JP2015228760A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】通常のＰＷＭ制御によってＺＶＳ動作を実現することで１次側回路での損失を低減し部品の小形化を図る。
【解決手段】フルブリッジ方式のスイッチング電源装置において、スイッチング素子１５１、１６１の接続点１３とスイッチング素子１７１、１８１の接続点１４との間に、補助スイッチ１９とスナバキャパシタとして機能するコンデンサ２０の直列回路を接続する。ＰＷＭ制御においてスイッチング素子１５１、１８１をターンオフしたあと補助スイッチ１９をターンオンしコンデンサ２０を接続点１３、１４間に接続する。すると、コンデンサ２０の両端電圧の極性とは逆に電流が流れて該コンデンサ２０は充電され、それによってスイッチング素子１５１、１８１の電圧はゼロから徐々に増加し、ＺＶＳ動作が達成される。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータなどに用いられるスイッチング電源装置に関し、さらに詳しくは、トランスによって１次側回路と２次側回路とが電気的に絶縁された絶縁型のスイッチング電源装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。こうしたスイッチング電源装置としては、トランスを用いて１次側回路と２次側回路とが電気的に絶縁された構成が一般的である。

図１０は、従来一般的であるフルブリッジ方式のスイッチング電源装置の概略回路構成図である（特許文献１、２など参照）。
図示するように、このスイッチング電源装置においては、トランス２１により、１次巻線２１１側の回路（１次側回路）と２次巻線２１２側の回路（２次側回路）とが絶縁されている。１次側回路には、直流電源１０に接続された正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間に、２個のスイッチング素子１５１、１６１が直列に接続された第１アームと、別の２個のスイッチング素子１７１、１８１が直列に接続された第２アームとが設けられており、第１アーム上の２個のスイッチング素子１５１、１６１の接続点１３と、第２アーム上の２個のスイッチング素子１７１、１８１の接続点１４との間に、トランス２１の１次巻線２１１が接続されている。各スイッチング素子１５１、１６１、１７１、１８１にはそれぞれ、逆導通用のダイオード１５２、１６２、１７２、１８２が逆並列に接続され、さらにスナバキャパシタとして機能するコンデンサ６０、６１、６２、６３も並列に接続されている。なお、逆導通用のダイオード１５２、１６２、１７２、１８２、及び、コンデンサ６０〜６３としては、スイッチング素子１５１〜１８１自体の寄生ダイオード（スイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴである場合）及び寄生容量を用いることができる。

一方、２次側回路は、２個のダイオード２２、２３の直列回路と別の２個のダイオード２４、２５の直列回路とからなる整流用のダイオードブリッジ回路と、インダクタ（リアクトル）２６とコンデンサ２７とからなるＬＣフィルタ回路と、を含む。トランス２１の２次巻線２１２は、２個のダイオード２２、２３の接続点と別の２個のダイオード２４、２５の接続点との間に接続され、ＬＣフィルタ回路の後段には直流電力を供給する対象物である負荷２８が接続されている。

このスイッチング電源装置において、図示しない制御部は、負荷２８に出力される電圧を検出し、検出された電圧が設定された目標電圧になるように、４個のスイッチング素子１５１〜１８１のオン・オフをそれぞれ制御する。このスイッチング素子１５１〜１８１のオン・オフ制御によって、直流電源１０からトランス２１の１次巻線２１１に供給される直流電流は断続的に且つその方向が交互に反転するように制御される。この１次巻線２１１に流れる交流電流によって２次巻線２１２には交流電圧が誘起され、その電圧により流れる電流がダイオードブリッジ回路及びＬＣフィルタ回路で整流及び平滑化、つまりは直流化されて負荷２８に供給される。

スイッチング素子１５１〜１８１としてはパワーＭＯＳＦＥＴや絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などが用いられるが、一般に、これらスイッチング素子がターンオンする際及びターンオフする際にはサージ電圧が発生するおそれがある。これに対し、図１０に示した回路では、各スイッチング素子１５１〜１８１にスナバキャパシタとしてのコンデンサ６０〜６３が並列接続されているので、このコンデンサ６０〜６３によりサージ電圧やサージ電流が低減される。また、上述したスイッチング電源装置では、フルブリッジ構成のスイッチング素子をソフトスイッチングのために位相シフト制御することによって、それらスイッチング素子がターンオフする際にゼロ電圧スイッチング（以下、慣用に従って「ＺＶＳ」と称す）動作を実現することができる。こうしたＺＶＳ動作では、スイッチング素子のオン・オフ間の過渡的な状態での実質的な電力の消費が抑えられるので、スイッチング損失が低減され、電力が有効に利用されるとともに損失に伴う発熱も抑制される。

しかしながら、上述したような位相シフト制御によるＺＶＳ動作は、フルブリッジ構成のスイッチング素子を用いた回路に限定され、小規模なスイッチング電源装置に常用されるハーフブリッジ構成やプッシュプル構成の回路には適用することができない。

また、特許文献３や非特許文献１でも指摘されているように、こうしたフルブリッジ構成のスイッチング素子を位相シフト制御した場合、図１１に示すような波形形状の電流が１次側回路に流れる。図１２は、同じ回路構成であるスイッチング電源装置をＰＷＭ制御した場合に１次側回路に流れる電流の波形である。図１１と図１２を比較すれば分かるように、位相シフト制御ではＰＷＭ制御に比べて、図１１中に斜線の範囲で示す循環電流が流れる分だけスイッチング素子の導通損失が大きくなる。この損失によってスイッチング素子や１次巻線は発熱するため、これら部品を小形化するのが困難である。なお、こうした問題は、電圧や電流の可変範囲が広く負荷が広範囲に変化するために、スイッチング素子を駆動するパルス信号の通常時のデューティ比が小さくなるように設計されているスイッチング電源装置においてより顕著である。

さらにまた、上記従来のスイッチング電源装置では、循環電流のエネルギを利用してＺＶＳ動作を実現しているので、負荷電流が少ないために循環電流も少ない場合には、スイッチング素子１５１〜１８１に並列接続されたコンデンサ６０〜６３の充放電が不完全となり、適切なＺＶＳ動作が行えなくなるおそれがある。それどころか、循環電流が少ないと、スイッチング素子１５１〜１８１を介してコンデンサ６０〜６３の短絡サージ電流が発生してしまい、スイッチング損失が却って増加してしまうおそれがある。また、こうした短絡サージ電流の発生は、スイッチング動作の安定性を損なうとともにノイズを発生させることにもなる。

米国特許第４８６４４７９号公報 特開２００４−５６９７１号公報 特開２００９−１１８６４８号公報

松下ほか、「２次側位相シフトPWM制御を行う高周波ＡＣリンクＤＣ−ＤＣコンバータの特性解析および試作実験 ２．原理 ２−１ 位相シフトＰＷＭ制御の特徴と問題点」、神戸高専、［２０１４年５月１４日検索］、インターネット＜URL ： http://www.kobe-kosen.ac.jp/~michi/matsushita/1/2-1_feature_and_problem.html＞

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その主な目的は、フルブリッジ方式に限らず、ハーフブリッジ方式やプシュプル方式においても、位相シフト制御を行うことなくＺＶＳ動作を実現することができ、それによって電力損失を低減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、負荷電流が少ない場合であってもサージ電流の発生を回避することができ、スイッチング動作の安定性とノイズ発生の抑制を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するためになされた本発明の第１の態様によるスイッチング電源装置は、偶数個の主スイッチング素子を直列に接続したアームを二つ有し、該二つのアームのそれぞれの両端を正極性及び負極性の直流電源ラインに接続したフルブリッジ回路と、前記二つのアームの中点の間に１次巻線が接続されたトランスと、を具備し、前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するフルブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
a)前記二つのアームの中点の間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
b)前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え、
前記スイッチング制御部は、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる一対の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる他の一対の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴としている。

また上記課題を解決するためになされた本発明の第２の態様によるスイッチング電源装置は、偶数個の主スイッチング素子が直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたハーフブリッジ回路と、偶数個のコンデンサが直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたコンデンサ直列回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に１次巻線が接続されたトランスとを具備し、前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
a)前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
b)前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え
前記スイッチング制御部は、前記ハーフブリッジ回路における一方の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記ハーフブリッジ回路における他方の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴としている。

