JP2013038992A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより、出力電圧を制御するスイッチング電源装置に関し、特に自励方式のスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that controls an output voltage by controlling a switching operation of a switching element, and more particularly to a self-excited switching power supply device.
自励発振によってスイッチング動作を行う自励方式のスイッチング電源装置は、内部に発振器などを持たないため、他励式のスイッチング電源装置と比較して回路構成を簡単にできるという特長がある。
しかしその一方で、入力電圧によって発振周波数が変化するため、入力電圧が高くなるほど電力の最大出力が大きくなってしまう。電力の最大出力に応じて、部品の部品定格の決定や保護回路の追加等が必要になるため、電源の大型化・コストアップ等に繋がるという問題がある。
A self-excited switching power supply device that performs a switching operation by self-excited oscillation has an advantage that the circuit configuration can be simplified compared to a separately-excited switching power supply device because it does not have an oscillator or the like.
However, on the other hand, since the oscillation frequency changes depending on the input voltage, the maximum output of power increases as the input voltage increases. Depending on the maximum output of power, it is necessary to determine the component ratings of the components, add a protection circuit, and the like, leading to problems such as an increase in power supply size and cost.
かかる自励方式のスイッチング電源装置における最大出力電力の入力電圧依存を解消するため、特許文献１に示されるスイッチング電源装置が考案されている。以下では、この特許文献１に示されるスイッチング電源装置について説明する。
図９は、特許文献１に示されるスイッチング電源装置２００の回路構成を示すブロック図である。本図に示されるように、スイッチング電源装置２００は、半導体装置１９９、入力端子３ａと３ｂを備える入力部２０１、出力端子２５２ａと２５２ｂとその間に接続される負荷２５３を備える出力部２５２、１次巻線２０３ａと２次巻線２０３ｂと補助巻線２０３ｃを備えるスイッチングトランス２０３、起動抵抗２０２、スイッチング素子２０４、共振用容量２０５、スイッチング素子電流検出のためのセンス抵抗２０６、ダイオード２０７ａと容量２０７ｂを備える補助巻線整流平滑回路２０７、スイッチングトランス２０３の補助巻線２０３ｃの負電圧を電流に変換するための抵抗２０８、２次側出力電圧の状態を検出する出力電圧検出回路２０９、ダイオード２５１ａと容量２５１ｂを備える２次側整流平滑回路２５１を含んで構成される。
In order to eliminate the input voltage dependence of the maximum output power in such a self-excited switching power supply, a switching power supply disclosed in
FIG. 9 is a block diagram illustrating a circuit configuration of the switching
半導体装置１９９は、スイッチング素子２０４のスイッチング動作を制御する。具体的には、スイッチング素子２０４がオフしフライバック期間が終了した後、スイッチングトランス２０３の補助巻線２０３ｃに発生するＴＲ端子電圧ＶＴＲと基準電圧とをボトムオン検出回路２１０により比較する。ＴＲ端子電圧ＶＴＲが基準電圧よりも下回った場合ボトム状態と判断し、ハイレベルの信号（Ｈの信号）をＲＳフリップフロップ回路２３のセット端子Ｓに対して出力することでスイッチング素子３０５をオンする。
The
また、半導体装置１９９は比較器２１７において、スイッチング素子電流検出回路２１６で検出されたスイッチング素子電流信号ＶＩＳを、２次側整流平滑回路２５１の出力部の電圧を示すフィードバック電圧ＶＦＢまたは過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴと比較する。ＶＩＳがＶＦＢまたはＶＬＩＭＩＴに到達した場合、ハイレベルの信号をＲＳフリップフロップ回路２１１のリセット端子Ｒに出力し、スイッチング素子２０４をオフさせる。
In the
次に、半導体装置１９９の過電流保護値調整回路２１９について説明する。過電流保護値調整回路２１９は、スイッチング素子２０４がオン時にスイッチ２１９ａをオンするように制御する。スイッチ２１９ａには、スイッチング素子２０４のオンの期間にのみスイッチングトランス２０３の補助巻線２０３ｃに発生するパルス状の負電圧（フォワード電圧）を抵抗２０８により変換した電流ＩＴＲが流れる。
Next, the overcurrent protection
カレントミラー回路２１９ｆは、電流ＩＴＲに比例した電流Ｉｂを生成する。
演算回路２１９ｃは、電流Ｉｂの２乗の関数となるようなＶＬＩＭＩＴ補正電流Ｉａを演算し出力する。
スイッチ２１９ｄは、スイッチング素子２０４がオフ時にオンするように制御され、スイッチング素子２０４がオフする度に容量２１９ｅをチャージする。これにより、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴは最大値ＶＬＩＭＩＴｍａｘとなる。
The
The
The
スイッチ２１９ｂは、スイッチング素子２０４がオン時にオンするように制御され、スイッチング素子２０４がオフした瞬間から演算回路２１９ｃにより出力された電流Ｉａによって一定の割合で、容量２１９ｅをディスチャージして、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを低下させていく。
このように、特許文献１に示されるスイッチング電源装置は、スイッチングトランス２０３の補助巻線２０３ｃに発生するパルス状の負電圧（フォワード電圧）を抵抗２０８により変換した電流ＩＴＲに基づき過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを定め、スイッチング素子２０４がオンした瞬間から一定の割合で過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを低下させることで、高入力時には１次側から２次側への電力供給を抑え、直流入力電圧Ｖｉｎに対する最大出力依存性を低減している。
