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JP2015177595A - 電流共振型直流電圧変換器、制御用集積回路および電流共振型直流電圧変換方法 - Google Patents

電流共振型直流電圧変換器、制御用集積回路および電流共振型直流電圧変換方法 Download PDF

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Abstract

【課題】入出力電圧が大きく変動する用途であっても、スイッチング素子の増加や補償回路などでの損失増加を最小限にしながら高効率を実現可能な直流電圧変換器を提供する。【解決手段】直流の入力電圧Ｖｉｎから交流電圧を生成するスイッチング回路１０と、共振用コンデンサ２１および共振用コイル２２に前記交流電圧が印加されて共振するＬＣ共振回路２０と、これに１次側が直列接続されたトランス３０と、これと並列に存在する並列共振インダクタンスＬｍ１と、トランス３０の２次側に現れる電流を整流して直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流回路４０と、並列共振インダクタンスＬｍ１を変化させる並列共振インダクタンス調整回路５０とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を別の直流電圧に変換する直流電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に関し、特に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な回路の一つである電流共振型直流電圧変換器、制御用集積回路および電流共振型直流電圧変換方法に関する。
従来、直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータのうちで、特に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な回路の一つである電流共振型コンバータ（ＬＬＣ方式等）ではソフトスイッチング動作が可能であり、基本的には高効率を実現しやすい回路方式である（例えば特許文献１参照）。
この特許文献１に記載の電流共振型コンバータは、スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流の入力電圧を交流に変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、共振用のインダクタ及びコンデンサを有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、前記共振信号を入力する１次巻線、及び前記１次巻線に対して絶縁された２次巻線を有する変圧器と、前記２次巻線から出力される第２の交流電圧を直流に変換して出力電圧を生成し、前記出力電圧を出力側から出力する整流回路と、前記出力電圧を検出し、前記制御信号を生成して前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる制御回路とを備え、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における所定の出力電圧対スイッチング周波数特性を有する電流共振型コンバータにおいて、前記制御回路は、起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、前記出力電圧対スイッチング周波数特性及び前記検出結果に基づき、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有することを特徴とするものである。
しかし、この特許文献１に記載されているような電流共振型コンバータでは、太陽光パネルや蓄電池といった入出力電圧が大きく変動する用途に用いる場合、回路の変圧器一次側に並列で存在する共振インダクタンス値を小さくして共振電流を大きくすることで、数倍以上の幅広いゲイン（出力電圧／入力電圧）調整を実現する。しかし、この場合、共振電流による損失が増大し、高効率化が困難であるという課題があった。
また別の方法として、電圧の変動を直列補償する追加回路を設ける方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）
しかし、この非特許文献１に記載されている双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング素子の増加や補償回路での損失増加といった課題があった。
特開２０１２−０２９４３６号公報
宮脇慧、他２名、「直列補償方式を用いた双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作検証」、半導体電力変換研究会の講演資料、２０１２年１月２７日、ＳＰＣ−１２-０２５
従来技術のこのような課題に鑑み、本発明の目的は、入出力電圧が大きく変動する用途であっても、スイッチング素子の増加や補償回路などでの損失増加を最小限にしながら高効率を実現可能な電流共振型直流電圧変換器、制御用集積回路および電流共振型直流電圧変換方法を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明の電流共振型直流電圧変換器は、直流の入力電圧から交流電圧を生成するスイッチング部と、共振用キャパシタンスおよび第１共振用インダクタンスに前記交流電圧が印加されて共振する共振部と、この共振部に１次側が直列接続された変圧器と、この変圧器と並列に存在する第２共振用インダクタンスと、前記変圧器の２次側に現れる電流を整流して直流の出力電圧を生成する整流部と、前記第２共振用インダクタンスを変化させる並列共振インダクタンス調整部とを備えることを特徴とする。
