つに侵入しているとき
にも類似の状況が発生するが、復号は、前段に提示した
のと同様の形で、偶数と奇数を入れ替えた状態で進行す
る。
A similar situation occurs when one wants to read data from an odd track, but the head has penetrated one of the adjacent even tracks, but the decoding is performed in the same manner as presented earlier, with the even number The process proceeds with the odd numbers replaced.

本発明では、交流バイアス法などの線形磁気記録技法
を利用すると好都合である。その結果、トラック番号、
埋め込みサーボ・データ、タイミング情報などの有用な
情報を、有利にデータ信号に重畳させることができる。
たとえば、ディスク製造中に、低周波数のサーボ情報を
ディスク内に十分に深く「埋め込」んで、交流バイアス
式書き込みプロセスの影響を受けないようにすることが
できる。読み戻し時には、低域フィルタを利用して、こ
の埋め込みサーボ信号をデータ信号から分離することが
できる。
In the present invention, it is advantageous to utilize a linear magnetic recording technique such as the AC bias method. As a result, the track number,
Useful information such as embedded servo data and timing information can be advantageously superimposed on the data signal.
For example, during disk manufacture, low frequency servo information may be "buried" deep enough into the disk to be unaffected by the AC biased writing process. At the time of reading back, the embedded servo signal can be separated from the data signal by using a low-pass filter.

従来技術の埋め込みサーボ方式では、直流周波数での
コード内の周波数ノッチが狭いにもかかわらず、データ
信号には直流付近に残留電力があった。<11> ヘインズ(M.K.Haynes)、IEEE Trans.Magn.vol.
MAG−17,no.6,pp.2730−2734(1978年11月)。
In the prior art embedded servo system, the data signal has residual power near DC even though the frequency notch in the code at DC frequency is narrow. <11> Haynes (MKHaynes), IEEE Trans.Magn.vol.
MAG-17, no. 6, pp. 2730-2734 (November 1978).

本発明の好ましい実施例では、これとは対照的に、デ
ータ成分信号が、直流付近でかなり広いギャップを有す
る。したがって、サーボ情報とデータを、周波数領域で
基本的に完全に分離することができる。低域フィルタリ
ングによって得られるサーボ情報がデータの侵入によっ
て破壊されることはなく、データが低周波数のサーボ情
報によって破壊されることもない。さらに、サーボ情報
には、ヘッドが侵入しているトラックが、所望の位置の
右が左かを記述するだけでよい。というのは、データ信
号自体が、逆フーリエ変換後のシーケンスの偶数エント
リまたは奇数エントリのいずれかの電力中に、ヘッドが
トラック上にあるか否かに関する情報を含んでいるから
である。埋め込みサーボ情報は、循環した順序で配列さ
れた3つの異なる低周波数正弦波のうちの1つでよい。
事前復号器は、ヘッドがトラックから外れようとしてい
ることを感知した時に、訂正措置を講じるよう求める信
号を発生する。低域フィルタは、埋め込みサーボ中の3
つの低周波数正弦波信号のうちの2つを分離することが
できるが、ヘッドが外れているのが右か左かを知るに
は、これで十分である。
In the preferred embodiment of the present invention, in contrast, the data component signal has a fairly wide gap near DC. Therefore, servo information and data can be basically completely separated in the frequency domain. Servo information obtained by low-pass filtering is not destroyed by intrusion of data, and data is not destroyed by low-frequency servo information. Further, the servo information only needs to describe whether the track in which the head has entered is right or left of a desired position. This is because the data signal itself contains information as to whether the head is on a track in the power of either the even or odd entries of the sequence after the inverse Fourier transform. The embedded servo information may be one of three different low frequency sine waves arranged in a circular order.
The predecoder generates a signal asking it to take corrective action when it senses that the head is going off track. The low pass filter is 3
Two of the low frequency sinusoidal signals can be separated, but this is sufficient to know if the head is off the right or left.

望むならば、基本的なフーリエ変換分割多重化方式で
利用されるチャネル中に、他のデータを重畳することが
できる。面情報は、従来通り時(空間)分割多重化法式
で符号化することができる。本発明の好ましい実施例で
は、時分割、周波数分割またはその両方のいずれで多重
化を行うのかを、自由に選択することができる。さら
に、特殊な高周波成分を、タイミング制御など特殊なタ
スクための特殊な情報用に割り振ることができる。高周
波信号は大きく減衰するので、多少弱い信号を生ずる可
能性があるが、タイミング制御信号が有効であるために
は、高いS/N(信号対雑音)比は不要である。特に好ま
しい実施例は、データ周波数から十分に離れた高周波正
弦波を重畳して、フィルタを用いてこれを容易に分離で
きるようにするものであろう。読み戻し中には、正確な
タイミング制御を行うため、読み取り側がこの高周波正
弦波に位相ロックすることができる。
If desired, other data can be superimposed in the channel used in the basic Fourier transform division multiplexing scheme. The surface information can be encoded by a time (space) division multiplexing method as before. In the preferred embodiment of the present invention, it is possible to freely select whether to perform multiplexing by time division, frequency division, or both. Furthermore, special high frequency components can be allocated for special information for special tasks such as timing control. High-frequency signals are greatly attenuated and may produce somewhat weak signals, but a high signal-to-noise (S / N) ratio is not required for the timing control signal to be effective. A particularly preferred embodiment would be to superpose a high frequency sine wave well separated from the data frequency so that it can be easily separated using a filter. During readback, the reader can phase lock to this high frequency sine wave for accurate timing control.

[図面の簡単な説明] 第一図は、トラック幅1、平均信号電力=200、媒
体雑音電力=150、電子雑音電力=50、サーボ
標準偏差σ=0.15の典型的な磁気ディスク・チャネルの
S/N比と容量の計算値をヘッド幅の関数としてプロット
したグラフである。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 shows a typical magnetic disk channel having a track width of 1, average signal power = 200, medium noise power M = 150, electronic noise power E = 50, and servo standard deviation σ = 0.15. of
5 is a graph plotting calculated values of S / N ratio and capacity as a function of head width.

第2図は、第1図の磁気ディスク・チャネルのトラッ
ク幅が変化したときの影響を示す4つのグラフである。
水平軸はトラック幅を示す。第2a図は、最適ヘッド幅と
トラック幅の比を有するチャネルのS/N比のグラフであ
る。第2b図は、対応するチャネル容量の計算値のグラフ
である。第2c図は、トラック幅の関数としてプロットし
た最適ヘッド幅の計算値のグラフである。第2d図は、最
適ヘッド幅とトラック幅の比の計算値のグラフである。
FIG. 2 is four graphs showing the effect of changing the track width of the magnetic disk channel of FIG.
The horizontal axis indicates the track width. FIG. 2a is a graph of the S / N ratio of a channel having an optimum head width to track width ratio. FIG. 2b is a graph of the calculated value of the corresponding channel capacity. FIG. 2c is a graph of the calculated optimal head width plotted as a function of track width. FIG. 2d is a graph of the calculated value of the ratio between the optimum head width and the track width.

第3図は、σ=0である以外は第1図と同じパラメー
タのグラフである。第3a図は、最適容量の計算値をトラ
ック幅の関数としてプロットしたグラフである。第3b図
は、対応するS/N比の計算値のグラフである。
FIG. 3 is a graph of the same parameters as FIG. 1 except that σ = 0. FIG. 3a is a graph plotting the calculated optimal capacity as a function of track width. FIG. 3b is a graph of the corresponding calculated S / N ratio.

第4図は、=0である以外は第3図の同じパラメ
ータのグラフである。第4a図は、最適容量の計算値をト
ラック幅の関数としてプロットしたグラフである。第4b
図は、対応するS/N比の計算値のグラフである。
FIG. 4 is a graph of the same parameters of FIG. 3 except that E = 0. FIG. 4a is a graph plotting the calculated optimal capacity as a function of track width. 4b
The figure is a graph of the corresponding calculated S / N ratio.

第5図は、干渉信号P1が除去されている以外は第1図
と同じパラメータのグラフである。第5a図は、最適容量
の計算値をトラック幅の関数としてプロットしたグラフ
である。第5b図は、対応するS/N比の計算値のグラフで
ある。
Figure 5, except that the interference signal P 1 is removed is a graph of the same parameters as the first FIG. FIG. 5a is a graph plotting the calculated optimal capacity as a function of track width. FIG. 5b is a graph of the corresponding calculated S / N ratio.

第6図は、フーリエ変換分割多重化符号化の4つの配
座のscje、atoc表現を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing scje and atoc expressions of four constellations of Fourier transform division multiplex coding.

第7図は、本発明の磁気記憶装置の送信チャネルと受
信チャネルのブロック図である。
FIG. 7 is a block diagram of a transmission channel and a reception channel of the magnetic storage device of the present invention.

第8a図は、一実施例のチャネル周波数応答と雑音電力
スペクトルの計算値のグラフである。第8b図は、対応す
るチャネル応答と雑音電力スペクトルの比を示すグラフ
である。
FIG. 8a is a graph of the calculated value of the channel frequency response and the noise power spectrum of one embodiment. FIG. 8b is a graph showing the ratio of the corresponding channel response to the noise power spectrum.

第9a図は、表1で与えられる4つの入力電力の割り振
りを示すグラフである。第9b図は、対応する出力S/N比
の計算値のグラフである。
FIG. 9a is a graph showing the allocation of the four input powers given in Table 1. FIG. 9b is a graph of the corresponding calculated output S / N ratio.

第10a図は、古典的な注水式電力割り振りを示すグラ
フである。第10b図は、対応する出力S/N比の計算値と、
10-7のエラー率を達するのに必要なS/N比のグラフであ
る。
FIG. 10a is a graph showing classic water injection power allocation. FIG. 10b shows the corresponding calculated output S / N ratio,
6 is a graph of the S / N ratio required to achieve an error rate of 10 -7 .

