JP2013156207A - 流体の流量測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大容量の平滑用キャパシタ１４を必要とせず、しかも高周波の基準クロックを必要としない水道メータを提供する。
【解決手段】回転検出部６Ａは、第１のコイル４ａ、第１のキャパシタ５ａ、充電トランジスタ２０、電源ライン２１、起動トランジスタ２２、出力バッファ回路２３、ＤＡ変換器２４、コンパレータ２５、カウンタ２６を含んで構成される。第１のＬＣ共振回路は第１のコイル４ａに直列に接続された起動トランジスタ２２と、第１のコイル４ａに並列に接続された第１のキャパシタ５ａと、第１のキャパシタ５ａを充電するための充電トランジスタ２０と、を備える。第１のＬＣ共振回路は、充電トランジスタ２０をオンして第１のキャパシタ５ａを充電した後に、起動トランジスタ２２をオンすることにより起動される。
【選択図】図１

Description

本発明は、液体や気体の流量を電子的に測定することができる流体の流量測定装置に関する。

従来、磁気センサや、ＬＣ共振回路を用いた電子式の水道メータが知られている。磁気センサを用いた水道メータについては特許文献１に記載されている。ＬＣ共振回路を用いた水道メータは、近年ヨーロッパで使用されている。以下、このＬＣ共振回路を用いた水道メータについて説明する。

図７は、ＬＣ共振回路を用いた水道メータの構成を示す模式図である。この水道メータは、羽根車１、回転減速部２、円板３、回転検出部６、演算装置７から構成されている。回転検出部６は、第１のコイル４ａ、第２のコイル４ｂ、第１のキャパシタ５ａ、第２のキャパシタ５ｂを有している。

羽根車１は、水道管の中に設置され、水道水の流量（単位時間当たり水道管の中を流れる水道水の量）に比例した回転速度（単位時間当たりの回転数）で回転する。羽根車１の回転速度は回転減速部２により減速されて、円板３の中心を通る回転シャフトに伝達される。回転減速部２は、歯数が少ない小歯車２ａと、この小歯車２ａと噛み合わされ歯数が多い大歯車２ｂを含んで構成され、その減速率は小歯車２ａと大歯車２ｂの歯数比により決定される。歯車の個数、各歯車の歯数は必要とされる減速率に応じて増減できる。これにより、円板３は羽根車１より相当小さい回転速度（例えば、１秒間に一回転）で回転するようになっている。

図８に示すように、円板３は、主表面に配置された半円の金属部３ａ（例えば、銅からなる）と、この金属部３ａを除いた残りの主表面に配置された半円の絶縁体部３ｂ（例えば、樹脂からなる）から構成される。

第１のコイル４ａと、第２のコイル４ｂは円板３の上方に配置される。第１のコイル４ａと第１のキャパシタ５ａは第１のＬＣ共振回路を形成し、第２のコイル４ｂと第２のキャパシタ５ｂは第２のＬＣ共振回路を形成する。

例えば、第１のＬＣ共振回路を起動パルスの印加により起動すると発振信号が発生する。この発振信号の減衰特性は第１のコイル４ａが金属部３ａ上にあるか、絶縁体部３ｂ上にあるかによって異なる。すなわち、第１のコイル４ａが金属部３ａ上にある場合は、第１のコイル４ａによる電磁誘導により金属部３ａに渦電流が生じることにより、第１のコイル４ａのエネルギー損失が多くなる。これにより、第１のＬＣ共振回路の発振信号の減衰は比較的速く起こる。

これに対し、第１のコイル４ａが絶縁体部３ｂ上にある場合は、渦電流は生じないので、第１のＬＣ共振回路の発振信号の減衰はコイル、Ｔｒ、キャパシタ等の内部抵抗よって定まり、比較的遅くなる。したがって、発振信号の減衰特性の差を周期的にサンプリングすることで、各サンプリング時刻において第１のコイル４ａの円板３上の位置情報（つまり、金属部３ａ上にあるか、絶縁体部３ｂ上にあるかの情報）を知ることができる。演算装置７は、第１のコイル４ａの位置情報の時間変化から円板３の回転速度を求める。

そして、演算装置７は、円板３の回転速度と、回転減速部２の減速率から羽根車１の回転速度を算出する。さらに、演算装置７は、予め知られている羽根車１の回転速度と水道水の流量の関係から、水道水の流量を算出することができる。演算装置７は例えばマイクロコンピュータである。

このような測定原理から、円板３の回転速度を求めるのであれば、第１のＬＣ共振回路だけで足りることが分かるが、第１及び第２のＬＣ共振回路の両方を用いることにより、円板３の回転速度だけでなく回転方向も同時に検出することができる。この場合、第１及び第２のＬＣ共振回路による位置検出の最小サンプリングレートは、次の数式１で表わすことができる。