The
As described above, the switching power supply shown in
上記の特許文献１に開示される技術では、スイッチングトランスの補助巻線に発生する負電圧を抵抗により変換した電流値を、直流入力電圧を示す値として用い、過電流保護検出電圧の補正を行っている。このため、スイッチングトランスの巻線の巻き方あるいは結合度のばらつきや補助巻線に発生する負電圧から電流値を決定するための抵抗値のばらつき等の搭載部品のばらつきにより、直流入力電圧の検出精度が悪くなるという問題がある。
In the technique disclosed in
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、精度よく電力の最大出力のばらつきを低減することのできる自励方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a self-excited switching power supply device that can accurately reduce variations in the maximum output of power.
上記目的を達成するため、本発明にかかるスイッチング電源装置は、入力電圧が印加される入力端子と、負荷と接続される出力端子と、前記入力端子に接続される１次巻線と前記出力端子に接続される２次巻線とを有するスイッチングトランスと、前記１次巻線と前記入力端子の間に直列に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、前記スイッチング素子の発振周期Ｔを測定する発振周期測定回路と、前記スイッチング素子に流れる電流値ＩＤＰを検出する１次側導通電流検出回路と、前記２次巻線に電流が流れる１周期あたりの時間Ｔ２ＯＮを測定する２次側導通時間測定回路とを備え、前記制御回路は、前記発振周期Ｔ、前記１次側導通電流値ＩＤＰ、前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮのいずれか１つのパラメータに対する許容値を、他の２つのパラメータを用いて定め、定めた許容値を用いて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する自励方式のスイッチング電源装置であることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a switching power supply according to the present invention includes an input terminal to which an input voltage is applied, an output terminal connected to a load, a primary winding connected to the input terminal, and the output terminal. A switching transformer having a secondary winding connected to the switching winding; a switching element connected in series between the primary winding and the input terminal; a control circuit for controlling a switching operation of the switching element; An oscillation period measuring circuit that measures the oscillation period T of the switching element, a primary-side conduction current detection circuit that detects a current value IDP that flows through the switching element, and a time T2ON per period during which current flows through the secondary winding A secondary-side conduction time measuring circuit for measuring the oscillation period T, the primary-side conduction current value IDP, and the secondary-side conduction time T2O. A self-excited switching power supply apparatus that determines a permissible value for any one of the parameters using the other two parameters and controls the switching operation of the switching element using the determined permissible value. And
電圧や電流の値そのものは部品のばらつきに左右されるが、電圧や電流の立上がりや立下りのタイミングは部品のばらつきに左右されにくい。スイッチング素子の発振周期Ｔ、２次側導通時間Ｔ２ＯＮは電圧や電流の立上がりや立下りのタイミングを使って検出できるので、部品のばらつきに左右されにくい。また１次側導通電流値ＩＤＰは、スイッチングトランスの巻線の巻き方あるいは結合度のばらつき等に左右されないスイッチング素子に流れる電流を測定することで検出できる。 Although the voltage and current values themselves depend on component variations, the rise and fall timings of the voltage and current are not easily affected by component variations. Since the oscillation period T of the switching element and the secondary side conduction time T2ON can be detected using the rise and fall timings of the voltage and current, they are not easily influenced by variations in components. Further, the primary side conduction current value IDP can be detected by measuring the current flowing through the switching element which is not affected by the winding of the switching transformer or the variation in the coupling degree.
