JP2016105168A5

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Publication number: JP2016105168A5
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Filing date: 2015-11-20
Publication date: 2020-03-12
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Description

ＡＤＰＣＭコーデックでのパケット損失隠蔽方法及びＰＬＣ回路を備えるＡＤＰＣＭ復号器

本発明は、復号器において、各サブバンドの符号化・量子化された予測誤差（ｅ_ｍ）のパケット損失検出後に、代替信号（ｘ_ＰＬＣ）が損失期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ）を利得するために別の復号化された正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）の代わりに生成され使用される、ＡＤＰＣＭコーデックでのパケット損失隠蔽方法に関する。このような方法は、例えば、
・芹沢昌宏及び野澤善明、「サブバンドＡＤＰＣＭ広帯域音声コーデックのために復号化された音声にピッチ波形繰り返し及び内部状態更新を使用するパケット損失隠蔽方法」、ＩＥＥＥ音声符号化ワークショップ、ｐｐ．６８−７０、２００２
・Ｊティッセン、ＲＷツォップ、ＪＨチェン「ＩＴＵ−ＴＧ．７２２パケット損失隠蔽規格候補」、２００７、及び同著者ら（この文書で引用された）からの関連特許
・Ｒ．Ｗ．ツォップ、Ｌ．ピラーティ「サブバンド・コーデックのためのパケット損失隠蔽」、２０１４、ＵＳ８７０６４７９Ｂ２
により記載される。

彼らの目的は、音声及びオーディオ信号のデジタル伝送でフレーム及び／またはパケットを消失または破損した場合に、受信機でオーディオ品質の劣化を最小にすることである。この方法は、ランダム・パケット損失の割合により、損失中に信号をミュートすることから、それを減少させるまで、またはフレームもしくはピッチ波形などを繰り返すまでに及ぶ。オーディオ・ドロップアウト隠蔽のための方法の実施例は、Ｂ．Ｗ．ワウ、Ｘ．スゥ、及びＤ．リン：「インターネット上で実時間オーディオ及びビデオ伝送のための誤差隠蔽スキームの調査」で提案される。従来技術（Ｒ．Ｗ．ツォップ、Ｊ．−Ｈ．チェン、Ｊ．ティッセン、「パケット損失隠蔽後の復号器状態の更新」を参照）により、ＡＤＰＣＭ復号器パラメータは、それが部分的にまたは完全に破損されるので、ドロップアウト中に各サブバンドの符号化された予測誤差（ｅ_ｍ）へ単独で適応される。従来技術において、原及び代替信号は、伝送ドロップアウトのエッジでの非圧縮オーディオ・ドメインでクロスフェード（重畳加算法）される。フェーディング中に、従来技術は、ｘ_ｄｅｃ及びｘ_ＰＬＣの位相を再調整するために、オーディオ信号の「時間伸縮法」及び予測器レジスタの「リフェージング」（ＩＴＵ−ＴＧ．７２２付録ＩＩＩパケット損失隠蔽規格；Ｒ．ツォップ、Ｊ．ティッセン、及びＪ．−Ｈ．チェン。「パケット損失隠蔽での時間伸縮法及びリフェージング。」ＩＮＴＥＲＳＰＥＥＣＨ２００７；及びＪ．−Ｈ．チェン、「音声波形の外挿に基づくパケット損失隠蔽。」、音響、音声及び信号処理関するＩＣＡＳＳＰＩＥＥＥ国際会議、ＩＥＥＥ、２００９を参照）のような技術を採用する。しかしながら後者の２つの技術は、レイテンシ合計（オーディオ・アナログ入力からオーディオ・アナログ出力）が約３ｍｓであるプロフェッショナル・ワイヤレス・マイクロホンにあまり許容されない「タイム・ラグ」を計算するために、相当量の遅延を要求する。