また上記課題を解決するためになされた本発明の第３の態様によるスイッチング電源装置は、正極性の直流電源ラインに接続された中間タップを有する１次巻線を含むトランスと、該１次巻線の一端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第１の主スイッチング素子と、該１次巻線の他端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第２の主スイッチング素子と、を具備し、前記第１及び第２の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するプシュプル方式のスイッチング電源装置であって、
a)前記１次巻線と前記第１の主スイッチング素子との接続点と、前記１次巻線と前記第２の主スイッチング素子との接続点との間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
b)前記第１及び第２の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、並びに前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え
前記スイッチング制御部は、前記第１又は第２の主スイッチング素子の一方をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、第１又は第２の主スイッチング素子の他方をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部を制御することを特徴としている。

また上記課題を解決するためになされた本発明の第４の態様によるスイッチング電源装置は、偶数個の主スイッチング素子を直列に接続したアームを二つ有し、該二つのアームのそれぞれの両端を正極性及び負極性の直流電源ラインに接続したフルブリッジ回路と、前記二つのアームの中点の間に１次巻線が接続されたトランスと、を具備し、前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するフルブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
a)一方のアームに並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と該アームの中点との間に接続された第１の補助スイッチと、からなる第１のスナバ回路と、
b)他方のアームに並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と該アームの中点との間に接続された第２の補助スイッチと、からなる第２のスナバ回路と、
c)前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び第１、第２のスナバ回路の第１、第２補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
d)前記主スイッチング素子駆動部とスナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え、
前記スイッチング制御部は、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる一対の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記第１及び第２の補助スイッチを所定期間オン状態にし、それら補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる他の一対の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴としている。

また上記課題を解決するためになされた本発明の第５の態様によるスイッチング電源装置は、偶数個の主スイッチング素子が直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたハーフブリッジ回路と、偶数個のコンデンサが直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたコンデンサ直列回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に１次巻線が接続されたトランスとを具備し、前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
a)前記ハーフブリッジ回路に並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と前記ハーフブリッジ回路の中点との間に接続された補助スイッチと、からなるスナバ回路と、
b)前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え
前記スイッチング制御部は、前記ハーフブリッジ回路の中点で隔てられる一方の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、他方の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴としている。

さらにまた上記課題を解決するためになされた本発明の第６の態様によるスイッチング電源装置は、正極性の直流電源ラインに接続された中間タップを有する１次巻線を含むトランスと、該１次巻線の一端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第１の主スイッチング素子と、該１次巻線の他端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第２の主スイッチング素子と、を具備し、前記第１及び第２の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するプシュプル方式のスイッチング電源装置であって、
a)前記第１の主スイッチング素子の両端の間に接続された、第１の補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなる第１のスナバ回路と、
b)前記第２の主スイッチング素子の両端の間に接続された、第２の補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなる第２のスナバ回路と、
c)前記第１及び第２の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、並びに前記第１、第２のスナバ回路の第１、第２の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
d)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
を備え
前記スイッチング制御部は、前記第１又は第２の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記第１及び第２の補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記第１又は第２の主スイッチング素子の他方をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴としている。

本発明に係る第１乃至第３の態様によるスイッチング電源装置では、トランスの１次巻線に接続された１次側回路はフルブリッジ方式、ハーフブリッジ方式、プシュプル方式と異なるものの、いずれもトランスの１次巻線に並列に、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路が設けられている。第１乃至第３のいずれの態様においても、スイッチング制御部は、トランスの１次巻線に電流が流れるように一部の主スイッチング素子がオンしている状態では、補助スイッチをオフさせておく。そのため、このときスナバ回路に含まれるコンデンサは実質的に、トランスの１次側回路から切り離されており、該コンデンサには電流が流れないのでその前の時点で充電された又は放電された状態を保つ。

スイッチング制御部は、オン状態である一部の主スイッチング素子をターンオフさせ、全ての主スイッチング素子がオフ状態になっているときに、補助スイッチをターンオンさせる。これによって、スナバ回路に含まれるコンデンサが１次側回路、具体的には１次巻線や主スイッチング素子を含む経路に接続される。全ての主スイッチング素子がオフ状態であるときにのみ、このコンデンサは上記経路に接続されるため、コンデンサはトランスの１次巻線の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギにより充電又は放電される。

コンデンサの充電又は放電の方向は、オンされる主スイッチング素子又は主スイッチング素子対が交互に切り替わる毎に反転する。そのため、補助スイッチがターンオンされたときに、コンデンサの両端電圧の極性（一方の端子の電位を基準とした他方の端子の電位の極性）が交互に反転するように電圧は徐々に増加又は減少し、必ずゼロを通過する。それに伴い、その補助スイッチのターンオンに先立って又はほぼ同時にターンオフされた主スイッチング素子に印加される電圧はゼロから徐々に増加する一方、他の主スイッチング素子に印加される電圧は所定電圧（例えば電源電圧）からゼロまで徐々に低下する。それによって、それら主スイッチング素子におけるゼロ電圧スイッチング動作が達成でき、スイッチング損失が抑えられる。なお、主スイッチング素子のオン・オフ駆動は通常のＰＷＭ制御により行えばよい。

一方、本発明に係る第４乃至第６の態様によるスイッチング電源装置では、トランスの１次巻線に接続された１次側回路はフルブリッジ方式、ハーフブリッジ方式、プシュプル方式と異なるものの、いずれも補助スイッチがオン状態であるときにのみスナバキャパシタとして機能するコンデンサが主スイッチング素子に並列に接続されるように、各主スイッチング素子に対してそれぞれコンデンサが設けられている。スイッチング制御部による補助スイッチのオン・オフ制御のタイミングは第１乃至第３の態様によるスイッチング電源装置と同様である。

即ち、この第４乃至第６の態様によるスイッチング電源装置においても、トランスの１次巻線に電流を流すために一部の主スイッチング素子がオンされている状態では、上記コンデンサは主スイッチング素子や１次巻線を含む経路から切り離されており、その直前に充電された又は放電された電圧を保つ。そして、全ての主スイッチング素子がオフ状態となったときに補助スイッチがターンオンされて、各コンデンサがそれぞれ対応する主スイッチング素子を含む経路に接続されるため、トランスの１次巻線の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギによりコンデンサは充電又は放電され、コンデンサの両端電圧はゼロから徐々に増加又は所定電圧からゼロまで徐々に減少する。それに伴い、第１乃至第３の態様によるスイッチング電源装置と同様に、その補助スイッチのターンオンに先立って又はほぼ同時にターンオフされた主スイッチング素子に印加される電圧はゼロから徐々に増加する一方、他の主スイッチング素子に印加される電圧は所定電圧からゼロまで徐々に低下する。

本発明に係る第１乃至第６の態様のスイッチング電源装置において、補助スイッチはいずれも一方向にのみ電流が流れる単方向スイッチング素子を逆並列接続したものとし、電流方向に応じた単方向専用駆動信号により単方向スイッチング素子が独立にオン・オフ動作する構成とするとよい。

この構成では、一方の単方向スイッチング素子のオン動作時の電流方向と逆の方向に当該補助スイッチに電流が流れている、即ち当該スイッチング素子が負極性である状態で、該スイッチング素子はゲート駆動信号の有無に拘らず自発的にターンオフする、また、該スイッチング素子が駆動信号によりオン状態からオフ状態に切り換わるときには、該スイッチング素子に流れる電流はゼロであるから、ゼロ電流スイッチング動作になる。これより、一方の単方向スイッチング素子が駆動信号によりオン状態からオフ状態に切り換わるタイミングは、該スイッチング素子が自発的にターンオフする所定期間以後であって、１８０°位相が遅れて相補動作する他方の主スイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの間の任意の時点で構わない。

なお、本発明に係るスイッチング電源装置では、２次側回路の構成は特に問わず、例えば、整流回路と平滑化回路とを含み、該整流回路及び平滑化回路により生成された直流電圧を負荷に供給する構成としたり、交流電力をそのまま負荷に供給する構成としたりすることができる。

