JP2015023390A - 差動増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波帯においても良好な差動増幅動作が期待できる差動増幅器を提供する。
【解決手段】２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２で構成した差動増幅器の電流源として、入力する差動信号の周波数の４分の１波長に相当する長さの伝送線路による接地スタブを用いる。これにより、１００ＧＨｚ超の高周波数帯においても良好な差動増幅動作が期待できる。また、接地スタブ３０を構成する伝送線路が持つ抵抗成分は一般的にトランジスタの寄生抵抗よりも小さいので、電流源としてトランジスタを用いる場合に比べて、より高い利得を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波の差動信号を入力する差動増幅器に関する。

差動増幅器は、互いに逆相の２つの信号（以下、「差動信号」という）を受信して、２つの信号の差分を増幅した信号を再び差動信号として出力する。また、互いに同相の２つの信号が入力された場合は増幅しないという特性を持つ。従来の差動増幅器の回路構成例を図６に示す。２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ゲート端子に入力端子が接続され、各ドレイン端子に出力端子が接続され、ソース端子は共通の電流源に接続されている。電流源は通過する信号の電圧に関わらず一定の電流を維持する回路であり、２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２からみると無限大の大きさを持ったインピーダンスに接続されていることになる。

図７に、電流源を実現する回路の一例を示す。電界効果トランジスタはドレイン端子に印加されるドレイン電圧が所定の範囲内の場合は電流が一定となる特性を持つ。図７のように電界効果トランジスタＴＲ３を接続し、ドレイン端子に所定の電圧が印加されるように駆動電圧を調整することによって、電流源としての動作を得ることができる。

差動増幅器の２つの入力端子に互いに逆相の信号が入力された場合は、片側のトランジスタがオン状態のときは、もう一方がオフ状態となるため、２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２に流れる電流の総和を一定に保ったままの増幅動作が可能となる。しかしながら、２つの入力端子に同相の信号が入力された場合は、２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２を同時にオン・オフすることができないため、増幅動作は行われない。また、一方の入力端子のみに信号が入力され、他方の入力端子は終端されている場合は、信号が入力された側の電界効果トランジスタがオン・オフする動作に伴い、電流の総和が一定になるように他方の電界効果トランジスタが連動して動作するため、結果的に２つの出力端子から互いに逆相の信号が出力される。すなわち、一方の入力端子のみに信号を入力することによって、２つの出力端子から互いに逆相の信号を得ることができる。

上記のような特性を持つ差動増幅器は、様々なシステムのアナログ回路に使用されている。

伊藤康之、高木直著、「ＭＭＩＣ技術の基礎と応用」、株式会社リアライズ社、平成８年５月３１日、p. 65 相川正義、大平孝、徳満恒雄、広田哲夫、村口正弘著、「モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）」、社団法人電気情報通信学会、平成９年１月１５日、p. 54-55

しかしながら、１００ＧＨｚを超えるような高周波の差動信号を入力する場合は、電流源を構成するトランジスタが有する様々な寄生成分が伝送特性に影響を与え、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２にとって理想的な電流源ではなくなり、高周波帯では所望の差動増幅動作が得られないという問題があった。

図７で電流源として用いた電界効果トランジスタの等価回路を図８に示す（非特許文献１）。電界効果トランジスタの等価回路化は、電流源の他に、ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子の抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，Ｒｓやゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃｄｇ、ゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓ、ソース・ドレイン間の寄生容量Ｃｄｓ、チャネル抵抗Ｒｄｓ、空乏層直下の抵抗Ｒｉなどの寄生成分を用いて記述できる。使用周波数帯が低い場合は寄生容量Ｃｄｇ，Ｃｇｓ，Ｃｄｓの影響は無視できる。またトランジスタ自体の利得や応答速度も十分であるため、寄生抵抗成分による影響も小さい。しかしながら、使用周波数帯が高周波となると、寄生容量Ｃｄｇ，Ｃｇｓの影響が無視できず、電流源としての入力インピーダンスが低くなってしまう。また、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２で信号を増幅した際に得られる利得が小さくなるため、電流源として用いている電界効果トランジスタＴＲ３の寄生抵抗による利得低下の影響が大きい。これらの寄生成分の影響が存在する場合、差動増幅器としては、出力される信号の位相関係が逆相からずれる、同相の信号も増幅してしまう、利得が不足し信号が減衰してしまう、などの悪影響が生じる。これら寄生成分による悪影響はトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いた場合でも同様である。

一方、１００ＧＨｚ超の周波数帯において差動信号を得るため、伝送線路を組み合わせてラットレースカプラと呼ばれる回路を設計し、互いに逆相の信号を得る手法がある（非特許文献２）。ラットレースカプラは、１／４波長線路と３／４波長線路を組み合わせ、所定のポートから信号を入力すると、互いに逆相の信号が得られる回路である。ラットレースカプラは、伝送線路を用いるために、寄生成分の影響が小さい点が利点である。しかしながら、受動回路であるため信号増幅の効果は得ることができず、逆に挿入損失が大きいことが課題となる。また、ラットレースカプラは原理的に１点の周波数でのみ正確な逆相の信号が得られ、当該周波数から離れるにつれて逆相信号間の位相誤差が大きくなるという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、高周波帯においても良好な差動増幅動作が期待できる差動増幅器を提供することを目的とする。