ここで、本発明の電流共振型直流電圧変換器は、前記入力電圧もしくは前記出力電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記並列共振インダクタンス調整部は、前記変圧器に並列に存在する共振インダクタンス（変圧器の励磁インダクタンスを用いてもよいし、外付けしてもよい）と、前記変圧器の前記１次側に第２スイッチを介して並列接続された調整用インダクタンスを有しており、前記電圧検出手段で検出された前記入力電圧もしくは前記出力電圧に基づいて前記第２スイッチの開閉を制御する第２スイッチ制御部をさらに備えてもよい。また、前記第２スイッチ制御部では、前記第２スイッチの開閉状態遷移の条件となる遷移条件電圧範囲が定められており、前記第２スイッチ制御部は、前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の内であれば前記第２スイッチを開くとともに、前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の内でなければ前記第２スイッチを閉じるように制御してもよい。
このような構成の電流共振型直流電圧変換器によれば、最小限の追加回路によって特に定格付近の各種損失が大幅に低減され、これにより効率を向上させることが可能となる。
また、本発明の電流共振型直流電圧変換器において、前記第２スイッチ制御部は、前記第２スイッチが開いているときの前記遷移条件電圧範囲に対して、前記第２スイッチが閉じているときの前記遷移条件電圧範囲を変化させて、前記第２スイッチの開閉制御にヒステリシスを持たせるようにしてもよい。例えば、前記第２スイッチ制御部は、前記第２スイッチが開いているときの前記遷移条件電圧範囲に対して、前記第２スイッチが閉じているときの前記遷移条件電圧範囲をその両端の少なくとも一方で相対的に狭めてもよい。
このような構成の電流共振型直流電圧変換器によれば、たとえ前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の下限または上限の近傍で細かく変動しても、前記第２スイッチがその度に開閉を繰り返すような現象を極力抑止できる。
また、本発明の電流共振型直流電圧変換器において、前記第２スイッチは、第１整流手段と、この第１整流手段に直列接続された第１方向スイッチと、第２整流手段と、この第２整流手段に直列接続された第２方向スイッチとを備え、前記第１整流手段の整流方向を第１方向とし、前記第２整流手段の整流方向を第２方向とすると、前記第１方向と前記第２方向とが互いに逆向きとなるように、前記第１整流手段および前記第１方向スイッチが前記第２整流手段および前記第２方向スイッチに並列接続されていてもよい。
ここで、本発明の電流共振型直流電圧変換器は、前記変圧器の並列共振インダクタンスに流れる並列共振電流値および並列共振電流方向を検出する並列共振電流検出手段をさらに備え、前記第２スイッチ制御部は、前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチがいずれも閉じている場合に前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の外から内へと変化すると、前記並列共振電流方向が前記第１方向であれば、まず前記第２方向スイッチを開き、次に前記並列共振電流値が０になった後で前記第１方向スイッチを開くとともに、前記並列共振電流方向が前記第２方向であれば、まず前記第１方向スイッチを開き、次に前記並列共振電流値が０になった後で前記第２方向スイッチを開くように、前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチを制御してもよい。さらに、前記第２スイッチ制御部は、前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチがいずれも開いている場合に前記入力電圧が前記遷移条件電圧範囲の内から外へと変化すると、前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチを同時に閉じるように制御してもよい。
このような構成の電流共振型直流電圧変換器によれば、前記調整用インダクタに電流が流れていない状態で前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチを含む前記第２スイッチを開くため、サージ電圧の発生を抑止できるとともに、さらに前記第１整流手段および前記第２整流手段の逆回復損失も小さくすることができる。
また、上記の電流共振型直流電圧変換器の前記第２スイッチ制御部を内蔵する制御用集積回路も本発明の範疇である。
このような構成の制御用集積回路によれば、本発明の電流共振型直流電圧変換器を容易に実現できる。
あるいは、本発明の電流共振型直流電圧変換方法は、直流の入力電圧から交流電圧を生成するスイッチング工程と、共振用キャパシタンスおよび第１共振用インダクタンスを有する共振部に前記交流電圧が印加されて共振する共振工程と、前記共振部に１次側が直列接続された変圧器で変圧を行う変圧工程と、前記変圧器の２次側に現れる電流を整流して直流の出力電圧を生成する整流工程と、前記変圧器と並列に存在する第２共振用インダクタンスを変化させる共振インダクタンス調整工程とを備えることを特徴とする。
このような構成の電流共振型直流電圧変換方法によれば、最小限の追加回路によって特に定格付近の各種損失が大幅に低減され、これにより効率を向上させることが可能となる。
本発明の電流共振型直流電圧変換器および電流共振型直流電圧変換方法によれば、最小限の追加回路によって特に定格付近の各種損失が大幅に低減され、これにより効率を向上させることが可能となる。
本発明の制御用集積回路によれば、本発明の電流共振型直流電圧変換器を容易に実現できる。
本発明の第１実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００の概観構成図である。 電流共振型コンバータ１００における本発明のコンセプトを示しており、図２（ａ）は並列共振インダクタンス調整用のスイッチＳＷ５がＯＦＦの場合の説明図であり、図２（ｂ）はスイッチＳＷ５がＯＮの場合の説明図である。 入力電圧Ｖｉｎに応じた電流共振型コンバータ１００による損失を従来設計との相対比で例示するグラフである。 入力電圧Ｖｉｎが３５０Ｖ、出力が４ｋＷのときの電流共振型コンバータ１００による損失詳細の分析結果を従来設計と対比して例示するグラフである。 入力電圧Ｖｉｎが３５０Ｖ、出力が４ｋＷのときの電流共振型コンバータ１００におけるコイルおよびトランスの電流波形を従来設計と対比して例示しており、図５（ａ）が従来設計における各電流波形のグラフであり、図５（ｂ）が電流共振型コンバータ１００における各電流波形のグラフである。 