最小サンプリングレート＝２×３６０°／α×ＲＶｍａｘ ・・・（１）
数式１において、αは第１のコイル４ａと第２のコイル４ｂが成す角度、つまり第１のコイル４ａと円板３の中心Ｏとを結ぶ線と、第２のコイル４ｂと円板３の中心Ｏとを結ぶ線との成す角度である。ＲＶｍａｘは円板３の最大回転速度である。

例えば、α＝９０°である場合、最小サンプリングレートは、８×ＲＶｍａｘである。円板３の最大回転速度が１回／秒（１秒間に１回転）であるとすると、最小サンプリングレートは、８回／秒となる。

次に、回転検出部６の具体的な構成を図９に基づいて説明する。第１及び第２のＬＣ共振回路は同じ構成を有しているので、ここでは、第１のＬＣ共振回路を含む部分のみを説明する。

図示のように、回転検出部６は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる起動トランジスタ１０、電流制限用の抵抗Ｒ１、第１のコイル４ａ、第１のキャパシタ５ａ、コンパレータ１１、ラッチ回路１２、電源ライン１３、平滑用キャパシタ１４を含んで構成される。第１のＬＣ共振回路は第１のコイル４ａと、第１のキャパシタ５ａを並列接続して形成される。

図１０に示すように、起動トランジスタ１０にＬレベル（０Ｖ）の起動パルスＧＰが印加されると、起動トランジスタ１０が起動パルスＧＰのパルス幅ｔｗに応じた期間だけオンする。起動パルスＧＰはサンプリングレートに応じて周期的に発生される。これにより、起動トランジスタ１０がオンすると、電源ライン１３から起動トランジスタ１０を介して第１のＬＣ共振回路に電流が供給されることで第１のＬＣ共振回路が起動され、ノードＮに第１の発振信号が発生する。この発振信号の発振周波数ｆｏｓｃは数式２で表わされる。

ｆｏｓｃ＝１／２π×√１／Ｌ×Ｃ ・・・（２）
Ｌは第１のコイル４ａのインダクタンス、Ｃは第１のキャパシタ５ａの容量である。

コンパレータ１１は、この第１の発振信号と基準電圧Ｖｒｅｆを比較する。第１の発振信号の中心電圧は０．５ＶＤＤに設定されており、基準電圧Ｖｒｅｆは０．５ＶＤＤとＶＤＤの間に設定される。すると、コンパレータ１１の出力は、第１の発振信号＞Ｖｒｅｆの場合はＨレベル、第１の発振信号＜Ｖｒｅｆの場合はＬレベルになる。コンパレータ１１の出力はパルス列になる。

ラッチ回路１２は、ラッチパルスＲＰに応じてコンパレータ１１から出力されるパルスをラッチする。この場合、ラッチ回路１２は、起動パルスＧＰの発生から所定の遅延時間ｔ１の後の測定期間ｔ２の間に発生するラッチパルスＲＰに応じてコンパレータ１１から出力されるパルスをラッチするように構成される。

図１０に示した第１の発振信号は、第１のコイル４ａが絶縁体部３ｂ上にある場合であり、第１の発振信号の減衰は比較的遅くなっている。そのため、測定期間ｔ２においても、第１の発振信号は基準電圧Ｖｒｅｆより高い期間があり、その期間ではコンパレータ１１はパルスを出力するため、ラッチ回路１２は当該パルスをラッチし、データ「１」（Ｈレベル）を保持する。

これに対し、第１のコイル４ａが金属部３ａ上にある場合には発振信号の減衰は比較的速くなる。そのため、測定期間ｔ２においては、発振信号は基準電圧Ｖｒｅｆより低く減衰しており、コンパレータ１１はパルスを出力しないため、ラッチ回路１２はデータ「０」（Ｌレベル）を保持する。

したがって、第１及び第２のＬＣ共振回路を含む回転検出部６は、図１１、図１２に示すように、４つの回転状態（ａ）〜（ｄ）を識別することができる。

回転状態（ａ）において、第１のコイル４ａは金属部３ａ上にあり、第２のコイル４ｂは絶縁体部３ｂ上にある。この時、第１のＬＣ共振回路の第１の発振信号は、第２のＬＣ共振回路の第２の発振信号より速く減衰する。そのため、第１及び第２のＬＣ共振回路のラッチ回路１２が保持するデータは（０，１）である。

回転状態（ｂ）において、第１のコイル４ａと第２のコイル４ｂの両方が、金属部３ａ上にある。この時、第１の発振信号と第２の発振信号の両方が速く減衰する。そのため、第１及び第２のＬＣ共振回路のラッチ回路１２が保持するデータは（０，０）である。

回転状態（ｃ）において、第１のコイル４ａは絶縁体部３ｂ上にあり、第２のコイル４ｂは金属部３ａ上にある。この時、第２の発振信号は第１の発振信号より速く減衰する。そのため、第１及び第２のＬＣ共振回路のラッチ回路１２が保持するデータは（１，０）である。

