JP2015084632A - モータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】１つの電流検出素子による電流検出方式を２相変調方式に適用した場合に、２相の電流をより確実に検出する。
【解決手段】電流検出手段は、インバータ回路の直流側に接続される電流検出素子が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出し、ＰＷＭ信号生成手段は、ロータ位置に追従するように３相のうち何れか２相のＰＷＭ信号パターンを生成する。ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のうち第１相は搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向に、第２相は遅れ側，進み側の一方向に、第３相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。タイミング調整手段は、電流検出手段が、搬送波周期内で一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相は固定されたタイミングで電流を検出するか又は出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように調整する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御することで、インバータ回路を介してモータを制御する制御装置，及びその制御装置を備えてなる空気調和機に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。そのため、１周期内におけるＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで常に２相以上の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置が提案されている（特許文献１）。

特許第５１７８７９９号公報

また、３相モータをＰＷＭ制御する際には、３相変調方式と２相変調方式とがある。３相変調方式ではインバータ回路におけるスイッチング損失が増加することから、ある種の製品では、スイッチング損失を低減させることを重視して２相変調方式を採用している。しかしながら、特許文献１に開示されている電流検出方式を２相変調方式に適用すると、変調率が高くなる領域では、２回の電流検出タイミングで１相の電流しか検出できなくなるという問題がある。

そこで、１つの電流検出素子による電流検出方式を２相変調方式に適用した場合に、２相の電流をより確実に検出できるモータ制御装置，及びその制御装置を備えてなる空気調和機を提供する。

実施形態のモータ制御装置によれば、電流検出手段は、インバータ回路の直流側に接続される電流検出素子が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出し、ロータ位置決定手段は、前記相電流に基づいてロータ位置を決定し、ＰＷＭ信号生成手段は、ロータ位置に追従するように３相のうち何れか２相のＰＷＭ信号パターンを生成する。

ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のＰＷＭ信号パターンのうち第１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、第２相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、第３相については前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。そして、タイミング調整手段は、電流検出手段が、搬送波周期内において、一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相については、固定されたタイミングで電流を検出するか、又はインバータ回路に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように検出タイミングを調整する。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図 ヒートポンプシステムの構成を示す図 キャリアの半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャート 図３に示す処理の実行時間イメージをＰＷＭキャリア波形と共に示す図 ３相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示す図 ステップＳ１３の処理内容を示すフローチャート 図６の処理により分別されるパターン（１〜１１）に対応する、２相ＰＷＭパルスの波形例を示す図 ステップＳ１４の処理内容を示すフローチャート （ａ）は最大デューティが９５％、（ｂ）は最大デューティが１０５％の場合の３相ＰＷＭ信号と、それらに対応するセクタ及びパターンを示す図 ステップＳ１５の処理内容を示すフローチャート Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０と、Ｖ０＿ｂａｉ，Ｗ０＿ｂａｉとの定義を示す図 ステップＳ１６の処理内容を示すフローチャート（その１） ステップＳ１６の処理内容を示すフローチャート（その２） ステップＳ１７の処理内容を示すフローチャート 図１４の処理に対応する２相ＰＷＭ信号の変更例を示す図 ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その１） ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その２） ステップＳ３の処理内容を示すフローチャート（その３） （ａ）はパターン及びセクタの組み合わせに対応する２相変調のＰＷＭ信号波形と第１及び第２電流検出タイミングを示す図、（ｂ）は実際の制御状態におけるＰＷＭ信号波形と、対応するパターンとセクタとの組み合わせを示す図（その１） 図１９相当図（その２） 図１９相当図（その３） 図１９相当図（その４） 図１９（ａ）相当図であり、パターン（４〜１１）について示す図 パターン（２）又は（３）の場合の、検出タイミングの変更例を示す図 パターン（１）の場合の、検出タイミングの変更例を示す図 変調率１．０の場合の（ａ）第１実施形態により、（ｂ）は特許文献１により検出されたモータ電流波形を示す図 第２実施形態であり、特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 図２１相当図 図２２相当図 図１２相当図（その１） 図１３相当図 図１２相当図（その２） 図１８相当図 第３実施形態であり、第１実施形態により検出されたモータ電流波形で電流が検出できない区間を示す図 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 図６に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート 図１２に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート 図１６に示す処理に続いて実行される処理を示すフローチャート ステップＳ１１の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図（その１） ステップＳ１０の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図（その２） ステップＳ９の一部分の処理内容を示すフローチャート 特徴的なＰＷＭ信号パターンを例示する図 検出されたモータ電流波形を示す図

（第１実施形態）
以下、ヒートポンプシステムの一例として、空気調和機の圧縮機モータを駆動する第１実施形態について図１から図２６を参照して説明する。図２において、ヒートポンプシステム１を構成する圧縮機（負荷）２は、圧縮部３とモータ４を同一の鉄製密閉容器５内に収容して構成され、モータ４のロータシャフトが圧縮部３に連結されている。そして、圧縮機２、四方弁６、室内側熱交換器７、減圧装置８、室外側熱交換器９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ（ブラシレスＤＣモータ）である。空気調和機Ｅは、上記のヒートポンプシステム１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁６は実線で示す状態にあり、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室内側熱交換器７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室外側熱交換器９に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機２の圧縮部３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器７に流れ、ここで蒸発して圧縮機２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器７，９には、それぞれファン１０，１１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器７，９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部２１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部２１には、正側母線２２ａ，負側母線２２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）２３が接続されているが、負側母線２２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗２４が挿入されている。インバータ回路２３は、スイッチング素子として例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ４の各相巻線にそれぞれ接続されている。

シャント抵抗（電流検出素子）２４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部（電流検出手段）２７により検出される。電流検出部２７は、前記端子電圧をＡ／Ｄ変換して読み込むと、インバータ回路３に出力される２相又は３相のＰＷＭ信号パターンに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７が検出した各相電流は、ベクトル演算部（ロータ位置決定手段，ＰＷＭ信号生成手段）３０に入力される。

ベクトル制御部３０では、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等の機能部分よりモータ４の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ４の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される。モータ４の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ４のロータ位置θが決定され、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＤＵＴＹ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３１に入力され、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）３２に与えられ、キャリアとのレベルが比較されることで２相又は３相ＰＷＭ信号が生成される。また、２相又は３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路３３に出力される。駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路２３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ２５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。ＰＷＭ信号生成部３１が３相ＰＷＭ信号を生成する方式については、例えば特許文献１に開示がある第４実施形態の方式を用いる。