本発明の目的は、期間に誤差聴感及びその伝播を最小にするために、プロフェッショナル・ワイヤレス・マイクロホン及び受信機間のＡＤＰＣＭ符号化オーディオ・データの無線伝送で正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）及び外挿された代替信号（ｘ_ＰＬＣ）間の突然遷移を隠蔽することである。

この目的は、正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）及び代替信号（ｘ_ＰＬＣ）間の所定の遷移期間中に、各サブバンドで代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び計算された予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）間の差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）が逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）と合成され、予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）へ加算される逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を受信し、全ての復号器パラメータを適応するためと同様に、遷移期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）のための基準として合成された遷移信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を得る、ことで特徴付けられる上述の方法で得られる。

方法の新規性は、原ＡＤＰＣＭ予測誤差信号（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）を備える、先行開示されていない形式で再構築されたデータから得られた、ＡＤＰＣＭ予測誤差の合成にある。この方法は、伝送ドロップアウト前後に、正確に受信されたＡＤＰＣＭ信号（ｘ_ｄｅｃ）及び外挿された代替オーディオ信号（ｘ_ＰＬＣ）の両方が利用可能である、ＡＤＰＣＭ信号を復号するために提案される。

より大容量のメモリ（極数＞５を備える予測フィルタ）を備えるＡＤＰＣＭは、一方でより良い符号化性能を示し、他方でそれがより伝送誤差しやすい（文献でこの問題が典型的にミストラッキングと言われる）。有害作用は、ドロップアウトが短い持続期間のものであるとしても、ドロップアウト（誤差伝播）後に長時間続くことが可能である。本発明は、伝送ドロップアウトが発生するときに正しいオーディオ及び外挿されたオーディオ間の突然遷移を隠蔽することを可能にする。それが追加のレイテンシを伴わない。さらに、この方法が伝送誤差へのその耐性を向上させるので、それが極予測器の大容量メモリを備える高品質ＡＤＰＣＭコーデックを間接的に採用することを可能にする。従ってこの方法は、大きい予測利得がより良い音質を達成することを可能にする、プロフェッショナル・ワイヤレス・マイクロホン・アプリケーションに適している。

本発明の好ましい実施形態において、正しい信号（ｘ_{ｄｅｃ，ｍ}）の逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）、及び代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）の予測誤差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）の重み付け・合成された合計（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）は、
ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}＝（１−ｗ_ｍ）×ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}＋ｗ_ｍ×ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}，
により受信され、その中で重み付け関数ｗ_ｍが正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）から代替信号（ｘ_ＰＬＣ）へ遷移中に０から１へ期間に増加していて、代替信号（ｘ_ＰＬＣ）から正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）へ遷移中に１から０へ減少している。

結合関数は、それが聞こえにくい複雑性を減じるためにハイパス・サブバンドへより単純に突然に行われることが可能である。他の可能な合成関数は、例えば、予測フィルタの状態により行われることが可能である。
本発明の方法は、予測フィルタがｘ_ｄｅｃからｘ_ＰＬＣへ効率的に適応することを可能にし、反対に、ｘ_ＰＬＣから正確に復号化された信号ｘ_ｄｅｃを穏やかに回復することを可能にする。方法が合成された予測誤差ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}に基づき量子化器の適応まで及ぶことが可能であるが、量子化が元の受信された予測誤差信号ｅ_ｍを使用することにより適応される。

本発明はまた、上述の方法を実行するためにＰＬＣ回路を備えるＡＤＰＣＭ復号器に関する。復号器は、２つの出力、その出力信号（ｘ_ｃｏｍｂ）のための１つ及びＡＤＰＣＭ復号器を適応するための１つと同様に、１つがＰＬＣ回路の出力及び１つがＡＤＰＣＭ復号器の入力へ接続される、２つの入力を有する誤差合成器回路により特徴付けられる。