本発明に係るスイッチング電源装置（ＰＷＭ制御により駆動されるフルブリッジ方式、ハーフブリッジ方式、プッシュプル方式のスイッチング電源装置）によれば、位相シフト制御を行うことなくＰＷＭ制御のための主スイッチング素子を電圧ゼロの状態でスイッチングすることができる。即ち、ＺＶＳ動作を実現することができる。それによって、それら主スイッチング素子に循環電流が流れることを回避できるので、該スイッチング素子及びトランスの１次巻線で生じる損失を低減することができ、これら部品の発熱を減らすことで部品の小形化も実現できる。

また本発明に係るスイッチング電源装置によれば、主スイッチング素子がオフしている状態でのみスナバキャパシタが機能するので、負荷電流が少ない場合であっても、主スイッチング素子を介したスナバキャパシタの短絡サージ電流の発生を回避することができる。それによって、電力損失の一層の低減が図れるとともに、スイッチング動作の安定性が向上しサージ電流によるノイズの発生も抑制することができる。

なお、こうした作用・効果は、付加された補助スイッチ部を適切なタイミングで駆動させることにより生じるものであるため、スイッチング制御の方式とは無関係であり、ゼロ電圧スイッチング動作のために位相シフト制御を行うフルブリッジ方式のスイッチング電源装置にも適用することができる。即ち、本発明に係るスイッチング制御装置は、スイッチング制御の方式に依存しないので、１次側回路と２次側回路との間のスイッチング位相を位相シフト制御により動作させるダブルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ等にも適用することができる。また、本発明に係るスイッチング制御装置による効果は、２次側回路の構成には左右されないので、２次側回路に整流回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、そうした整流回路を備えないＤＣ−ＡＣインバータにも適用することができる。

本発明の第１実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 第１実施例のスイッチング電源装置における主スイッチング素子のターンオフ直後の期間付近の各部の信号波形図。 本発明の第２実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 本発明の第３実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 本発明の第４実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 第４実施例のスイッチング電源装置における主スイッチング素子のターンオフ直後の期間付近の各部の信号波形図。 本発明の第５実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 本発明の第６実施例であるスイッチング電源装置の概略回路構成図。 各実施例のスイッチング電源装置における補助スイッチの具体的な回路例を示す図。 従来のフルブリッジ型スイッチング電源装置の概略回路構成図。 従来のスイッチング電源装置において位相シフト制御の際にトランスの１次巻線に流れる電流の信号波形図。 従来のスイッチング電源装置においてＰＷＭ制御の際にトランスの１次巻線に流れる電流の信号波形図。

［第１実施例］
本発明の第１実施例であるスイッチング電源装置について、添付図面を参照して説明する。図１は第１実施例のスイッチング電源装置の概略回路構成図、図２は第１実施例のスイッチング電源装置における主スイッチング素子のターンオフ直後の期間付近の各部の信号波形図である。この第１実施例のスイッチング電源装置はフルブリッジ方式のスイッチング電源装置である。
図１において、図１０に示した従来のスイッチング電源装置における構成要素と同じ構成要素には同じ符号を付している。これは、以下の第２乃至第６実施例でも同様である。

トランス２１の２次巻線２１２に接続されている２次側回路は、従来のスイッチング電源装置と全く同じであるので説明を省く。トランス２１の１次巻線２１１に接続されている１次側回路では、図１０に示した従来装置において主スイッチング素子１５１〜１８１にそれぞれ並列接続されているコンデンサ６０〜６３に代えて、第１アームの中点である２個のスイッチング素子１５１、１６１の接続点１３と、第２アームの中点である２個のスイッチング素子１７１、１８１の接続点１４との間に、補助スイッチ１９とスナバキャパシタとして機能するコンデンサ２０との直列回路が接続されている。換言すれば、トランス２１の１次巻線２１１と並列に、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路が接続されている。
なお、ここで、補助スイッチ１９は１個のパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴからなるものではなく、図９で後述するように、典型的には、パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチング素子と単方向特性を得るためのダイオードとを含む（又はそれらから成る）単方向スイッチング素子を組み合わせた構成であり、択一的に双方向に電流を供給可能である。

４個の主スイッチング素子１５１〜１８１は、スイッチング制御部３０からの指示に基づいて主スイッチング素子駆動部３１により生成される駆動信号によりそれぞれオン・オフ制御される。一方、補助スイッチ１９は、スイッチング制御部３０からの指示に基づいてスナバ用スイッチ駆動部３２により生成される駆動信号によりオン・オフ制御される。補助スイッチ１９に供給される駆動信号は２系統であり、それぞれの駆動信号は補助スイッチ１９の流れる電流の方向を決定する。スイッチング制御部３０は後述する特徴的なスイッチング制御を実施するために、ＣＰＵや制御用プログラムが格納されたメモリ（例えばフラッシュＲＯＭ）などを備える。

次に、第１実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。
主スイッチング素子駆動部３１からの駆動信号に応じてオン・オフされる主スイッチング素子１５１〜１８１の動作と、それにより１次巻線２１１に流れる電流によって２次巻線２１２に誘起される電圧に対して２次側回路でなされる動作は、既存のフルブリッジ方式スイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御と全く同一である。即ち、異なるアーム上の一対の主スイッチング素子１５１、１８１に対して別の一対の主スイッチング素子１６１、１７１は、１８０°だけ位相が遅れた駆動信号でＰＷＭ制御によりスイッチングされる。

図２において、（ａ）は主スイッチング素子１５１のゲート端子に印加されるゲート駆動信号Ｖg1波形、（ｂ）は補助スイッチ１９の電流方向に一致するゲート端子に印加されるゲート駆動信号Ｖg11波形、（ｃ）は主スイッチング素子１５１に流れる電流Ｉq1波形、（ｄ）は主スイッチング素子１６１に逆並列接続されたダイオード１６２に流れる電流Ｉd2波形、（ｅ）は補助スイッチ１９に流れる電流Ｉq11波形、（ｆ）は補助スイッチ１９の両端間の電圧Ｖq11波形、（ｇ）は主スイッチング素子１５１の両端間の電圧Ｖq1波形、（ｈ）はコンデンサ２０の両端の電圧Ｖc11波形である。なお、主スイッチング素子１８１に関する電圧、電流波形は主スイッチング素子１５１に関する電圧、電流波形と同一であり、主スイッチング素子１７１に逆並列接続されたダイオード１７２に関する電流波形はダイオード１６２に関する電流波形と同一である。

図２（ａ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg1がハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１、１８１は導通状態であり、図２（ｇ）に示すように主スイッチング素子１５１の電圧Ｖq1はほぼゼロである。また、このとき、図２（ｃ）に示すような負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から、正極性電源ライン１１を通し、主スイッチング素子１５１、トランス２１の１次巻線２１１、及び主スイッチング素子１８１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に至る閉ループに流れている。

図２（ｂ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、補助スイッチ１９はオフ状態である。そのため、補助スイッチ１９に直列に接続されているコンデンサ２０は二つのアームの接続点１３、１４を含む上記閉ループから切り離されており、図２（ｅ）に示すようにコンデンサ２０に流れる電流Ｉq11はゼロである。このときのコンデンサ２０の両端の電圧Ｖc11は、その直前の主スイッチング素子１６１、１７１のオフ期間に、トランス２１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギによって充電されたものであり、電圧Ｖc11の電圧値は直流電源１０による電圧Ｅ1に等しい。なお、ここでは、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11の極性は、接続点１３側を基準として接続点１４側の電位が接続点１４側よりも高いときに正としている。オフ状態にある補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は、接続点１３、１４間の電圧差Ｅ1とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときには図２（ｆ）に示すようにゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１、１８１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１、１８１は共にターンオフし、全ての主スイッチング素子１５１〜１８１がオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９に対するゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルになり（図２（ｂ）参照）該スイッチ１９はターンオンするので、コンデンサ２０は上述の高インピーダンスになった二つのアームの接続点１３、１４間に接続される。このとき、トランス２１の１次巻線２１１に流れる電流の方向は直前の主スイッチング素子１６１、１７１のオフ期間に１次巻線２１１に流れる電流の方向とは逆であり、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されているエネルギの方向は第１アームの接続点１３側が負極性、第２アームの接続点１４側が正極性になるように反転しているので、その直前に充電されていた電圧の極性とは逆方向にコンデンサ２０の充電が開始される。そのため、図２（ｈ）に示すように、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11は−Ｅ1から徐々に上昇する。