本発明にかかるスイッチング電源装置は、スイッチング素子の発振周期Ｔ、１次側導通電流値Ｉ、２次側導通時間Ｔ２ＯＮのいずれか１つのパラメータに対する許容値を、他の２つの測定値を用いて定め、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するので、搭載部品のばらつきによる精度の悪化を避けることができ、精度よく電力の最大出力のばらつきを低減することができる。 The switching power supply device according to the present invention uses the other two measured values for the allowable value for any one parameter of the oscillation period T of the switching element, the primary side conduction current value I, and the secondary side conduction time T2ON. In addition, since the switching operation of the switching element is controlled, it is possible to avoid deterioration in accuracy due to variations in mounted components, and to reduce variations in the maximum power output with high accuracy.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかるスイッチング電源装置１の回路構成を示すブロック図である。本図に示されるように、スイッチング電源装置１は、半導体装置２、入力部３、出力部４、スイッチングトランス６、補助巻線整流平滑回路７、スイッチング素子８、２次側導通時間検出部９、２次側整流平滑回路１０、起動抵抗１１、センス抵抗１２、共振用容量１３、出力電圧検出回路１８を含んで構成される。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a circuit configuration of the switching
半導体装置２は、外部入力端子として、起動用入力端子（ＶＩＮ端子）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子）、２次側導通時間検出端子（ＴＲ端子）、フィードバック制御用端子（ＦＢ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、スイッチング素子電流センス端子（ＩＳ端子）および制御回路のグラウンド端子（ＧＮＤ端子）の７端子を備え、各端子の入力値に基づき、スイッチング素子８のスイッチング動作を制御する機能を有する。半導体装置２の具体的な構成については後述する。
The
入力部３は、入力端子３ａおよび３ｂを備える。入力端子３ａ、３ｂ間には直流の入力電圧Ｖｉｎが印加される。
出力部４は、出力端子４ａ、４ｂ、および負荷５を備える。出力端子４ａ、４ｂ間には出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、負荷５に電力を供給する。
スイッチングトランス６は、１次巻線６ａ、２次巻線６ｂ、および補助巻線６ｃを備える。本実施の形態において、スイッチングトランス６はフライバック方式（ＲＣＣ方式）のトランスであり、１次巻線６ａと２次巻線６ｂの極性は逆になっている。すなわち、スイッチング素子８のオン時に１次巻線６ａにエネルギーを蓄え、スイッチング素子のオフ時に１次巻線６ａから２次巻線６ｂにエネルギーを伝達する。また、補助巻線６ｃは２次巻線６ｂと同極性となっている。
The
The
The switching
補助巻線整流平滑回路７は、補助巻線整流ダイオード７ａおよび補助巻線平滑容量７ｂを備える。補助巻線整流平滑回路７は、スイッチングトランス６の補助巻線６ｃに接続され、スイッチング素子８のスイッチング動作によって補助巻線６ｃに発生する交流電圧（補助側交流電圧ＶＢ）を整流し且つ平滑化して、半導体装置２へ電力を供給する。すなわち、補助巻線整流平滑回路７は半導体装置２の補助電源部として用いられる。
The auxiliary winding rectifying / smoothing circuit 7 includes an auxiliary winding
２次側導通時間検出部９は、２次側オン時間検出抵抗９ａおよび９ｂを備える。２次側導通時間検出部９は、スイッチングトランス６の補助巻線６ｃに接続され、補助巻線６ｃに現れる交流電圧に比例した電圧変化ＶＴＲを、半導体装置２のＴＲ端子に入力する。
整流平滑回路１０は、２次巻線整流ダイオード１０ａおよび２次巻線平滑容量１０ｂを備える。整流平滑回路１０は、スイッチングトランス６の２次巻線６ｂに接続され、スイッチング素子８のスイッチング動作によって２次巻線６ｂに発生する交流電圧（２次側交流電圧）を整流し且つ平滑化して、出力電圧Ｖｏｕｔ（第２の直流電圧）を生成し、出力部４へ出力電力を出力する。すなわち、整流平滑回路１０は、スイッチング電源装置１の出力電圧生成部として用いられる。
The secondary side conduction time detection unit 9 includes secondary side on
The rectifying / smoothing
起動抵抗１１は、一端を入力部３のプラス側、すなわち入力端子３ａに接続され、他端を半導体装置２のＶＩＮ端子に接続される。これにより、起動時において半導体装置２への電流制限抵抗として働く。