好ましい実施形態において、誤差合成器回路は、サブバンド信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）中へ、ＰＬＣ回路から受信された、代替信号（ｘ_ＰＬＣ）のダウンサンプリングのための分析フィルタバンクを一方の入力で、及びＡＤＰＣＭ復号器の入力から受信された、符号化、量子化、ダウンサンプリングされた予測誤差（ｅ_ｍ）へ適応逆量子化ユニットを他方の入力で含み、適応予測ユニットが、分析フィルタバンクからのサブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）を受信する、減算器への２つの出力の一方と、及び加算器への他方の出力と接続され、これにより適応逆量子化ユニットの出力へ接続される、隠蔽予測誤差整形器が減算器及び加算器間に配置され、加算器の出力が適応予測ユニットへフィードバック・ループを含み、結果として生じる合成されたサブバンド代替信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を再合成するために合成フィルタバンクへ導き、出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）を獲得し、その中で隠蔽予測誤差整形器が、所定の方式で、サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）の予測誤差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）の重み付け合計を生じる。
例えば、本願発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
上記復号器において、各サブバンドの符号化・量子化された予測誤差（ｅ_ｍ）のパケット損失の検出後に代替信号（ｘ_ＰＬＣ）が上記損失期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ）を獲得するために上記別に復号化された正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）の代わりに生成及び使用され、上記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）及び上記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）間の所定の遷移期間において各サブバンドでの上記代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び上記計算された予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）間の上記差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）が上記逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）と合成され、上記予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）へ加算される逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を受信し、全ての復号器パラメータを適応させるためと同様に上記遷移期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）のための基準として合成された遷移信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を獲得することを特徴とする、ＡＤＰＣＭコーデックでのパケット損失隠蔽方法。
（項目２）
上記逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）がｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}＝（１−ｗ_ｍ）×ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}＋ｗ_ｍ×ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}により受信されることを特徴とし、その中で上記重み付け関数（ｗ_ｍ）が上記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）から上記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）への上記遷移中に０から１へ上記期間に増加していて、上記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）から上記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）への上記遷移中に１から０へ減少している、上記項目に記載の上記方法。
（項目３）
２つの出力、その出力信号（ｘ_ｃｏｍｂ）ための１つ及びＡＤＰＣＭ復号器を適応させるための１つと同様に、１つがＰＬＣ回路の上記出力へ及び１つが上記ＡＤＰＣＭ復号器の上記入力へ接続される、２つの入力を有する誤差合成器回路により特徴付けられる、上記項目のいずれかに記載の上記方法を実行するための上記ＰＬＣ回路を備える上記ＡＤＰＣＭ復号器（図３）。
（項目４）
上記誤差合成器回路が一方の入力でサブバンド信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）中へ、上記ＰＬＣ回路から受信された、上記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）のダウンサンプリングのための分析フィルタバンクを、及び他方の入力で上記ＡＤＰＣＭ復号器の上記入力から受信された上記符号化、量子化、ダウンサンプリングされた予測誤差（ｅ_ｍ）のための適応逆量子化ユニットを含み、適応予測ユニットが、上記分析フィルタバンクからの上記サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）を受信する、減算器への２つの出力の一方と、及び加算器への他方の出力と接続されることを特徴とし、これにより、上記適応逆量子化ユニットの上記出力へ接続された隠蔽予測器誤差整形器が上記減算器及び上記加算器間に配置され、上記加算器の上記出力が上記適応予測ユニットへフィードバック・ループを含み上記結果として生じる合成されたサブバンド代替信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を再合成するための合成フィルタバンクへ導き出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）を獲得し、その中で、上記隠蔽予測誤差整形器が、所定の方式で、上記サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）の上記予測誤差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び上記逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）の重み付け合計を生じる、上記項目のいずれかに記載の、上記ＰＬＣ回路を備える上記ＡＤＰＣＭ復号器（図５）。
（摘要）
本発明は、ＰＬＣ回路を備えるＡＤＰＣＭ復号器へと同様にＡＤＰＣＭコーデックでのパケット損失隠蔽方法に関する。方法は、ＰＬＣ回路により供給された正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）及び代替信号（ｘ_ＰＬＣ）間の所定の遷移期間において各サブバンドでの代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び計算された予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）間の差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）が逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）と合成され、予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）へ加算される逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を受信して、全ての復号器パラメータを適応させるためと同様に遷移期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）のための基準として合成された遷移信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を獲得する、ことを特徴とする。方法は、２つの出力、その出力信号（ｘ_ｃｏｍｂ）のための１つ及びＡＤＰＣＭ復号器を適応させるための１つと同様に、１つがＰＬＣ回路の出力へ及び１つがＡＤＰＣＭ復号器の入力へ接続される、２つの入力を有する誤差合成器回路で実行されることが可能である。