本発明の第１実施形態の第１変形例に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００Ａの概観構成図である。 本発明の第１実施形態の第２変形例に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００Ｂの概観構成図である。 本発明の第２実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおけるスイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦ制御の概観説明図である。 本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおける並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５Ｃの概観構成図である。 本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおける並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５Ｃの動作シーケンスの概観説明図である。 本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおいて、並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５ＣのＯＮ／ＯＦＦ切り替えにヒステリシスも持たせるようにした場合の状態遷移を示す概観説明図である。 本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおいて、並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５ＣのＯＮ／ＯＦＦ切り替えにヒステリシスも持たせるようにした場合の動作の概略フローチャートである。
以下、本発明に係る電流共振型直流電圧変換器および制御用集積回路のいくつかの実施形態を、図面を参照して説明する。
＜第１実施形態の概略構成＞
図１は本発明の第１実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００の概観構成図である。
この図１に示すように、電流共振型コンバータ１００は、スイッチング回路１０と、ＬＣ共振回路２０と、トランス３０と、整流回路４０と、並列共振インダクタンス調整回路５０とを備えている。
スイッチング回路１０は、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力される入力端子対１１ａ、１１ｂに、入力平滑用のコンデンサ１２と、直列接続されたスイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２と、直列接続されたスイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４とがそれぞれ並列に接続されている。これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４によってフルブリッジ型のスイッチング回路が構成されている。
スイッチＳＷ１〜ＳＷ４としては、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やＩＧＢＴなどのスイッチング素子が挙げられるが、これらに限らない。
このスイッチング回路１０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の各状態をスイッチング周波数ｆで所定タイミングで時系列的に切り替えることによって、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２間の接続点１３ａと、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４間の接続点１３ｂとの間に交流電圧を生成する。なお、スイッチング周波数ｆの制御手段は図示していないが、出力電圧や出力電流を監視してスイッチング周波数ｆの調節を行うものが挙げられる。ただし、これに限らない。この制御手段は、後述する制御ユニット５４で兼用してもよい。
ＬＣ共振回路２０は、直列接続された共振用コンデンサ２１（キャパシタンスＣｒ）および共振用コイル２２（インダクタンスＬｒ）を有しており、これらによって第１の共振回路を構成している。スイッチング回路１０によって生成された交流電圧が接続点１３ａ（共振用コンデンサ２１側に接続）および接続点１３ｂ（後述するトランス３０の１次側巻線３１を介して共振用コイル２２側に接続）から印加されることで、ＬＣ共振回路２０は固有の共振周波数ｆｒで共振する。
トランス３０は、１次側巻線３１および２次側巻線３２を有しており、これらの１次側巻線３１および２次側巻線３２は互いに絶縁されている。１次側巻線３１の一端がＬＣ共振回路２０の共振用コイル２２側に直列に接続され、１次側巻線３１の他端がスイッチング回路１０の接続点１３ｂに接続されている。このトランス３０では、１次側巻線３１に印加された１次電圧と巻線比に応じた２次電圧が２次側巻線３２に現れる。
なお、トランス３０の１次側巻線３１には、並列に共振インダクタンス成分を設け（トランスの励磁インダクタンスを利用してもよいし、外付けでもよい）、その並列共振インダクタンスＬｍ１に対応するコイル３３が等価的に存在することになる。ＬＬＣ回路では、前述の共振用コンデンサ２１、共振用コイルおよび並列共振インダクタンスによって第二の共振回路を構成しており、このＬＬＣ共振回路は固有の共振周波数ｆｒ２で共振する。
整流回路４０は、直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される出力端子対４４ａ、４４ｂに、出力平滑用のコンデンサ４３と、整流方向が一致するように（この図１では上向き）直列接続された整流素子４１ａおよび整流素子４１ｂと、これらの整流方向といずれも一致するように（この図１では上向き）直列接続された整流素子４１ｃおよび整流素子４１ｄとがそれぞれ並列に接続されている。整流素子４１ａ〜４１ｄとしては、例えばダイオードが挙げられるが、これに限らない。