本実施形態では、上下アームの何れかの側について同時にスイッチングを行うのは３相のうち何れか２相のみとする、いわゆる２相変調方式でモータ４を駆動する。また、ＰＷＭ信号生成部３２と電流検出部２７との間には、電流検出タイミング調整部３４が配置されている。電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号生成部３２より入力されるキャリアと、ベクトル演算部３０より入力される情報とに基づいて、電流検出部２７がキャリア周期内で２相の電流を検出するためのタイミングを決定し、電流検出部２７に出力する。すると、電流検出部２７は、電流検出タイミング調整部３４より入力されたタイミングでシャント抵抗２４の端子電圧をＡ／Ｄ変換する。尚、以上において、構成２７，３０〜３２，３４の機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータのハードウェア及びソフトウェアにより実現される機能である。

次に、本実施形態の作用について図３から図２６を参照して説明する。図３は、キャリアの半周期毎に実行される割り込み処理を示すフローチャートである。すなわち、キャリアである三角波振幅のピークとボトムとにおいてＰＷＭ割り込みが発生する。先ず、フラグM＿INT＿flg＝０（リセット）か否かを判断し（Ｓ１）、「０」であれば電流検出部２７においてＡ／Ｄ変換されたデータを抽出すると（Ｓ２）、そのデータに基づいて３相電流を検出する（Ｓ３）。尚、ステップＳ３では、後述する「ＳｔａｒｔＦ」の処理が実行される。

ここで、電流検出部２７におけるシャント抵抗２４の端子電圧のＡ／Ｄ変換処理は、図３に示す処理とは別個に１キャリア周期内で２回実行されており（実行タイミングについては後述する）、Ａ／Ｄ変換されたデータは、例えばレジスタ等に格納されている。したがって、ステップＳ２の処理は、上記レジスタに格納されているデータを読み出すことになる。

次に、３相電流からベクトル制御演算によりモータ４のロータ位置（θ）を推定し（Ｓ４）、周波数制御（速度制御，Ｓ５）及び電流制御（ＰＩ制御等）を実行する（Ｓ６）。それから、フラグM＿INT＿flgを「１」にする（Ｓ７）。続くステップＳ８〜Ｓ１０の処理は、ＤＵＴＹ生成部３１において行われる。ＰＷＭ信号生成部３２より与えられるキャリアカウンタの値を参照し、アップカウント中か、ダウンカウント中かを判断する（Ｓ８）。アップカウント中であればD＿Pwm＿set＿2()をセットし（Ｓ９）、ダウンカウント中であればD＿Pwm＿set1＿()をセットする（Ｓ１０）。これらについては図４及び図５で説明する。

また、ステップＳ１でフラグM＿INT＿flgが「１（セット）」であれば（ＮＯ）２相のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１１）、フラグM＿INT＿flgを「０」にする（Ｓ１２）。それから、「ＳｔａｒｔＡ〜Ｅ」の処理が実行されると（Ｓ１３〜Ｓ１７）、ステップＳ８に移行する。つまり、上記のＰＷＭ割り込み処理では、周期の前半でステップＳ２〜Ｓ８，Ｓ１０を実行し、周期の後半でステップＳ１１〜Ｓ１７，Ｓ８，Ｓ９を実行することになる。

図４は、２相変調時における割り込み処理の実行時間イメージを、ＰＷＭキャリア波形と共に示すものである。エアコンにおいては、１つの制御回路（マイコン）により、圧縮機２に並行して、室外機に対応する熱交換器９のファン１１を駆動するモータも制御する（室内機に対応する熱交換器７のファン１０を駆動するモータは、別の制御回路やドライバＩＣなどにより制御される）。

そこで、図４では、（ａ）に図３に示す圧縮機２のモータ制御に関する処理時間（１）〜（４）を、（ｂ）に上記ファン１１のモータ（ファンモータ）制御に関する処理時間（５）を示している。すなわち、三角波振幅のボトムでＰＷＭ割り込みが発生すると、図３に示す処理を実行した後に、ファンモータについてもモータ電流を検出してベクトル制御を行う。図中に丸数字で示す処理（１）〜（４）については、処理（１）及び（３）はステップＳ２〜Ｓ８に対応し、処理（２），（４）はそれぞれステップＳ９，Ｓ１０に対応している。この場合、ファンモータの制御（５）は、処理（４）を実行した後に行われる。

図５は、各相ＰＷＭデューティパルスの出力位相を示したもので、前述したように特許文献１に開示されている方式を用いる。すなわち、３相のうち第１相は、三角波振幅のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させる。また、第２相については、前記ボトムを基準として例えば進み位相側にデューティを増減させ、第３相については、前記ボトムを基準として遅れ位相側にデューティを増減させる。この例では、第１，第２，第３相がそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相となっているが、勿論これらの対応は任意である。三角波振幅のピークで割り込みが発生するとキャリアカウンタはダウンカウント中であるから、D＿Pwm＿set＿2()により、今回のキャリア周期前半分のデューティパルスを出力する。尚、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のデューティ値は、ステップＳ１１で演算されたデューティ値（後述するU0，V0，W0）を２倍したものである。

Ｕ相については、デューティの１／２のパルスが、ピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にピークでの割り込みが発生した後のタイミングからボトムまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ピークでの割り込みが発生したタイミングからボトムに達するまでの期間に出力される。したがって、D＿Pwm＿set＿2()により出力されるのはこれらのパルスとなる。

一方、三角波振幅のボトムで割り込みが発生するとキャリアカウンタはアップカウント中であるから、D＿Pwm＿set＿1()により、今回のキャリア周期後半分のデューティパルスを出力する。Ｕ相については、前半と同様にデューティの１／２のパルスが、ボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。Ｖ相については、デューティが５０％を超えると、その超えた分のパルスは、ボトムでの割り込みが発生したタイミングからピークに達するまでの期間に出力される。また、Ｗ相については、デューティが５０％未満であれば、そのパルスは、Ｕ相と同様にボトムでの割り込みが発生した後のタイミングからピークまでの期間に出力される。したがって、D＿Pwm＿set＿1()により出力されるのはこれらのパルスとなる。

尚、図５は３相のデューティパルスを示しているが、実際の駆動形式は２相変調であるため、これらのうち２相のデューティパルスだけが出力される。
次に、図６及び図７を参照して、ステップＳ１３の処理（ＳｔａｒｔＡ）について説明する。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの大小関係により、パターン（０）〜（１１）に分別している。尚、これらのパターンは後述する処理において、変数ｐｔｎで示されている。ここでのパターン分けは、以下の条件に基づいている。

前記電流検出部２７が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より、前記最小幅を減じたものを最大幅としている。例えば、電流検出可能な最小時間が１０μｓであり、キャリア周波数が４ｋＨｚであれば、最小幅は４％，最大幅は９６％となる。また、最大幅未満で且つ最小幅を超えるデューティを中間幅とすると、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデューティの以下の組み合わせでパターン分けする。