第11a図は、3つの配座を使用した入力電力の割り振
りを示すグラフである。第11b図は、対応する出力S/N比
の計算値のグラフである。
FIG. 11a is a graph showing input power allocation using three constellations. FIG. 11b is a graph of the calculated output S / N ratio.

第12a図は、表2で与えられる4つの入力電力の割り
振りを示すグラフである。第12b図は、対応するS/N比の
計算値のグラフである。
FIG. 12a is a graph showing the allocation of the four input powers given in Table 2. FIG. 12b is a graph of the corresponding calculated S / N ratio.

[発明の好ましい実施例] デジタル・データの線形磁気記録 本発明では、磁気記憶チャネルが、交流バイアスの印
加によって線形化される。交流バイアスを用いる場合、
一般に信号対雑音比がかなり失われるが、これは信号処
理技法を用いて回復できる。これは、4つの方法で実施
することができる。第1の方法では、周波数の関数とし
てのチャネルの特定の信号対雑音特性を利用して、低い
S/N比で高い信頼性を得るための実用的な符号化/変調
方式を設計する。上記の周波数領域での符号化方式は、
最近、上記<7>ペレ及びルイスの発表と、上記<9>
フェイグ及びミンツァーの発表に記載された。第2の方
法では、周波数領域で互いに直交する信号を、奇数番目
と偶数番目のトラックに交互に書き込むことによって、
隣接トラックの干渉を削減する。第3の方法では、バー
スと雑音の影響を軽減する。第4の方法では、再生中
に、直交化された信号を連続的なトラック・サーボ動作
用の余分に重畳された情報とともに使用する。また、書
き込みを助けるため、データを含む周波数帯域から十分
に離れた直交付近の周波数帯域に埋め込みサーボを追加
することができる。
Preferred Embodiment of the Invention Linear Magnetic Recording of Digital Data In the present invention, the magnetic storage channel is linearized by the application of an AC bias. When using the AC bias,
Generally, a significant loss of signal-to-noise ratio can be recovered using signal processing techniques. This can be done in four ways. The first method takes advantage of the specific signal-to-noise characteristics of the channel as a function of frequency to reduce the
Design a practical coding / modulation method to obtain high reliability in S / N ratio. The coding scheme in the above frequency domain is
Recently, <7> Pele and Lewis announced and <9>
It was mentioned in the announcement by Fague and Minzer. In the second method, signals orthogonal to each other in the frequency domain are alternately written to odd-numbered and even-numbered tracks,
Reduce adjacent track interference. In the third method, the effects of berth and noise are reduced. In a fourth method, the orthogonalized signal is used during playback with extra superimposed information for continuous track servo operation. In addition, in order to assist writing, an embedded servo can be added to a frequency band in the vicinity of orthogonality sufficiently distant from a frequency band including data.

直交化は、チャネルを、偶数番号のトラック群と奇数
番号のトラック群という2つのサブチャネルに分解する
ことによって達成できる。書き込まれる信号は、適当に
選択した間隔でサンプリングした値を離散フーリエ変換
すると、その奇数または偶数のいずれかのエントリが全
て0に等しくなるような信号である。実際の符号化/変
調技法は、上記<8>ミンツァー及びハウエルの発表と
上記<7>ペレ及びルイスの発表に記載されたフーリエ
変換符号化(FTC)法の変形になる。典型的なチャネル
の理想的な例を使用して、この方法の潜在的な利益につ
いて説明する。
Orthogonalization can be achieved by decomposing the channel into two subchannels, an even numbered track group and an odd numbered track group. The signal to be written is such that, upon discrete Fourier transforming the values sampled at appropriately selected intervals, either the odd or even entries are all equal to zero. The actual coding / modulation technique is a variant of the Fourier Transform Coding (FTC) method described in <8> Minzer and Howell and <7> Pele and Lewis. Using the ideal example of a typical channel, the potential benefits of this method will be described.

本発明の直交化方法を用いると、非常に狭いトラック
に対してもチャネルの保全性が維持できるようになる。
書き込み処理中にヘッドが隣接トラックに侵入する場
合、それによって部分的に重ね書きされる信号は、完全
には消去されない。通常、このような部分的消去は、コ
ヒーレントな干渉が原データの正確な検索を妨げるの
で、原データの信頼性を失わせるのに十分である。本発
明を用いると、重畳された信号のスペクトルは、そのサ
ポートが事前記録されたデータのスペクトルのサポート
から切り離されるので、旧データからそれを読みとれる
のに十分な信号が得られる確率が高くなる。実際、この
点を考慮すると、トラック密度に制約が課される。読み
取り処理中には、オフトラック信号は所望のデータ信号
と干渉しない。
With the orthogonalization method of the present invention, channel integrity can be maintained even for very narrow tracks.
If the head penetrates an adjacent track during the writing process, the signal which is partially overwritten thereby will not be completely erased. Usually, such partial erasure is sufficient to make the original data unreliable, since coherent interference prevents accurate retrieval of the original data. With the present invention, the spectrum of the superimposed signal is decoupled from its support of the spectrum of the pre-recorded data, so the probability of obtaining a signal sufficient to be able to read it from the old data is increased . In fact, taking this into account places restrictions on the track density. During the reading process, the off-track signal does not interfere with the desired data signal.

標準チャネルのトラック位置ずれの影響 口述するコンピュータ・モデル・シミュレーションで
は、トラック幅と帯域幅について、距離と時間の単位を
正規化し、どちらも1を基準として使用する。トラック
−ヘッド間の位置合わせが完全であるという前提の下で
この基準システムの平均信号電力をとする。この基準
システムの媒体雑音電力をとする。媒体雑音電力
は、ヘッドが隣接トラック上に侵入する場合にも変化し
ない。このシステムの電子雑音電力をとする。これ
はずっと一定である。
Influence of Track Positional Displacement of Standard Channel In the dictated computer model simulation, distance and time units are normalized for track width and bandwidth, and both are used with 1 as a reference. Let the average signal power of this reference system be under the assumption that track-to-head alignment is perfect. Let M be the medium noise power of this reference system. The medium noise power does not change when the head enters an adjacent track. Let E be the electronic noise power of this system. This is much more constant.

ヘッド−トラック間の位置ずれは、書き込み処理にも
読み取り処理にも影響を及ぼす。書き込み処理に対応す
る影響は、隣接トラック上の旧データが破壊され、2度
と回復できなくなる可能性があるので、基本的により重
大である。読み取り処理中のトラック位置ずれについて
は、トラックを複数回走査することができるので、トラ
ック位置ずれの影響が打ち消される。実際には、このよ
うな遅延が許容されることはほとんどない。容量の見積
もりを簡単にするために、このチャネルの位置ずれが、
読み取り処理中と書き込み処理中で同じであると仮定す
る。この状況を研究するためのもっとも簡単な方法は、
完全なトラックが書き込まれるものとして、トラック中
心に対するヘッド位置の偏差を2倍にすることである。
本明細書ではこの方法を使用する。容量見積もりを、特
定の読み取り/書き込み方式の性能分析を混同してはな
らない。後者は、最悪の状況を考慮して行うべきもので
ある。
The displacement between the head and the track affects both the writing process and the reading process. The effect corresponding to the write process is fundamentally more significant as the old data on the adjacent track may be destroyed and cannot be recovered again. As for the track position shift during the reading process, the track can be scanned a plurality of times, so that the influence of the track position shift is negated. In practice, such delays are rarely tolerated. To make capacity estimation easier,
Assume the same during a read operation and during a write operation. The easiest way to study this situation is
Assuming that a complete track is written, the deviation of the head position from the track center is to be doubled.
This method is used herein. Capacity estimates should not be confused with performance analysis of a particular read / write scheme. The latter should be done with worst-case considerations in mind.

幅≦1のトラックと、幅H≦Wの読み取りヘッドを有
するシステムについて考える。トラックは完全に書き込
まれ、隣接トラックを分離するための保護帯域は使用さ
れない。読者は、容易にこの分析を拡張して、この状況
を考慮に入れることができる。読み戻し時のヘッド中心
位置は、期待値がトラックの中心で、偏差がσの標準
分布であると仮定する。上記のシステムは、媒体雑音電
力は、 NM=H であり、電子雑音電力は、 NE である。干渉信号の平均電力は、 である。ただし、 同様に、所望の信号の平均電力は、 である。ただし、 次に、式 を使用して、チャネル容量を指定する。個々の寄与雑音
電力は、全く相関していないと仮定しているので、これ
らを加算してシャノン方程式の信号対雑音の式の分母を
得たことに注意されたい。
Consider a system having a track of width ≤ 1 and a read head of width H ≤ W. The tracks are completely written and no guard band is used to separate adjacent tracks. The reader can easily extend this analysis to take this situation into account. Head center position at the time of reading back is assumed in the center of the expected value tracks, a standard distribution of deviation sigma 2. In the above system, the media noise power is N M = H M and the electronic noise power is N E = E. The average power of the interfering signal is It is. However, Similarly, the average power of the desired signal is It is. However, Then, the formula Use to specify the channel capacity. Note that since the individual contributing noise powers are assumed to be completely uncorrelated, they were added to obtain the denominator of the Shannon equation signal-to-noise equation.

第1図は、典型的なチャネルでヘッド幅を変化させた
場合の容量とS/N比の計算値を示すグラフである。トラ
ック幅は1、平均信号電力=200、媒体雑音電力
=150、電子雑音電力=50、サーボ標準偏差はσ=
0.15である。トラック幅が一定の場合、容量はS/N比の
単調関数である。第1図に示すように、最大容量は、ヘ
ッド幅がトラック幅の約70%である時に得られる。
FIG. 1 is a graph showing calculated values of capacity and S / N ratio when the head width is changed in a typical channel. Track width is 1, average signal power = 200, medium noise power M
= 150, electronic noise power E = 50, servo standard deviation is σ =
0.15. For a fixed track width, the capacity is a monotonic function of the S / N ratio. As shown in FIG. 1, the maximum capacity is obtained when the head width is about 70% of the track width.