主スイッチング素子１５１、１８１に掛かる電圧Ｖq1は、直流電源１０による電圧Ｅ1とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値の均分値であり、上述したコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11の上昇に伴い、全ての主スイッチング素子１５１〜１８１がオフ状態である期間に、両端電圧Ｖc11はゼロを通過して電圧Ｅ1まで徐々に上昇する。したがって、主スイッチング素子１５１、１８１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また同時に、主スイッチング素子１６１、１７１に掛かる電圧は主スイッチング素子１５１、１８１の電圧増加を相補する同じ傾きで以て、電圧Ｅ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ１９がターンオンする際に該スイッチ１９に印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、補助スイッチ１９もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11が直流電源１０による電圧Ｅ1を超えようとすると、主スイッチング素子１６１、１７１に逆並列接続されているダイオード１６２、１７２がオンし、図２（ｄ）に示す電流Ｉd2がダイオード１６２、１７２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11は直流電源１０による電圧にクランプされるのでＥ1以上にはならず、このとき、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路に電流Ｉc11は流れない。

時刻t2において、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２、１７２に流れる電流Ｉd2がなくなると、二つのアームにおける接続点１３、１４の電位はいずれも電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２に収束する。補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は、接続点１３、１４間の電圧とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときにはその直前にコンデンサ２０に充電された電圧Ｅ1となるが、該スイッチ１９に流れていた電流Ｉq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ１９内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、該スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルであっても、該スイッチ１９は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。その結果、コンデンサ２０は、直前の主スイッチング素子１５１、１８１のオフ期間に充電された電圧値Ｖc11＝Ｅ1とその極性を保持する。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１、１７１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11がローレベルになり該スイッチ１９はターンオフし、コンデンサ２０は上記の電圧値Ｖc11＝Ｅ1とその極性を保持したまま、接続点１３、１４を含む上記閉ループから切り離される。補助スイッチ１９がターンオフする時点では、電流Ｉq11は流れていないので、ゼロ電流スイッチング（以下、慣用に従って「ＺＣＳ」と称す）動作する。また、トランス２１の１次巻線２１１には、主スイッチング素子１５１、１８１がオン状態である期間とは逆方向に電流が流れる。

主スイッチング素子１６１、１７１がターンオフした直後の動作についても、上述した主スイッチング素子１５１、１８１の場合の動作と位相が１８０°相違する以外、同様であるので、詳細な説明を省略する。

第１実施例のスイッチング電源装置では、上述した構成と動作により、図２（ｅ）に示したように、主スイッチング素子１５１〜１８１のオフ期間にのみ補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路に電流が流れる。このため、補助スイッチ１９に流れる平均電流は少なく、しかも、補助スイッチ１９はターンオン時にＺＶＳ動作、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺＣＳ動作するので、発生する損失は少なく小形のスイッチング素子を用いることができる。補助スイッチ１９に発生する損失は主スイッチング素子１５１〜１８１のスイッチングオフ損失の改善分に比較すると十分に小さく、スイッチング周波数が高いほどその効果は顕著になるので、本実施例のスイッチング電源装置は簡単な回路構成でありながら高周波スイッチングに好適であるということができる。

また、本実施例のスイッチング電源装置では、位相シフト制御を行うことなく一般的なＰＷＭ制御によってＺＶＳ動作を実現できる。そのため、１次側回路に循環電流を流さずに済むので、主スイッチング素子１５１〜１８１及びトランス２１の１次巻線２１１の損失を低減することができる。また、負荷電流が少ないためにトランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されるエネルギが小さく、それによって主スイッチング素子１５１〜１８１のターンオフ時にコンデンサ２０に充電保持される電圧が定常動作時よりも低い場合であっても、補助スイッチ１９の動作により、主スイッチング素子１５１〜１８１のターンオン毎に該スイッチング素子１５１〜１８１を介してコンデンサ２０の充電不足を補う短絡サージ電流が生じることを回避できる。そのため、スイッチング動作の安定性を保ちつつノイズの発生を抑制し、さらに短絡サージ電流による損失の増加も回避することができる。なお、極端に負荷電流が少ない場合には、補助スイッチ１９を全く動作させないという制御を行ってもよい。

［第２実施例］
本発明の第２実施例であるスイッチング電源装置について、図３に示した概略回路構成図を参照して説明する。この第２実施例のスイッチング電源装置はハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置である。

第２実施例のスイッチング電源装置では、第１実施例のスイッチング電源装置における主スイッチング素子１７１、１８１を含むアームに代えて、二つのコンデンサ４０、４１を直列に接続した回路を設け、その直列回路の中点である接続点１４とハーブリッジ回路の中点である接続点１３との間に、第１実施例と同様の、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路を設けている。

次に、第１実施例の動作説明で用いた図２を用いて、この第２実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。ただし、フルブリッジ方式とハーフブリッジ方式とではスイッチング素子とコンデンサとの電圧配分が異なるので、ここでは電圧値の相対比較は無視するものとする。

主スイッチング素子駆動部３１からの駆動信号に応じてオン・オフされる主スイッチング素子１５１、１６１の動作と、それにより１次巻線２１１に流れる電流によって２次巻線２１２に誘起される電圧に対して２次側回路でなされる動作は、既存のハーフブリッジ方式スイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御と全く同一である。即ち、主スイッチング素子１５１に対して別の主スイッチング素子１６１は、１８０°だけ位相が遅れた駆動信号でＰＷＭ制御によりスイッチングされる。

時刻ｔ0よりも前の期間では、図２（ａ）に示すように、主スイッチング素子１５１のゲート駆動信号Ｖg1はハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１はオン状態であり、電圧Ｖq1は図２（ｇ）に示すようにゼロである。このとき、図２（ｃ）に示すように、負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から正極性電源ライン１１を経て、主スイッチング素子１５１、トランス２１の１次巻線２１１、コンデンサ４１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に流れる。一方、補助スイッチ１９に対するゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、補助スイッチ１９はオフ状態である。そのため、補助スイッチ１９に直列に接続されているコンデンサ２０は接続点１３、１４を含む上記閉ループから切り離されており、図２（ｅ）に示すようにコンデンサ２０に流れる電流Ｉq11はゼロである。

このときのコンデンサ２０の両端の電圧Ｖc11は、その直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギによって充電されたものであり、その電圧値は直流電源１０による電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２に等しい。なお、図３に示した回路構成図でも図１と同様に、接続点１３側を基準とし、コンデンサ２０の電圧の正負を表している。オフ状態にある補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は、接続点１３、１４間の電圧差Ｅ1／２とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときには図２（ｆ）に示すようにゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１はターンオフし、二つの主スイッチング素子１５１、１６１が共にオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９に対するゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルになり（図２（ｂ）参照）該スイッチ１９はターンオンするので、コンデンサ２０は接続点１３、１４間に接続される。このとき、直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間とはトランス２１の１次巻線２１１に流れる電流の方向が逆であり、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの方向は接続点１３側が負極性、接続点１４側が正極性になるように反転しているので、充電されていた電圧の極性とは逆方向にコンデンサ２０の充電が開始される。

主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1は、直流電源１０による電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値の均分値であり、上述したコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11の上昇に伴い、主スイッチング素子１５１、１６１が共にオフ状態である期間に、両端電圧Ｖc11はゼロを通過して電圧Ｅ1／２まで徐々に上昇する。したがって、主スイッチング素子１５１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また同時に、主スイッチング素子１６１に掛かる電圧は主スイッチング素子１５１の電圧増加を相補する同じ傾きで以て、電圧Ｅ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ１９がターンオンする際に印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、補助スイッチ１９もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11が電圧Ｅ1／２を超えようとすると、主スイッチング素子１６１に逆並列接続されているダイオード１６２が導通し、図２（ｄ）に示す電流Ｉd2がダイオード１６２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11は電圧値Ｅ1／２にクランプされてそれ以上にはならず、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路に電流Ｉc11は流れない。