（１）Ｕ相が中間幅で、Ｖ又はＷ相が最大幅以上の場合
（２，３）Ｖ又はＷ相の何れか一方が中間幅で、他方が最大幅以上の場合
（４，６）Ｕ相と、Ｖ又はＷ相とが何れも最大幅以上の場合
（５）Ｖ相と、Ｗ相とが何れも最大幅以上の場合
（７）Ｕ相が０以上で、Ｖ又はＷ相の何れかが最小幅未満の場合
（８，９）Ｖ又はＷ相の何れかが０以上で、他方が最小幅未満の場合
（１０，１１）Ｕ相が最小幅未満で、Ｖ又はＷ相の何れかが０以上の場合
（０）：（１）〜（１１）以外の場合
図６に示すステップＳ２１〜Ｓ３３では、上記の条件に従いパターン（変数ｐｔｎ）（０）〜（１１）を分別している。図７には、パターン（１）〜（１１）に対応する２相ＰＷＭ信号パターンを示す。これらのうちパターン（４）〜（１１）については、出力電圧が極めて大きい過変調状態に対応する。尚、パターン（７）について示しているのは、Ｗ相のデューティが最小幅以下の場合である。

次に、図８を参照して、ステップＳ１４の処理（ＳｔａｒｔＢ）について説明する。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの相対的な大小関係により、セクタ（０）〜（５）に分別している。尚、これらのセクタは後述する処理において、変数sectorで示されている。ここでのセクタ分けは、以下の条件に基づいている。
（０）Ｕ相が最大で且つＶ相＞Ｗ相
（１）Ｕ相が最大で且つＶ相＜Ｗ相
（２）Ｖ相が最大で且つＵ相＞Ｗ相
（３）Ｖ相が最大で且つＵ相＜Ｗ相
（４）Ｗ相が最大で且つＵ相＞Ｖ相
（５）Ｗ相が最大で且つＵ相＜Ｖ相

図８に示すステップＳ４１〜Ｓ４５では、上記の条件に従いsector（０）〜（５）を判別している。図９は、実際にＰＷＭ信号を出力した場合に応じて変化するセクタとパターンとを示している。（ａ）は最大デューティが最大幅の近傍である９５％の場合であり、セクタは（０）〜（５）に、パターンは（０）〜（３），（８）〜（１０）で変化している。（ｂ）は最大デューティが最大幅を超えた１０５％（過変調状態）の場合であり、セクタは（０）〜（５）で変化するが、パターンは（０）〜（９）で変化している。すなわち、出力電圧が高くなるほど、パターン（０）〜（３）が占める時間幅が拡がり、それらのパターン（０）〜（３）が切り替わる境界で、パターン（４）〜（１１）が発生する区間が増えていることが判る。

次に、図１０を参照して、ステップＳ１５の処理（ＳｔａｒｔＣ）について説明する。この処理では、パターンとセクタとの組み合わせに応じて、電流検出部２７が、キャリア周期内でシャント抵抗２４の端子電圧をＡ／Ｄ変換するタイミングを決定している。尚、図中のαは、上述した電流検出可能時間や電流検出精度等を考慮して設定する（例えば、デューティ５〜１０％）。PWM＿MAXはデューティの最大値：１００％である。

また、図中のU0，V0，W0は、図１１（ａ）に示すように、キャリア周期の中間点（ボトム）を基点として当初決定されたＵ，Ｖ，Ｗ相デューティの１／２に相当する時間である。そして、V0＿bai，W0＿baiは、図１１（ｂ）に示すように、図５に示すパターンで３相ＰＷＭ信号を出力するためにＶ，Ｗ相のデューティパルスをシフトした際に、キャリア周期の中間点を基点として伸びるパルスの長さに相当する。そしてtimeは、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のＡ／Ｄ変換タイミングを示す変数である。

ステップＳ５３は、パターン（１）且つセクタ（２）の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX−α）に設定している。
ステップＳ５４は、パターン（１）且つセクタ（４）の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX−α）に設定している。

ステップＳ５８は、パターン（３）且つセクタ（３）の場合で、且つV0＿baiが（PWM＿MAX×２）を超える過変調の場合であり（Ｓ５７：ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ変換タイミングをαに設定している。また、ステップＳ５９は、ステップＳ５７で「ＮＯ」の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX×２−V0＿bai＋α）に設定している。

ステップＳ６２は、パターン（２）且つセクタ（５）の場合で、且つW0＿baiが（PWM＿MAX×２）を超える過変調の場合であり（Ｓ６１：ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ変換タイミングをαに設定している。また、ステップＳ６３は、ステップＳ６１で「ＮＯ」の場合であり、Ａ／Ｄ変換タイミングを（PWM＿MAX×２−W0＿bai＋α）に設定している。

次に、図１２及び図１３を参照して、ステップＳ１６の処理（ＳｔａｒｔＤ）について説明する。この処理では、パターンとセクタとの組み合わせに応じて、電流検出部２７が、キャリア周期内でＡ／Ｄ変換するタイミングを、キャリア周期の冒頭（ピーク）から１／２期間（ボトム）までのダウンカウント期間と、１／２期間からキャリア周期の終わりまでのアップカウント期間とにおいて、それぞれ何れのタイミングで行うかを決定している。前者が第１検出タイミング，後者が第２検出タイミングとなる。
尚、ＳｔａｒｔＣのフローと、ＳｔａｒｔＤのフローとでは、パターン及びセクタの組み合わせによる場合分けが一致している。したがって、それぞれのタイミングを設定する変数timeは、ＳｔａｒｔＣにおける同じ組み合わせに対応するものを使用する。

パターン（０）の場合は（Ｓ７１：ＹＥＳ）、図７に示すパターン（１）〜（１１）以外の場合であり、２相の電流をそれぞれ固定したタイミングで検出可能である。したがって、ダウンカウント／アップカウントのＡＤタイミングを、それぞれαに設定する（Ｓ７２）。すなわち、キャリア周期の冒頭から残カウント値がαに達したタイミングと、キャリア周期の１／２から時間αが経過したタイミングとでＡ／Ｄ変換を行う。

パターン（１）で且つセクタ（２）の場合は（Ｓ７４：ＹＥＳ）、Ｕ相のＡ／Ｄ変換タイミングをアップカウント期間でtime、すなわちステップＳ５３で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する。また、ダウンカウント期間はαに設定する（Ｓ７５）。

パターン（１）で且つセクタ（４）の場合は（Ｓ７６：ＹＥＳ）、アップカウント期間αに設定し、ダウンカウント期間をtime、すなわち、ステップＳ５４で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する（Ｓ７７）。また、パターン（１）で且つセクタ（２〜４）以外の場合は（Ｓ７６：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間をそれぞれαに設定する（Ｓ７８）。