回転状態（ｄ）において、第１のコイル４ａと第２のコイル４ｂの両方が、絶縁体部３ｂ上にある。この時、第１の発振信号と第２の発振信号の両方が遅く減衰する。
そのため、第１及び第２のＬＣ共振回路のラッチ回路１２が保持するデータは（１，１）である。

したがって、上記の２つのラッチ回路１２に保持されるデータの時間変化に基づいて、円板３の回転周期Ｔを求めることができる。円板３の回転速度は、回転周期Ｔの逆数の１／Ｔとなる。この場合、１回のサンプリングで、回転状態（ａ）〜（ｄ）のいずれかを示すデータが得られるので、サンプリングレートを増加することにより、円板２の回転速度の測定精度を高めることができる。

また、回転状態（ａ）〜（ｄ）が現れる順番により、円板３の回転方向も決定することができる。すなわち、図１２に示すように、回転状態が（ａ）→（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）の順に変化する場合は反時計回りであり、回転状態が逆に（ｄ）→（ｃ）→（ｂ）→（ａ）の順に変化する場合は時計回りであることが分かる。

特開２００８−２２４３２０号公報

しかしながら、上述した従来の水道メータでは、ＬＣ共振回路の起動時に起動パルスＧＰの印加により、起動トランジスタ１０を瞬間的にオンさせるので、電源ライン１３にスパイク電流が流れる。このスパイク電流による電源ライン１３の電圧変動が生じ回路の誤動作が生じるおそれがあった。そこで、この電圧変動を抑制するために、大容量の平滑用キャパシタ１４を設ける必要があった。

また、ＬＣ共振回路を十分な振幅で起動させるためには、以下の理由から起動パルスＧＰのパルス幅ｔｗを高精度に管理する必要がある。単発の矩形パルスは基本波と高調波の周波数成分を含んでおり、その周波数は矩形パルスのパルス幅で決定される。

それぞれの周波数成分が持つエネルギーは基本波が最も大きく、高調波はその次数が高くなるほど低くなる。本発明のＬＣ共振回路が発生する振動をもっとも効率よく得るためには、起動パルスが持つ基本波の周波数とＬＣ回路の共振周波数が一致していることが条件となる。パルス幅制御回路は供給される基準ＣＬＫの周波数によって分解能が決定される。一例としてＬＣ共振周波数が１ＭＨｚの時、その１０〜２０倍以上の基準ＣＬＫが必要となり、消費電流が増加する問題があった。

そこで、本発明は、回転検出部６に改良を加え、スパイク電流を抑制することにより大容量の平滑用キャパシタ１４を必要とせず、しかも高周波の基準クロックを必要としない水道メータ、また、これを一般化して流体の流量測定装置を提供することを目的とする。

本発明の流体の流量測定装置は、主表面に配置された扇形状の金属部と、この金属部を除いた残りの主表面に配置された絶縁体部から構成された円板を、流体の流量に比例した回転速度で回転させ、この円板の回転速度に基づいて流体の流量を測定する流体の流量測定装置において、前記円板の主表面上に配置されたコイルと、前記コイルに直列に接続された第１のスイッチング素子と、前記コイルに並列に接続されたキャパシタと、このキャパシタを充電するための第２のスイッチング素子と、を備え、前記第２のスイッチング素子をオンして前記キャパシタを充電した後に前記第１のスイッチング素子をオンすることにより起動し、発振信号を出力するＬＣ共振回路と、前記ＬＣ発振回路の発振信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記コンパレータから出力されるパルスの数をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値に基づき、前記コイルが前記円板の前記金属部上にあるか前記絶縁体部上にあるかの情報を取得し、この情報に基づいて前記円板の回転速度を算出する演算装置と、を備えることを特徴とする。

本発明の流体の流量測定装置によれば、ＬＣ共振回路の起動時のスパイク電流が抑制されるので、大容量の平滑用キャパシタを設ける必要が無くなり、部品点数を削減できる。また、ＬＣ共振回路の起動パルスのパルス幅等を管理するための高周波の基準クロックを必要としないので、回路構成を簡略化できる。

本発明の流体の流量測定装置は、水道メータに好適であるが、水道水以外の液体、気体の流量の測定装置に適用することができる。

本発明の第１の実施形態における水道メータの回転検出部の回路図である。 本発明の第１の実施形態における回転検出部の第１の動作波形図である。 本発明の第１の実施形態における回転検出部の第２の動作波形図である。 本発明の第２の実施形態における円板の平面図である。 本発明の第２の実施形態における水道メータの回転検出部の回路図である。 本発明の第２の実施形態における回転検出部の動作波形図である。 従来の水道メータの構成を示す図である。 円板の構成を示す平面図である。 従来の水道メータの回転検出部の回路図である。 従来の水道メータの回転検出部の動作波形図である。 従来の水道メータの回転状態と、発振信号との関係を示す図である。 従来の水道メータの回転状態と、回転検出部のラッチ回路の保持データとの関係を示す図である。