スイッチング素子８は、高圧印加（ＤＲＡＩＮ）端子をスイッチングトランス６の１次巻線６ａに接続され、ゲート端子を半導体装置２のＯＵＴ端子に接続され、出力（ＳＯＵＲＣＥ）端子をスイッチング素子８に流れる電流値を検出するためのセンス抵抗１２と半導体装置２のＩＳ端子に接続される。
One end of the starting
The switching element 8 has a high voltage application (DRAIN) terminal connected to the primary winding 6 a of the switching
スイッチング素子８のスイッチング動作を制御する信号は、半導体装置２のＯＵＴ端子から出力される。また、スイッチング素子８を流れる電流は、センス抵抗１２を介して半導体装置２のＩＳ端子で検出される。
共振用容量１３は、スイッチング素子８の高圧印加（ＤＲＡＩＮ）端子と出力（ＳＯＵＲＣＥ）端子間に接続され、ＲＣＣ電源動作に必要な共振エネルギーを生成する。
A signal for controlling the switching operation of the switching element 8 is output from the OUT terminal of the
The
出力電圧検出回路１８は、２次側整流平滑回路１０の出力部の電圧値を検出し、そのフィードバック信号ＶＦＢを出力する。フィードバック信号ＶＦＢは、ＦＢ端子を介して半導体装置２に検出される。
続いて、半導体装置２の内部構成について説明する。図１に示されるように、半導体装置２は、レギュレータ１４、内部回路用電源１５、スイッチング素子電流検出回路１９、比較器２０、ボトムオン検出回路２１、出力電圧一定化回路部２２、ＲＳフリップフロップ回路２３、ゲートドライバ２４、起動・停止回路３５、フィードバック信号回路３７、ＮＡＮＤ回路３９を含んで構成される。
The output
Next, the internal configuration of the
半導体装置２のうち、スイッチング素子電流検出回路１９、発振周期測定回路２２ａ、２次側導通時間測定回路２２ｂは、それぞれスイッチング素子８に流れる電流ＩＤＰ、スイッチング素子８の発振周期Ｔ、スイッチングトランス６の２次巻線６ｂに電流が流れる時間（２次側導通時間）Ｔ２ＯＮを測定する。
半導体装置２のうち、スイッチング素子電流検出回路１９、発振周期測定回路２２ａ、２次側導通時間測定回路２２ｂ以外のレギュレータ１４、内部回路用電源１５、比較器２０、ボトムオン検出回路２１、過電流保護値調整回路２２ｃ、ＲＳフリップフロップ回路２３、ゲートドライバ２４、起動・停止回路３５、フィードバック信号回路３７、ＮＡＮＤ回路３９からなる制御部は、スイッチング素子８のスイッチング動作を制御する。以下各構成部について説明する。
Among the
Among the
レギュレータ１４は、ＶＩＮ端子またはＶＣＣ端子の何れか一方の端子から半導体装置２の内部回路用電源１５へ電流を供給し、電圧を一定値ＶＤＤに安定化する。電圧安定化は例えば、スイッチング素子８の発振開始前において、ＶＩＮ端子から内部回路用電源１５へ電流を供給するとともに、ＶＣＣ端子を介して補助巻線整流平滑回路７の補助巻線平滑容量７ｂへも電流を供給し、補助電源電圧ＶＣＣおよび内部回路用電源１５のＶＤＤ電圧を上昇させることにより実現される。
The
起動・停止回路３５は、ＶＣＣ端子電圧の大きさによって、スイッチング素子８の発振および停止を制御する。具体的には、起動・停止回路３５は、ＶＣＣ電圧が起動電圧に達すると、ＮＡＮＤ回路３９への出力信号をローレベルの信号（以下、Ｌ信号と呼ぶ）からハイレベルの信号（以下、Ｈ信号と呼ぶ）に切り替え、スイッチング素子８のスイッチング動作を開始させる。
The start /
フィードバック信号回路３７は、出力電圧検出回路１８から出力され半導体装置２のＦＢ端子に入力されるフィードバック信号ＶＦＢに応じて、スイッチング素子８に流れる電流レベルを決定し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に安定させる。
スイッチング素子電流検出回路１９は、スイッチング素子８に流れる電流とセンス抵抗１２の電圧値を図示しないローパスフィルタを介して、比較器２０へスイッチング素子電流信号ＶＩＳを出力する。
The
The switching element
ボトムオン検出回路２１は、２次側導通時間検出部９に接続され、補助巻線６ｃに現れる交流電圧に比例した電圧ＶＴＲのボトム状態において、ボトムオン信号（Ｈ信号）を出力する。
出力電力一定化回路部２２は、発振周期測定回路２２ａ、２次側導通時間測定回路２２ｂ、および過電流保護値調整回路２２ｃを備える。発振周期測定回路２２ａは、ボトムオン検出回路２１に接続され、ボトムオン検出回路２１の信号によりスイッチング素子８の発振周期Ｔを計測する。２次側導通時間測定回路２２ｂは、ＮＡＮＤ回路３９の出力およびボトムオン検出回路２１の出力が入力されるように接続され、ボトムオン検出回路２１とＮＡＮＤ回路３９の出力信号から、スイッチング素子８のオンオフタイミングを検出し、スイッチングトランス６の２次巻線６ｂに電流が流れる時間（２次側導通時間）Ｔ２ＯＮを測定する。過電流保護値調整回路２２ｃは、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力が入力されるように接続され、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力信号から、比較器２０に出力する過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを決定する。出力電力一定化回路部２２の詳細な内部回路構成については後述する。