パターン（３）で且つセクタ（３）の場合は（Ｓ８０：ＹＥＳ）、アップカウント期間をtime、すなわちステップＳ５８で決定されたα，若しくはステップＳ５９で決定された（PWM＿MAX×２−V0＿bai＋α）に設定する。一方、ダウンカウント期間はαに設定する（Ｓ８１）。

パターン（３）で且つセクタ（５）の場合は（Ｓ８２：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに設定する。また、ダウンカウント期間のタイミングを、timeに、すなわちステップＳ６０で決定された（PWM＿MAX−α）に設定する（Ｓ８３）。また、パターン（３）で且つセクタ（３，５）以外の場合は（Ｓ８２：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間をそれぞれαに設定する（Ｓ８４）。

図１３において、パターン（２）で且つセクタ（５）の場合は（Ｓ８６：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに設定し、ダウンカウント期間のタイミングをtimeに、すなわちステップＳ６２で決定されたα，若しくはステップＳ６３で決定された（PWM＿MAX×２−W0＿bai＋α）に設定する（Ｓ８７）。

また、パターン（２）でなければ（Ｓ８５：ＮＯ）、更にパターン（１０），（１１）かを判断する（Ｓ８５ａ，８５ｃ）。パターン（１０）であれば（Ｓ８５ａ：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをαに，ダウンカウント期間のタイミングをα×２に設定する（Ｓ８５ｂ）。パターン（１１）であれば（Ｓ８５ｃ：ＹＥＳ）、アップカウント期間のタイミングをα×２に，ダウンカウント期間のタイミングをαに設定する（Ｓ８５ｄ）。そして、パターン（２）で且つセクタ（５）でなければ（Ｓ８６：ＮＯ）、又はパターン（１１）でなければ（Ｓ８５ｃ：ＮＯ）、アップカウント期間，ダウンカウント期間のタイミングをそれぞれαに設定する（Ｓ８８）。

次に、図１４及び図１５を参照して、ステップＳ１７の処理（ＳｔａｒｔＥ）について説明する。この処理では、第２相（Ｖ）と第３相（Ｗ）との何れか一方について、デューティパルスの増減方向を変更するために使用する変数shiftを「０〜２」の何れかに設定する。先ず、Ｖ相のデューティが最大幅以上で且つ１００％未満であれば（Ｓ９１：ＹＥＳ）、W0＿baiが、PWM＿MAX（図中はMAX）×２よりV0＿baiを減じた差に最小幅を加算した値よりも小さく、且つW0＿baiが１００％未満（＝Ｗ相デューティ＜５０％）であるか否かを判断する（Ｓ９２）。この条件が成立すると（ＹＥＳ）変数shiftを「１」に設定し（Ｓ９３）、成立しなければ（ＮＯ）変数shiftを「０」に設定する（Ｓ９４）。

一方、ステップＳ９１で「ＮＯ」と判断した場合で、Ｗ相のデューティが最大幅以上で且つ１００％未満であれば（Ｓ９５：ＹＥＳ）、V0＿baiが、PWM＿MAX×２よりW0＿baiを減じた差に最小幅を加算した値よりも小さく、且つV0＿baiが１００％未満（＝Ｖ相デューティ＜５０％）であるか否かを判断する（Ｓ９６）。この条件が成立すると（ＹＥＳ）変数shiftを「２」に設定し（Ｓ９７）、成立しなければ（ＮＯ）、変数shiftを「０」に設定する（Ｓ９８）。

図１５（ａ），（ｂ）は、パターン（３）の場合を例示している。パターン（３）は、Ｖ相のデューティが最大幅以上であり、且つＷ相のデューティが最小幅以上の場合である。図１５（ａ）に示すように、固定の第１検出タイミングではＶ相電流が検出され、可変の第２検出タイミングでは負のＵ相電流が検出される。しかし、この状態からＶ，Ｗ相デューティの少なくとも一方が減少する方向に変化することで、第２検出タイミングにおいてＶ，Ｗ相デューティパルスが重複する期間がなくなると、負のＵ相電流が検出されず、第１検出タイミングと同じＶ相電流若しくはＷ相電流が検出されてしまう。

そこで、図１５（ｂ）に示すように、Ｗ相デューティを増加させる方向をＶ相デューティと同じ方向に変更する。これにより、固定の第１検出タイミングでは負のＵ相電流が検出され、可変の第２検出タイミングではＶ相電流が検出されるように入れ替わる。したがって、Ｖ相デューティが減少すれば、それに合わせて第２検出タイミングを図中右方向にシフトさせて対応すれば良い。また、Ｗ相デューティが減少しても、最小幅以上であれば、固定の第１検出タイミングで検出が可能である。

また、図１５（ｃ）は、パターン（３）の場合で変数shiftを「１」に設定するケースである。図中丸数字の「１」を付した矢印は、ステップＳ９２の条件判定における「MAX×２（PWM＿MAX×２）よりV0＿baiを減じた差」に最小幅を加算した値を示しており、丸数字の「２」を付した矢印はW0＿baiを示している。ここで変数shiftを「１」に設定するのは、アップカウント区間のＶ相デューティの左端（可変端）側とＷ相デューティの右端（可変端）側とが重複するケースである。

また、図１５（ｄ）は、パターン（２）の場合で変数shiftを「２」に設定するケースである。図中丸数字の「３」を付した矢印は、ステップＳ９６の条件判定における「MAX×２よりW0＿baiを減じた差」に最小幅を加算した値を示しており、丸数字の「４」を付した矢印はV0＿baiを示している。ここで変数shiftを「２」に設定するのは、図１５（ｃ）と同様に、ダウンカウント区間のＶ相デューティの左端（可変端）側とＷ相デューティの右端（可変端）側とが重複するケースである。

次に、図１６から図１８を参照して、ステップＳ３の処理（ＳｔａｒｔＦ）について説明する。この処理では、以上までの処理で決定されたパターンとセクタとの組み合わせ，及びその組み合わせにより決定された相電流の第１，第２検出タイミングにより、キャリア周期内で２相の電流を検出（Ａ／Ｄ変換）する。そして、検出した２相の電流から、３相の電流を求める。

図１６に示すパターン（４）〜（１１）については、図７で示したように、何れか１相以上の出力電圧が極めて大きい過変調状態のケースであり、キャリア周期内で２相の出力を検出することが困難であるから、１相のみの電流を検出する。パターン（４），（７），（８），（１０）であればダウンカウントタイミングで、パターン（５），（６），（９），（１１）であればアップカウントタイミングで、それぞれＷ相（Ｓ１０２），Ｕ相（Ｓ１０４），Ｖ相（Ｓ１０６），Ｕ相（Ｓ１０８），Ｖ相（Ｓ１１０），Ｗ相（Ｓ１１２），Ｖ相（Ｓ１１４），Ｗ相（Ｓ１１６）電流を取得する。尚、Ｕ相デューティが最小幅以下となるパターン（１０），（１１）の場合、電流検出タイミングはα×２とする。