［第１の実施形態］
＜水道メータの全体構成＞
本実施形態の水道メータは、図７の水道メータの構成において回転検出部６に改良を加えたものである。演算装置７の演算内容はそれに伴って変更される。それ以外の構成は背景技術で説明したものと同じである。また、円板３の構成も図８に示した構成と同じであり、主表面に半円の金属部３ａ（例えば、銅からなる）と、この金属部３ａを除いた残りの主表面に配置された半円の絶縁体部３ｂ（例えば、樹脂からなる）から構成される。

＜回転検出部６Ａの構成＞
改良された回転検出部６Ａは、第１のコイル４ａ及び第１のキャパシタ５ａを含む第１のＬＣ共振回路と、第２のコイル４ｂ及び第２のキャパシタ５ｂを含む第２のＬＣ共振回路を備えているが、第１及び第２のＬＣ共振回路は同じ構成を有しているので、ここでは、第１のＬＣ共振回路を含む部分のみを説明する。

回転検出部６Ａは、図１に示すように、第１のコイル４ａ、第１のキャパシタ５ａ、
Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる充電トランジスタ２０、電源ライン２１、電流制限用の抵抗Ｒ２、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタからなる起動トランジスタ２２、出力バッファ回路２３、ＤＡ変換器２４、コンパレータ２５、カウンタ２６、チャージポンプ回路２７を含んで構成される。起動トランジスタ２２は、本発明の「第２のスイッチング素子」の一例であり、充電トランジスタ２０は、本発明の「第１のスイッチング素子」の一例である。

第１のＬＣ共振回路は第１のコイル４ａに直列に接続された起動トランジスタ２２
と、第１のコイル４ａに並列に接続された第１のキャパシタ５ａと、この第１のキャパシタ５ａを充電するための充電トランジスタ２０と、を備える。なお、第１のコイル４ａと起動トランジスタ２２との接続順は逆であってもよい。

充電トランジスタ２０のソースは、電源電圧ＶＤＤ（例えば、３．３Ｖ）が供給された電源ライン２１に接続される。充電トランジスタ２０のドレインは、抵抗Ｒ２を介して、第１のコイル４ａと第１のキャパシタ５ａの一方の端子との接続ノードＮ１に接続される。起動トランジスタ２２のソースと第１のキャパシタ５ａの他方の端子とは共通され、その共通接続ノードに電圧０．５ＶＤＤが印加される。電圧０．５ＶＤＤは第１のＬＣ発振回路の第１の発振信号の中心電圧となる。この中心電圧０．５ＶＤＤは、例えば電源電圧ＶＤＤを抵抗分圧して生成することができる。なお、中心電圧０．５ＶＤＤは０Ｖと電源電圧ＶＤＤの間の他の値に変更することができる。

充電トランジスタ２０のゲートには、充電トランジスタ２０をオンさせて第１のキャパシタ５ａの充電を開始するための充電パルスＧＰ１が印加される。起動トランジスタ２２のゲートには出力バッファ回路２３を介して、第１のＬＣ共振回路の発振を開始させるための起動パルスＧＮ１が印加される。充電パルスＧＰ１及び起動パルスＧＮ１は周期的に印加されるが、この周期がサンプリングレートを決定する。

出力バッファ回路２３に供給される電源電圧はチャージポンプ回路２７により、１．５ＶＤＤに昇圧される。これにより、起動パルスＧＮ１のＨレベルは１．５ＶＤＤ、Ｌレベルは０Ｖになり、起動トランジスタ２２のオン抵抗を低減することができる。

また、出力バッファ回路２３は、出力インピーダンス制御信号に応じて、出力インピーダンスが調整可能に構成されることが好ましい。これにより、第１のＬＣ共振回路の起動時において、起動パルスＧＮ１がＬレベルからＨレベルに遷移する立ち上がり時間ｔｕｐを調整し、第１のＬＣ共振回路の発振動作を適切に起動することができる。

この場合、出力バッファ回路２３は並列接続された複数の出力トランジスタを備え、出力インピーダンス制御信号ＩＳに応じて選択された出力トランジスタだけを出力イネーブル状態に設定することにより形成することができる。起動パルスＧＮ１の立ち上がり時間ｔｕｐを調整するためには、出力インピーダンスが調整する以外に、他の方法、例えば出力バッファ回路２３の出力容量を調整する方法もある。

第１のＬＣ共振回路は、充電パルスＧＰ１に応じて充電トランジスタ２０をオンして第１のキャパシタ５ａを充電した後に、充電トランジスタ２０をオフし、その後、起動トランジスタ２２をオンすることにより起動し、接続ノードＮ１から第１の発振信号を出力する。すなわち、第１のＬＣ共振回路は、起動トランジスタ２２がオンしている期間に第１の発振信号を発生する。