The bottom-on
The output power stabilizing
比較器２０は、フィードバック信号ＶＦＢまたは過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを基準側としてスイッチング素子電流信号ＶＩＳを検出側として比較を行い、その比較結果に応じた信号をＲＳフリップフロップ回路２３に出力する。具体的には、ＶＩＳがＶＦＢまたはＶＬＩＭＩＴに到達した場合、Ｈ信号をＲＳフリップフロップ回路２３のリセット端子Ｒに出力する。
The
なお、本実施の形態では、フィードバック信号回路３７の出力信号ＶＦＢは、電源の負荷が重くなるにつれて、すなわち負荷４の抵抗値が小さくなるにつれて、リニアに上昇する。また、フィードバック信号回路３７の出力信号ＶＦＢが過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴ以上となった場合、比較器２０の基準電圧はＶＬＩＭＩＴとなる。そのため、スイッチング素子８に流れる最大電流はＶＬＩＭＩＴで決定される。
In the present embodiment, the output signal VFB of the
ＲＳフリップフロップ回路２３は、ボトムオン検出回路２１からスイッチング素子８のオンタイミングでセット端子Ｓにセットパルス（Ｈ信号）を、比較器２０からスイッチング素子８のオフタイミングでリセット端子Ｒにセットパルス（Ｈ信号）をそれぞれ受け付け、出力端子ＱからＮＡＮＤ回路３９へ信号を出力し、ＮＡＮＤ回路３９を介してゲートドライバ２４でのオンオフを制御する。ゲートドライバ２４の出力は、半導体装置２のＯＵＴ端子を介して、スイッチング素子８のゲートへと伝達されるように接続される。
The RS flip-
以上が実施の形態１にかかるスイッチング電源装置１の構成についての説明である。次に、出力電力一定化回路２２の内部回路の詳細を説明する。
まず、スイッチング電源装置の出力電圧ＰＯを一定にするために満たすべき条件について議論する。
出力電圧ＰＯは、出力電流ＩＯと出力電圧ＶＯにより、
The above is the description of the configuration of the switching
First, the conditions that must be satisfied in order to keep the output voltage PO of the switching power supply device constant will be discussed.
The output voltage PO is determined by the output current IO and the output voltage VO.
と表される。
また、出力電流ＩＯは、２次側電流ピーク値Ｉ２Ｐと２次側オンデューティーＤ２ＯＮを用いて、
It is expressed.
Also, the output current IO uses the secondary side current peak value I2P and the secondary side on-duty D2ON,
と表される。
２次側電流ピーク値Ｉ２Ｐと２次側オンデューティーＤ２ＯＮはそれぞれ、スイッチングトランス６の一次巻線６ａの巻数ｎｐ、２次巻線６ｂの巻数ｎｓ、１次側スイッチング素子電流ピーク値ＩＤＰ、発振周期Ｔ、および２次側導通時間Ｔ２ＯＮを用いて、
It is expressed.
The secondary-side current peak value I2P and the secondary-side on-duty D2ON are the number of turns np of the primary winding 6a of the switching
と表される。
ここで、上記の数式（２）に数式（３）、数式（４）を代入すると、出力電流ＩＯは、
It is expressed.
Here, when the formula (3) and the formula (4) are substituted into the formula (2), the output current IO is
と表される。
これを数式（１）に代入すると、出力電圧ＰＯは、
It is expressed.
Substituting this into equation (1) gives the output voltage PO:
と表される。
スイッチングトランス６の１次巻線６ａの巻数ｎｐと２次巻線の巻数ｎｓは、スイッチングトランスの仕様で定まる。また出力電圧ＶＯは一定である。従って、スイッチング電源装置の出力電圧ＰＯを一定にするためには、
It is expressed.
The number of turns np of the primary winding 6a and the number of turns ns of the secondary winding of the switching
の関係式を満たすように、スイッチング電源装置を動作させればよい。
さらに、出力電力ＰＯが最大値ＰＯｍａｘとなるのは、１次側スイッチング素子電流ピーク値ＩＤＰが最大となる場合、すなわち１次側電流の過電流保護検出時であることから、最大出力電力ＰＯｍａｘはセンス抵抗１２の抵抗値Ｒｓ、過電流保護検出時のＩＳ端末電圧ＶＬＩＭＩＴを用いて、
The switching power supply device may be operated so as to satisfy the relational expression.