図１７において、セクタ（０）であれば、第１検出タイミング（ダウンカウント時），第２検出タイミング（アップカウント時）によりＷ，Ｕ相電流を検出し、Ｖ相電流は検出した２相電流から演算により求める（Ｓ１１８）。尚、図１７及び図１８において、変数R＿Iuに格納するＡ／Ｄ変換値（右辺）に符号−を付しているのは、Ａ／Ｄ変換器の入力側で反転増幅を行っているためである。検出されるＷ相電流の符号は負であるため、R＿Iwに格納する際に符号−は付さない。以下、説明上、符号−の有無については言及しない。

セクタ（１）であれば、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出し、Ｗ相電流は演算により求める（Ｓ１２０）。セクタ（２）の場合は、パターン（１）か否かを判断し（ステップＳ１２２）、パターン（１）であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１２３）。一方、パターン（１）でなければ（ＮＯ）第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｕ相電流を検出し、Ｖ相電流は演算により求める（Ｓ１２４）。

セクタ（３）であれば（Ｓ１２５：ＹＥＳ）、変数shiftが「１」か否かを判断し（Ｓ１２６）、「１」であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１２７）。一方、「１」でなければ（ＮＯ）パターン（１）か否かを判断し（Ｓ１２８）、パターン（１）であれば（ＹＥＳ）第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｕ相電流を検出する（Ｓ１２９）。一方、パターン（１）でなければ（ＮＯ）第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１３０）。

一方、ステップＳ１２５においてセクタ（３）でなければ（ＮＯ）、図１８に示すように、更にセクタ（４）か否か（Ｓ１３１）、パターン（１）か否か（Ｓ１３２）が判断される。セクタ（４）で且つパターン（１）の場合（Ｓ１３２：ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１３３）。また、パターン（１）でなければ（Ｓ１３２：ＮＯ）、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｖ相電流を検出する（Ｓ１３４）。

また、ステップＳ１３１でセクタ（４）でなければ（ＮＯ）セクタ（５）のケースであり、変数shiftが「２」か否か（Ｓ１３５）が判断される。変数shiftが「２」の場合（ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＷ，Ｕ相電流を検出する（Ｓ１３６）。また、ステップＳ１３５で「ＮＯ」と判断すると、パターン（２）か否かが判断され（Ｓ１３７）、パターン（２）であれば（ＹＥＳ）、第１，第２検出タイミングによりＵ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１３８）。パターン（２）でなければ（Ｓ１３７：ＮＯ）、第１，第２検出タイミングによりＶ，Ｗ相電流を検出する（Ｓ１４１）。

以上に述べたパターンとセクタとの組み合わせに応じて、最終的に第１，第２電流検出タイミングがどのように決まるかを、図１９から図２３を参照して説明する。図１９はパターン（０）の場合であり、セクタは（０〜５）の全てを取り得る。（ｂ）は実際の２相変調のＰＷＭ信号波形と、対応するパターンとセクタとの組み合わせを示す。セクタに応じて検出対象となる相は異なるが、第１，第２電流検出タイミングは、何れも固定タイミング（ダウンカウント，アップカウントの何れもα）となる。

図２０はパターン（１）の場合であり、セクタは（２，４）となる。これらの場合も、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定タイミングである。但し、一方はα，他方は（PMW＿MAX−α）となる。

図２１はパターン（２）の場合であり、セクタは（５）だけとなるが、W0＿baiがPWM＿MAX×２を超えるか否か、シフト（２）か否かに応じて３つのケースに分かれる。W0＿baiがPWM＿MAX×２を超える場合、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定となる。W0＿baiがPWM＿MAX×２を超えない場合、第１電流検出タイミングは可変となり、しかも、シフト（２）の場合は、Ｖ相のデューティ増減方向をＷ相と同じにする。その結果、検出対象となる相は、（Ｕ，Ｗ）→（Ｗ，Ｕ）に変更される。

図２２はパターン（３）の場合であり、セクタは（３）のみとなるが、更にV0＿baiがPWM＿MAX×２を超えるか否か、シフト（１）か否かに応じて３つのケースに分かれる。V0＿baiがPWM＿MAX×２を超える場合、第１，第２電流検出タイミングは何れも固定となる。V0＿baiがPWM＿MAX×２を超えない場合、第２電流検出タイミングは可変となり、しかも、シフト（１）の場合は、Ｗ相のデューティ増減方向をＶ相と同じにする。その結果、検出対象となる相は、（Ｖ，Ｕ）→（Ｕ，Ｖ）に変更される。図２３はパターン（４）〜（１１）の場合で、図１６に対応している。

図２４は、パターン（２）又は（３）の場合における検出タイミングの特徴的な変化の一例を示す。（ａ）に示すように、Ｖ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が無い状態で出力されており、第１，第２検出タイミングにおいて、それぞれＶ，Ｗ相電流を検出している状態から、Ｗ相デューティが９６％を超えることでキャリア周期の前半でＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生する。この場合、第１検出タイミングで検出される電流の相はＵ相（−）に変更される。
この状態から、Ｖ又はＷ相デューティが減少すると、第１検出タイミングが固定のままではＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間より外れて、Ｕ相電流が検出できなくなる可能性がある。そこで、第１検出タイミングを可変にして、Ｖ，Ｗ相デューティパルスの重複期間内で継続してＵ相電流を検出する。

図２４（ｂ）は、Ｖ相デューティが９６％を超えることで、キャリア周期の後半でＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生したケースである。この場合、第２検出タイミングで検出される電流の相はＵ相（−）に変更される。この状態から、Ｖ又はＷ相デューティが減少すると、第２検出タイミングが固定のままではＶ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間より外れて、Ｕ相電流が検出できなくなる可能性がある。そこで、第２検出タイミングを可変にして、Ｖ，Ｗ相デューティパルスの重複期間内で継続してＵ相電流を検出する。

図２５は、パターン（１）の場合における検出タイミングの特徴的な変化の一例を示す。（ａ）に示すように、Ｕ，Ｖ相デューティパルスが互いに重複する期間がキャリア周期の前半のみで生じており、第１，第２検出タイミングでそれぞれＷ（−），Ｕ相電流を検出している。この状態から、Ｖ相デューティが９６％を超えることでキャリア周期の後半でも重複する期間が発生する。この場合、第２検出タイミングで検出される電流もＷ相（−）となってしまう。したがって、第２検出タイミングを変更して、Ｖ相デューティパルスのみが発生している期間でＶ相電流を検出する。この状態を維持するためには、第２検出タイミングを変更したタイミングで固定する（但し、Ｖ相デューティの変化によっては可変にしても良い）。