次に、トラック幅を縮めるとどうなるかを検討する。
最適ヘッド幅とトラック幅の比は、トラック幅の関数と
して変動する。第2図に、トラック幅を0から基準トラ
ック幅1まで変化させたときの状態を示す。第2a図は、
最適のヘッド幅を有するチャネルのS/N比(dB単位)を
トラック幅に対してプロットしたグラフであり、第2b図
は、対応する容量を示すグラフである。第2c図は、最適
ヘッド幅をトラック幅の関数として示すグラフであり、
第2d図は、対応する最適ヘッド幅とトラック幅の比を示
すグラフである。この最後の図に見られるゆれは、離散
化の際の数値誤差に起因するものであり、この誤差は、
比をとるにことによって大きく拡大される。トラック幅
の関数としての容量は、最適ヘッド幅とトラック幅の比
が最小になる時に最適になることに注意されたい。最適
容量が得られるのは、トラック幅が約1/2に減少した時
であり、基準チャネルのS/N比よりも8dB以上低いS/N比
を有するチャネルが得られる。実際の容量増は、25%で
ある。
Next, what happens when the track width is reduced is examined.
The ratio between the optimum head width and the track width varies as a function of the track width. FIG. 2 shows a state when the track width is changed from 0 to the reference track width 1. FIG.
FIG. 2b is a graph plotting the S / N ratio (in dB) of the channel having the optimum head width against the track width, and FIG. 2b is a graph showing the corresponding capacity. FIG. 2c is a graph showing optimal head width as a function of track width,
FIG. 2d is a graph showing the ratio between the corresponding optimum head width and the track width. The swing seen in this last figure is due to a numerical error in the discretization, which is
The ratio is greatly expanded by taking the ratio. Note that capacity as a function of track width is optimal when the ratio of optimal head width to track width is minimized. The optimum capacity is obtained when the track width is reduced to about 1/2, and a channel having an S / N ratio lower than that of the reference channel by 8 dB or more is obtained. The actual capacity increase is 25%.

チャネル性能の低下に関するTMRの役割を強調するた
め、次に、完全なトラッキング、すなわちσ=0を前提
とする以外は同じチャネルを検討する。第3a図は、容量
をトラック幅の関数として示したグラフであり、第3b図
は、対応するS/N比を示すグラフである。トラッキング
が完全であるので、最適ヘッド幅とトラック幅の比は1
である。最適容量は、基準トラック幅の1/10のトラック
幅の時に得られ、容量増は3倍以上になる。しかし、こ
の容量を達成するには、6.7dB程度の非常に低いS/N比の
チャネルを利用しなければならない。実用上より直接的
に重要なのは、トラッキングが完全であれば、5.1dBのS
/N比低下と約65%の容量増でトラック密度を2倍にでき
ることである。これに類似した結果が上記<1>に示さ
れている。歴史的な展望から考えるために、容量をトラ
ック幅の関数として示したグラフ(上記<3>)を第4
図に示す。この場合、サーボの偏差のみならず電子雑音
も除去されている。このとき、容量は、トラック密度の
増加につれて単調に増加する。この図からは明らかにな
らないが、トラック幅が0に近づく時、この増加は漸近
的な限界に達する。
To emphasize the role of TMR in degrading channel performance, we now consider the same channel except for perfect tracking, ie, assuming σ = 0. FIG. 3a is a graph showing the capacity as a function of track width, and FIG. 3b is a graph showing the corresponding S / N ratio. Since the tracking is perfect, the ratio of the optimum head width to the track width is 1
It is. The optimum capacity is obtained when the track width is 1/10 of the reference track width, and the capacity increase is more than three times. However, to achieve this capacity, channels with very low S / N ratios, on the order of 6.7 dB, must be used. More important in practical terms, if tracking is perfect, 5.1 dB S
The track density can be doubled by lowering the / N ratio and increasing the capacity by about 65%. Similar results are shown in <1> above . From a historical perspective, a graph showing capacity as a function of track width (<3> above) is shown in Figure 4.
Shown in the figure. In this case, not only the servo deviation but also the electronic noise is removed. At this time, the capacity monotonically increases as the track density increases. Although not apparent from this figure, as the track width approaches zero, this increase reaches an asymptotic limit.

干渉信号P1が、このシステムのS/N比と容量にどれほ
どの影響を及ぼすかがわかれば有益である。後程、隣接
トラックの信号を直交化した後には、雑音のこの成分が
存在しなくなるので、これは特に重要である。第5図
に、P1=0の場合の最適容量と対応するS/N比のグラフ
を示す。容量は原寸法の1/5のトラック幅で最適にな
り、容量増は2倍以上になる。原寸法の0.3倍のトラッ
ク幅のとき、容量はちょうど約2倍であり、S/N比が9dB
低下する。原寸法の1/2のトラック幅のとき、容量は約5
0%増加するが、対応するS/N比の低下は5dB未満であ
る。さらに重要なことに、干渉のない1/2トラック幅の
チャネルを、干渉のある基準チャネル(第2図参照)と
比較すると、容量は75%増加し、S/N比低下は3dB未満で
ある。
Interference signal P 1 is beneficial Knowing how much influence the S / N ratio and capacity of the system. This is particularly important later, after orthogonalizing the signals of the adjacent tracks, this component of the noise is no longer present. FIG. 5 shows a graph of the optimum capacity and the corresponding S / N ratio when P 1 = 0. The capacity is optimized at a track width of 1/5 of the original size, and the capacity increase more than doubles. When the track width is 0.3 times the original size, the capacity is just about twice and the S / N ratio is 9dB
descend. When the track width is 1/2 of the original size, the capacity is about 5
Although it increases by 0%, the corresponding decrease in S / N ratio is less than 5 dB. More importantly, when comparing a non-interfering half track width channel to an interfering reference channel (see FIG. 2), the capacity is increased by 75% and the SNR is reduced by less than 3 dB. .

サーボを改善した結果、トラッキングの標準偏差がσ
=0.05まで減少したと仮定する。標準的な方法で、隣接
トラックからの干渉信号の影響を受けながら読み取りと
書き込みを行う場合、トラック幅1のとき、S/N比は、2
2.45dB、容量は7.4になる。したがって、基準チャネル
よりもS/N比は2.2dB増加するが、容量増はごくわずかで
しかない。トラック幅が0.5のときの最適容量は、ヘッ
ド幅0.45に対して11.9であり、対応するS/N比は17.86dB
である。最適容量は、トラック幅0.175、ヘッド幅0.156
のときに得られ、容量は16.9、S/N比は8.9dBとなる。
As a result of improving the servo, the standard deviation of tracking is σ
Assume that it has decreased to = 0.05. When reading and writing are performed by the standard method under the influence of the interference signal from the adjacent track, when the track width is 1, the S / N ratio is 2
2.45dB, capacity becomes 7.4. Therefore, the S / N ratio is increased by 2.2 dB over the reference channel, but the capacity increase is negligible. The optimum capacity when the track width is 0.5 is 11.9 for a head width of 0.45, and the corresponding S / N ratio is 17.86 dB
It is. Optimum capacity is track width 0.175, head width 0.156
The capacitance is 16.9 and the S / N ratio is 8.9 dB.

最後に、隣接トラックからの干渉信号をも除去したと
すると、トラック幅1のときに、S/N比は22.7dB、容量
は7.56となる。トラック幅0.5のとき、容量は12.3(ヘ
ッド幅も0.5)、対応するS/N比は18.47dBである。最適
容量は、トラック幅0.125のときに得られ、容量は21.
3、S/N比は、7.25dBとなる。この最後のトラック幅0.5
のチャネルを、トラック幅1の基準チャネルと比較する
と、1.8dB未満のS/N比低下で、83%の容量増が得られ
る。
Finally, assuming that interference signals from adjacent tracks are also removed, when the track width is 1, the S / N ratio is 22.7 dB and the capacity is 7.56. When the track width is 0.5, the capacity is 12.3 (the head width is also 0.5), and the corresponding S / N ratio is 18.47 dB. The optimum capacity is obtained when the track width is 0.125, the capacity is 21.
3. The S / N ratio is 7.25dB. This last track width 0.5
In comparison with the reference channel having a track width of 1, a capacity increase of 83% can be obtained with an S / N ratio reduction of less than 1.8 dB.

FTCの基礎 本節では、フーリエ変換符号化(FTC)の基礎と、そ
の実施態様の例を説明する。注水理論に基づく標準的な
FCT方式は、上記<8>、上記<8>及び下記<12>
記載されている。<12>グリーン(B.Greene)、1984年9月
Basics of FTC This section describes the basics of Fourier Transform Coding (FTC) and examples of its implementation. Standard based on water injection theory
The FCT method is described in <8>, <8>, and <12> below . <12> Green (B. Greene), September 1984 .

FTCとトレリス・コード化の混合方式が、上記<9>
及び下記<13>に記載されている。<13>ルイス、シオフィおよびカスツリア(A.Ruiz,J.
M.Cioffi,and S.Kasturia)、IBM−RC(1988年3月10
日)
The mixed method of FTC and trellis coding is described in <9> above.
And <13> below . <13> Lewis, Sioffy and Kasturia (A. Ruiz, J.
M. Cioffi, and S. Kasturia), IBM-RC (March 10, 1988)
Days) .