この整流回路４０の整流素子４１ａおよび整流素子４１ｂ間の接続点４２ａにはトランス３０の２次側巻線３２の一端が接続され、整流素子４１ｃおよび整流素子４１ｄ間の接続点４２ｂにはトランス３０の２次側巻線３２の他端が接続されている。これにより、整流回路４０は出力端子対４４ａ、４４ｂに直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
並列共振インダクタンス調整回路５０は、並列共振インダクタンス調整用コイル５１と、このコイル５１に直列に接続されて電流の通過／遮断を切り替えることで並列共振インダクタンスＬｍ１を実質的に変化させるための並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５とを有しており、これらコイル５１およびスイッチＳＷ５が並列共振インダクタンスＬｍ１に対応するコイル３３に並列に接続されている。並列共振インダクタンス調整回路５０はさらに、コイル３３を通過する電流値およびその方向を検出する電流センサ５２と、スイッチング回路１０の入力端子対１１ａ、１１ｂにおける入力電圧Ｖｉｎの電圧値を検出する電圧センサ５３と、電流センサ５２および電圧センサ５３からの検出信号を受けるとともにそれらの検出結果に基づいてスイッチＳＷ５の切り替えを制御する制御ユニット５４とを有している。
スイッチＳＷ５としては、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と同様に、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やＩＧＢＴなどのスイッチング素子が挙げられるが、これらに限らない。電圧センサ５３としては、例えば制御ユニット５４がＡ／Ｄ入力端子を有していれば、入力電圧Ｖｉｎを分圧する単純な抵抗分圧回路としてもよい。分圧した電圧を制御ユニット５４のＡ／Ｄ入力端子に接続すれば、抵抗分圧回路の分圧比およびＡ／Ｄ変換結果から制御ユニット５４が入力電圧Ｖｉｎを検出できるからである。ただし、このような電圧検出方法に限らない。また、例えば、入力電圧Ｖｉｎの代わりに出力電圧Ｖｏｕｔを検出するような場所に電圧センサ５３を配置してもよい。
制御ユニット５４によってスイッチＳＷ５がＯＮされると、並列共振インダクタンスＬｍ１に対応するコイル３３と並列にコイル５１が接続されることになるので、実質的な並列共振インダクタンスＬｍは
Ｌｍ１／／Ｌｍ２ ＝ Ｌｍ１×Ｌｍ２／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）
となる。
制御ユニット５４によるスイッチＳＷ５の切り替え制御の最も簡単な例としては、スイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦ切り替えの条件となる遷移条件電圧範囲を予め定めておいて、電圧センサ５３によって検出された入力電圧Ｖｉｎのみに基づき、この入力電圧Ｖｉｎが遷移条件電圧範囲内であればスイッチＳＷ５をＯＦＦし、遷移条件電圧範囲内でなければスイッチＳＷ５をＯＮするような制御が挙げられるが、このような制御には限らない。
図２は電流共振型コンバータ１００における本発明のコンセプトを示しており、図２（ａ）は並列共振インダクタンス調整用のスイッチＳＷ５が開いている場合（ＯＦＦ）の説明図であり、図２（ｂ）はスイッチＳＷ５が閉じている場合（ＯＮ）の説明図である。
図１を参照して説明したように、第１実施形態では、基本となる並列共振インダクタンスＬｍ１とは別に調整用並列共振インダクタンスＬｍ２を設け、スイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによってこの調整用並列共振インダクタンスＬｍ２の有効／無効を制御可能にする。
調整用並列共振インダクタンスＬｍ２が不要な動作領域（並列共振インダクタンスＬｍ１だけで調整可能な入出力電圧条件）では、図２（ａ）に示すように、スイッチＳＷ５をＯＦＦにして調整用並列共振インダクタンスＬｍ２を無効化することで、実質的な並列共振インダクタンスＬｍを相対的に大きくする。これにより、共振電流が小さくなることで損失も小さくなるので、効率を向上させることができるが、ゲインの調整範囲は狭い。したがって、効率が重視される定格付近では、スイッチＳＷ５をＯＦＦにした状態で使用することが好ましい。
一方、大きな共振電流が必要となる動作領域（並列共振インダクタンスＬｍ１だけでは調整不可能な入出力電圧条件）では、スイッチＳＷ５をＯＮにして調整用並列共振インダクタンスＬｍ２を有効化することで、実質的な並列共振インダクタンスＬｍを相対的に小さく（Ｌｍ１／／Ｌｍ２）する。これにより、共振電流が大きくなることで損失も大きくなるが、ゲインの調整範囲は広い。したがって、定格付近から大きく外れている場合など、広いゲインの調整範囲が必要な領域では、スイッチＳＷ５をＯＮにした状態で使用することが好ましい。
なお、上述した並列共振インダクタンス調整回路５０では、直列接続されたコイル５１およびスイッチＳＷ５が並列共振インダクタンスＬｍ１に対応するコイル３３に並列に接続されているが、さらに同様の直列接続されたコイルおよびスイッチを並列接続して、各スイッチを組み合わせて制御するようにしてもよい。
＜第１実施形態による回路設計例と効果＞
次に、本願発明の効果を確認するため、以下のような条件で回路パラメータ（Ｌｒ，Ｌｍ１、Ｃｒ）の設計を行った。
１次側電圧： 最小＝２００Ｖ、最大＝５００Ｖ、定格＝３５０Ｖ
２次側電圧： 最小＝３５０Ｖ、最大＝３５０Ｖ、定格＝３５０Ｖ
出力： ４ｋＷ
最大出力電流： １１．４３Ａ
スイッチング周波数ｆ： 最小＝５５ｋＨｚ、最大＝１５０ｋＨｚ
入力電圧Ｖｉｎの全領域が２００〜５００Ｖなので、定格付近の限定された領域を３２０〜４４０Ｖとする条件でＬｒおよびＣｒがほぼ同等となるような解を求めたところ、以下のような解が得られた。
全領域（２００〜５００Ｖ）
トランス巻線比 １：１
Ｌｒ＝ ２３．４μＨ
Ｌｍ＝ ４６．８μＨ
Ｃｒ＝１３０．２μＦ
限定領域（３２０〜４４０Ｖ）
トランス巻線比 １：１
Ｌｒ＝ ２４．３μＨ
Ｌｍ＝１４６．０μＨ
Ｃｒ＝１３０．６μＦ
このような設計結果を電流共振型コンバータ１００でほぼ実現するには、以下のように回路パラメータを定めればよい。
Ｌｒ ＝ ２４μＨ
Ｌｍ１＝１４６μＨ
Ｌｍ２＝ ６９μＨ
Ｃｒ ＝１３０μＦ
また、比較対象として、従来技術による電流共振型コンバータで以下のような回路パラメータのものを用いた。