図２５（ｂ）は、Ｗ相デューティが９６％を超えることで、キャリア周期の前半でＵ，Ｗ相デューティパルスが互いに重複する期間が発生したケースである。この場合、第１検出タイミングを変更して、Ｗ相デューティパルスのみが発生している期間でＷ相電流を検出する。この状態を維持するためには、第１検出タイミングを変更したタイミングで固定する（但し、Ｗ相デューティの変化によっては可変にしても良い）。

図２６は、変調率がほぼ１．０の場合に、（ａ）本実施形態の方式で検出されるモータ電流の波形と、（ｂ）特許文献１の方式で検出されるモータ電流の波形とを示している。この図から明らかなように、本実施形態の方が電流検出率が向上する結果、電流波形はより歪が少なく正弦波に近いものとなっている。

以上のように本実施形態によれば、電流検出部２７は、インバータ回路２３の直流側に接続されるシャント抵抗２４が電流値に対応して発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ベクトル制御部３０は相電流に基づいてロータ位置θを決定し、ＰＷＭ信号生成部３２と共に、ロータ位置θに追従するように３相のうち何れか２相のＰＷＭ信号パターンを生成する。このとき、ＰＷＭ信号生成部３２は、３相ＰＷＭ信号パターンのＵ相は、キャリア周期のボトムを基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、Ｖ相は、前記ボトムを基準として遅れ側，進み側の一方向に、Ｗ相は前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。

そして、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内において、２相変調における一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相については、固定されたタイミングで電流を検出するか、又は前記インバータ回路２３に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように検出タイミングを調整する。したがって、出力電圧が高く、過変調状態となる領域においても電流検出率を向上させることができ、スイッチング損失を抑制しつつ制御精度の向上を図ることができる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、固定タイミングより変化させたタイミングとするかを、２相のＰＷＭ信号パターンに応じて決定する。具体的には、電流検出部２７が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、その最小幅に基づいて最大幅，中間幅を定め、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、前記各幅の何れかに該当する３相デューティの組み合わせでパターン（０〜１１）に場合分けし、３相デューティの大小関係によりセクタ（０〜５）に場合分けする。そして、パターン（０〜１１）とセクタ（０〜５）との組み合わせに応じて、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、変化させたタイミングとするかを決定する。

これにより、２相変調におけるＰＷＭ信号の各組合せに応じて、電流検出タイミングの他方を可変にするか否かを妥当に判定できる。また、出力電圧が極めて高い過変調状態において、実質的に１相の電流しか検出できない状態についても確実に見極めて、電流検出を行い、極力モータ制御に利用することができる。

電流検出タイミング調整部３４は、他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ，Ｗ相であって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流がＶ,Ｗ相である状態から、これら２相のデューティパルスの出力タイミングに重なる期間が発生すると、検出対象とする相の一方をＵ相に変更する。したがって、確実に２相の電流を検出できる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、検出対象とする相の一方をＵ相に変更した後に、Ｖ又はＷ相のデューティパルスが互いに重なる期間が変動すると、Ｕ相の検出が可能となる範囲で、電流検出タイミングを変更する。これにより、変更した検出対象相を維持するようにして、再度変更を重ねることを極力防止できる。

また、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相が、Ｕ相とＶ又はＷ相とであって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流がＵ相とＷ又はＶ相とである状態から、Ｕ相の電流が検出できない状態になると、他方の相についての電流検出を可変タイミングとして、検出対象とする相の一方をＵ相からＶ又はＷ相に変更する。したがって、この場合も確実に２相の電流を検出できる。そして、電流検出タイミング調整部３４は、前記他方の相についての電流検出タイミングを一度変更した後に、その変更後のタイミングを固定してＶ又はＷ相の電流を検出する。この場合も、変更後の検出対象相を維持して再度変更を重ねることを極力防止できる。

更に、電流検出タイミング調整部３４は、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ及びＷ相であり、これらの一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できなくなると、デューティが小さい方の相のデューティ増減方向を、他の相と同じ方向に変更する。これにより、２相のデューティパルスが互いに重なる期間が発生するようになり、２相の電流が検出可能となる。

更に、圧縮機２と、室外側熱交換器９と、減圧装置８と、室内側熱交換器７とを備えるヒートポンプシステム１を備える空気調和機Ｅについて、圧縮機２を構成するモータ４を制御対象とするので、ヒートポンプシステム１及び空気調和機Ｅの運転効率を向上させることができる。

（第２実施形態）
図２７から図３３は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第１実施形態では、例えば図２２に示したように、パターン（３）で且つセクタ（３）の組み合わせで変数shiftが「１」になると、Ｗ相のデューティ増減方向をＶ相と同じ方向に変更した。第２実施形態では、同じケースについて異なる対応を行う。

すなわち、図２７（ａ）に示すように、Ｕ相のデューティパルスも出力させる。そして、前記デューティパルスの分だけＶ，Ｗ相のデューティパルスを増加させて、一時的に３相変調状態にする。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ間の相間電圧に変化はないので、出力電圧自体は変化しない。更にこの時、第１電流検出タイミングについても可変とする。これにより、第２検出タイミングの検出対象となる相を変更させることなく電流検出率が向上する。

また、図２７（ｂ）は、第１実施形態では図２０に示した、パターン（２）で且つセクタ（５）の組み合わせで変数shiftが「２」になるケースに対応する。この場合も同様に、Ｕ相のデューティパルスも出力させ、前記デューティパルスの分だけＶ，Ｗ相のデューティパルスを増加させて一時的に３相変調状態にする。これらの処理パターンを含む一覧を、図２８及び図２９（第１実施形態の図２１及び図２２相当図）に示している。

図３０から図３１は、第１実施形態の図１２及び図１３に相当するＳｔａｒｔＤのフローチャートである。ただし、図３０は、図１２におけるステップＳ７１〜Ｓ７９のみを示しており、ステップＳ７９で「ＹＥＳ」と判断すると、図３２に示す処理に移行する。図３１では、パターン（２）で且つセクタ（５）の場合に（Ｓ８６：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５１）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８７を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、第１，第２検出タイミングを、Ｕ相デューティパルスにαを加えたものに設定する（Ｓ１５２）。