より精巧な方法が、下記<14>に記載されている。<14>フェイグ(E.Feig)、IEEE Trans.Commun. 基本的には、チャネルをばらばらの狭帯域のサブチャ
ネルに分割し、高S/N比のサブチャネルに情報を記憶す
る。このサブチャネルを「利用」サブチャネルと称する
これら利用サブチャネルのそれぞれから、同じ信頼性
(エラー事前訂正率)が要求される。利用サブチャネル
のそれぞれに割り振られるエネルギーの量は、所望のエ
ラー確率を得るのに必要な量と正確に同じである。使用
されるサブチャネルの数は、平均電力の制約によって決
まる。
A more elaborate method is described in <14> below . <14> Fague (E. Feig), IEEE Trans. Commun. Basically, a channel is divided into discrete narrow-band sub-channels, and information is stored in sub-channels with a high S / N ratio. The same reliability (error pre-correction rate) is required from each of these utilization sub-channels, which is referred to as the "utilization" sub-channel. The amount of energy allocated to each of the utilized subchannels is exactly the same as that required to obtain the desired error probability. The number of sub-channels used depends on the average power constraint.

情報は、連続するブロックに記憶される。各サブチャ
ネルは、各ブロックごとに、許容される複数の複素数の
うちの1つとしてその情報を記憶する。これらの許容さ
れる1組の複素数は、配座(コンステレーション)と称
し、2B個の要素を有する。ただし、Bは整数である。こ
れらの要素は、その大きさの2乗平均が1になるように
選択される。ある配座の2つの要素の間の最小距離を、
そのdfreeと称する。B=1、2、3、4に対応する4
つの配座を第6図に示す。第6a図には、1の平方根が2
つ含まれ、第6b図は、1の4乗根が4つ含まれている。
第6c図には、原点と、原点を中心とする半径が の円の円周に沿って等間隔に配置された7つの点が含ま
れている。この8点の配座は、しばしば、その要素がす
べての1の8乗根である、標準8−PSK配座として選択
される。第6d図の16点配座には、複素数±ba±caiが含
まれている。ただし、 であり、bとcの値は1または3である。これらの配座
では、 または である。各配座要素は、Bビットの異なるシーケンスを
符号化するのに使用される。
Information is stored in successive blocks. Each subchannel stores its information as one of a plurality of allowed complex numbers for each block. These allowed sets of complex numbers are called constellations and have 2 B elements. Here, B is an integer. These elements are selected such that their root mean square is one. The minimum distance between two elements of a conformation is
It is called d free . 4 corresponding to B = 1, 2, 3, 4
The two conformations are shown in FIG. In Figure 6a, the square root of 1 is 2
In FIG. 6b, four 4th roots of 1 are included.
Figure 6c shows the origin and the radius around the origin. 7 points equally spaced along the circumference of the circle. This eight-point conformation is often chosen as the standard 8-PSK conformation, whose elements are all eight roots of one. The 16-point conformation in FIG. 6d includes complex numbers ± ba ± cai. However, And the values of b and c are 1 or 3. In these conformations, Or It is. Each constellation element is used to encode a different sequence of B bits.

FTCの基本的な着想は、アナログ信号をナイキスト周
波数でサンプリングした値のブロックに離散フーリエ変
換(DFT)を適用し、簡単な複素除算によって等化した
後に、得られるシーケンスが、未利用の周波数(サブチ
ャネル)では0になり、利用周波数では正確に符号化配
座要素になるように、アナログ信号を記憶するというも
のである。このチャネルは雑音によって汚染されるの
で、実際のDFT出力は、符号化配座要素にはならない。
その後、復号器が、計算値にもっとも近い配座要素を、
記憶ビット・シーケンスの表現として選択する(周波数
領域内での符号化を使用する場合(上記<9>及び上記
<13>)、復号器はかなり複雑になる)。信号とチャネ
ル応答が実数値である場合は、出力周波数応答が原点に
関して共役対称になることを意味する。実際には、この
対照性は、復号前に信号を平均化する働きをする。
The basic idea of FTC is that after applying a discrete Fourier transform (DFT) to a block of values sampled from an analog signal at the Nyquist frequency and equalizing by simple complex division, the resulting sequence In this case, the analog signal is stored so that it becomes 0 in the sub-channel) and becomes an encoded constellation element accurately in the used frequency. Since this channel is contaminated by noise, the actual DFT output will not be a coding constellation element.
The decoder then determines the constellation element closest to the calculated value,
Select as representation of the stored bit sequence (if using encoding in the frequency domain (see <9> above and
<13>) , the decoder becomes considerably complicated). If the signal and the channel response are real values, it means that the output frequency response is conjugate symmetric about the origin. In practice, this contrast serves to average the signal before decoding.

チャネル周波数応答をH(f)で表し、汚染雑音がス
ペクトル密度N(f)を有する加法的ガウス分布である
と仮定する。このチャネルは帯域が制限され、|f|>W
の場合にH(f)=0になると仮定する。このチャネル
から出る信号は、ナイキスト周波数でサンプリングされ
た値によって一義的に決定される。連続した時間区間
で、データの連続するブロックを符号化する。この信号
は、上記の各時間区間で、N=2WT+1のスペクトル密
度を有する。各時間区間内のN個の等間隔の点でこの出
力をサンプリングすると、チャネル帯域幅の等間隔の点
fjでサンプリングされた出力スペクトルのN個の値が、
DFTを使用して十分に近似できるようになる。エイリア
シングの問題については後で手短に触れる。チャネルを
それぞれ帯域幅がW/Nであり、平坦な周波数応答Hj=H
(fj)を有する、独立の狭帯域サブチャネルCjの和集合
であると見なす。各サブチャネルCjは、偏差σj 2=N
(fj)(これをNjで表す)を有する加法的ホワイト・ノ
イズによって汚染される。
Let the channel frequency response be denoted by H (f), and assume that the contamination noise is an additive Gaussian distribution with a spectral density N (f). This channel is band limited and | f |> W
Assume that H (f) = 0 in the case of The signal leaving this channel is uniquely determined by the value sampled at the Nyquist frequency. Continuous time interval T
Encodes a continuous block of data. This signal has a spectral density of N = 2WT + 1 in each of the above time intervals. Sampling this output at N equally spaced points in each time interval yields the equally spaced points in the channel bandwidth.
The N values of the output spectrum sampled at f j are
The approximation can be made sufficiently using DFT. Aliasing issues will be discussed shortly. Each channel has a bandwidth of W / N and a flat frequency response H j = H
Consider the union of independent narrowband sub-channels C j with (f j ). Each sub-channel C j has a deviation σ j 2 = N
Contaminated by additive white noise with (f j ), denoted by N j .

任意のブロック区間中に任意のサブチャネルCjでエラ
ーが発生する確率が、あるε未満であることを補償した
いものとする。この信頼性を得るために、このサブチャ
ネルに投入しなければならないエネルギーEj 2の量を知
りたい。このサブチャネルのS/N比は、 であり、信頼性の判定基準は、 になる。ただし、 は、補数累積確率関数であり、cはある配座の要素が有
する最も近い隣接要素の最大数である。第6図に示した
配座では、それぞれc=1、2、7、4である。代替の
8=SK配座では、c=2である。(通常の2の代わり
に)括弧内に分母 が現れているのは、信号が平均されたためである。
Assume that it is desired to compensate that the probability that an error occurs in an arbitrary sub-channel Cj during an arbitrary block section is less than a certain ε. To obtain this reliability, we want to know the amount of energy E j 2 that must be injected into this subchannel. The S / N ratio of this subchannel is And the reliability criterion is become. However, Is the complement cumulative probability function, and c is the maximum number of nearest neighbors of a given conformational element. In the configuration shown in FIG. 6, c = 1, 2, 7, 4 respectively. In 8 = P SK conformation alternative, a c = 2. Denominator in parentheses (instead of the usual 2) Appears because the signals have been averaged.

信頼性判定基準から、必要エネルギー入力 が得られる。j番目のサブチャネルでの情報の符号化に
使用する複素数は、配座の要素にEjをかけた値である。
また、全エネルギーの制約として次式を適用する。
Required energy input from reliability criteria Is obtained. The complex number used to encode information on the j-th subchannel is a value obtained by multiplying the constellation element by E j .
Also, the following equation is applied as a constraint on the total energy.

ただし、この加算は、すべての利用サブチャネルに対
して行う{Cj:j∈Θ}。利用サブチャネルは、S/N比が
最も高いサブチャネルであり、全エネルギーの制約が満
足されるまで、必要なだけ使用する。Θの濃度をMで表
す。通常、交流バイアス式磁気記録チャネルでそうある
ように(上記<8>及び下記<15>)、ある整数aにつ
いて、最初のa個の周波数帯域(0から上に向かって数
える)は利用せず、その次のM個の帯域がΘに含まれる
と仮定する。<15>ヘインズ(M.K.Haynes)、IEEE Trans.Magn.,vo
l.MAG−13,no.5,pp.1284−1285(1977年9月)
However, this addition is performed for all the used sub-channels {C j : j }. The utilized subchannel is the subchannel with the highest S / N ratio and is used as needed until the total energy constraint is satisfied. The concentration of Θ is represented by M. Normally, as is the case with AC biased magnetic recording channels (<8> and <15> above) , for an integer a, the first a frequency bands (counting upward from 0) are not used. , And the next M bands are included in Θ. <15> Haynes (MKHaynes), IEEE Trans.Magn., Vo
l.MAG-13, no. 5, pp. 1284-1285 (September 1977) .