Ｌｒ ＝ ２４μＨ
Ｌｍ１＝ ４６．８μＨ
Ｃｒ ＝１３０μＦ
以上のように定めた回路パラメータを用いた第１実施形態の電流共振型コンバータ１００および従来技術による電流共振型コンバータ（調整用並列共振インダクタンスＬｍ２およびスイッチＳＷ５を設けないもの、出力電圧：３５０Ｖ、出力：４ｋＷ）それぞれについて、回路シミュレーションおよびその分析などを行った結果を次に説明する。
図３は入力電圧Ｖｉｎに応じた電流共振型コンバータ１００による損失を従来設計との相対比で例示するグラフである。ここで、損失とは、スイッチの損失とコイル、トランスの損失（銅損）との合計である。
この図３に示すように、入力電圧Ｖｉｎが３２０Ｖ〜４４０Ｖの限定領域（以下では「遷移条件電圧範囲」という）内であればスイッチＳＷ５はＯＦＦされる。例えば、入力電圧Ｖｉｎが３５０Ｖ、４００Ｖでは、損失が従来設計との対比でいずれも６０％近くまで低減していることが確認された。
このように、電流共振型コンバータ１００では、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲では並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５をＯＦＦにし、それ以外ではＯＮにすることで定格付近の効率向上が可能となる。
図４は入力電圧Ｖｉｎが３５０Ｖ、出力が４ｋＷのときの電流共振型コンバータ１００による損失詳細の分析結果を従来設計と対比して例示するグラフである。
この図４に示すように、従来設計の場合と比べて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４およびコイル（Ｌｒ、Ｌｍ）における損失が低減していることが確認できる。
図５（ａ）および図５（ｂ）は入力電圧Ｖｉｎが３５０Ｖ、出力が４ｋＷのときの電流共振型コンバータ１００におけるコイルおよびトランスの電流波形を従来設計と対比して例示しており、図５（ａ）が従来設計における各電流波形のグラフであり、図５（ｂ）が電流共振型コンバータ１００における各電流波形のグラフである。
図５（ａ）に示すように、従来設計では、並列共振インダクタンスＬｍ１の値が小さいため、並列共振電流が大きくなっていることがわかる。
一方、図５（ｂ）に示すように、並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００では実質的な並列共振インダクタンスＬｍ１が大きいため並列共振電流が小さく押さえられている。この結果、本方式の方が損失が低くなったと考えられる。
＜第１実施形態の第１変形例＞
図６は本発明の第１実施形態の第１変形例に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００Ａの概観構成図である。なお、第１実施形態と同一部分については同一の参照符号を付し、その説明の繰り返しは省略する。
上述した第１実施形態のスイッチング回路１０では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４によってフルブリッジ型のスイッチング回路が構成されていたが、このような回路に限らない。例えば、図６に示した電流共振型コンバータ１００Ａのように、第１実施形態のスイッチング回路１０をハーフブリッジ型のスイッチング回路１０Ａに置換するとともに、トランス３０の１次側巻線３１の一端（ＬＣ共振回路２０の共振用コイル２２側に接続されていない方）を入力端子１１ｂに接続してもよい。
＜第１実施形態の第２変形例＞
図７は本発明の第１実施形態の第２変形例に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータ１００Ｂの概観構成図である。なお、第１実施形態と同一部分については同一の参照符号を付し、その説明の繰り返しは省略する。
上述した第１実施形態の並列共振インダクタンス調整回路５０では、コイル３３を通過する電流値およびその方向を直接検出する電流センサ５２を用いていたが、このような検出方法に限らない。例えば、図７に示した電流共振型コンバータ１００Ｂのように、第１実施形態の電流センサ５２に代えて、スイッチＳＷ５とコイル３３の間を通過する電流値およびその方向を検出する電流センサ５２ａと、トランス３０の１次側巻線３１を通過する電流値およびその方向を検出する電流センサ５２ｂとを設けてもよい。
ここで、スイッチＳＷ５とコイル３３の間を通過する電流をＩａ、トランス３０の１次側巻線３１を通過する電流をＩｂとすれば、コイル３３を通過する電流値およびその方向はＩａ−Ｉｂから算出できる。なお、このような構成変更により、第１実施形態の制御ユニット５４についても、制御内容を多少変更した制御ユニット５４Ｂに置換する必要がある。
＜第２実施形態＞
図８は本発明の第２実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおけるスイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦ制御の概観説明図である。
上述した第１実施形態の並列共振インダクタンス調整回路５０では、制御ユニット５４は、電圧センサ５３によって検出された入力電圧Ｖｉｎのみに基づき、この入力電圧Ｖｉｎが遷移条件電圧範囲内であればスイッチＳＷ５をＯＦＦし、遷移条件電圧範囲内でなければスイッチＳＷ５をＯＮするように制御する。
しかしながら、例えば太陽光パネルなどに入力側を接続した場合、入力電圧Ｖｉｎは日射量に応じて変動する。もし、遷移条件電圧範囲の上限または下限を挟んで入力電圧Ｖｉｎが細かく変動したりすると、スイッチＳＷ５がその度にＯＮとＯＦＦを繰り返し、いわゆるチャタリングのような現象を生じかねない。
そこで、このようなチャタリングを極力抑止するため、いわゆるヒステリシスを持たせるようなスイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦ制御が望ましい。具体例として、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲が３２０Ｖ〜４４０Ｖの場合について説明する。
（１）スイッチＳＷ５がＯＦＦのとき