時刻ｔ2において、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２に流れる電流Ｉd2がなくなると、接続点１３の電位は電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２に収束する。補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は接続点１３、１４間の電圧とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときにはその直前にコンデンサ２０に充電された電圧Ｅ1／２となるが、該スイッチ１９に流れていた電流Ｉq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ１９内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、該スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルであっても、該スイッチ１９は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。その結果、コンデンサ２０は、直前の主スイッチング素子１５１のオフ期間に充電された電圧値Ｖc11＝Ｅ1／２とその極性を保持する。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11はローレベルになり該スイッチ１９はターンオフし、コンデンサ２０は上記の電圧値Ｖc11＝Ｅ1／２とその極性を保持したまま、接続点１３、１４を含む上記閉ループから切り離される。補助スイッチ１９がターンオフする時点では、電流Ｉq11は流れていないのでＺＣＳ動作する。また、トランス２１の１次巻線２１１には、主スイッチング素子１５１がオン状態である期間とは逆方向に電流が流れる。

以上の動作により、第２実施例のスイッチング電源装置においても第１実施例のスイッチング電源装置と同様の作用・効果が得られる。

［第３実施例］
本発明の第３実施例であるスイッチング電源装置について、図４に示した概略回路構成図を参照して説明する。この第３実施例のスイッチング電源装置はプシュプル方式のスイッチング電源装置である。

第３実施例のスイッチング電源装置では、トランス５０の１次巻線５０１に中間タップ５０３を設け、１次巻線５０１の一端と負極性電源ライン１２との間に主スイッチング素子１５１を接続し、１次巻線５０１の他端と負極性電源ライン１２との間に別の主スイッチング素子１６１を接続し、中間タップ５０３を正極性電源ライン１１に接続している。そして、１次巻線５０１と主スイッチング素子１５１との接続点５１と、１次巻線５０１と主スイッチング素子１６１との接続点５２との間に、第１実施例と同様の、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路を設けている。

次に、第１実施例の動作説明で用いた図２を用いて、この第３実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。ただし、フルブリッジ方式とプシュプル方式とではスイッチング素子とコンデンサとの電圧配分が異なるので、ここでは電圧値の相対比較は無視するものとする。

主スイッチング素子駆動部３１からの駆動信号に応じてオン・オフされる主スイッチング素子１５１、１６１の動作と、それにより１次巻線２１１に流れる電流によって２次巻線２１２に誘起される電圧に対して２次側回路でなされる動作は、既存のプシュプル方式スイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御と全く同一である。即ち、主スイッチング素子１５１に対して別の主スイッチング素子１６１は、１８０°だけ位相が遅れた駆動信号でＰＷＭ制御によりスイッチングされる。

図２（ａ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg1がハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１はオン状態であり、図２（ｇ）に示すように主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1はほぼゼロである。また、このとき、図２（ｃ）に示すような負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から、正極性電源ライン１１を通し、トランス５０の中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ａ、主スイッチング素子１５１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に至る閉ループに流れている。

図２（ｂ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、補助スイッチ１９はオフ状態である。そのため、補助スイッチ１９に直列に接続されているコンデンサ２０は接続点５１、５２を含む上記閉ループから切り離されており、図２（ｅ）に示すようにコンデンサ２０に流れる電流Ｉq11はゼロである。このときのコンデンサ２０の両端の電圧Ｖc11は、その直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギにより充電されたものであり、その電圧値は中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ａ、５０１ｂの昇圧作用によって直流電源１０による電圧Ｅ1の２倍となる。なお、図４に示した回路構成図では、接続点５２側を基準としてコンデンサ２０の電圧の正負を定めている。オフ状態にある補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は、接続点５１、５２間の電圧差２Ｅ1とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときには図２（ｆ）に示すようにゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１はターンオフし、二つの主スイッチング素子１５１、１６１が共にオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９に対するゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルになり（図２（ｂ）参照）該スイッチ１９はターンオンするので、コンデンサ２０は接続点５１、５２間に接続される。このとき、トランス５０の１次巻線５０１ａ、５０１ｂに流れる電流の方向は、直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に１次巻線５０１ａ、５０１ｂに流れる電流の方向とは逆であり、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの方向は接続点５１側が正極性、接続点５２側が負極性になるように反転しているので、充電されていた電圧の極性とは逆方向にコンデンサ２０の充電が開始される。

主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1は、直流電源１０による電圧Ｅ1の２倍である２Ｅ1とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、上述したコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11の上昇に伴い、主スイッチング素子１５１、１６１が共にオフ状態である期間に、両端電圧Ｖc11はゼロを通過して電圧２Ｅ1まで徐々に上昇する。したがって、主スイッチング素子１５１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また同時に、主スイッチング素子１６１の電圧は主スイッチング素子１５１の電圧増加を相補する同じ傾きで以て、電圧２Ｅ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ１９がターンオンする際に該スイッチ１９に印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、補助スイッチ１９もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11が電圧２Ｅ1を超えようとすると、中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ｂの両端電圧が電圧Ｅ1以上となる。そのため、主スイッチング素子１６１に逆並列接続されているダイオード１６２が導通し、図２（ｄ）に示す電流Ｉd2がダイオード１６２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ２０の両端電圧Ｖc11は電圧値２Ｅ1にクランプされてそれ以上にはならず、このとき、補助スイッチ１９とコンデンサ２０との直列回路に電流Ｉc11は流れない。

時刻ｔ2において、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２に流れる電流Ｉd2がなくなると、接続点５１、５２の電位はいずれも電圧Ｅ1に収束する。補助スイッチ１９に掛かる電圧Ｖq11は接続点５１、５２間の電圧とコンデンサ２０の両端電圧Ｖc11との極性を考慮した直列合成値であり、このときにはその直前にコンデンサ２０に充電された電圧２Ｅ1となるが、該スイッチ１９に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ１９内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、補助スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルであっても、該スイッチ１９は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。その結果、コンデンサ２０は、直前の主スイッチング素子１５１のオフ期間に充電された電圧値Ｖc11＝２Ｅ1とその極性を保持する。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ１９へのゲート駆動信号Ｖg11はローレベルになり該スイッチ１９はターンオフし、コンデンサ２０は、上記の電圧値Ｖc11＝２Ｅ1とその極性を保持したまま、接続点５１、５２を含む上記閉ループから切り離される。補助スイッチ１９がターンオフする時点では、電流Ｉq11が流れていないのでＺＣＳ動作する。また、トランス５０の中間タップ５０３で均分された他の１次巻線５０１ｂに電流が流れる。

以上の動作により、第３実施例のスイッチング電源装置においても第１、第２実施例のスイッチング電源装置と同様の作用・効果が得られる。

［第４実施例］
本発明の第４実施例であるスイッチング電源装置について、図５に示した概略回路構成図、及び図６に示した信号波形図を参照して説明する。この第４実施例のスイッチング電源装置は第１実施例と同様にフルブリッジ方式のスイッチング電源装置であるが、スナバ回路の構成が第１実施例とは異なる。

第４実施例のスイッチング電源装置では、トランス２１の１次巻線２１１に接続された１次側回路において、正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間に、スナバキャパシタとして機能する２個のコンデンサ４２、４３の直列回路と、同じくスナバキャパシタとして機能する２個のコンデンサ４４、４５の直列回路とが接続されている。２個のコンデンサ４２、４３の直列回路の中点である接続点４６と主スイッチング素子１５１、１６１の間の接続点１３との間に第１補助スイッチ４８が接続され、別の２個のコンデンサ４４、４５の直列回路の中点である接続点４７と主スイッチング素子１７１、１８１の間の接続点１４との間に第２補助スイッチ４９が接続されている。

次に、第４実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。
主スイッチング素子駆動部３１からの駆動信号に応じてオン・オフされる主スイッチング素子１５１〜１８１の動作と、それにより１次巻線２１１に流れる電流によって２次巻線２１２に誘起される電圧に対して２次側回路でなされる動作は、既存のフルブリッジ方式スイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御と全く同一である。即ち、異なるアーム上の一対の主スイッチング素子１５１、１８１に対して別の一対の主スイッチング素子１６１、１７１は、１８０°だけ位相が遅れた駆動信号でＰＷＭ制御によりスイッチングされる。

図６において（ａ）〜（ｇ）は図２（ａ）〜（ｇ）と同じである。図６（ｈ）はコンデンサ４２、４５の両端の電圧Ｖc12波形であり、図６（ｉ）はコンデンサ４３、４４の両端の電圧Ｖc13波形である。また、極性は異なるものの、第１補助スイッチ４８と第２補助スイッチ４９とに関する電圧、電流波形は同一である。