図３２では、パターン（３）で且つセクタ（３）の場合に（Ｓ８０：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５３）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８１を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、Ｓ１５２と同様の処理となる（Ｓ１５４）。また、パターン（３）で且つセクタ（５）の場合も（Ｓ８２：ＹＥＳ）変数shiftが「０」か否かを判断し（Ｓ１５７）、変数shiftが「０」であれば（ＹＥＳ）ステップＳ８３を実行する。一方、変数shiftが「０」でなければ（ＮＯ）、Ｓ１５２と同様の処理となる（Ｓ１５６）。また、図３３は図１８相当図であり、ＳｔａｒｔＦの処理の一部である。

以上のように第２実施形態によれば、電流検出タイミング調整部３４は、他方の相についての電流検出を可変タイミングとしており、キャリア周期内にデューティパルスが出力されている２相がＶ及びＷ相であり、これら２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、Ｕ相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、Ｖ及びＷ相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させる。そして、一方の相についての電流検出も可変タイミングとする。これにより、電流検出率を向上させることができる。

（第３実施形態）
図３４から図４５は第３実施形態を示すものである。第１，第２実施形態では、図３４に破線で示すように、モータ４の回転数に関わらず相電流が１相分しか検出できない区間が発生する。そこで、図３５に示すように、Ｕ,Ｖ,Ｗ相のＰＷＭパルスに対し、２相の電流が検出可能となる最小幅のパルスを加えることで、第２実施形態と同様に２相変調を一時的に３相変調化する。

図３５に示す例では、（ａ）２相変調の状態ではＶ相のデューティが小さいため、２回ともＵ相電流を検出することになる。（ｂ）これに対して、所定デューティ値のＷ相パルスを追加すると共に、前記デューティ値をＵ，Ｖ相パルスにも追加することで３相変調化すると、Ｗ，Ｖ相電流（何れも負）が検出可能となる。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗの２相間の電圧（相間電圧）に変化はないのでモータ４に対する出力電圧自体は変化せず、電流検出率を向上させることができる。

図３６は、第１実施形態の図６に示すＳｔａｒｔＡのフローチャートを実行した後に続いて実行される処理（ＳｔａｒｔＡ＋）である。この処理では、２相変調のＰＷＭ信号における各相デューティパルスの大小関係に応じて、変数Ptn＿3phs＿chで示されるパターン（０）〜（５）に分別する。ここでのパターン分けは、以下の条件に基づいている。

電流検出部２７が電流検出可能となる最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より前記最小幅を減じたものを最大幅としている。例えば、電流検出可能な最小時間が１０μｓであり、キャリア周波数が４ｋＨｚであれば、最小幅は４％，最大幅は９６％となる。２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のデューティの以下の組み合わせでパターン分けする。U0bai＿2，V0bai＿2，W0bai＿2は、ステップＳ１１で演算される２相変調時のＵ，Ｖ，Ｗ相のデューティ値の２倍である。
（１）W0bai＿2が最大幅未満又はV0bai＿2が最大幅未満 で、且つU0bai＿2／２又はV0bai＿2又はW0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（２）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅以上で、且つV0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（３）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅以上で、且つW0bai＿2が最小幅未満で且つ０以上
（４）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅未満で且つ０以上で、且つV0bai＿2がW0bai＿2より大きい
（５）W0bai＿2が最大幅以上又はV0bai＿2が最大幅以上で、且つU0bai＿2の１／２が最小幅未満且つ０以上で、且つV0bai＿2がW0bai＿2より小さい
（０）上記以外の場合
上記の条件に従い、パターン（０）〜（５）；変数Ptn＿3phs＿chを分別している。

図３７は、第１実施形態の図１２及び図１３に示すＳｔａｒｔＤのフローチャートにおいて、ステップＳ８８の実行後に移行する処理（ＳｔａｒｔＤ＋）であり、変数Ptn＿3phs＿chに応じて、アップカウント及びダウンカウント時のＡＤタイミングを決定している。Ptn＿3phs＿chが（２）〜（５）の場合に、アップカウント、ダウンカウント時で電流検出タイミングをα×３としているのは（Ｓ１７２，Ｓ１７４）、１相分のＰＷＭパルスがＯＮしているタイミングで電流検出するためであり、倍率は他の値、例えば２倍でも良い。パターン（０），（１）の場合は、２回とも固定タイミングαとなる（Ｓ１７５）。

図３８は、第１実施形態の図１６から図１８に示すＳｔａｒｔＦのフローチャートにおいて、ステップＳ１４１の実行後に移行する処理（ＳｔａｒｔＦ＋）であり、Ptn＿3phs＿chに応じて電流を検出する２相を決定する。

図３９は、ステップＳ１１に相当するＰＷＭ出力のフローチャートである。この処理では２相変調用のデューティU02，V02，W02を決定するため、Ptn＿3phs＿ch＝０の場合は、３相変調で計算された各デューティ値U0，V0，W0よりＵ,Ｖ,Ｗ相の最小デューティ値Min＿Dutyを減算する（Ｓ１９２）。一方、Ptn＿3phs＿ch≠０の場合は、補正デューティ値となるDutyChang＝Min＿Duty−αとすることで３相変調化する（Ｓ１９５）。

図４０に、２相変調時のＰＷＭ出力を３相変調化したＰＷＭパルス波形を示す。この例では、２相変調ではパルス出力が無かったＵ相を、パルス幅α×２で出力すると共に、Ｖ，Ｗ相パルスにもパルス幅α×２を追加することで３相変調化している。

図４１は、ステップＳ１０に相当するD＿Pwm＿set＿1()のＵ相デューティ値を決定する部分のフローチャートである。第３実施形態では、２相変調時のＰＷＭ出力を３相変調化するが、図４２に示すように、例えばPtn＿3phs＿ch＝４の場合、電流検出時間が十分に確保できない場合がある。この例では、Ｖ相パルスのデューティが１００％に近付く大きな値となっていることで（ａ）２相変調時は２回ともＶ相電流を検出するが、（ｂ）Ｗ相パルスを追加して３相変調化し、（ｃ）更にＵ相パルスを図中左方向にシフトさせて（キャリア周期の中心を基点として進み方向にパルスを延ばすように出力）電流検出時間を増加させ、一方のタイミングでＷ相電流（負）を検出可能にしている。

尚、Ptn＿3phs＿ch＝５の場合は、Ｗ相パルスのデューティが１００％に近付くことで同様の問題が発生するが、３相変調化すると共に、Ｕ相パルスを図中右方向にシフトさせることで対応する。

図４１において、D＿Pwm＿set＿1()では、Ptn＿3phs＿ch＝２ｏｒ５の場合はデューティ値をU0baiとし（Ｓ２０２）、Ptn＿3phs＿ch＝３ｏｒ４の場合はデューティ値を０とする（Ｓ２０４）。Ptn＿3phs＿ch＝０ｏｒ１の場合は、デューティ値をU0bai／２とする（Ｓ２０５）。