入力電圧Ｖｉｎが変動してこの遷移条件電圧範囲内から範囲外に変化したときは、すぐにスイッチＳＷ５をＯＦＦからＯＮに切り替える。そのとき、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲を元の範囲よりも狭い範囲、例えば、（３２０＋Ｖｈ）Ｖ〜（４４０−Ｖｈ）Ｖに一時的に変更する。ここで、Ｖｈはヒステリシス用電圧である。
これにより、入力電圧Ｖｉｎが、例えば３２０Ｖをわずかに下回ってスイッチＳＷ５がＯＦＦからＯＮに切り替わった直後に再び３２０Ｖに戻ったとしても、入力電圧Ｖｉｎが（３２０＋Ｖｈ）Ｖには達してないので、スイッチＳＷ５が再びＯＦＦに戻ることなくＯＮ状態が維持される。
入力電圧Ｖｉｎがさらに大きくなって（３２０＋Ｖｈ）Ｖに達すれば、その時点でスイッチＳＷ５をＯＮからＯＦＦに切り替える。
（２）スイッチＳＷ５がＯＮのとき
上述したように、スイッチＳＷ５をＯＮに切り替えたときは、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲を元の範囲よりも狭い範囲、例えば、（３２０＋Ｖｈ）Ｖ〜（４４０−Ｖｈ）Ｖに一時的に変更している。そのため、入力電圧Ｖｉｎが、例えば３２０Ｖ未満から３２０Ｖに達してもスイッチＳＷ５はＯＮ状態が維持されるが、入力電圧Ｖｉｎがさらに大きくなって（３２０＋Ｖｈ）Ｖに達すれば、その時点でスイッチＳＷ５がＯＮからＯＦＦに切り替わる。そのとき、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲を元の範囲に戻す。
これにより、入力電圧Ｖｉｎが、例えば（３２０＋Ｖｈ）Ｖをわずかに上回ってスイッチＳＷ５がＯＮからＯＦＦに切り替わった直後に再び（３２０＋Ｖｈ）Ｖに戻ったとしても、入力電圧Ｖｉｎは３２０Ｖには達してないので、スイッチＳＷ５が再びＯＮに戻ることなくＯＦＦ状態が維持される。
入力電圧Ｖｉｎがさらに小さくなって３２０Ｖ未満になれば、その時点でスイッチＳＷ５がＯＦＦからＯＮに切り替わる。このとき、上述したように、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲を元の範囲よりも狭い範囲に再び一時的に変更する。
入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲を一時的に変更する際、必ずしもスイッチＳＷ５がＯＮのときに遷移条件電圧範囲の変更を行わなくてもよい。逆に、スイッチＳＷ５がＯＦＦのときに元の範囲よりも広い範囲に変更してもよい。つまり、スイッチＳＷ５がＯＮのときの遷移条件電圧範囲をＯＦＦのときよりも相対的に狭くすればよい。
また、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲の下限側と上限側を必ずしも同じ電圧幅で変更しなくてもよい。例えば、（３２０＋Ｖｈ１）Ｖ〜（４４０−Ｖｈ２）としてもよい。ここで、Ｖｈ１、Ｖｈ２はいずれもヒステリシス用電圧であって、Ｖｈ１≠Ｖｈ２とする。このような制御とは異なる方法でヒステリシスを持たせるようにしてもかまわない。
また、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲の下限側と上限側を同時に変更しなくてもよい。例えば、入力電圧Ｖｉｎが遷移条件電圧範囲の下限側の近傍であれば、遷移条件電圧範囲の下限側のみを一時的に変更すればよい。つまり、入力電圧Ｖｉｎの遷移条件電圧範囲の下限側と上限側の少なくとも一方で変更すればよいのである。
なお、スイッチＳＷ５のＯＮ／ＯＦＦ前後でＬＬＣ共振回路の共振周波数ｆｒ２が変化するため、スイッチング周波数ｆとゲインの特性は不連続に変化する。この不連続な変化に対応するため、スイッチＳＷ５の切替と合わせてスイッチング周波数ｆを補正するような制御を行うことが望ましい。
＜第３実施形態＞
上述した第１実施形態および第２実施形態では、並列共振インダクタンス調整回路５０の並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５をＯＦＦ（図２（ａ）参照）からＯＮ（図２（ｂ）参照）にする場合は、スイッチＳＷ５と直列にコイル５１（調整用並列共振インダクタンスＬｍ２）が存在するため、電流の変化は緩やかであり、特に問題はない。
しかし、逆にスイッチＳＷ５をＯＮからＯＦＦにする場合には、コイル５１（調整用並列共振インダクタンスＬｍ２）の電流がそのまま流れ続けようとするため、電流導通時に急にＯＦＦにするとサージ電圧が発生して、スイッチＳＷ５が破損するなどの悪影響もあり得る。
そこで、このようなことを極力回避できるように、並列共振インダクタンス調整用スイッチを異なる構成としたものを第３実施形態とし、以下では相違点を主に説明する。
図９は本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおける並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５Ｃの概観構成図である。なお、第１実施形態と同一部分については同一の参照符号を付し、その説明の繰り返しは省略する。
この図９に示すように、スイッチＳＷ５Ｃは、整流素子５５ａと、この整流素子５５ａの陰極側に直列に接続されたスイッチＳａと、整流素子５５ｂと、この整流素子５５ｂの陰極側に直列に接続されたスイッチＳｂとを備えている。整流素子５５ａ、５５ｂとしては、例えばダイオードが挙げられるが、これに限らない。
そして、直列接続されたスイッチＳａおよび整流素子５５ａが、直列接続された整流素子５５ｂおよびスイッチＳｂに並列に接続されており、このときの整流素子５５ａの整流方向（図９では上向き）と整流素子５５ｂの整流方向（図９では下向き）とは互いに逆になっている。
図１０（ａ）〜（ｅ）は本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおける並列共振インダクタンス調整用スイッチＳＷ５Ｃの動作シーケンスの概観説明図である。
図１０（ａ）に示すように、例えば入力電圧Ｖｉｎが遷移条件電圧範囲よりも低くてスイッチＳａおよびスイッチＳｂがいずれもＯＮ状態を想定する。電流センサ５２の検出結果によってＬＣ共振回路２０からコイル５１（調整用並列共振インダクタンスＬｍ２）の方向へ（図１０（ａ）では下向き）に電流が流れていることがわかっているときに、電圧センサ５３の検出結果によって入力電圧Ｖｉｎが高くなって遷移条件電圧範囲内に入ったことがわかったとすると、スイッチＳＷ５ＣをＯＮからＯＦＦに切り替える必要がある。