ＤＡ変換器２４は、不図示のレジスタに保持された所定ビットのデジタル信号をＤＡ変換してアナログの基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。ＤＡ変換器２４は公知のラダー抵抗回路で形成することができる。この場合、ＤＡ変換器２４に入力されるデジタル信号を変更することにより、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを調整可能に構成されることが好ましい。

基準電圧Ｖｒｅｆは発振信号の中心電圧０．５ＶＤＤと電源電圧ＶＤＤの間に設定されるが、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを調整することでコンパレータ２５から出力されるパルスの数を適切に設定することができる。なお、ＤＡ変換器２４の代わりに他の基準電圧源（例えば、バンドギャップ型基準電圧発生回路）と、基準電圧源からの基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを調整するためのレギュレータを用いることができる。

コンパレータ２５は、第１のＬＣ共振回路からの第１の発振信号と、ＤＡ変換器２４からの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。カウンタ２６はクロックＣＫに基づいてコンパレータ２５から出力されるパルスの数をカウントする。クロックＣＫの周波数は高周波である必要は無く、３２ＫＨｚ程度で十分である。カウンタ２６はリセットパルスＲＰによりリセットされるようになっている。

第２のＬＣ共振回路からの第２の発振信号も同様にコンパレータ２５により基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、カウンタ２６によりコンパレータ２５からのパルスの数がカウントされる。この場合、第１及び第２の発振信号が出力される期間（起動トランジスタ２０がオンしている期間）が互いに重ならないようにシフトすることにより、ＤＡ変換器２４、コンパレータ２５及びカウンタ２６を共用することができると共に、
第１及び第２の発振信号が相互に干渉することを防止することができる。

例えば、先ず、第１のＬＣ共振回路から第１の発振信号が出力され、カウンタ２６はパルスの数をカウントする。カウンタ２６のカウント値は演算装置７Ａに転送され、演算装置７Ａのレジスタに保持される。その後、カウンタ２６はリセットパルスＲＰによりリセットされる。そして、第２のＬＣ共振回路から第２の発振信号が出力され、カウンタ２６はパルスの数をカウントする。カウンタ２６のカウント値は演算装置７Ａに転送される。

演算装置７Ａは、カウンタ２６のカウント値に基づき、第１のコイル４ａ及び第２のコイル４ｂが円板３の金属部３ａ上にあるか絶縁体部３ｂ上にあるかの情報を時系列的にサンプリングし、この情報に基づいて円板３の回転速度を算出する。そして、この回転速度に基づいて水道水の流量を算出する。演算装置７Ａは例えばマイクロコンピュータである。

＜回転検出部６の動作＞
次に、図２及び図３に基づいて、回転検出部６の動作を説明する。
（１）第１のコイル４ａが円板３の絶縁体部３ｂ上にある場合
図２に示すように、先ず充電パルスＧＰ１がＨレベル、起動パルスＧＮ１がＬレベルであり、充電トランジスタ２０、起動トランジスタ２２は両方オフしている。この状態では、第１のキャパシタ５ａは全く充電されていない。つまり、第１のキャパシタ５ａの両端の電位差は０Ｖである。また、第１のＬＣ共振回路の接続ノードＮ１は０．５ＶＤＤになっている。

この状態から、充電パルスＧＰ１がＬレベルに立ち下がると、充電トランジスタ２０がオンする。すると、充電トランジスタ２０を介して第１のキャパシタ５ａに電流が供給され、第１のキャパシタ５ａは充電される。そして、接続ノードＮ１が電源電ＶＤＤに到達するまで第１のキャパシタ５ａが充電されると、充電パルスＧＰ１はＨレベルに立ち上がり、充電トランジスタ２０はオフする。

充電トランジスタ２０がオフした後、起動パルスＧＮ１がＨレベル（１．５ＶＤＤ）に立ち上がり、起動トランジスタ２２がオンする。すると、第１のコイル４ａと第１のキャパシタ５ａにより第１のＬＣ共振回路が形成され、接続ノードＮ１に第１の発振信号が発生する。この第１の発振信号は起動トランジスタ２２がオンしている期間に発生し、起動パルスＧＮ１がＬレベルに立ち下がり起動トランジスタ２２がオフすると、第１のＬＣ共振回路は発振を停止する。

コンパレータ２５の出力は、第１の発振信号＞Ｖｒｅｆの場合はＨレベル、第１の発振信号＜Ｖｒｅｆの場合はＬレベルになる。コンパレータ２５の出力はパルス列になる。この場合、第１のコイル４ａは円板３の絶縁体部３ｂ上にあるので、第１の発振信号の減衰は比較的遅い。そのため、コンパレータ２５から比較的多くのパルスが出力される。図２の例では４つのパルスが出力されているが、実際にはもっと多くのパルスが出力される。カウンタ２６はこのパルスの数をカウントする。