利用サブチャネルの集合Θは、選択した配座の形式の
関数である。異なるサブチャネル群では、異なる配座群
を使用することができる。コスト上の制約から、時間区
間T内に記憶できるビットの総数が最大になる配座を選
択する。ビット列は、順次、M個の複素数(配座要素)
ca+1、・・・、ca+Mに写像される。これらは、我々の入
力電力割り振り方式に従って振幅変調され、シーケンス
Ea+1ca+1、・・・、Ea+Mca+Mが得られる。次に、正の周
波数の利用チャネルに対応しない指標に値0を代入する
ことによって、WT個の複素数のシーケンスを形成する。
この列に0を結合し、その後それ自体の逆共役列を結合
する。長さ2WT+1の列が得られ、そのDFTは実数値であ
る。アナログの書き込み信号は、そのナイキスト周波数
でサンプリングされる値が実数の計算値である。帯域幅
Wの一義的信号である。このアナログ信号の形成には、
実数の計算値のシーケンスを、D/Aコンバータと低域通
過フィルタを通過させる必要がある。
The set of utilized subchannels 関 数 is a function of the type of conformation selected. Different constellations may be used for different sub-channels. Due to cost constraints, a constellation that maximizes the total number of bits that can be stored in the time interval T is selected. The bit sequence is sequentially M complex numbers (constellation elements)
are mapped to ca + 1 , ..., ca + M. These are amplitude modulated according to our input power allocation scheme and sequenced
E a + 1 c a + 1 ,..., E a + M c a + M are obtained. Next, a sequence of WT complex numbers is formed by substituting the value 0 into an index that does not correspond to the used channel of the positive frequency.
A zero is connected to this column and then its own inverse conjugate column. A sequence of length 2WT + 1 is obtained, whose DFT is a real value. The value sampled at the Nyquist frequency of the analog write signal is a calculated value of a real number. This is a unique signal of the bandwidth W. The formation of this analog signal
A sequence of real calculated values must be passed through a D / A converter and a low-pass filter.

実際には、復号器でのエイリアシングを避けるため、
若干の冗長構成を追加する。これは、ブロックの終了後
に、その信号の先頭を再送出するだけである。再送出部
分の持続は、チャネルのインパルス応答に不可欠なサポ
ート(チャネル・メモリの持続)である。これには、チ
ャネルの線形畳み込みを循環式の畳み込みに変換する効
果がある。この着想は、ウィノグラッド(Winograd)
上記<8>)が提案した。受信機では、出力を低域フ
ィルタし、ナイキスト周波数でサンプリングした後に、
逆フーリエ変換する。その後、復合器で、j∈Θについ
て、サブチャネルCjに対応する配座の要素のうちで、Hj
Ejをかけたときに、j番目のサブチャネルでの逆フーリ
エ変換出力の計算値にどれが最も近いかを決定し、この
数に対応するビット列をサブチャネル内の情報として返
す。送信器/受信器全体のレイアストを第7図に示す。
図では、タイミング・ドリフトを補償し、等価器パラメ
ータを適応的に調節する、更新ルーチン及び回転ルーチ
ンも受信器に組み込まれている。その詳細は上記<7>
及び上記<8>に見られる。後程、線形化チャネルへの
他の情報の重畳について述べる時に、より効率的なタイ
ミング制御を提示する。
In practice, to avoid aliasing at the decoder,
Add some redundancy. It simply retransmits the beginning of the signal after the end of the block. The persistence of the retransmission portion is an essential support for the impulse response of the channel (persistence of channel memory). This has the effect of converting the linear convolution of the channel into a circular convolution. The idea was Winograd
( <8> above ) proposed. At the receiver, after low-pass filtering the output and sampling at the Nyquist frequency,
Inverse Fourier transform. Then, in the decoder, for j∈Θ, among the elements of the constellation corresponding to sub-channel C j , H j
When multiplied by E j , it is determined which is closest to the calculated value of the inverse Fourier transform output in the j-th subchannel, and a bit string corresponding to this number is returned as information in the subchannel. FIG. 7 shows the lay-down of the entire transmitter / receiver.
In the figure, an update routine and a rotation routine that compensate for timing drift and adaptively adjust the equalizer parameters are also incorporated into the receiver. See <7> above for details.
And <8> above . Later, when discussing the superposition of other information on the linearized channel, more efficient timing control will be presented.

この手順は、実例によって示すと最もわかりやすい。
第8図に128個のサブチャネルに分割されたチャネルに
ついて考える。その周波数応答H(f)は、 |H(f)|2=e−4|f|/π|sin f| |f|<π を満足し、それ以外では0である。また、周波数応答H
(f)は、電力スペクトルが N(f)=.003+.01|sin f| である加法的ガウス分布の雑音によって汚染される。こ
のチャネルは、128個の狭帯域サブチャネルに分割され
る。チャネル対応と雑音電力スペクトルの2乗値を、第
8a図に示す。水平軸は、サブチャネルの指標であって、
周波数値ではない。比の関数|H(f)|2/N(f)を、第
8b図に示す。ブロック長は(ナイキスト周波数で)256
個のサンプルを含む。エイリアシング除去のための追加
の冗長構成は無視する。エラーの事前訂正率として、10
-7が要求される。
This procedure is best illustrated by example.
Consider a channel divided into 128 sub-channels in FIG. The frequency response H (f) satisfies | H (f) | 2 = e −4 | f | / π | sin f | | f | <π, and is 0 otherwise. Also, the frequency response H
(F) is contaminated by additive Gaussian noise whose power spectrum is N (f) =. 003 + .01 | sin f |. This channel is divided into 128 narrowband sub-channels. The square value of the channel correspondence and noise power spectrum is
It is shown in Figure 8a. The horizontal axis is the sub-channel index,
Not a frequency value. The function of the ratio | H (f) | 2 / N (f)
It is shown in Figure 8b. Block length is 256 (at Nyquist frequency)
Samples. Ignore any additional redundancy for anti-aliasing. Error pre-correction rate of 10
-7 is required.

FTCの第1の実施態様は、各サブチャネルに同量の情
報を割り振る。第9図は、第6図の4つの配座に対する
入力電力の割り振りと、対応する出力S/N比を周波数の
関数としてプロットしたグラフである。下記の表1に、
サブチャネルの数と、それに対応する利用ビットのブロ
ック当たりの数と、4つの割り振りのそれぞれに対応す
る出力S/N比を示す。出力S/N比は、正確に、出力の信頼
性判定基準を達成するのに必要な値である。
A first embodiment of the FTC allocates the same amount of information to each subchannel. FIG. 9 is a graph plotting the input power allocation for the four constellations of FIG. 6 and the corresponding output S / N ratio as a function of frequency. In Table 1 below,
The number of sub-channels, the corresponding number of used bits per block, and the output S / N ratio corresponding to each of the four allocations are shown. The output signal-to-noise ratio is a value required to accurately achieve the output reliability criterion.

表1からは、74サブチャネルの割り振りを使用するの
がよいと思われる。しかし、「ピーク制限」の節での説
明からわかるように、クリッピング・エラーに対する保
護のためには、48サブチャネルの割り振りがより望まし
い。
From Table 1, it may be better to use an allocation of 74 subchannels. However, as can be seen from the discussion in the "Peak Limiting" section, allocation of 48 subchannels is more desirable for protection against clipping errors.

上記<9>で提案されたトレリス・コード化(下記<
16>)をも使用しようとする場合には、上記の表中B=
2に対応する96サブチャネルのそれぞれ2ビットを符号
化することができ、ブロック当たり192ビットが得られ
る。<16>ウンガーブック(G.Ungerboeck)、IEEE Trans.I
nformat.Theory,vol.IT−28,pp.56−57(1982年1
月)
Trellis coding proposed in <9> above ( <<
16> ), use B =
Two bits each of the 96 subchannels corresponding to 2 can be encoded, giving 192 bits per block. <16> Ungerbook (G. Ungerboeck), IEEE Trans.I
nformat.Theory, vol.IT-28, pp.56-57 (1982/1
Month)

その対価として、4つのヴィテルビ復号器によって複
雑さが増す。また、この場合、96サブチャネルの電力割
り振りの分散は、48サブチャネルの割り振りの分散より
も大きいので、ピーク振幅値でのクリッピングに起因す
るエラーをより発生しやすくなる。
At the price, four Viterbi decoders add complexity. Also, in this case, the variance of the power allocation of the 96 sub-channels is larger than the variance of the allocation of the 48 sub-channels, so that errors due to clipping at the peak amplitude value are more likely to occur.

これらを割り振りを、注水理論(下記<17>及び下記
<18>)によって提案され、上記<7>、上記<8>、
上記<10>及び上記<12>で実施された割り振りと比較
すると有益であろう。<17>ラッキー、ソルツおよびウェルドン(R.W.Lucky,
J.Saltz,and E.J.Weldon),Principles of Data Commun
ication.New York,NY : McGraw−Hill,p.28(1968
年)<18>ギャラガー(R.Gallager),Information Theory
and Reliable Communication,New York,NY : Wiley,pp.
383−389(1968年)
Allocate these to water injection theory (<17> below and
<18>) , the above <7>, the above <8>,
It would be beneficial to compare with the allocation performed in <10> and <12> above . <17> Lucky, Salts and Weldon (RWLucky,
J. Saltz, and EJ Weldon), Principles of Data Commun
ication.New York, NY: McGraw-Hill, p.28 (1968
Year) . <18> Gallager, Information Theory
and Reliable Communication, New York, NY: Wiley, pp.
383-389 (1968) .

後者は最適戦略に基づいているが、実際には、しばし
ば、我々が使用するヒューリスティック法を用いて得ら
れる値よりかなり劣る値を与える。このことは、この例
で特に明白である。第10図は、上記<8>及び上記<12
に示された処方を用いた入力電力の割り振りと、対応
する出力S/N比を示すグラフである。第10b図で段階状の
直線は、前述の信頼性に必要な出力S/N比を表す。チャ
ネルのほとんどについて、出力信頼性が、求められる値
よりはるかに高いことから、浪費されるエネルギーの量
がわかる。この割り振りでは、26サブチャネルのそれぞ
れに1ビット、32サブチャネルのそれぞれに2ビット、
合計で1ブロック当たり90ビットが与えられる。
The latter is based on an optimal strategy, but in practice often gives values significantly worse than those obtained using the heuristic method we use. This is particularly evident in this example. FIG. 10 shows the above <8> and <12
Fig. 6 is a graph showing the allocation of input power using the prescription shown in &gt; and the corresponding output S / N ratio. The stepped straight line in FIG. 10b represents the output S / N ratio required for the above-mentioned reliability. For most of the channels, the output reliability is much higher than required, indicating the amount of energy wasted. In this allocation, 1 bit for each of the 26 subchannels, 2 bits for each of the 32 subchannels,
A total of 90 bits are provided per block.