このとき、整流素子５５ａの整流方向は、コイル５１を流れている電流の向きとは逆なので、この整流素子５５ａに直列接続されているスイッチＳａには電流は流れていない。そこで、図１０（ｂ）に示すように、スイッチＳａをＯＮからＯＦＦに切り替えてもサージ電圧は発生しない。
コイル５１を流れている電流は共振電流であるから、図１０（ｃ）に示すように、徐々に小さくなっていく。そして、共振電流が０となった後、図１０（ｄ）に示すように、電流の向きが反転する。このとき、反転後の電流の向きとは整流素子５５ｂの整流方向が逆なので、この整流素子５５ｂに直列接続されているスイッチＳｂには電流は流れない。
そこで、図１０（ｅ）に示すように、スイッチＳｂをＯＮからＯＦＦに切り替えてもサージ電圧は発生しない。これにより、スイッチＳａおよびスイッチＳｂのいずれもＯＦＦとなり、スイッチＳＷ５ＣのＯＮからＯＦＦへの切り替えが完了する。
このようなシーケンスでスイッチＳａおよびスイッチＳｂの切り替えを制御することで、コイル５１に電流が流れていない状態でスイッチＳＷ５ＣをＯＮからＯＦＦに切り替えるため、サージ電圧の発生を抑止できるとともに、さらに整流素子５５ａおよび整流素子５５ｂの逆回復損失も小さくすることができる。
なお、図１０（ａ）の場合と同様に、例えば入力電圧Ｖｉｎが遷移条件電圧範囲よりも低くてスイッチＳａおよびスイッチＳｂがいずれもＯＮ状態ではあるものの、電流センサ５２によって検出された電流の向きが逆であれば、上述した説明のスイッチＳａとスイッチＳｂを読み替えるとともに、整流素子５５ａと整流素子５５ｂも読み替えた上で、図１０（ａ）〜図１０（ｅ）と同様の制御を行えばよい。
図１１は本発明の第３実施形態に係る並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータにおいて、並列共振インダクタンスＬｍ調整用スイッチＳＷ５ＣのＯＮ／ＯＦＦ切り替えにヒステリシスも持たせるようにした場合の状態遷移を示す概観説明図である。図１２はその動作の概略フローチャートである。なお、これらの図に示すような制御を行うには、第１実施形態の制御ユニット５４の構成や制御内容を多少変更する必要がある。例えば、制御ユニットからの制御出力信号を２系統に増やし、スイッチＳａおよびスイッチＳｂを独立してＯＮ／ＯＦＦできる必要がある。それと併せて、制御内容も変更する必要がある。
図１２に示すように、まず、スイッチＳａおよびスイッチＳｂをいずれもＯＮに初期化（Ｓ１２０１）した後に、状態Ｂ（Ｓ１２０２、図１１ではＳ１１Ｂに対応）に移行する。
状態Ｂでは、電圧センサ５３によって入力電圧Ｖｉｎを検出し、（３２０＋Ｖｈ）Ｖ〜（４４０−Ｖｈ）Ｖの範囲内であるか否かを判別する（Ｓ１２０３）。判別結果がＮｏであればＳ１２０２に戻る。
判別結果がＹｅｓであれば、次に電流センサ５２によってコイル５１の電流（以下では「並列共振電流」という）を検出し、その向きを判別する（Ｓ１２０４）。この並列共振電流が図１０（ａ）に示したように下向きであればＳ１２０５に進み、上向きであればＳ１２０８に進む。
Ｓ１２０５では、図１０（ｂ）に示したように、スイッチＳａをＯＮからＯＦＦに切り替える（図１１ではＳ１１Ｃに対応）。
次に、電流センサ５２によって検出される並列共振電流を監視し、この並列共振電流が図１０（ｄ）に示したように０になったかどうかを判別する（Ｓ１２０６）。まだ０になっていなければこのＳ１２０６の処理を繰り返し、０になっていれば、図１０（ｅ）に示したように、スイッチＳｂをＯＮからＯＦＦに切り替えた（Ｓ１２０７）後に、状態Ａ（Ｓ１２１１、図１１ではＳ１１Ａに対応）に移行する。
一方、１２０８では、スイッチＳｂをＯＮからＯＦＦに切り替える（図１１ではＳ１１Ｄに対応）。
次に、電流センサ５２によって検出される並列共振電流を監視し、この並列共振電流が０になったかどうかを判別する（Ｓ１２０９）。まだ０になっていなければこのＳ１２０９の処理を繰り返し、０になっていれば、スイッチＳａをＯＮからＯＦＦに切り替えた（Ｓ１２１０）後に、状態Ａ（Ｓ１２１１、図１１ではＳ１１Ａに対応）に移行する。
状態Ａでは、電圧センサ５３によって入力電圧Ｖｉｎを検出し、３２０Ｖ未満または４４０Ｖより大きいか否かを判別する（Ｓ１２１２）。判別結果がＮｏであればＳ１２１１に戻る。
判別結果がＹｅｓであれば、スイッチＳａおよびスイッチＳｂをいずれもＯＮに切り替えた（Ｓ１２１３）後に、状態Ｂ（Ｓ１２０２、図１１ではＳ１１Ｂに対応）に移行する。
＜その他の実施形態＞
上述した第１実施形態の制御ユニット５４、第１実施形態の第２変形例の制御ユニット５４Ｂ、第３実施形態用の制御ユニットなどを制御用集積回路（ＩＣ）としてもよい。
特に、第３実施形態用の制御ユニットを制御用集積回路（ＩＣ）としておけば、２つのスイッチを的確なタイミングで複雑に制御する必要がある第３実施形態に係るに並列共振インダクタンス調整方式の電流共振型コンバータを容易に実現することができる。
また、上記の各実施形態の制御ユニットは、汎用のＣＰＵなどに適切なプログラムを組み込むことによっても実現できる。
なお、本発明は、その主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の実施形態はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文にはなんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。
本発明は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられるＰＶ（太陽光発電）コンバータ、蓄電池用の充電器、風力発電用コンバータなどだけでなく、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ用制御ＩＣなどにも好適である。
１００ 電流共振型コンバータ
１００Ａ 電流共振型コンバータ
１００Ｂ 電流共振型コンバータ
１０ スイッチング回路
１１ａ、１１ｂ 入力端子
１２ コンデンサ
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ
１３ａ、１３ｂ 接続点
２０ ＬＣ共振回路
２１ 共振用コンデンサ
２２ 共振用コイル
３０ トランス
３１ １次側巻線
３２ ２次側巻線
３３（Ｌｍ１） コイル