Furthermore, since the output power PO becomes the maximum value POmax when the primary side switching element current peak value IDP becomes the maximum, that is, when the overcurrent protection of the primary side current is detected, the maximum output power POmax is Using the resistance value Rs of the
と表される。
センス抵抗１２の抵抗値Ｒｓは定数であるため、最大出力電力ＰＯｍａｘを一定にするためには、
It is expressed.
Since the resistance value Rs of the
の関係式を満たすように、スイッチング電源装置を動作させればよい。
本実施の形態のスイッチング電源装置は、発振周期Ｔと２次側導通時間Ｔ２ＯＮを測定し、発振周期Ｔと２次側導通時間Ｔ２ＯＮの測定値に基づき、上記数式（９）の関係式を満たす過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを設定することにより、最大出力電力のばらつきを低減している。
The switching power supply device may be operated so as to satisfy the relational expression.
The switching power supply according to the present embodiment measures the oscillation period T and the secondary conduction time T2ON, and satisfies the relational expression (9) based on the measured values of the oscillation period T and the secondary conduction time T2ON. By setting the overcurrent protection detection voltage VLIMIT, the variation in the maximum output power is reduced.
次に、出力電力一定化回路２２の内部回路の具体的構成についての説明に移る。図２は出力電力一定化回路部２２の内部回路構成を示すブロック図である。出力電力一定化回路部２２は、発振周期測定回路２２ａ、２次側導通時間測定回路２２ｂ、および過電流保護値調整回路２２ｃからなる。以下、各回路について説明する。
発振周期測定回路２２ａは、ボトムオン検出回路２１の出力（ＴＲ＿ＯＮ）が接続され、スイッチング素子８の発振周期Ｔを測定する。補助巻線６ｃに現れる交流電圧に比例した電圧ＶＴＲのボトム状態の間隔は、スイッチング素子８の発振周期Ｔを示しており、ボトムオン検出回路２１の出力（ＴＲ＿ＯＮ）からスイッチング素子８の発振周期Ｔを測定することができる。具体的には、ボトムオン検出回路２１からボトムオン信号を受け付けた瞬間に、スイッチ７６をオフし、スイッチ２５をオンすることにより、容量２６の電荷を瞬間的に引き抜く。ボトムオン信号はパルス状の短いＨ信号であるため、その後すぐにスイッチ７６がオン、スイッチ２５がオフし、定電流源２７から容量２６に一定の割合（電流Ｉ１）でチャージが成される。すなわち容量２６（容量値をＣ２６とする）の電圧Ｖ１は、
Next, a description will be given of a specific configuration of the internal circuit of the output
The oscillation
と表される。このように電圧Ｖ１は、発振周期Ｔが長くなるにつれリニアに上昇し、かかる電圧Ｖ１を２次側導通時間測定回路２２ｂに出力する。以上が発振周期測定回路２２ａについての説明である。続いて、２次側導通時間測定回路２２ｂについて説明する。
２次側導通時間測定回路２２ｂは、ボトムオン検出回路２１とＮＡＮＤ回路３９の出力信号から、スイッチング素子８のオンオフタイミングを検出し、スイッチングトランス６の２次巻線６ｂに電流が流れる時間（２次側導通時間）Ｔ２ＯＮを測定する。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、フライバック方式（ＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置であるため、スイッチング素子のオフとなる時間を検出することで、スイッチングトランス６の２次巻線６ｂに電流が流れる時間（２次側導通時間）Ｔ２ＯＮを測定することができる。
It is expressed. Thus, the voltage V1 rises linearly as the oscillation period T becomes longer, and the voltage V1 is output to the secondary side conduction
The secondary-side conduction
具体的には、ボトムオン検出回路２１の出力（ＴＲ＿ＯＮ）が、２次側導通時間測定回路２２ｂに内蔵されたスイッチ２９ａに接続されており、ボトムオン検出回路２１からボトムオン信号を受けた瞬間に、スイッチ３２ａをオフし、スイッチ２９ａをオンすることで容量３０の電荷を瞬間的に引き抜く。ボトムオン信号はパルス状の短いＨ信号であるため、その後すぐにスイッチ２９ａはオフする。
Specifically, the output (TR_ON) of the bottom-on
またＮＡＮＤ回路３９の出力が、２次側導通時間測定回路２２ｂに内蔵されたインバータ回路３１ａに接続されている。インバータ回路３１ａは、スイッチング素子８がオン状態ではＨ信号、オフ状態ではＬ信号を出力する。インバータ回路３１ａの出力信号はスイッチ３２ａに入力される。
スイッチ３２ａは、インバータ回路３１ａからＬ信号が入力された場合にオンするように構成されている。従ってスイッチ３２ａはスイッチング素子８がオフ状態でオンすることになる。
The output of the
The
上記スイッチ２９ａとスイッチ３２ａの制御によりスイッチング素子８がオフしてから次にスイッチング素子８がオンするまでの間、定電流源３３から容量３０ａに一定の割合（電流Ｉ２）でチャージが成される。すなわち容量３０ａ（容量値をＣ３０とする）の電圧Ｖａは、
The constant
と表される。このように、電圧Ｖａは、２次側導通時間Ｔ２ＯＮが長くなるにつれリニアに上昇する。
また、容量３０ａのプラス側は、スイッチ切替え部６０に内蔵されたスイッチ６０ａの一端に接続される。スイッチ６０ａの他端は過電流保護値調整回路２２ｃに接続される。図２には、上記のスイッチ２９ａ、容量３０ａ、インバータ３１ａ、スイッチ３２ａの他に、スイッチ２９ｂ、容量３０ｂ、インバータ３１ｂ、スイッチ３２ｂ、スイッチ２９ｎ、容量３０ｎ、インバータ３１ｎ、スイッチ３２ｎが図示されているが、スイッチ２９ａ、容量３０ａ、インバータ３１ａ、スイッチ３２ａと同様の接続、構成、役割を持ち、容量３０ａと容量３０ｂ、容量３０ｎの容量値は同じ（Ｃ３０）である。なお、図２には上記構成が３個配置されているが、任意の数だけ配置して構わない。以下の説明は、簡単のため３個の構成での説明を実施するが、任意の数での構成が可能である。