様々な配座を同時に利用しようとするならば、さらに
利益が得られる。このような割り振りを第11図に示す。
この場合、それぞれ1、2、3ビットを記憶する21、3
7、19個のサブチャネルが得られ、合計でブロック当た
り152ビットが得られる。さらに重要なことに、「ピー
ク制限」の節に記載のように、この場合の実際の利益
は、利用されるサブチャネルに対して、入力電力がはる
かに均一に割り振られる点にある。これによって、ピー
ク振幅レベルでのクリッピングの影響が減少する。
Additional benefits can be obtained if one seeks to utilize different conformations simultaneously. Such an allocation is shown in FIG.
In this case, 1, 2, and 3 bits are respectively stored in 21, 3
7, 19 subchannels are obtained, for a total of 152 bits per block. More importantly, as described in the section "Peak Limiting", the real benefit in this case is that the input power is much more evenly allocated to the sub-channels utilized. This reduces the effect of clipping at the peak amplitude level.

上記<16>の最も簡単な2つのトレリス・コード、d
free=2の4状態8−PSKコード及びdfree=1の8状態
16−CROSSコードも組み込もうとするならば、それぞれ
2ビット及び3ビットを記憶する48サブチャネル及び33
サブチャネル、合計でブロック当たり195ビットの、適
度に均一な入力電力の割り振りを有する割り振りが得ら
れる。
The simplest two trellis codes from <16> above , d
4-state 8-state with free = 2 and 8-state with d free = 1
If a 16-CROSS code is also to be incorporated, 48 subchannels and 33 bits storing 2 and 3 bits respectively.
An allocation with a reasonably uniform input power allocation of sub-channels, totaling 195 bits per block, is obtained.

高トラック密度用の交互フーリエ変換符号化 直交信号は、交互のトラックに効率的に書き込むこと
ができる。この手順では、偶数番号のトラックには偶数
番号のサブチャネルCjだけを使用し、奇数番号のトラッ
クには奇数番号のサブチャネルだけを使用することが必
要である。偶数番号のトラックは、ばらばらな数組の利
用サブチャネルΘ、奇数番号のトラックは同じくΘ
を有する。各トラックは、同じ全エネルギーの制約を課
され、これによってエネルギー割り当てがかなり変更さ
れる。和集合Θ∪Θが、Θに等しいとは限らない。
また、ΘとΘの濃度の和がΘの濃度に等しいとは限
らない。新しいエネルギー割り振りは、新規に再計算す
る必要がある。やはりまず各利用サブチャネルに同量の
情報を割り振って、前節で導入したモデル・チャネルに
この方式を実施する方法を示す。偶数チャネルの入力の
割り振りと出力S/N比を第12図に示す。X軸には1から6
4までの番号が付けてあるが、これらは、前の例の偶数
番号のサブチャネルに対応することを理解されたい。
Alternate Fourier Transform Coding for High Track Density Quadrature signals can be efficiently written to alternating tracks. In this procedure, the track of the even numbered using only sub-channel C j of the even number, the track of the odd numbered it is necessary to use only the sub-channel odd number. The even numbered tracks are separate sets of utilized subchannels Θ e , and the odd numbered tracks are also Θ o.
Having. Each track is subject to the same total energy constraint, which significantly changes the energy allocation. The union Θ e ∪Θ o is not always equal to Θ.
In addition, the sum of the concentration of Θ e and Θ o is not necessarily equal to the concentration of Θ. New energy allocations need to be recalculated anew. Again, we will show how to allocate the same amount of information to each used sub-channel, and then implement this scheme on the model channels introduced in the previous section. FIG. 12 shows the input assignment and the output S / N ratio of the even channels. 1 to 6 on the X axis
Although numbered up to four, it should be understood that these correspond to the even-numbered subchannels of the previous example.

下記の表2に、様々な割り振り戦略に対するサブチャ
ネルの数と、対応するブロック当たりのビット数を示
す。
Table 2 below shows the number of sub-channels for the various allocation strategies and the corresponding number of bits per block.

この例では、サブチャネル当たりの情報量の多いサブ
チャネルを少なく使用するのがよい戦略であることがわ
かる。これは、この交互方式ではチャネルの最良の部分
が半分しか利用されず、したがって、エネルギー割り振
りの際に、チャネルの低S/N比部分まで使用しなければ
ならなくなるためである。したがって、チャネルの高S/
N比部分により多くの情報を割り振ることによって、そ
の部分をよりよく利用することが有利である。
In this example, it can be seen that a good strategy is to use fewer subchannels with a large amount of information per subchannel. This is because this alternating scheme only uses half of the best part of the channel and therefore has to use up to the low SNR part of the channel during energy allocation. Therefore, the high S /
By allocating more information to the N-ratio part, it is advantageous to make better use of that part.

信号を交互に直交化すると、トラック位置ずれに起因
するエラーの制御方法が根本的に変更できるようにな
る。セトルダウン期間を除いて、トラック中心からの偏
差は、実際のデータ流れに比べてゆっくり変化する現象
である。あるブロックのデータを処理する際に、利用し
てはならないサブチャネルのエネルギーを観察すること
によって、磁気記録装置がいつ隣接トラックに侵入し始
めるかを決定することができる。これによって、エラー
制御の多くの可能性が開かれる。最も重要なのは、ヘッ
ドがわずかにトラックを外れた場合に、コヒーレントな
干渉がなければ、また信頼性を保つのに十分な信号が存
在するかもしれないということである。第2に、このチ
ャネルを「グロス消去チャネル」として取り扱うことが
可能である。すなわち、誤ったサブチャネルで観測され
るエネルギーが多過ぎる時には、そのブロック全体を信
頼できないと宣言して再読み取りすることができる。こ
れを行うことによって、トラック位置ずれの確率に応じ
て待ち時間が増加する。第3に、トラック情報を符号化
して、各ブロックのサブチャネルの1つに記憶すること
が可能である。たとえば、トラックを走査する際に、1
の3つの立方根のうちの1つを循環的に符号化すること
ができ、その結果、この特定のサブチャネルの計算出力
を観察することによって、ヘッドがこのトラックから右
に外れようとしているのか、左に外れようとしているの
かを判定できるようになる。偏差の量は、未利用のサブ
チャネルの全エネルギーを観察することによって、直接
にえられる。これによって、強い連続的なサーボ信号を
生成できるようになり、そのため、はるかに良好なトラ
ッキングが容易になる。
If the signals are alternately orthogonalized, the control method of the error due to the track position shift can be fundamentally changed. Except during the settle-down period, the deviation from the track center is a phenomenon that changes slowly compared to the actual data flow. By observing the energy of the subchannels that should not be used when processing a block of data, it is possible to determine when the magnetic recording device will begin to penetrate adjacent tracks. This opens up many possibilities for error control. Most importantly, if the head is slightly off track, there may be sufficient signal to maintain reliability without coherent interference. Second, it is possible to treat this channel as a "gross erase channel". That is, if too much energy is observed in the wrong sub-channel, the entire block can be declared unreliable and re-read. By doing this, the waiting time increases according to the probability of track misalignment. Third, the track information can be encoded and stored in one of the sub-channels of each block. For example, when scanning a track,
Can be cyclically encoded, so that by observing the calculated output of this particular sub-channel, the head is going right off this track, It is possible to determine whether the vehicle is going to the left. The amount of deviation can be obtained directly by observing the total energy of the unused subchannel. This allows the generation of a strong continuous servo signal, which facilitates much better tracking.

表2には、符号化前のデータのみのビット割り振りが
示されている。上記<6>のウンガーブックのB=2の
4状態8−PSKトレリス・コードを使用する場合には、5
7サブチャネルを利用して、114ビットを符号化する。ウ
ンガーブックのB=3の8状態トレリス・コードを使用
する場合には、37サブチャネルを利用して、111ビット
を符号化する。両方の配座を同時に使用する場合には、
19サブチャネルを利用して2ビットを符号化し、30サブ
チャネルを利用して3ビットを符号化して、合計でブロ
ック当たり128ビットを符号化することができる。
Table 2 shows bit allocation of only data before encoding. When using the 4-state 8-PSK trellis code of B = 2 of the Ungerbook of the above <6> , 5
Encode 114 bits using 7 subchannels. When using the Ungerbook B = 3 8-state trellis code, 111 bits are encoded using 37 subchannels. If both conformations are used simultaneously,
Two bits can be encoded using 19 sub-channels and three bits can be encoded using 30 sub-channels, for a total of 128 bits per block.

ピーク制限 上記の構成は、エネルギーが制約された信号を生ず
る。交流バイアス式記録チャネルが線形チャネルをよく
近似することを保証するためには、ピークが制限された
信号が必要である。すなわち、時間信号s(t)は、所
定のある正の値Pに対して、絶対値不等式|s(t)|≦
Pを満足しなければならない。従って、FTC信号を書き
込みヘッドに渡す前に、±Pのレベルでこの信号をクリ
ッピングするハードウェア・リミッタを通過させなけれ
ばならない。
Peak Limiting The above arrangement produces an energy-constrained signal. Peak-limited signals are required to ensure that the AC biased recording channel closely approximates the linear channel. That is, the time signal s (t) is, for a given positive value P, an absolute value inequality | s (t) | ≦
P must be satisfied. Therefore, before passing the FTC signal to the write head, it must pass through a hardware limiter that clips this signal at a level of ± P.