本発明は、図と関連してさらに詳細に説明される。
図１が従来技術の状態によるパケット損失隠蔽（ＰＬＣ）のスキームを示す。図１による隠蔽方法のタイム・ライン。本発明に従うＰＬＣスキーム、すなわち、本発明により装備された新規のＡＤＰＣＭ復号器のブロック図。本発明の方法によるタイム・ライン。本発明の方法を実行する回路のブロック図、すなわち、新規の、発明された誤差合成器のブロック図。従来技術の状態と比較する本発明によるＰＬＣを備えるトランペット信号の図解。拡大版での図６の囲まれた詳細。

ＡＤＰＣＭ符号化オーディオ伝送において、図１で描写されるように、全てのＭサブバンドの予測誤差ｅ＝｛ｅ_１，ｅ_２，．．．，ｅ_ｍ，．．．，ｅ_Ｍ−１，ｅ_Ｍ｝は、受信機へ通信され、予測係数、予測器フィルタ・レジスタ及び（逆）量子化関数のようなＡＤＰＣＭ復号器パラメータを適応するためにと同様に、原オーディオ信号を復号するために使用される。ｅを不正確に受信する、すなわち、ドロップアウトを適切なチェックサムにより検出する場合に、典型的にＡＤＰＣＭ復号器のオーディオ出力ｘ_ｏｕｔがパケット損失隠蔽（ＰＬＣ）により提供された、外挿された代替信号ｘ_ＰＬＣにより置換される。

図２のタイム・ラインから収集されることが可能なように、正しい及び代替信号（逆の場合も同じ）間の遷移は、その聴感をサブプレスするために非圧縮オーディオ・ドメインで、ある限度までクロスフェードされる。しかしながら、その方法でさえ正しい信号ｘ_ｄｅｃ及び代替信号ｘ_ＰＬＣ間で事実上可聴遷移を回避しない。そのうえ、信号アーチファクトが代替信号から正しい信号への遷移でＡＤＰＣＭミストラッキングにより発生することが可能であり、この悪影響がプロフェッショナル・ワイヤレス・マイクロホンへ長期間続くことが可能である。これらの問題を解決するために、本発明は、正しい信号ｘ_ｄｅｃ及び代替信号ｘ_ＰＬＣ（逆の場合も同じ）間の遷移期間に始動され本発明の方法を実行する「誤差合成器」（図３参照）を提供する。誤差合成器は、２つの出力、その出力信号（ｘ_ｃｏｍｂ）のための１つ、及び１つまたはＡＤＰＣＭ復号器を適応させる、と同様に、１つがＰＬＣ回路の出力へ及び１つがＡＤＰＣＭ復号器の入力へ接続される、２つの入力を有する。それがついに、図４で示されるように遷移期間に有効である合成された代替信号ｘ_ｃｏｍｂを生成する。合成された代替信号ｘ_ｃｏｍｂは、手元のドロップアウト隠蔽により得られた、外挿された代替信号ｘ_ＰＬＣ及び原復号化された信号ｘ_ｄｅｃ間で時間多重化されることが可能である。誤差合成器の１つの出力がＡＤＰＣＭ復号器のパラメータを適応させるためにまた使用される。図３及び４から収集されることが可能であるように、最終出力信号ｘ_ｏｕｔを獲得するために３つの選択肢がある。
１．パケット損失なしで正しい信号ｘ_ｄｅｃが出力信号ｘ_ｏｕｔに等しい。
２．パケット損失隠蔽のアクティビティの開始及び終了で、出力信号ｘ_ｏｕｔが合成された代替信号ｘ_ｃｏｍｂにより定義される。
３．遷移期間外のＰＬＣ中に、代替信号ｘ_ＰＬＣが出力信号ｘ_ｏｕｔを表すその１つである。