It is expressed. Thus, the voltage Va increases linearly as the secondary-side conduction time T2ON becomes longer.
The plus side of the capacitor 30 a is connected to one end of the
スイッチ３２ｂとスイッチ３２ｎに接続される定電流源４３、５３は、それぞれ２×Ｉ２、ｎ×Ｉ２（ｎ≧３）の電流で容量３０ｂ、３０ｎをチャージする。すなわち、容量３０ｂ、３０ｎの電圧Ｖｂ、Ｖｎはそれぞれ、
The constant
と表される。
２次側導通時間測定回路２２ｂには、定電流源が１×Ｉ２、２×Ｉ２、ｎ×Ｉ２の定電流源が配置されており、容量３０ａ、容量３０ｂ、容量３０ｎが同じ容量値のために、それぞれの容量には定電流源に応じてＩ２の倍数の電圧が表れる。
２次側導通時間測定回路２２ｂに内蔵されたスイッチ切替え部６０には、スイッチ６０ａ、６０ｂ、６０ｎなどで構成され、前述の発振周期測定回路２２ａから出力されるＶ１（発振周期Ｔに比例）が大きいほど、スイッチ６０ａ、スイッチ６０ｂ、スイッチ６０ｎの順番で、小さな定電流源に接続されたスイッチを一つ選択し、オンさせる。図２には記載されていないが、これらスイッチに関しては、複数のコンパレータを用いて、容量２６の電圧Ｖ１に応じて、スイッチをオンオフさせる。
It is expressed.
In the secondary side conduction
The
すなわち、スイッチ切替え部６０は、２次側導通時間Ｔ２ＯＮの大きさと比例して大きくなる２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２の傾きを、発振周期Ｔの大きさに反比例させている。
図３は、２次側導通時間Ｔ２ＯＮと、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力信号Ｖ２の関係を表す図である。本図に示されるように、２次側導通時間測定回路２２ｂは、発振周期Ｔが２倍・３倍・・・ｎ倍と大きくなるにつれて、２次側導通時間Ｔ２ＯＮと過電流保護値調整回路２２ｃへ出力される電圧Ｖ２の比例式の傾きが１／２倍・１／３倍・・・１／ｎ倍と小さくなるように、電圧Ｖ２を出力する。以上が２次側導通時間測定回路２２ｂについての説明である。続いて、過電流保護値調整回路２２ｃについて説明する。
That is, the
FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between the secondary conduction time T2ON and the output signal V2 of the secondary conduction
過電流保護値調整回路２２ｃは、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力が入力されるように接続され、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力信号から、比較器２０に出力する過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを決定する。また、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴは、１周期前の発振周期Ｔと２次側導通時間Ｔ２ＯＮの情報からパルスバイパルスで決定され、スイッチング素子８がオフするごとにリセットされる。
The overcurrent protection
過電流保護調整回路２２ｃは反比例回路３４を備える。反比例回路３４は、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２に基づき、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを出力する。具体的には、
The overcurrent
で示されるように、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２に反比例する値を、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとして出力する。
なお、上記の数式（１４）の出力を実現するための反比例回路は公知の技術であるが、比較的回路構成が複雑になる。そこで単純に、
As shown, the value that is inversely proportional to the output voltage V2 of the secondary side conduction
Although the inversely proportional circuit for realizing the output of Equation (14) is a known technique, the circuit configuration is relatively complicated. So simply,
で示される関係式を満たすように、電圧Ｖ２から過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを出力する回路構成としてもよい。入力されるＶ２が大きくなるに従い、ＶＬＩＭＩＴを単純に小さくするだけでよいため、回路構成が非常に簡素化できる。ただし、数式（１４）の補正に比べ、補正精度がよくない。
図４は、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２と、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとの関係を表す図である。過電流保護調整回路２２ｃの反比例回路３４が、数式（１４）のように、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２に反比例する値を過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとして出力する回路である場合、電圧Ｖ２と過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとの関係は、図４の（ａ）のようになる。一方回路構成を簡素化し、過電流保護調整回路２２ｃの反比例回路３４が、数式（１５）の出力を実現する回路である場合、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２と、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとの関係は、図４の（ｂ）のようになる。
The circuit configuration may be such that the overcurrent protection detection voltage VLIMIT is output from the voltage V2 so as to satisfy the relational expression shown in FIG. As the input V2 increases, VLIMIT only needs to be simply reduced, so that the circuit configuration can be greatly simplified. However, the correction accuracy is not good as compared with the correction of Expression (14).