（２）第１のコイル４ａが円板３の金属部３ａ上にある場合
図３に示すように、充電パルスＧＰ１、起動パルスＧＮ１の発生タイミングは（１）の場合と同じであるが、第１のコイル４ａは円板３の金属部３ａ上にあるので、第１のコイル４ａのエネルギー損失が多くなり、第１の発振信号の減衰は比較的速い。そのため、（１）の場合に比べてコンパレータ２５から出力されるパルスの数は少ない。図２の例では２つのパルスが出力されている。カウンタ２６は同様にこのパルスの数をカウントする。

このように、カウンタ２６のカウント値は、第１のコイル４ａ（第２のコイル４ｂ）が円板３の金属部３ａ上にある場合には大きくなり、第１のコイル４ａ（第２のコイル４ｂ）が円板３の絶縁体部３ｂ上にある場合には小さくなるので、演算装置７Ａは
カウンタ２６のカウント値に応じて、図１１、図１２に示した、４つの回転状態（ａ）〜（ｄ）を識別することができる。演算装置７Ａは、例えば、カウンタ２６のカウント値と、所定の基準値とを比較することで、カウント値の大小関係を判断することができる。

回転状態（ａ）において、第１のコイル４ａは金属部３ａ上にあり、第２のコイル４ｂは絶縁体部３ｂ上にある。この時、第１のＬＣ共振回路の第１の発振信号は、第２のＬＣ共振回路の第２の発振信号より早く減衰する。そのため、第１の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値は小さく、第２の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値は大きくなる。

回転状態（ｂ）において、第１のコイル４ａと第２のコイル４ｂの両方が、金属部３ａ上にある。そのため、第１の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値と、第２の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値の両方が大きくなる。

回転状態（ｃ）において、第１のコイル４ａは絶縁体部３ｂ上にあり、第２のコイル４ｂは金属部３ａ上にある。そのため、第１の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値は大きくなり、第２の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値は小さくなる。

回転状態（ｄ）において、第１のコイル４ａと第２のコイル４ｂの両方が、絶縁体部３ｂ上にある。そのため、第１の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値と、第２の発振信号に対応したカウンタ２６のカウント値の両方が小さくなる。

したがって、カウンタ２６のカウント値の時間変化に基づいて、円板３の回転周期Ｔを求めることができる。円板３の回転速度は、回転周期Ｔの逆数の１／Ｔとなる。この場合、１回のサンプリングで、回転状態（ａ）〜（ｄ）のいずれかを示すデータが得られるので、サンプリングレートを増加することにより、円板２の回転速度の測定精度を高めることができる。円板３が１秒間に一回転する場合、サンプリングレートは例えば１６回／秒である。

また、回転状態（ａ）〜（ｄ）が現れる順番により、円板３の回転方向も決定することができる。すなわち、図１２に示すように、回転状態が（ａ）→（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）の順に変化する場合は反時計回りであり、回転状態が逆に（ｄ）→（ｃ）→（ｂ）→（ａ）の順に変化する場合は時計回りであることが分かる。

なお、円板３の金属部３ａの形状は半円には限られず、円板３の回転状態を識別することができる限りにおいて扇形の形状であってもよい。この場合は、絶縁体部３ｂは金属部３ｂを除いた残りの扇形の形状を有することになる。また、円板３の回転速度のみを測定するのであれば第１のコイル４ａを含む第１のＬＣ共振回路のみを設ければ足りる。

このように、本実施形態の水道メータは、従来と同じＬＣ共振回路方式を用いているが、回転検出部６Ａの構成が異なっている。すなわち、従来の回転検出部６では起動トランジスタ１０により直接第１のＬＣ共振回路を起動しているため、大きなスパイク電流が流れていた。そのため、電源ライン１３の大容量の平滑用キャパシタ１４を設ける必要があった。これに対し、本実施形態の回転検出部６Ａでは、充電トランジスタ１０により第１のキャパシタ５ａを充電し、その後、起動トランジスタ２２をオンして第１のＬＣ共振回路を起動するという構成を採用したので、スパイク電流の発生を抑制することができ、その結果、大容量の平滑用キャパシタ１４を不要にすることができる。また、充電トランジスタ２０に直列接続された電流制限用の抵抗Ｒ２の抵抗値も１００Ω程度でよい。

また、従来の回転検出部６では、起動パルスＧＰのパルス幅ｔｗ、及び遅延時間ｔ１を管理するために、１０ＭＨｚ程度という高周波の基準クロックを必要としたが、本実施形態の回転検出部６Ａでは、そのような高周波の基準クロックを必要としない。
これは、充電パルスＧＰ１、起動パルスＧＮ１のパルス幅は従来の回転検出部６における起動パルスＧＰに比べると数十μ秒以上と、遥かに長く、カウンタ２６で用いるクロックＣＫの周波数も３２ＫＨｚ程度で十分だからである。