サブチャネル当たりの平均エネルギーがE2/Nである場
合、しきい値±Pでのクリッピングに起因するj番目の
サブチャネルでのエラーは、平均値0、分散|Hj|2V(E,
P)のガウス分布に「ほぼ」等しい。ただし、 この結果が近似値である理由は、この結果が大数の法
則の結果であることである。これらのエラーの統計値
は、利用されるサブチャネルの入力電力の割り振りが均
等になるほど、また、利用されるサブチャネルの数が増
えるほど、ガウス分布に近づく。入力電力の割り振りが
比較的少数のサブチャネルによって支配される時には、
エラー分布のすそが広がる。これが、表1の74サブチャ
ネル割り振りの方がブロック当たりのビット数がわずか
に多いにもかかわらず、48サブチャネル割り振りが好ま
しい理由である。上記の分散に関する式は、直流に対応
するサブチャネル以外のすべてのサブチャネルに対して
成り立つ。直流に対応するサブチャネルの場合は、分散
が2倍になる。いずれにせよ、交流バイアス式記録で
は、直流は使用されない。
If the average energy per sub-channel is E 2 / N, the error in the j-th sub-channel due to clipping at the threshold ± P will have a mean 0, variance | H j | 2 V (E,
P) is "almost" equal to the Gaussian distribution. However, The reason this result is an approximation is that it is the result of a large number law. The statistics of these errors approach a Gaussian distribution as the input power allocation of the utilized sub-channels becomes more uniform and as the number of utilized sub-channels increases. When the input power allocation is dominated by a relatively small number of subchannels,
The base of the error distribution spreads. This is why the 48 subchannel allocation is preferred, even though the 74 subchannel allocation in Table 1 has slightly more bits per block. The above equation regarding dispersion holds for all sub-channels except the sub-channel corresponding to DC. In the case of a subchannel corresponding to DC, the variance is doubled. In any case, no direct current is used in the AC bias recording.

ピークが制限されたチャネルでFTCを実施するための
実用的なよい設計規則は、この分散を雑音の一部として
組み込み、上述の信頼性判定基準を次式のように書き直
すことである。
A good design rule for implementing FTC on peak-limited channels is to incorporate this variance as part of the noise and rewrite the above reliability criterion as

ただし 上式では、クリッピングが雑音成分に追加されたこと
に起因する誤差を追加した。次に、全エネルギー制約 がもう1つの設計パラメータになる。というのは、クリ
ッピング誤差が全エネルギーの関数になるからである。
この場合は、最適化の問題が非常に複雑になっており、
古典的な注水理論で使用された標準の変分法を使って解
くことはできない。この問題は、数値的に解くことがで
きる。
However In the above equation, an error due to clipping being added to the noise component was added. Next, the total energy constraint Becomes another design parameter. This is because the clipping error is a function of the total energy.
In this case, the optimization problem is very complicated,
It cannot be solved using the standard variational method used in classical water injection theory. This problem can be solved numerically.

バースト・エラー 狭いトラックを用いる場合、加法的ホワイト・ノイズ
という過程はもはや有効でなくなる。トラック幅に比べ
て大きな媒体欠陥が引き起こすエラー・バーストの可能
性も考慮しなければならない。フーリエ変換符号化方法
に固有の平均化の基本的な利点の1つは、バースト・エ
ラーが未利用のサブチャネルも含めてすべてのサブチャ
ネルに広がり、その結果、各サブチャネルでのこのバー
スト・エラーに起因する寄与の期待値が小さくなること
である。たとえば、バースト・シーケンスを、サンプル
AないしA+Bで発生する、非常に大きな標準偏差σ
の加法的ホワイト・ノイズ供給源からのサンプルとして
モデル化する場合、この雑音に起因する計数誤差の実数
部が、あるRよりも大きくなる確率は、次式で与えられ
る。
Burst Error When using narrow tracks, the process of additive white noise is no longer effective. One must also consider the possibility of error bursts caused by media defects that are large compared to the track width. One of the fundamental advantages of averaging inherent to the Fourier transform coding method is that the burst error spreads over all subchannels, including unused subchannels, so that this burst The expected value of the contribution due to the error is reduced. For example, a very large standard deviation σ b occurs in a burst sequence at samples A or A + B.
When modeled as a sample from an additive white noise source, the probability that the real part of the counting error due to this noise will be greater than some R is given by:

同様に、この雑音に起因する計算誤差の虚数部が、あ
るRよりも大きくなる確率は、次式で与えられる。
Similarly, the probability that the imaginary part of the calculation error due to this noise becomes larger than a certain R is given by the following equation.

ブロック長Nを増加させると、このようなバースト・
エラーの問題がどれほど軽減されるかは、容易に理解で
きる。実際に、バースト・ノイズの振幅を制限し、それ
によってσが過大にならないことを保証するため、出
力の振幅を必ず制限する。制限のレベルが低すぎて、信
号の良好な部分にも影響が及ぶことがないように注意し
なければならない。
By increasing the block length N, such a burst
It is easy to see how the problem of errors is reduced. In practice, the amplitude of the output must be limited in order to limit the amplitude of the burst noise and thereby ensure that σ b does not become too large. Care must be taken that the level of restriction is not too low to affect good parts of the signal.

雑音が、ある区間にわたる大きなコヒーレント信号に
なることもあるかもしれない。この場合、フーリエ変換
の後のその影響は、ほとんど直流付近である。線形化さ
れた磁気記録チャネルを用いる場合、この領域が符号に
利用されることはない。したがって、FTCを用いた復号
の後にこの領域で大きな値が観測される場合は、この種
の雑音の存在を検出することができる。ただし、信号の
この部分を分離することによって、その後の処理に有用
なバースト・エラーの近似が得られるかどうかは明らか
ではない。
The noise may be a large coherent signal over an interval. In this case, its effect after the Fourier transform is almost DC. If a linearized magnetic recording channel is used, this area is not used for the code. Therefore, if a large value is observed in this region after decoding using FTC, the presence of this type of noise can be detected. However, it is not clear whether separating this portion of the signal provides an approximation of the burst error that is useful for further processing.

S/N比が非常に低く、サブチャネル当たり1ビットし
た実数±aとして符号化できない環境では、追加の情報
を用意して、バースト・エラーからの保護を助ける。フ
ーリエ変換の計算値は、理想的には対称な実数となるは
ずである。出力の虚数成分は、雑音に起因するものであ
るはずである。したがって、これらの位相項を逆フーリ
エ変換し、その結果を信号から差し引いた後にフーリエ
変換を行うと、雑音の分散が半減する。
In environments where the signal-to-noise ratio is very low and cannot be encoded as a real number ± a with one bit per subchannel, additional information is provided to help protect against burst errors. The calculated value of the Fourier transform should ideally be a symmetric real number. The imaginary component of the output should be due to noise. Therefore, if these phase terms are subjected to inverse Fourier transform and the result is subtracted from the signal, then the Fourier transform is performed, the variance of noise is reduced by half.

「高トラック密度用の交互フーリエ変換符号化」の節
で「グロス消去チャネル」と称したものを生成するのに
直交性をどう使用したかを想起されたい。この場合にも
同じ着想を利用することができる。未利用のサブチャネ
ルのエネルギーが多過ぎる場合には、特定のブロックを
信頼できないと宣言するだけでよい。しかし、前の場合
とは異なって、この場合は媒体欠陥または不注意な重ね
書きによって永久的な損傷が生じているので、もはやそ
のブロックを再読み取りするよう求めることはできな
い。ただし、このような障害を検出する能力があるなら
ば、これらを処理できるように読み取り/書き込みプロ
トコルを設計することができる。
Recall how we used orthogonality to generate what we referred to as the "gloss cancellation channel" in the "Alternate Fourier Transform Coding for High Track Density" section. In this case, the same idea can be used. If the unused sub-channels have too much energy, it is only necessary to declare the particular block unreliable. However, unlike the previous case, the block can no longer be asked to be re-read, since in this case permanent damage has been caused by a media defect or inadvertent overwriting. However, if you have the ability to detect such faults, you can design read / write protocols to handle them.

他の情報の重畳 あるサブチャネルを、データ以外の情報専用にするこ
とができる。「高トラック密度用の交互フーリエ変換符
号化」の節で既に述べたように、1つのサブチャネルを
トラッキングを助けるための情報専用にすることができ
る。この情報に必要な帯域幅は非常に少ない。というの
は、オフトラックになりつつあると知らせるクリティカ
ル情報は、十分豊富にある、すなわち、隣接トラックの
全内容であるからである。1つのサブチャネルを符号化
するだけで、右に向かっているか、左に向かっているか
を知ることができる。
Superposition of other information A certain subchannel can be dedicated to information other than data. As already mentioned in the section "Alternate Fourier Transform Coding for High Track Density", one subchannel can be dedicated to information to aid tracking. The bandwidth required for this information is very low. This is because the critical information that signals that it is going off-track is sufficiently abundant, that is, the entire contents of the adjacent track. Only by encoding one subchannel, it is possible to know whether it is going to the right or to the left.

この方式に埋め込みサーボを組み込むことができる。
この方法では、非常に低い周波数のサーボ情報を媒体の
深部に埋め込む。この情報は、そのチャネルの使用寿命
中ずっとそこに保持される。これは、書き込み手順の間
により完全なトラックを作り、読み取り手順の間により
良いトラッキングを得るために使用される。
An embedded servo can be incorporated in this method.
In this method, very low frequency servo information is embedded in the deep part of the medium. This information is kept there for the life of the channel. This is used to create a more complete track during the writing procedure and to get better tracking during the reading procedure.