図５は、サブバンド信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）中へ、ＰＬＣ回路から受信された、代替信号（ｘ_ＰＬＣ）のダウンサンプリングのための分析フィルタバンクを一方の入力で、及びＡＤＰＣＭ復号器の入力から受信された、符号化、量子化、ダウンサンプリングされた予測誤差（ｅ_ｍ）のための適応逆量子化ユニットを他方の入力で含む誤差合成器（図４）を反映し、適応予測ユニットが分析フィルタバンクからのサブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）を受信する減算器へ２つの出力の一方と、及び加算器への他方の出力と接続され、これにより、適応逆量子化ユニットの出力へ接続された、隠蔽予測誤差整形器が減算器及び加算器間に配置され、加算器の出力が適応予測ユニットへのフィードバック・ループを含み、結果として生じる合成されたサブバンド代替信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を再合成するために合成フィルタバンクへ導き、出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）を獲得し、その中で隠蔽予測誤差整形器が、所定の方式で、サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）の予測誤差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）の重み付け合計を生じる。

誤差合成器において、本発明の方法は、ＰＬＣ（図３）により生成された代替信号ｘ_ＰＬＣをＡＤＰＣＭ符号器（図示せず）により送信された、原予測誤差ｅ_ｍとの合成に使用されるという点において、正しい受信された信号ｘ_ｄｅｃ及び代替信号ｘ_ＰＬＣ、逆の場合も同じ、間の遷移中に、復号器パラメータを適応させるため、及び復号器出力を生成するために実行される。

代替信号ｘ_ＰＬＣは、ＡＤＰＣＭ分析フィルタバンクへ供給される。ゆえに、各Ｍサブバンドへ対応するダウンサンプリングされた信号ｘ_{ＰＬＣ，１}，ｘ_{ＰＬＣ，２}，．．．，ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}，．．．，ｘ_{ＰＬＣ，Ｍ―１}，ｘ_{ＰＬＣ，Ｍ}を獲得する。各ダウンサンプリングされた代替信号ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}へ、計算されたＡＤＰＣＭ予測信号ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}が減算され、隠蔽または代替予測誤差ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}＝ｘ_{ＰＬＣ，ｍ，}−ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}を生じる。代替予測誤差ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}は、またドロップアウト状態による時変関数ｆ_ｍ（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}，ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）により、真の受信・逆量子化された予測誤差信号ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}＝Ｑ^−１（ｅ_ｍ）へそのとき合計される。このようにして結果として生じた合成された予測誤差ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}は、予測出力ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}へそのとき合計され、予測係数と同様に予測フィルタ・レジスタを更新するためにそのとき使用される、復号器出力ｘ_ｃｏｍｂを生じる。

合成された予測誤差ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}は、ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}（誤差合成器が一般のＡＤＰＣＭ復号器になるときに）及びｄ_{ＰＬＣ，ｍ}（誤差合成器がＰＬＣになるときに）間で可変である。それゆえに、結合関数ｆ_ｍ（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}，ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）のためのよい候補は、
ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}＝（１―ｗ_ｍ）×ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}＋ｗ_ｍ×ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}，
のような時変重み付け関数ｗ_ｍであり、関数ｗ_ｍが、それが１から０へ減少しているｘ_ＰＬＣからｘ_ｄｅｃへの遷移とは対照的に、ｘ_ｄｅｃからｘ_ＰＬＣへの遷移中に０から１へ経時的に増加している。