図６（ａ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg1がハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１、１８１はオン状態であり、図６（ｇ）に示すように主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1はほぼゼロである。また、このとき、図６（ｃ）に示すような負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から、正極性電源ライン１１を通し、主スイッチング素子１５１、トランス２１の１次巻線２１１、及び主スイッチング素子１８１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に至る閉ループに流れている。

図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、補助スイッチ４８、４９に対するゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、これら補助スイッチ４８、４９は共にオフ状態である。そのため、主スイッチング素子１５１、１６１の直列回路の接続点１３とコンデンサ４２、４３の直列回路の接続点４６とは切り離されており、主スイッチング素子１７１、１８１の直列回路の接続点１４とコンデンサ４４、４５の直列回路の接続点４７とは切り離されている。したがって、図６（ｅ）に示すように、コンデンサ４２に流れる電流Ｉq11はゼロであり、他のコンデンサ４３〜４５も同様である。

このとき各コンデンサ４２〜４５の両端の電圧は、その直前の主スイッチング素子１６１、１７１のオフ期間に、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギにより充電又は放電されたものであり、コンデンサ４２、４５の両端電圧Ｖc12は放電によりゼロ（図６（ｈ）参照）、コンデンサ４３、４４の両端電圧Ｖc13は充電により直流電源１０による電圧Ｅ1に等しくなっている。接続点１３、４６の電位は共にＥ1であるから、オフ状態にある第１補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11は図６（ｆ）に示すようにゼロである。また、接続点１４、４７の電位は共にゼロであるから、オフ状態にある第２補助スイッチ４９に掛かる電圧Ｖq13もゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１、１８１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１、１８１は共にターンオフし、全ての主スイッチング素子１５１〜１８１がオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８、４９に対するゲート駆動信号Ｖg11は共にハイレベルになり（図６（ｂ）参照）該スイッチ４８、４９はターンオンするので、主スイッチング素子１５１、１６１の直列回路の接続点１３とコンデンサ４２、４３の直列回路の接続点４６とは接続され、主スイッチング素子１７１、１８１の直列回路の接続点１４とコンデンサ４４、４５の直列回路の接続点４７とが接続される。これにより、主スイッチング素子１５１とコンデンサ４２、主スイッチング素子１６１とコンデンサ４３、主スイッチング素子１７１とコンデンサ４４、主スイッチング素子１８１とコンデンサ４５とが、それぞれ並列に接続される。

このとき、直前の主スイッチング素子１６１、１７１のオフ期間とはトランス２１の１次巻線２１１に流れる電流の方向が逆であり、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの方向は第１アームの接続点１３側が負極、第２アームの接続点１４側が正極になるように反転しているので、コンデンサ４２、４５の充電が開始される。そのため、図６（ｈ）に示すように、コンデンサ４２、４５の両端電圧Ｖc12はゼロから徐々に上昇し、これに並列に接続されている主スイッチング素子１５１、１８１に掛かる電圧Ｖq1も同様に徐々に上昇する。したがって、主スイッチング素子１５１、１８１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また、コンデンサ４３、４４については放電が始まり、コンデンサ４２、４５の充電を相補する同じ傾きで、その両端電圧はＥ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ４８、４９がターンオンする際にそれらスイッチ４８、４９に印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、これら補助スイッチ４８、４９もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ４２、４５の両端電圧Ｖc12がそれぞれ直流電源１０による電圧Ｅ1を超えようとすると、主スイッチング素子１６１、１７１に逆並列接続されているダイオード１６２、１７２が導通し、図６（ｄ）に示す電流Ｉd2がそれぞれダイオード１６２、１７２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ４２、４５の両端電圧Ｖc12は直流電源１０による電圧にクランプされるのでＥ1以上にはならず、このとき、補助スイッチ４８、４９にいずれも電流Ｉq11は流れない。

時刻ｔ2において、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２、１７２に流れる電流Ｉd2がなくなると、二つのアームにおける接続点１３、１４の電位はいずれも電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２に収束する。この時点でのコンデンサ４２、４５の直列回路の接続点４６の電位はゼロ、接続点１３の電位はＥ1／２であるから、第１補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11はＥ1／２であり、接続点４６側が負極性、接続点１３側が正極性となるので、該スイッチ４８に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。また、コンデンサ４３、４４の直列回路の接続点４７の電位はＥ1、接続点１４の電位はＥ1／２であるから、第２補助スイッチ４９に掛かる電圧Ｖq12はＥ1／２となり、接続点４７側が正極性、接続点１４側が負極性となるので、該スイッチ４９に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ４８、４９内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、補助スイッチ４８、４９へのゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルであっても、該スイッチ４８、４９は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。その結果、コンデンサ４２と４５の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３と４４の両端電圧はゼロを保持する。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１、１７１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８、４９へのゲート駆動信号Ｖg11がローレベルになると、該スイッチ４８、４９はターンオフし、コンデンサ４２の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３の両端電圧はゼロを保ったまま、接続点４６と接続点１３とが切り離される。同様に、コンデンサ４５の両端電圧はＥ1、コンデンサ４４の両端電圧はゼロを保ったまま、接続点４７と接続点１４とが切り離される。補助スイッチ４８、４９がターンオフする時点で、電流Ｉq11は流れていないのでＺＣＳ動作する。また、トランス２１の１次巻線２１１には主スイッチング素子１５１、１８１がオン状態である期間とは逆方向に電流が流れる。

以上の動作により、第４実施例のスイッチング電源装置においても第１乃至第３実施例のスイッチング電源装置と同様の作用・効果が得られる。

［第５実施例］
本発明の第５実施例であるスイッチング電源装置について、図７に示した概略回路構成図を参照して説明する。この第５実施例のスイッチング電源装置は第２実施例と同様にハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であるが、スナバ回路の構成が第２実施例ではなく第４実施例と同様となっている。

即ち、この第５実施例のスイッチング電源装置では、トランス２１の１次巻線２１１に接続された１次側回路において、正極性電源ライン１１と負極性電源ライン１２との間に、スナバキャパシタとして機能する２個のコンデンサ４２、４３の直列回路が接続されており、この直列回路の中点である接続点４６と主スイッチング素子１５１、１６１の間の接続点１３との間に補助スイッチ４８が接続されている。

次に、第４実施例の動作説明で用いた図６を用いて、この第５実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。ただし、フルブリッジ方式とハーフブリッジ方式とではスイッチング素子とコンデンサとの電圧配分が異なるので、ここでは電圧値の相対比較は無視するものとする。

図６（ａ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg1がハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１は導通状態であり、図６（ｇ）に示すように主スイッチング素子１５１の電圧Ｖq1はほぼゼロである。また、このとき、図６（ｃ）に示すような負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から、正極性電源ライン１１を通し、主スイッチング素子１５１、トランス２１の１次巻線２１１、コンデンサ４１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に至る閉ループに流れている。

図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、補助スイッチ４８に対するゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、補助スイッチ４８はオフ状態である。そのため、主スイッチング素子１５１、１６１の直列回路の接続点１３とコンデンサ４２、４３の直列回路の接続点４６とは切り離されている。したがって、図６（ｅ）に示すようにコンデンサ４２、４３に流れる電流Ｉq11はゼロである。

このときコンデンサ４２の両端電圧Ｖc12は、その直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギにより放電されたものでゼロであり（図６（ｈ）参照）、コンデンサ４３の両端電圧Ｖc13は同じ漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギによる充電によって直流電源１０の電圧Ｅ1に等しくなっている。接続点１３、４６の電位は共にＥ1であるから、オフ状態にある補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11は図６（ｆ）に示すようにゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１はターンオフし、主スイッチング素子１５１、１６１は共にオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８に対するゲート駆動信号Ｖg11はハイレベルになり（図６（ｂ）参照）該スイッチ４８はターンオンするので、主スイッチング素子１５１、１６１の直列回路の接続点１３とコンデンサ４２、４３の直列回路の接続点４６とが接続される。そのため、主スイッチング素子１５１とコンデンサ４２、主スイッチング素子１６１とコンデンサ４３とが、それぞれ並列に接続される。