図４３は、ステップＳ９に相当するD＿Pwm＿set＿2()のＵ相デューティ値を決定する部分のフローチャートである。D＿Pwm＿set＿2()では、Ptn＿3phs＿ch＝２ｏｒ５の場合はデューティ値を０とし（Ｓ２１２）、Ptn＿3phs＿ch＝３ｏｒ４の場合はデューティ値をU0baiとする（Ｓ２１４）。Ptn＿3phs＿ch＝０ｏｒ１の場合は、デューティ値をU0bai／２とする（Ｓ２１５）。

これらの処理パターンを含む一覧を図４４に示す。また、図４５は、第３実施形態の方式で検出されるモータ電流の波形を示している。この図から明らかなように、３相変調化により電流検出率が向上する結果、電流波形はより歪が少なくなり正弦波に近いものとなっている。

以上のように第３実施形態によれば、２相変調における２相のパルスのうち、一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、残り１相のデューティパルスを所定値だけ追加発生させて３相変調化すると共に、前記２相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させる。さらに、２相のパルスのうち、一方のデューティが最大に近づくことで２相の電流が検出できない状態になると、同様に３相変調化させて最大となる相のデューティを増加させ、ＰＷＭパルスの大きさに応じてＵ相のＰＷＭパルスの発生基点をシフトさせる。これにより、電流検出率を向上させることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
第１〜第３相と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相との対応関係は任意である。
各相デューティパルスの配置を決定する方式については、特許文献１の第１〜第３実施形態を適用しても良い。
三角波キャリアのピークを周期の中心としても良い。
キャリア周期や、ＰＷＭデューティの最小幅については、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
空気調和機に限ることなく、２相変調方式でモータを駆動制御するものであれば適用が可能である。

図面中、１はヒートポンプシステム、２は圧縮機（負荷）、４はモータ、７は室内側熱交換器、８は減圧装置、９は室外側熱交換器、２３はインバータ回路、２４はシャント抵抗（電流検出素子，電流検出手段）、２７は電流検出部（電流検出手段）、３０はベクトル演算部（ＰＷＭ信号生成手段）、３４は電流検出タイミング調整部（タイミング調整手段）を示す。

Claims (11)

1. ３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
   前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
   前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定するロータ位置決定手段と、
   前記ロータ位置に追従するように３相のうち何れか２相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３相のＰＷＭ信号パターンのうち第１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
   第２相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
   第３相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させ、
   前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内において、一方の相については固定されたタイミングで電流を検出し、他方の相については、固定されたタイミングで電流を検出するか、又は前記インバータ回路に対する出力電圧の大きさに応じた可変のタイミングで電流を検出可能となるように検出タイミングを調整するタイミング調整手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、前記固定タイミングより変化させたタイミングとするかを、前記２相のＰＷＭ信号パターンに応じて決定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記タイミング調整手段は、前記電流検出手段が、電流検出可能な最小デューティを最小幅とし、最大デューティ（１００％）より前記最小幅を減じたものを最大幅とし、前記最大幅未満で且つ前記最小幅を超えるデューティを中間幅とすると、２相ＰＷＭ信号の出力パターンを、第１〜第３相のデューティの以下の組み合わせでパターン（０〜１１）に分別し、
   （１）第１相が中間幅で、第２又は第３相が最大幅以上の場合
   （２，３）第２又は第３相の何れか一方が中間幅で、他方が最大幅以上の場合
   （４，６）第１相と、第２又は第３相とが何れも最大幅以上の場合
   （５）第２相と、第３相とが何れも最大幅以上の場合
   （７）第１相が０以上で、第２又は第３相の何れかが最小幅未満の場合
   （８，９）第２又は第３相の何れかが０以上で、他方が最小幅未満の場合
   （１０，１１）第１相が最小幅未満で、第２又は第３相の何れかが０以上の場合
   （０）：（１）〜（１１）以外の場合
   また、第１〜第３相のデューティにおける以下の大小関係により、セクタ（０〜５）に分別すると、
   （０）第１相が最大で且つ第２相＞第３相
   （１）第１相が最大で且つ第２相＜第３相
   （２）第２相が最大で且つ条件２が真でかつ第１相＞第３相
   （３）第２相が最大でかつ第１相＜第３相
   （４）第３相が最大で且つ第１相＞第２相
   （５）第３相が最大で且つ第１相＜第２相
   前記パターン（０〜１１）と、前記セクタ（０〜５）との組み合わせに応じて、前記他方の相についての電流検出を、予め定めた固定タイミングとするか、前記固定タイミングより変化させたタイミングとするかを決定することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、
   前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流が前記第２相と前記第３相とである状態から、これら２相のデューティパルスの出力タイミングに重なる期間が発生すると、検出対象とする相の一方を前記第１相に変更することを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記タイミング調整手段は、検出対象とする相の一方を前記第１相に変更した後に、前記第２相及び前記第３相のデューティパルスが互いに重なる期間が変動すると、前記第１相の検出が可能となる範囲で、電流検出タイミングを変更することを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、
   前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が、前記第１相と前記第２相又は前記第３相とであって、双方の固定タイミングで検出される２相の電流が前記第１相と前記第３相又は前記第２相とである状態から、
   前記第１相の電流が検出できない状態になると、前記他方の相についての電流検出を可変タイミングとして、検出対象とする相の一方を前記第２相又は前記第３相に変更することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出タイミングを一度変更した後に、その変更後のタイミングを固定して前記第２相又は前記第３相の電流を検出することを特徴とする請求項６記載のモータ制御装置。
8. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であり、前記２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、デューティが小さい方の相のデューティ増減方向を、他の相と同じ方向に変更することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のモータ制御装置。
9. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を可変タイミングとしており、前記搬送波周期内にデューティパルスが出力されている２相が前記第２相及び前記第３相であり、前記２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、前記第１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、前記第２相及び前記第３相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させ、且つ前記一方の相についての電流検出も可変タイミングとすることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のモータ制御装置。
10. 前記タイミング調整手段は、前記他方の相についての電流検出を予め定めた固定タイミングとしており、デューティパルスが出力されている２相のうち一方のデューティが減少することで２相の電流が検出できない状態になると、残り１相のデューティパルスを所定値だけ発生させると共に、前記２相のデューティパルスを前記所定値だけ増加させ、
    ３相のうち最大となる相のデューティが増加することで２相の電流が検出できない状態になると、前記第１相のデューティパルスを、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のモータ制御装置。
11. 圧縮機と、室外側熱交換器と、減圧装置と、室内側熱交換器とを備え、
    前記圧縮機を構成するモータは、請求項１から１０の何れか一項に記載のモータ制御装置により制御されるヒートポンプシステムを備えて構成されることを特徴とする空気調和機。

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