本発明に係る差動増幅器は、２つの電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタそれぞれのゲート端子に接続され、波長λの周波数の差動信号が入力される２つの入力端子と、駆動電圧が供給される前記電界効果トランジスタそれぞれのドレイン端子に接続される２つの出力端子と、前記２つの電界効果トランジスタのソース端子に接続される、前記波長λの４分の１波長に相当する長さの伝送線路で構成された接地スタブと、を有することを特徴とする。

上記差動増幅器において、前記ゲート端子と前記入力端子との間に、前記ゲート端子と前記入力端子との間のインピーダンスを前記周波数の近傍において整合させる整合回路と、前記ゲート端子に制御電圧を供給する制御電圧供給回路とを有する入力信号整合回路を備えたことを特徴とする。

上記差動増幅器において、前記ドレイン端子と前記出力端子との間に、前記ドレイン端子と前記出力端子との間のインピーダンスを前記周波数の近傍において整合させる整合回路と、前記ドレイン端子に駆動電圧を供給する駆動電圧供給回路とを有する出力信号整合回路を備えたことを特徴とする。

上記差動増幅器において、少なくとも接地スタブを１つ含み、接地スタブ、開放スタブおよび接地キャパシタを複数個並列に接続し、前記周波数において入力インピーダンスが最大となる回路を前記２つの電界効果トランジスタのソース端子に接続したことを特徴とする。

上記差動増幅器において、前記電界効果トランジスタをバイポーラトランジスタに置き換え、ゲート端子をベース端子に、ドレイン端子をコレクタ端子に、ソース端子をエミッタ端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とする。

本発明によれば、差動増幅器の電流源として、差動増幅する周波数の４分の１波長に相当する長さの伝送線路による接地スタブを用いることにより、高周波帯においても良好な差動増幅動作が期待できる差動増幅器を提供することができる。

第１の実施の形態における差動増幅器の構成を示す機能ブロック図である。 上記差動増幅器の入力側整合回路の回路構成例を示す図である。 上記差動増幅器の出力側整合回路の回路構成例を示す図である。 上記差動増幅器の接地スタブの入力インピーダンスを示したスミスチャートである。 第２の実施の形態における差動増幅器の構成を示す機能ブロック図である。 従来の差動増幅器の回路構成例を示す図である。 従来の差動増幅器で用いられる電流源を実現する回路の一例を示す図である。 電界効果トランジスタの等価回路を示す図である。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態における差動増幅器の構成を示す機能ブロック図である。

図１に示す差動増幅器は、互いに逆相の２つの高周波信号を入力して差分を増幅して出力する増幅器であり、２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２と、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ゲート端子に接続した入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂと、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ドレイン端子に接続した出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂと、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のソース端子に接続した接地スタブ３０を有する。

入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂは、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ゲート端子と入力端子との間のインピーダンスを動作周波数近傍において整合させる。また、入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂは、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ゲート端子に適切な制御電圧を与えるための電圧回路も含有している。図２に、入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂの回路構成例を示す。同図に示す入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂは伝送線路からなる分布定数回路であり、伝送線路がその長さによって誘導性、容量性の特性を持つことを利用している。なお、入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂは、抵抗などを用いた整合回路でもよい。また、トランジスタに制御電圧を印加することが不要な場合は、入力側整合回路１０Ａ，１０Ｂに電圧回路を含まなくてもよい。

出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂは、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ドレイン端子と出力端子との間のインピーダンスを動作周波数近傍において整合させる。また、出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂは、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２の各ドレイン端子に適切な駆動電圧を与えるための電圧回路も含有している。図３に、出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂの回路構成例を示す。同図に示す出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂは伝送線路からなる分布定数回路である。なお、出力側整合回路２０Ａ，２０Ｂは、抵抗などを用いた整合回路でもよい。

接地スタブ３０は、差動増幅する周波数の４分の１波長に相当する長さの伝送線路であり、動作周波数近傍において共振器として高インピーダンスの負荷として動作する。

次に、本実施の形態における接地スタブの動作について説明する。

差動増幅器のトランジスタＴＲ１，ＴＲ２のソース端子は、入力インピーダンスが無限大に見える電流源に接続されることが理想である。接地スタブ３０が持つインピーダンスＺは次式（１）で表現できる。

ここで、ｊは複素単位、Ｚ₀は接地スタブ３０を構成する伝送線路の特性インピーダンス、λは差動増幅器の増幅周波数における波長、Ｌはスタブ長である。簡単のため、接地スタブ３０を構成する伝送線路は無損失だとしている。