［第２の実施形態］
次に第２の実施形態の水道メータの構成を図４乃至図６に基づいて説明する。本実施形態の水道メータは、図４に示すように、第１乃至第３のコイル４ａ〜４ｃという３つのセンサコイルを用いる点で第１の実施形態と相違している。

図４（ａ）の構成では、円板３の構成は図８に示した構成と同じであり、主表面に半円の金属部３ａ（例えば、銅からなる）と、この金属部３ａを除いた残りの主表面に配置された半円の絶縁体部３ｂ（例えば、樹脂からなる）から構成される。この円板３上に第１乃至第３のコイル４ａ〜４ｃが配置される。

円板３は、図４（ｂ）に示すように、中心角が１８０°以上の扇形の金属部３ａと、中心角が１８０°未満の扇形の絶縁体部３ｂから構成してもよい。半円は中心角が１８０°の扇形とみなすことができる。

図５に示すように、本実施形態の回転検出部６Ｂは、第１乃至第３のコイル４ａ〜４ｃに対応した第１乃至第３のＬＣ共振回路を有している。第１乃至第３のＬＣ共振回路は、それぞれ第１乃至第３の充電トランジスタ２０ａ〜２０ｃ、第１乃至第３の抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｃ、第１乃至第３のキャパシタ５ａ〜５ｃ、第１乃至第３の起動トランジスタ２２ａ〜２２ｃ、第１乃至第３の出力バッファ回路２３ａ〜２３ｃを含んで構成される。第１乃至第３の出力バッファ回路２３ａ〜２３ｃはそれぞれ第１の実施形態の出力バッファ回路２３と同じ構成を有している。

第１乃至第３のＬＣ共振回路の第１乃至第３の発振信号は、それぞれ第１乃至第３の接続ノードＮ１〜Ｎ３から出力される。この場合、第１乃至第３の出力バッファ２回路３ａ〜２３ｃから出力される第１乃至第３の起動パルスＧＮ１〜ＧＮ３を互いに重ならないようにシフトすることにより、第１乃至第３の発振信号の発生期間をシフトすることができる。

第１乃至第３のトランスミッションゲートＴＧａ〜ＴＧｃは、それぞれ第１乃至第３の発振信号が発生する期間にオンする。第１乃至第３の発振信号は、対応する第１乃至第３のトランスミッションゲートＴＧａを介して、共通のコンパレータ２５に入力される。このため、第１乃至第３のトランスミッションゲートＴＧａ〜ＴＧｃをオンオフする制御信号としては、第１乃至第３の起動パルスＧＮ１〜ＧＮ３又はこれに基づくパルスを用いることが好ましい。

コンパレータ２５は、時系列的に出力される第１乃至第３の発振信号と基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。共通のカウンタ２６は、コンパレータ２６から出力されるパルスの数をカウントする。

このように、第１乃至第３の発振信号が発生する期間をシフトすることにより、コンパレータ２５及びカウンタ２６を共通化することができると共に、第１乃至第３の発振信号が相互に干渉することを防止することができる。

図６は、本実施形態の回転検出部６Ｂの動作波形図である。この場合、第１乃至第３の充電パルスＧＰ１〜ＧＰ３により、第１乃至３のキャパシタ５ａ〜５ｃは充電されており、その後、第１乃至第３の起動パルスＧＮ１〜ＧＮ３が互いに重ならないように順次発生している。

図６の例では、第１の発振信号の減衰は比較的速くなっており、それに伴いカウンタ２６から出力されるパルスの数は比較的少ない。一方、第２及び第３の発振信号の減衰は比較的遅くなっており、それに伴いカウンタ２６から出力されるパルスの数は比較的多い。この情報から、演算装置７Ａは、第１のコイル４ａは円板３の金属部３ａ上にあり、第２及び第３のコイル４ｂ，４ｃは絶縁体部３ｂ上にあると判断することができる。

すなわち、演算回路７Ａは、カウンタ２６のカウント値に基づき、第１乃至第３のコイル４ａ〜４ｃが円板３の金属部３ａ上にあるか絶縁体部３ｂ上にあるかの情報を時系列的にサンプリングし、この情報に基づいて円板３の回転速度を算出する。そして、この回転速度に基づいて従来例と同様に水道水の流量を算出する。

このように、本実施形態によれば、第１乃至第３のコイル４ａ〜４ｃを用いて円板３の回転状態を識別するので、第１の実施形態に比して識別精度を向上することができる。また、コイルの数は３個以上設けることもできる。その場合は対応するＬＣ共振回路が３個以上設けられる。

なお、第１及び第２の実施形態は水道メータに関するものである。しかしながら、本発明の思想は、基本的には流体の流量に比例した回転速度で円板を回転させ、この円板の回転速度を検出することで流体の流量を測定するものであるので、水道メータには限らず、水道水以外の液体の流量や、気体の流量の測定装置にも広く適用することができる。