このとき、トランス２１の１次巻線２１１に流れる電流の方向は直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に１次巻線２１１に流れる電流の方向とは逆であり、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの方向は接続点１３側が負極性、接続点４６側が正極性になるように反転しているので、コンデンサ４２の充電が開始される。そのため、図６（ｈ）に示すように、コンデンサ４２の両端電圧Ｖc12はゼロから徐々に上昇し、これに並列に接続されている主スイッチング素子１５１の電圧Ｖq1も同様に徐々に上昇する。したがって、主スイッチング素子１５１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また、同時にコンデンサ４３の放電が始まり、コンデンサ４２の充電を相補する同じ傾きで、その両端電圧はＥ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ４８がターンオンする際に該スイッチ４８に印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、補助スイッチ４８もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ４２の両端電圧Ｖc12が直流電源１０による電圧Ｅ1を超えようとすると、主スイッチング素子１６１に逆並列接続されているダイオード１６２が導通し、図６（ｄ）に示す電流Ｉd2がダイオード１６２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ４２の両端電圧Ｖc12は直流電源１０による電圧にクランプされるのでＥ1以上にはならず、このとき、補助スイッチ４８に電流Ｉq11は流れない。

時刻ｔ2において、トランス２１の１次巻線２１１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２に流れる電流Ｉd2がなくなると、接続点１３の電位は電圧Ｅ1の均分値Ｅ1／２に収束する。この時点でのコンデンサ４２の直列回路の接続点４６の電位はゼロであるから、補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11はＥ1／２であり、該スイッチ４８に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ４８内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、該スイッチ４８へのゲート駆動信号Vg11がハイレベルであっても、該スイッチ４８は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。この結果、コンデンサ４２の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３の両端電圧はゼロを保持する。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８へのゲート駆動信号Ｖg11がローレベルになると、該スイッチ４８はターンオフし、コンデンサ４２の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３の両端電圧はゼロを保ったまま、接続点４６と接続点１３とは切り離される。補助スイッチ４８がターンオフする時点では、電流Ｉq11は流れていないのでＺＣＳ動作する。また、トランス２１の１次巻線２１１には主スイッチング素子１５１がオン状態である期間とは逆方向に電流が流れる。

以上の動作により、第５実施例のスイッチング電源装置においても第１乃至第４実施例のスイッチング電源装置と同様の作用・効果が得られる。

［第６実施例］
本発明の第６実施例であるスイッチング電源装置について、図８に示した概略回路構成図を参照して説明する。この第６実施例のスイッチング電源装置は第３実施例と同様にプシュプル方式のスイッチング電源装置であるが、スナバ回路の構成が第３実施例ではなく第４、第５実施例と同様である。

即ち、この第６実施例のスイッチング電源装置では、トランス５０の１次巻線５０１の一端と負極性電源ライン１２との間に接続された主スイッチング素子１５１に並列に、スナバキャパシタとして機能するコンデンサ４２と第１補助スイッチ４８との直列回路が接続されており、またトランス５０の１次巻線５０１の他端と負極性電源ライン１２との間に接続された主スイッチング素子１６１に並列に、スナバキャパシタとして機能するコンデンサ４３と第２補助スイッチ４９との直列回路が接続されている。

次に、第４実施例の動作説明で用いた図６を用いて、この第６実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。ただし、フルブリッジ方式とプシュプル方式とではスイッチング素子とコンデンサとの電圧配分が異なるので、ここでは電圧値の相対比較は無視するものとする。

主スイッチング素子駆動部３１からの駆動信号に応じてオン・オフされる主スイッチング素子１５１、１６１の動作と、それにより１次巻線５０１（５０１ａ、５０１ｂ）に流れる電流によって２次巻線５０２に誘起される電圧に対して２次側回路でなされる動作は、既存のプシュプル方式スイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御と全く同一である。即ち、主スイッチング素子１５１に対して別の主スイッチング素子１６１は、１８０°だけ位相が遅れた駆動信号でＰＷＭ制御によりスイッチングされる。

図６（ａ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg1がハイレベルであるので、主スイッチング素子１５１はオン状態であり、図２（ｇ）に示すように主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1はほぼゼロである。また、このとき、図６（ｃ）に示すような負荷電流に応じた電流Ｉq1が、直流電源１０の正極から、正極性電源ライン１１を通し、トランス５０の中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ａ、主スイッチング素子１５１、負極性電源ライン１２を経て直流電源１０の負極に至る閉ループに流れている。

図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ0よりも前の期間では、ゲート駆動信号Ｖg11はローレベルであるので、補助スイッチ４８、４９は共にオフ状態である。そのため、それら補助スイッチ４８、４９に直列に接続されているコンデンサ４２、４３はそれぞれ主スイッチング素子１５１、１６１と切り離されており、図６（ｅ）に示すようにコンデンサ４２に流れる電流Ｉq11はゼロであり、コンデンサ４３についても同様である。このときのコンデンサ４２の両端の電圧Ｖc12は、その直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンス（図示しない）に蓄積されたエネルギにより放電されたものでゼロである。一方、コンデンサ４３の両端の電圧Ｖc13は、同じ漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギにより充電されたもので、その電圧値は中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ａ、５０１ｂの昇圧作用によって直流電源１０の電圧Ｅ1の２倍となる。したがって、オフ状態にある第１補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11は図６（ｆ）に示すようにゼロであり、第２補助スイッチ４９に掛かる電圧もゼロである。

時刻ｔ0において、主スイッチング素子１５１に対するゲート駆動信号Ｖg1がローレベルになると主スイッチング素子１５１はターンオフし、主スイッチング素子１５１、１６１は共にオフ状態となって高インピーダンス化する。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８、４９に対するゲート駆動信号Ｖg11はハイレベルになり（図６（ｂ）参照）該スイッチ４８、４９は共にターンオンするので、主スイッチング素子１５１とコンデンサ４２、主スイッチング素子１６１とコンデンサ４３とが、それぞれ並列に接続される。

このとき、トランス５０の１次巻線５０１ａ、５０１ｂに流れる電流の方向は、直前の主スイッチング素子１６１のオフ期間に１次巻線５０１ａ、５０１ｂに流れる電流の方向とは逆であり、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの方向は接続点５１側が正極性、接続点５２側が負極性になるように反転しているので、コンデンサ４２の充電が開始される。そのため、図６（ｈ）に示すように、コンデンサ４５の両端電圧Ｖc12はゼロから徐々に上昇し、これに並列に接続されている主スイッチング素子１５１に掛かる電圧Ｖq1も同様に徐々に上昇する。そのため、主スイッチング素子１５１はＺＶＳ動作し、スイッチングオフ損失は低減される。また、コンデンサ４３では放電が始まり、コンデンサ４２の充電を相補する同じ傾きで、その両端電圧はＥ1からゼロまで徐々に低下する。なお、補助スイッチ４８、４９がターンオンする際にそれらに印加されている電圧Ｖq11はほぼゼロであるから、補助スイッチ４８、４９もＺＶＳ動作する。

時刻ｔ1において、コンデンサ４２の両端電圧Ｖc12が電圧２Ｅ1を超えようとすると、中間タップ５０３により均分される１次巻線５０１ｂの両端電圧が電圧Ｅ1以上となる。そのため、主スイッチング素子１６１に逆並列接続されているダイオード１６２が導通し、図６（ｄ）に示す電流Ｉd2がダイオード１６２から直流電源１０に流れる。このため、コンデンサ４２の両端電圧Ｖc12は電圧値２Ｅ1にクランプされてそれ以上にはならず、このとき、第１補助スイッチ４８とコンデンサ４３との直列回路に電流Ｉc11は流れない。

時刻ｔ2において、トランス５０の１次巻線５０１の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギが消滅し、ダイオード１６２に流れる電流Ｉd2がなくなると、接続点５１、５２の電位はＥ1に収束する。この時点でのコンデンサ４２の両端電圧Ｖc12は２Ｅ1であるから、第１補助スイッチ４８に掛かる電圧Ｖq11はＥ1であり、接続点５１側が負極性、コンデンサ４２側が正極性となるので、該スイッチ４８に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。また、コンデンサ４３の両端電圧Ｖc13はゼロであるから第２補助スイッチ４９に掛かる電圧Ｖq12もＥ1であり、接続点５２側が正極性、コンデンサ４３側が負極性となるので、該スイッチ４９に流れていた電流Iq11とは逆方向の極性である。補助スイッチ４８、４９内の補助スイッチング素子は単方向スイッチング素子であるため、該スイッチ４８、４９へのゲート駆動信号Ｖg11がハイレベルであっても、該スイッチ４８、４９は電流Ｉq11が流れていない状態で自発的にオフする。その結果、コンデンサ４２の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３の両端電圧はゼロを保持したままとなる。