４０ 整流回路
４１ａ〜４１ｄ 整流素子
４２ａ、４２ｂ 接続点
４３ コンデンサ
４４ａ、４４ｂ 出力端子
５０ 並列共振インダクタンス調整回路
５０Ｂ 並列共振インダクタンス調整回路
５１（Ｌｍ２） コイル
ＳＷ５ スイッチ
ＳＷ５Ｃ スイッチ
Ｓａ スイッチ
Ｓｂ スイッチ
５２ 電流センサ
５２ａ、５２ｂ 電流センサ
５３ 電圧センサ
５４ 制御ユニット
５４Ｂ 制御ユニット
５５ａ 整流素子
５５ｂ 整流素子
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (9)

  1. 直流の入力電圧から交流電圧を生成するスイッチング部と、
    共振用キャパシタンスおよび第１共振用インダクタンスに前記交流電圧が印加されて共振する共振部と、
    この共振部に１次側が直列接続された変圧器と、
    この変圧器と並列に存在する第２共振用インダクタンスと、
    前記変圧器の２次側に現れる電流を整流して直流の出力電圧を生成する整流部と、
    前記第２共振用インダクタンスを変化させる並列共振インダクタンス調整部とを
    備えることを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  2. 請求項１に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記入力電圧もしくは前記出力電圧を検出する電圧検出手段を備え、
    前記並列共振インダクタンス調整部は、前記変圧器の前記１次側に第２スイッチを介して並列接続された調整用インダクタンスを有しており、
    前記電圧検出手段で検出された前記入力電圧もしくは前記出力電圧に基づいて前記第２スイッチの開閉を制御する第２スイッチ制御部をさらに備えることを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  3. 請求項２に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記第２スイッチ制御部では、前記第２スイッチの開閉状態遷移の条件となる遷移条件電圧範囲が定められており、
    前記第２スイッチ制御部は、前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の内であれば前記第２スイッチを開くとともに、前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の内でなければ前記第２スイッチを閉じるように制御することを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  4. 請求項３に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記第２スイッチ制御部は、
    前記第２スイッチが開いているときの前記遷移条件電圧範囲に対して、前記第２スイッチが閉じているときの前記遷移条件電圧範囲を変化させて、前記第２スイッチの開閉制御にヒステリシスを持たせることを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  5. 請求項４に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記第２スイッチ制御部は、
    前記第２スイッチが開いているときの前記遷移条件電圧範囲に対して、前記第２スイッチが閉じているときの前記遷移条件電圧範囲をその両端の少なくとも一方で相対的に狭めることを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  6. 請求項２〜５のいずれか１項に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記第２スイッチは、
    第１整流手段と、
    この第１整流手段に直列接続された第１方向スイッチと、
    第２整流手段と、
    この第２整流手段に直列接続された第２方向スイッチと
    を備え、
    前記第１整流手段の整流方向を第１方向とし、前記第２整流手段の整流方向を第２方向とすると、前記第１方向と前記第２方向とが互いに逆向きとなるように、前記第１整流手段および前記第１方向スイッチが前記第２整流手段および前記第２方向スイッチに並列接続されていることを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  7. 請求項６に記載の電流共振型直流電圧変換器において、
    前記変圧器の並列共振インダクタンスに流れる並列共振電流値および並列共振電流方向を検出する並列共振電流検出手段をさらに備え、
    前記第２スイッチ制御部は、
    前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチがいずれも閉じている場合に
    前記入力電圧もしくは前記出力電圧が前記遷移条件電圧範囲の外から内へと変化すると、
    前記並列共振電流方向が前記第１方向であれば、まず前記第２方向スイッチを開き、次に前記並列共振電流値が０になった後で前記第１方向スイッチを開くとともに、
    前記並列共振電流方向が前記第２方向であれば、まず前記第１方向スイッチを開き、次に前記並列共振電流値が０になった後で前記第２方向スイッチを開くように、前記第１方向スイッチおよび前記第２方向スイッチを制御することを特徴とする電流共振型直流電圧変換器。
  8. 請求項７に記載の電流共振型直流電圧変換器の前記第２スイッチ制御部を内蔵する制御用集積回路。
  9. 直流の入力電圧から交流電圧を生成するスイッチング工程と、
    共振用キャパシタンスおよび第１共振用インダクタンスを有する共振部に前記交流電圧が印加されて共振する共振工程と、
    前記共振部に１次側が直列接続された変圧器で変圧を行う変圧工程と、
    前記変圧器の２次側に現れる電流を整流して直流の出力電圧を生成する整流工程と、
    前記変圧器と並列に存在する第２共振用インダクタンスを変化させる共振インダクタンス調整工程と
    を備えることを特徴とする電流共振型直流電圧変換方法。
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