本発明の技術的進歩及び優位性は、それが代替信号から原信号へのフェーディングの従来の方法と比較される次のような実施例により示される。ＡＤＰＣＭコーデックは、勾配適応格子形（ＧＡＬ）アルゴリズム（ベンジャミン・フリードランダ、「適応処理のための格子形フィルタ」ＩＥＥＥ紀要、ｖｏｌ．７０、ｎｏ．８、ｐｐ．８２９−８６７、１９８２年８月、及びＣ．ギブソン及びＳ．ヘイキン、「適応格子形フィルタリング・アルゴリズムの学習特性」音響・音声・信号処理ＩＥＥＥ会報、ｖｏｌ．２８、ｎｏ．６、ｐｐ．６８１−６９１、１９８０年１２月参照）により、更新される８つの極を備える予測器を利用する。公正な比較のために、試験用の両方の方法は、パケット損失隠蔽中に量子化器の更新のためと同様に、予測係数の更新のための最新の再符号化技術を便宜的に採用する（芹沢昌宏及び野澤善明、「サブバンドＡＤＰＣＭ広帯域音声コーデックのための復号化された音声上にピッチ波形繰り返し及び内部状態更新を使用するパケット損失隠蔽方法」Ｐｒｏｃ．ＩＣＡＳＳＰ、ｐｐ．６８−７１、２００２年５月、ならびにＪ．ティッセン、Ｒ．ツォップ、Ｊ．−Ｈ．チェン及びＮ．シェティ、「ＩＴＵ−ＴＧ．７２２パケット損失隠蔽規格候補」ＩＥＥＥ音響・音声・信号処理国際会議会報、ｖｏｌ．４、ｐｐ．ＩＶ−５４９−ＩＶ−５５２、２００７年４月参照。）。従来の方法のために、フェーダは、ドロップアウトの終了後に、１６０サンプルへ適切に重み付けされた２つのオーディオ信号のセグメント間の重畳加算を実行することで実装される（同じ技術を提案する従来技術及びまた最新の関連性のある特許を参照、ＵＳ８７０６４７９Ｂ２、Ｒ．Ｗ．ツォップ、Ｌ．ピラーティ「サブバンド・コーデックのためのパケット損失隠蔽」、２０１４を参照）。

本発明の方法のために、時変重み付け関数による誤差合成、関数ｆ_ｍ（ｄ_{ｃａｌｃ，ｍ}，ｄ_{ｓｕｂ，ｍ}）＝（１−ｗ_ｍ）×ｄ_{ｃａｌｃ，ｍ}＋ｗ_ｍ×ｄ_{ｓｕｂ，ｍ}を適用する。誤差合成器がドロップアウトの終了後に１６０サンプルへまた使用される。

実施例は、図６で示された復号化されたトランペット信号を参照する。ドロップアウトは、サンプル１．１２３×１０^５で開始し、１．１２４×１０^５で終了する（サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚである）。図６は、ＰＬＣ信号が原信号に非常に良く調和しているにもかかわらず、原信号への遷移がこの実施例で提示された誤差合成器と比較して従来のフェーダに対しはるかに時間がかかる、ことを明確に示す。