式（１）より、Ｌを使用周波数帯の４分の１波長となるλ／４にするとＺは無限大となり、十分に高い入力インピーダンスを得ることができる。すなわち、接地スタブ３０は、λの波長をもつ周波数において電流源と同じ動作を行うことになる。実際上は、接地スタブ３０を構成する伝送線路が無損失ということはなく、インピーダンスには抵抗成分が含まれる。しかしながら、伝送線路の抵抗成分は、電界効果トランジスタを用いて構成した電流源の等価回路における寄生抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，Ｒｓ，Ｒｄｓと比較して十分小さく、十分に高いインピーダンスを得るという動作を損なうことはない。

図４は、式（１）を用いて計算した接地スタブの入力インピーダンスを示したスミスチャートである。同図に示すように、波長λをもつ周波数ｆ０を中心に±５％の周波数帯域において、特性インピーダンスＺ₀の１０倍以上の入力インピーダンスが得られ、接地スタブが周波数ｆ０の±５％程度の範囲で電流源と同様の振る舞いをすることがわかる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、２つの電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２で構成した差動増幅器の電流源として、入力する差動信号の周波数の４分の１波長に相当する長さの伝送線路による接地スタブを用いることにより、１００ＧＨｚ超の高周波数帯においても良好な差動増幅動作が期待できる。また、接地スタブ３０を構成する伝送線路が持つ抵抗成分は一般的にトランジスタの寄生抵抗よりも小さいので、電流源としてトランジスタを用いる場合に比べて、より高い利得を得ることができる。これらの特徴により、本実施の形態における差動増幅器は、従来技術よりも高い位相精度の差動信号を発生可能となり、また利得を大きく取ることができるという利点がある。

［第２の実施の形態］
図５は、第２の実施の形態における差動増幅器の構成を示す機能ブロック図である。第２の実施の形態における差動増幅器では、第１の実施の形態の接地スタブ３０の代わりに、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２のソース端子に、少なくとも１つの接地スタブを含む、複数の接地スタブ３０Ａ，３０Ｂ、開放スタブ３１Ａ、および接地キャパシタ３２Ａを並列に接続した回路を接続した。図５では、開放スタブ３１Ａ、接地キャパシタ３２Ａをそれぞれ１つのみ図示しているが、いずれも２つ以上存在してもよいし、存在しなくてもよい。

接地スタブ３０Ａ，３０Ｂの入力インピーダンスは式（１）のとおりであり、開放スタブ３１Ａと接地キャパシタ３２Ａの入力インピーダンスはそれぞれ式（２），（３）で表される。

ここで、ωは角周波数、Ｃは接地キャパシタの容量である。

式（１），（２），（３）で表されるインピーダンスを合成した入力インピーダンスが、波長λの周波数において無限大となるようにスタブの長さＬや容量Ｃを調整する。このように設計した回路は、第１の実施の形態の接地スタブよりも周波数に対するインピーダンスの変化が早くなり、周波数の選択性が高まる。また、所定の周波数のみ差動増幅を行う差動増幅器を提供できる。

なお、第１、第２の実施の形態では電界効果トランジスタを用いたが、電界効果トランジスタをバイポーラトランジスタに置き換え、ゲート端子をベース端子に、ドレイン端子をコレクタ端子に、ソース端子をエミッタ端子に、それぞれ置き換えて差動増幅器を構成してもよい。

ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３…電界効果トランジスタ
１０Ａ，１０Ｂ…入力側整合回路
２０Ａ，２０Ｂ…出力側整合回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ…接地スタブ
３１Ａ…開放スタブ
３２Ａ…接地キャパシタ

Claims (5)

1. ２つの電界効果トランジスタと、
   前記電界効果トランジスタそれぞれのゲート端子に接続され、波長λの周波数の差動信号が入力される２つの入力端子と、
   駆動電圧が供給される前記電界効果トランジスタそれぞれのドレイン端子に接続される２つの出力端子と、
   前記２つの電界効果トランジスタのソース端子に接続される、前記波長λの４分の１波長に相当する長さの伝送線路で構成された接地スタブと、
   を有することを特徴とする差動増幅器。
2. 前記ゲート端子と前記入力端子との間に、前記ゲート端子と前記入力端子との間のインピーダンスを前記周波数の近傍において整合させる整合回路と、前記ゲート端子に制御電圧を供給する制御電圧供給回路とを有する入力信号整合回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の差動増幅器。
3. 前記ドレイン端子と前記出力端子との間に、前記ドレイン端子と前記出力端子との間のインピーダンスを前記周波数の近傍において整合させる整合回路と、前記ドレイン端子に駆動電圧を供給する駆動電圧供給回路とを有する出力信号整合回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の差動増幅器。
4. 少なくとも接地スタブを１つ含み、接地スタブ、開放スタブおよび接地キャパシタを複数個並列に接続し、前記周波数において入力インピーダンスが最大となる回路を前記２つの電界効果トランジスタのソース端子に接続したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の差動増幅器。
5. 前記電界効果トランジスタをバイポーラトランジスタに置き換え、ゲート端子をベース端子に、ドレイン端子をコレクタ端子に、ソース端子をエミッタ端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の差動増幅器。

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