時刻ｔ3において、ＰＷＭ制御によって定められた時点で次の動作に移行し、図示しないものの、主スイッチング素子１６１はターンオンする。これとほぼ同時に、補助スイッチ４８へのゲート駆動信号Ｖg11がローレベルになると、該スイッチ４８はターンオフし、コンデンサ４２の両端電圧はＥ1、コンデンサ４３の両端電圧はゼロを保ったまま、それぞれ接続点５１、５２とは切り離される。補助スイッチ４８、４９がターンオフする時点では、電流Ｉq11は流れていないのでＺＣＳ動作する。また、トランス５０の１次巻線５０１には主スイッチング素子１５１がオン状態である期間とは逆方向に電流が流れる。

以上の動作により、第６実施例のスイッチング電源装置においても第１乃至第５実施例のスイッチング電源装置と同様の作用・効果が得られる。

上記第１乃至第６実施例のスイッチング電源装置における補助スイッチ１９、４８、４９の具体的な構成例について図９により説明する。
この補助スイッチ１９、４８、４９は択一的に双方向に電流を供給可能とする必要がある。これを可能とするために、図９（ａ）に示した構成では、二つのパワーＭＯＳ−ＦＥＴのソース端子（Ｓ）同士を共通に接続し、その素子自体が有する寄生ダイオードによる逆導通素子を直列に接続している。また、図９（ｂ）に示した構成では、パワーＭＯＳ−ＦＥＴとダイオードとの二つの逆阻止回路を逆並列に接続している。図９（ｃ）に示した構成では、ＩＧＢＴとダイオードとの逆導通回路を直列に接続している。さらに図９（ｄ）に示した構成では、二つの逆阻止ＩＧＢＴを逆並列に接続している。即ち、図９（ａ）〜（ｄ）に示した回路は全て単方向回路の逆並列接続により構成される。また、これら回路で用いられるゲート駆動信号は、補助スイッチの電流方向に合わせた単方向専用信号の組合せである。

上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
例えば、上記各実施例は、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータに本発明に係るスイッチング電源装置を適用したものである。直流電源１０はバッテリーなどであってもよいが、商用交流電源による交流電力を整流及び平滑して直流化する電源であってもよいことは明らかである。また、トランスの２次側回路において交流電圧を直流化せずに負荷に供給するＤＣ−ＡＣコンバータに本発明に係るスイッチング電源装置を適用してもよいことは明らかである。

またこの発明に係るスイッチング電源装置は、汎用直流電源装置として用いることができるだけでなく、プラズマ処理用電源装置、表面処理用電源装置、アーク加工用電源装置、など、様々な加工装置の電源として用いることができる。

１０…直流電源
１１…正極性電源ライン
１２…負極性電源ライン
１３、１４、４６、４７、５１、５２…接続点
１５１、１６１…主スイッチング素子
１５２、１６２、１７２、１８２、２２、２４…ダイオード
１９、４８、４９…補助スイッチ
２０、２７、４０、４１、４２、４３、４４、４５…コンデンサ
２１、５０…トランス
２１１、５０１（５０１ａ、５０１ｂ）…１次巻線
２１２、５０２…２次巻線
５０３…中間タップ
２６…インダクタ
２８…負荷
３０…スイッチング制御部
３１…主スイッチング素子駆動部
３２…スナバ用スイッチ駆動部

Claims (6)

1. 偶数個の主スイッチング素子を直列に接続したアームを二つ有し、該二つのアームのそれぞれの両端を正極性及び負極性の直流電源ラインに接続したフルブリッジ回路と、前記二つのアームの中点の間に１次巻線が接続されたトランスと、を具備し、前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するフルブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
   a)前記二つのアームの中点の間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
   b)前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング制御部は、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる一対の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる他の一対の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 偶数個の主スイッチング素子が直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたハーフブリッジ回路と、偶数個のコンデンサが直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたコンデンサ直列回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に１次巻線が接続されたトランスとを具備し、前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
   a)前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
   b)前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え
   前記スイッチング制御部は、前記ハーフブリッジ回路における一方の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記ハーフブリッジ回路における他方の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 正極性の直流電源ラインに接続された中間タップを有する１次巻線を含むトランスと、該１次巻線の一端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第１の主スイッチング素子と、該１次巻線の他端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第２の主スイッチング素子と、を具備し、前記第１及び第２の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するプシュプル方式のスイッチング電源装置であって、
   a)前記１次巻線と前記第１の主スイッチング素子との接続点と、前記１次巻線と前記第２の主スイッチング素子との接続点との間に接続された、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなるスナバ回路と、
   b)前記第１及び第２の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、並びに前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え
   前記スイッチング制御部は、前記第１又は第２の主スイッチング素子の一方をオン状態からオフ状態に切り換えることで全ての主スイッチング素子がオフ状態になったときに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、第１又は第２の主スイッチング素子の他方をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 偶数個の主スイッチング素子を直列に接続したアームを二つ有し、該二つのアームのそれぞれの両端を正極性及び負極性の直流電源ラインに接続したフルブリッジ回路と、前記二つのアームの中点の間に１次巻線が接続されたトランスと、を具備し、前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するフルブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
   a)一方のアームに並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と該アームの中点との間に接続された第１の補助スイッチと、からなる第１のスナバ回路と、
   b)他方のアームに並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と該アームの中点との間に接続された第２の補助スイッチと、からなる第２のスナバ回路と、
   c)前記フルブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び第１、第２のスナバ回路の第１、第２補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   d)前記主スイッチング素子駆動部とスナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング制御部は、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる一対の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記第１及び第２の補助スイッチを所定期間オン状態にし、それら補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記二つのアームのうちの異なるアームに含まれる他の一対の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 偶数個の主スイッチング素子が直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたハーフブリッジ回路と、偶数個のコンデンサが直列に接続され、両端が正極性及び負極性の直流電源ラインに接続されたコンデンサ直列回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点と前記コンデンサ直列回路の中点との間に１次巻線が接続されたトランスとを具備し、前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置であって、
   a)前記ハーフブリッジ回路に並列に接続された偶数個のコンデンサの直列回路と、該直列回路の中点と前記ハーフブリッジ回路の中点との間に接続された補助スイッチと、からなるスナバ回路と、
   b)前記ハーフブリッジ回路の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、及び前記スナバ回路の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   c)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え
   前記スイッチング制御部は、前記ハーフブリッジ回路の中点で隔てられる一方の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、他方の主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 正極性の直流電源ラインに接続された中間タップを有する１次巻線を含むトランスと、該１次巻線の一端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第１の主スイッチング素子と、該１次巻線の他端と負極性の直流電源ラインとの間に接続された第２の主スイッチング素子と、を具備し、前記第１及び第２の主スイッチング素子を動作させることにより前記トランスの１次巻線に供給する電流をオン・オフ制御し、それによって該トランスの２次巻線に誘起された電圧に基づく電力を負荷に供給するプシュプル方式のスイッチング電源装置であって、
   a)前記第１の主スイッチング素子の両端の間に接続された、第１の補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなる第１のスナバ回路と、
   b)前記第２の主スイッチング素子の両端の間に接続された、第２の補助スイッチとコンデンサとが直列に接続されてなる第２のスナバ回路と、
   c)前記第１及び第２の主スイッチング素子を駆動する主スイッチング素子駆動部、並びに前記第１、第２のスナバ回路の第１、第２の補助スイッチを駆動するスナバ用スイッチ駆動部と、
   d)前記主スイッチング素子駆動部と前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御するスイッチング制御部と、
   を備え
   前記スイッチング制御部は、前記第１又は第２の主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えたあとに、前記第１及び第２の補助スイッチを所定期間オン状態にし、該補助スイッチをオン状態からオフ状態に切り換えると共に、前記第１又は第２の主スイッチング素子の他方をオフ状態からオン状態に切り換えるように、前記主スイッチング素子駆動部及び前記スナバ用スイッチ駆動部をそれぞれ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。

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