理由は、原信号がドロップアウト後に十分に正確に良く復号されることが可能である方式で、従来技術の状態の再符号化技術が復号器レジスタ及びＧＡＬ係数を常に更新しないことである。これは、関連文献（Ｒ．Ｗ．ツォップ、Ｊ．−Ｈ．チェン、Ｊ．ティッセン、「パケット損失隠蔽後の復号器状態の更新」）でまた開示されていて、著者らが良いオーディオへの遷移中に予測器の及び量子化器の更新に適用されるパラメータの値を変更することを提案している。本発明の方法の優れた性能がこのようなアドホック変更を課す必要がなく達成されることに留意する。フェーダは、この実施例（極端なクレスト・ファクタによりＡＤＰＣＭへ非常に不都合である）においてトランペット信号に関して、この問題をまた軽減するが、十分効率的でない。時間伸縮法及びリフェージング技術（ＵＳ８１９５４６５Ｂ２、Ｒ．Ｗ．ツォップ、Ｊ．−Ｈ．チェン、Ｊ．ティッセン「パケット損失後に復号化されたオーディオ信号の時間伸縮法」、２０１２及び同著者らの関連特許参照）が適用されないことに留意する。代替信号の位相が正しい信号と同じものである場合に、後半の２つの技術がこの実施例でいずれにしても役に立たない。

図７は、図６で囲まれた前記詳細の拡大版である。それは、パケット損失後に４ｍｓの持続時間に関するＰＬＣから原信号への遷移を強調する。従来のフェーダ（破線）が原信号を急速に回復することが不可能であることに反して、誤差合成器の出力（点線）が破損していない復号化信号（原信号、実線）に非常に良く調和する。換言すれば、誤差合成器は、そのフィードバック構造のおかげで予測ミストラッキング問題を迅速に解決することが可能である。他方で、このようなミストラッキング効果が信号ピークで従来のフェーダにより認識可能である。このような効果の単一の発現が実質的に聞き取れないが、例えばバースト的無線干渉物により（例えば、ＴＤＭＡ広帯域システムにより）生成された、周期的なパケット損失パターンがオーディオ品質へ非常に有害である。この種類の干渉は、広帯域「ホワイト・スペース・デバイス」の同じスペクトルでの共存［引用：ｈｔｔｐ：‖ｗｗｗ．ｅｒｏｄｏｃｄｂ．ｄｋ／Ｄｏｃｓ／ｄｏｃ９８／ｏｆｆｉｃｉａｌ／ｐｄｆ／ＥＣＣＲＥＰ２０４．ＰＤＦで利用可能な、欧州郵便電気通信主官庁会議（ＣＥＰＴ）内の電気通信委員会（ＥＣＣ）の報告書２０４、及びｈｔｔｐ：‖ｗｗｗ．ｅｒｏｄｏｃｄｂ．ｄｋ／Ｄｏｃｓ／ｄｏｃ９８／ｏｆｆｉｃｉａｌ／ｐｄｆ／ＥＣＣＲＥＰ１５９．ＰＤＦで利用可能な、報告書１５９］に起因して、ならびに４Ｇセルラ方式移動体伝送のスプリアス発射［引用：ｈｔｔｐ：‖ｗｗｗ．ｅｒｏｄｏｃｄｂ．ｄｋ／Ｄｏｃｓ／ｄｏｃ９８／ｏｆｆｉｃｉａｌ／Ｗｏｒｄ／ＥＣＣＲＥＰ２２１．ＰＤＦで利用可能な、報告書２２１］に起因してワイヤレス・マイクロホン受信機により今日経験される可能性がある。このような種類の干渉に対し、誤差合成器のより良い性能が特に有益である。

誤差合成器で実行された本発明の方法の関連特性は、以下のように要約される。
・原及び外挿された代替信号間の遷移は、合成された予測誤差信号が手元の方法により予測係数の適応のために使用されるように、ＡＤＰＣＭ予測誤差ドメインで生じる。
・新規の誤差合成は、信号不完全性がさらに聞き取れる最低サブバンドでのみさらに複素誤差合成を実行することで複雑性を減じることが可能であるように、サブバンド固有の方式で行われる。しかしながら、ただ１つのサブバンド（ｍ＝１）を備える広帯域ＡＤＰＣＭに併せてまた方法を使用可能である。
・方法は、手元のＡＤＰＣＭの及びドロップアウト隠蔽技術のレイテンシへ任意のレイテンシを加算しない。
・性能評価（上記参照）通りに、新規の方法がＡＤＰＣＭにとって非常に困難である音楽信号へまた非常に効率的に作用する。
・２つの上記の理由のため、本発明の方法は、音楽信号へのレイテンシ及びオーディオ品質が一般にボイス・オーバＩＰ及び音声だけのアプリケーションと比較してさらに重要な役割を果たす、プロフェッショナル・ワイヤレス・マイクロホンに適した候補である。