タイミング情報も重畳される。FTCを介して生成され
る信号は、本来ガウス分布であり、この種の信号に対し
て標準的な位相ロック・ループ技法を用いてタイミング
の回復を行うことは不可能である。タイミングの偏位が
ゆっくり変化しつつある時にデータ自体を使ってこのよ
うなドリフトを修正する方法が、上記<7>及び上記<
8>に示されている。基本的に、遅いドリフトは、フー
リエ変換中の線形位相シフトに対応する、信号の時間シ
フトを引き起こす。これが符号化されたデータになる。
このデータには、この位相シフトによって導入された回
転を推定するのに十分な情報が含まれている。より微細
なタイミングの変動を処理するには、データに使用され
る周波数からはるかに離れた周波数でタイミング譲歩を
重畳しなければならない。これらの情報は、高域フィル
タすることができ、動作中にタイミング回復を行える。
Timing information is also superimposed. The signals generated via the FTC are Gaussian in nature, and it is not possible to recover the timing of such signals using standard phase locked loop techniques. A method of correcting such a drift using the data itself when the timing deviation is slowly changing is described in the above <7> and the above <
8> . Basically, a slow drift causes a time shift of the signal, corresponding to a linear phase shift during the Fourier transform. This becomes encoded data.
This data contains enough information to estimate the rotation introduced by this phase shift. To handle finer timing variations, timing concessions must be superimposed at frequencies far away from the frequencies used for the data. This information can be high-pass filtered, allowing for timing recovery during operation.

このほかに、たとえばトラックの識別など、多くの種
類の重畳すべき情報が考えられる。基本的に、通常はデ
ィスクの特定のセクタに記憶されるどんな情報でも、デ
ィスク全体にわたって特別に割り振られたサブチャネル
に分散することができる。
In addition, there are many types of information to be superimposed, such as the identification of a track. Basically, any information that would normally be stored in a particular sector of the disk can be spread over specially allocated sub-channels throughout the disk.

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】一般に直線状に延び、互いに横に並んだ構
成の、複数の記録トラックを有する磁気記録媒体上に、
データを磁気記録するための方法であって、 (a)記録トラックに通し番号のかたちで番号をつけ
て、隣接するトラックにパリティの異なるトラック番号
が割り当てられるようにし、偶数組の記録トラックが偶
数トラック番号に関連し、奇数組の記録トラックが奇数
トラック番号に関連するようにする、番号付けステップ
と、 (b)デジタル・データ要素のシーケンスをN個の複素
数のシーケンスとして符号化するステップと、 (c)前記N個の複素数のシーケンスから第1パリティ
の指標値を有する複素数を順に選び、前記第1パリティ
の指標値を有する複素数の間に0を割り当てることによ
って、N個の複素数の第1パリティのシーケンスを形成
するステップと、 (d)前記N個の複素数の第1パリティのシーケンス
に、共役数のシーケンスを逆の順に付加して、2N個の複
素数の第1パリティのシーケンスを形成するステップ
と、 (e)前記2N個の複素数の第1パリティのシーケンスに
対して離散フーリエ変換を行って、2N個の実数の第1パ
リティの振幅シーケンスを得るステップと、 (f)前記第1パリティの振幅シーケンスをデジタル・
アナログ変換器を通過させ、その結果得られる信号を、
偶数トラック番号に関連する記録トラック上に線形の形
で磁気記録するステップと、 (g)デジタル・データ要素のシーケンスをN個の複素
数のシーケンスとして符号化するステップと、 (h)上記(g)で形成されるN個の複素数のシーケン
スから第1パリティと反対の第2パリティの指標値を有
する複素数を順に選び、前記第2パリティの指標値を有
する複素数の間に0を割り当てることによって、N個の
複素数の第2パリティのシーケンスを形成するステップ
と、 (i)前記N個の複素数の第2パリティのシーケンス
に、共役数のシーケンスを逆の順に付加して、2N個の複
素数の第2パリティのシーケンスを形成するステップ
と、 (j)前記2N個の複素数の第2パリティのシーケンスに
対して離散フーリエ変換を行って、2N個の実数の第2パ
リティの振幅シーケンスを得るステップと、 (k)前記第2パリティの振幅シーケンスをデジタル・
アナログ変換器を通過させ、その結果得られる信号を、
奇数トラック番号に関連する記録トラック上に線形の形
で磁気記録するステップと、 を含む上記方法。
1. A magnetic recording medium having a plurality of recording tracks extending generally linearly and arranged side by side,
A method for magnetically recording data, wherein (a) recording tracks are numbered in the form of serial numbers so that track numbers having different parities are assigned to adjacent tracks, and even-numbered recording tracks are even-numbered tracks. (B) encoding a sequence of digital data elements as a sequence of N complex numbers, wherein the numbered recording tracks are associated with an odd set of track numbers. c) selecting a complex number having an index value of a first parity from the sequence of N complex numbers in order, and assigning 0 between the complex numbers having an index value of the first parity, thereby forming a first parity of the N complex numbers; And (d) adding the conjugate sequence to the N complex first parity sequences. (E) performing a discrete Fourier transform on the 2N complex first parity sequence by adding the cans in reverse order to form a 2N complex first parity sequence; Obtaining a real number of first parity amplitude sequences; and (f) digitally converting the first parity amplitude sequences.
Pass through an analog converter and the resulting signal is
(G) magnetically recording in linear fashion on the recording track associated with the even track number; (g) encoding the sequence of digital data elements as a sequence of N complex numbers; By sequentially selecting a complex number having an index value of a second parity opposite to the first parity from the sequence of N complex numbers formed by and assigning 0 between the complex numbers having an index value of the second parity, N (I) adding a conjugate sequence to the N complex second parity sequence in reverse order to form a 2N complex second parity sequence; Forming a sequence of parities; and (j) performing a discrete Fourier transform on the 2N complex second parity sequences to obtain 2N real numbers. Obtaining a second parity amplitude sequence; and (k) digitally converting the second parity amplitude sequence.
Pass through an analog converter and the resulting signal is
Magnetically recording in a linear fashion on a recording track associated with an odd track number.
【請求項2】一般に直線状に延び、互いに横に並んだ構
成の、複数の記録トラックを有する磁気記録媒体上に、
データを磁気記録するための方法であって、 (a)記録トラックに通し番号のかたちで番号をつけ
て、隣接するトラックにパリティの異なるトラック番号
が割り当てられるようにし、偶数組の記録トラックが偶
数トラック番号に関連し、奇数組の記録トラックが奇数
トラック番号に関連するようにする、番号付けステップ
と、 (b)デジタル・データ要素のシーケンスをN個の複素
数のシーケンスとして符号化するステップと、 (c)シーケンス内の各複素数が整数指標値を有する、
2N個の複素数のシーケンスを得るために、N個の複素数
のシーケンスに、共役数のシーケンスを逆の順に付加す
るステップと、 (d)前記2N個の複素数のシーケンスから第1パリティ
の指標値を有するN個の複素数を順に選び、前記第1パ
リティの指標値を有するN個の複素数の間にN個の0を
割り当てることによって、2N個の複素数の第1パリティ
のシーケンスを形成するステップと、 (e)前記第1パリティのシーケンスに対して離散フー
リエ変換を行って、2N個の実数の第1パリティの振幅シ
ーケンスを得るステップと、 (f)前記第1パリティの振幅シーケンスをデジタル・
アナログ変換器を通過させ、その結果得られる信号を、
偶数トラック番号に関連する記録トラック上に線形の形
で磁気記録するステップと、 (g)デジタル・データ要素のシーケンスをN個の複素
数のシーケンスとして符号化するステップと、 (h)シーケンス内の各複素数が整数指標値を有する、
2N個の複素数のシーケンスを得るために、N個の複素数
のシーケンスに、共役数のシーケンスを逆の順に付加す
るステップと、 (i)上記(h)で形成される2N個の複素数のシーケン
スから第1パリティと反対の第2パリティの指標値を有
するN個の複素数を順に選び、前記第2パリティの指標
値を有するN個の複素数の間にN個の0を割り当てるこ
とによって、2N個の複素数の第2パリティのシーケンス
を形成するステップと、 (j)前記第2パリティのシーケンスに対して離散フー
リエ変換を行って、2N個の実数の第2パリティの振幅シ
ーケンスを得るステップと、 (k)前記第2パリティの振幅シーケンスをデジタル・
アナルグ変換器を通過させ、その結果得られる信号を、
奇数トラック番号に関連する記録トラック上に線形の形
で磁気記録するステップと、 を含む上記方法。
2. A magnetic recording medium having a plurality of recording tracks extending generally linearly and arranged side by side.
A method for magnetically recording data, wherein (a) recording tracks are numbered in the form of serial numbers so that track numbers having different parities are assigned to adjacent tracks, and even-numbered recording tracks are even-numbered tracks. (B) encoding a sequence of digital data elements as a sequence of N complex numbers, wherein the numbered recording tracks are associated with an odd set of track numbers. c) each complex number in the sequence has an integer index value;
Adding a sequence of conjugate numbers to the sequence of N complex numbers in reverse order to obtain a sequence of 2N complex numbers; and (d) calculating an index value of a first parity from the 2N complex sequences. Forming a sequence of 2N complex first parities by sequentially selecting N complex numbers and assigning N 0s between the N complex numbers having the first parity index value; (E) performing a discrete Fourier transform on the first parity sequence to obtain 2N real first parity amplitude sequences; and (f) digitally converting the first parity amplitude sequence.
Pass through an analog converter and the resulting signal is
(G) encoding the sequence of digital data elements as a sequence of N complex numbers on the recording track associated with the even track number in a linear manner; and (h) encoding each sequence in the sequence. The complex number has an integer index value,
Adding a sequence of conjugate numbers to the sequence of N complex numbers in reverse order to obtain a sequence of 2N complex numbers; and (i) from the 2N complex number sequence formed in (h) above. By sequentially selecting N complex numbers having an index value of a second parity opposite to the first parity and allocating N 0s between the N complex numbers having an index value of the second parity, 2N (J) performing a discrete Fourier transform on the second parity sequence to obtain 2N real second parity amplitude sequences; (k) The amplitude sequence of the second parity is digitally
Pass through an analog converter and the resulting signal is
Magnetically recording in a linear fashion on a recording track associated with an odd track number.
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