１ 羽根車 ２ 回転減速部 ３ 円板 ３ａ 金属部
３ｂ 絶縁体部 ４ａ 第１のコイル４ａ ４ｂ 第２のコイル
４ｃ 第３のコイル ５ａ 第１のキャパシタ ５ｂ 第２のキャパシタ
５ｃ 第３のキャパシタ ６，６Ａ，６Ｂ 回転検出部
７，７Ａ 演算装置 ２０ 充電トランジスタ ２１ 電源ライン
２２ 起動トランジスタ ２３ 出力バッファ回路
２４ ＤＡ変換器 ２５ コンパレータ ２６ カウンタ
２０ａ〜２０ｃ 第１乃至第３の充電トランジスタ
２２ａ〜２２ｃ 第１乃至第３の起動トランジスタ
Ｒ２ａ〜Ｒ２ｃ 第１乃至第３の抵抗
ＴＧａ〜ＴＧｃ 第１乃至第３のトランスミッションゲート

Claims (10)

1. 主表面に配置された特定形状の金属部と、この金属部を除いた残りの主表面に配置された絶縁体部から構成された円板を、流体の流量に比例した回転速度で回転させ、この円板の回転速度に基づいて流体の流量を測定する流体の流量測定装置において、
   前記円板の主表面上に配置されたコイルと、前記コイルに直列に接続された第１のスイッチング素子と、前記コイルに並列に接続されたキャパシタと、このキャパシタを充電するための第２のスイッチング素子と、を備え、前記第２のスイッチング素子をオンして前記キャパシタを充電した後に前記第１のスイッチング素子をオンすることにより起動し、発振信号を出力するＬＣ共振回路と、
   前記ＬＣ発振回路の発振信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、
   前記コンパレータから出力されるパルスの数をカウントするカウンタと、
   前記カウンタのカウント値に基づき、前記コイルが前記円板の前記金属部上にあるか前記絶縁体部上にあるかの情報を取得し、この情報に基づいて前記円板の回転速度を算出する演算装置を備えることを特徴とする流体の流量測定装置。
2. 前記カウンタは前記第１のスイッチング素子をオンすることにより初期化され起動し、前記コンパレータから出力されるパルスの数をカウントし、その値を読み出し可能とする様構成されていることを特徴とする請求項１に記載の流体の流量測定装置。
3. 前記カウンタは前記第１のスイッチング素子をオンすることにより、前回カウントされた内容を読み出し、その値が所定の値以下であることを比較検出した場合に、発振異常であることを明示することを目的としたフラグを有する構成されていることを特徴とする請求項１に記載の流体の流量測定装置。
4. 前記第２のスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング信号を出力する出力バッファ回路を備え、この出力バッファ回路は前記第２のスイッチング素子がオンする時の前記スイッチング信号の遷移時間を調整可能に構成されていることを特徴とする請求項１に記載の流体の流量測定装置。
5. 前記出力バッファ回路は、その出力インピーダンスを調整可能に構成されていることを特徴とする請求項４に記載の流体の流量測定装置。
6. 前記基準電圧は可変に設定されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の流量測定装置。
7. 前記基準電圧はＤＡ変換器により発生されることを特徴とする請求項６に記載の流体の流量測定装置。
8. 前記演算装置は、マイクロコンピュータであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の流体の流量測定装置。
9. 主表面に配置された特定形状の金属部と、この金属部を除いた残りの主表面に配置された絶縁体部から構成された円板を、流体の流量に比例した回転速度で回転させ、この円板の回転速度に基づいて流体の流量を測定する流体の流量測定装置において、
   前記円板の主表面上に配置された複数のコイルと、各コイルに直列に接続された第１のスイッチング素子と、各コイルに並列に接続されたキャパシタと、各キャパシタを充電するための第２のスイッチング素子と、を備え、前記第２のスイッチング素子をオンして前記キャパシタを充電した後に、前記第１のスイッチング素子をオンすることにより起動し、発振信号を出力する複数のＬＣ共振回路と、
   前記ＬＣ発振回路の発振信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、
   前記コンパレータから出力されるパルスの数をカウントするカウンタと、
   前記カウンタのカウント値に基づき、前記コイルが前記円板の前記金属部上にあるか前記絶縁体部上にあるかの情報を取得し、この情報に基づいて前記円板の回転速度を算出する演算装置と、を備えることを特徴とする流体の流量測定装置。
10. 前記複数のＬＣ共振回路の前記第２のスイッチング素子がオンする期間は互いにシフトされることにより、前記複数のＬＣ共振回路の発振信号が出力される期間は互いにシフトされ、
    前記複数のＬＣ発振回路から出力される複数の発振信号を順次選択する選択回路を備え、前記コンパレータは前記選択回路により選択された１つの発振信号と基準電圧とを比較することを特徴とする請求項９に記載の流体の流量測定装置。

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