Claims

ＡＤＰＣＭコーデックでのパケット損失隠蔽の方法であって、これにより、各サブバンドの符号化・量子化された予測誤差（ｅ_ｍ）のパケットの損失の検出後に、代替信号（ｘ_ＰＬＣ）が、復号器において生成され、損失期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ）を獲得するために復号化された正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）の代わりに使用され、前記方法は、
前記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）及び前記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）間の所定の遷移期間において各サブバンドでの前記代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び計算された予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）間の差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）が、逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）と合成されて、前記予測信号（ｘ_{ｐｒｅｄ，ｍ}）へ加算される逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を受信し、全ての復号器パラメータを適応させるためと同様に前記遷移期間中に出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）のための基準として合成された遷移信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を獲得することを特徴とする、方法。
前記逆量子化・合成された予測誤差（ｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）がｄ_{ｃｏｍｂ，ｍ}＝（１−ｗ_ｍ）×ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}＋ｗ_ｍ×ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}により受信されることを特徴とし、
重み付け関数（ｗ_ｍ）が前記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）から前記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）への遷移中に０から１へ経時的に増加していて、前記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）から前記正しい信号（ｘ_ｄｅｃ）への遷移中に１から０へ減少している、請求項１に記載の方法。
請求項１または２に記載の方法を実行するためのＰＬＣ回路を備えるＡＤＰＣＭ復号器であって、前記ＡＤＰＣＭ復号器は、
１つがその出力信号（ｘ_ｃｏｍｂ）ためのものであり１つが前記ＡＤＰＣＭ復号器を適応させるためのものである２つの出力と、１つが前記ＰＬＣ回路の出力へ接続され１つが前記ＡＤＰＣＭ復号器の入力へ接続される２つの入力とを有する誤差合成器回路により特徴付けられる、ＡＤＰＣＭ復号器（図３）。
前記誤差合成器回路が、一方の入力でサブバンド信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）中へ、前記ＰＬＣ回路から受信された、前記代替信号（ｘ_ＰＬＣ）のダウンサンプリングのための分析フィルタバンクを含み、他方の入力で前記ＡＤＰＣＭ復号器の前記入力から受信された前記符号化、量子化、ダウンサンプリングされた予測誤差（ｅ_ｍ）のための適応逆量子化ユニットを含み、適応予測ユニットが、前記分析フィルタバンクからの前記サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）を受信する、減算器への２つの出力の一方と、加算器への他方の出力とに接続されることを特徴とし、これにより、前記適応逆量子化ユニットの前記出力へ接続された隠蔽予測器誤差整形器が前記減算器及び前記加算器間に配置され、前記加算器の前記出力が、前記適応予測ユニットへのフィードバック・ループを有し、結果として生じる合成されたサブバンド代替信号（ｘ_{ｃｏｍｂ，ｍ}）を再合成するための合成フィルタバンクへ導き、出力信号（ｘ_ｏｕｔ＝ｘ_ｃｏｍｂ）を獲得し、前記隠蔽予測器誤差整形器が、所定の方式で、前記サブバンド代替信号（ｘ_{ＰＬＣ，ｍ}）の前記予測誤差（ｄ_{ＰＬＣ，ｍ}）及び前記逆量子化された予測誤差（ｄ_{ｄｅｃ，ｍ}）の重み付け合計を生じる、請求項３に記載のＰＬＣ回路を備えるＡＤＰＣＭ復号器（図５）。