FIG. 4 is a diagram illustrating the relationship between the output voltage V2 of the secondary side conduction
また図５は、入力電圧に対する最大出力の関係を示す図である。図４（ａ）で示されるように、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２に反比例する値を過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとして出力した場合、図５の（ａ）で示される入力電圧と最大出力の関係となる。数式（９）を満たすようにＶＬＩＭＩＴが定められており、入力電圧に関わらず最大出力が一定となる。
FIG. 5 is a diagram showing the relationship of the maximum output with respect to the input voltage. As shown in FIG. 4A, when a value inversely proportional to the output voltage V2 of the secondary side conduction
図４（ｂ）で示されるように、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを数式（１５）の出力で実現した場合、図５の（ｂ）で示される入力電圧と最大出力の関係となる。この場合、入力電圧が最低入力と最高入力の中間の値で、最大出力が大きくなる。また図５の（ｃ）には、補正を行わなかった場合の入力電圧と最大出力の関係の関係を示す。過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを数式（１５）の出力で実現した場合においても、補正なしの場合に比べ、入力電圧の最高入力時の出力が抑えられるため、出力電力ＰＯの最大値は低減されている。なお、図５に示す入力電圧と最大出力の関係は、入力電圧の最低入力と最高入力で最大出力電力ＰＯが同じになるように補正したものである。以上が過電流保護値調整回路２２ｃについての説明である。次に、上記のように出力電力一定化回路２２を構成することによる効果について説明する。
As shown in FIG. 4B, when the overcurrent protection detection voltage VLIMIT is realized by the output of Expression (15), the relationship between the input voltage and the maximum output shown in FIG. In this case, the input voltage is an intermediate value between the lowest input and the highest input, and the maximum output increases. FIG. 5C shows the relationship between the input voltage and the maximum output when no correction is performed. Even when the overcurrent protection detection voltage VLIMIT is realized by the output of the formula (15), the output at the maximum input voltage is suppressed compared to the case without correction, so the maximum value of the output power PO is reduced. Yes. The relationship between the input voltage and the maximum output shown in FIG. 5 is corrected so that the maximum output power PO is the same between the lowest input and the highest input voltage. The above is the description of the overcurrent protection
既に説明したように、入力電圧に対する最大出力電力ＰＯｍａｘを一定にするためには、数式（９）を満たす必要がある。すなわち過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴと発振周期Ｔが比例の関係で、ＶＬＩＭＩＴとＶ２（∝Ｔ２ＯＮ）が反比例の関係となるように制御する必要がある。これに対して、本実施の形態にかかるスイッチング電源装置では、２次側導通時間Ｔ２ＯＮの大きさと比例して大きくなる２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２の傾きを、発振周期Ｔの大きさに反比例させている。これにより、例えば発振周期Ｔが大きい場合は、２次側導通時間Ｔ２ＯＮが小さく補正（実際には電圧Ｖ２が小さくなっている）される。その後電圧Ｖ２と反比例するように過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを決定する。
As already described, in order to make the maximum output power POmax with respect to the input voltage constant, it is necessary to satisfy Expression (9). That is, it is necessary to control so that the overcurrent protection detection voltage VLIMIT and the oscillation period T are in a proportional relationship, and VLIMIT and V2 (∝T2ON) are in an inversely proportional relationship. On the other hand, in the switching power supply according to the present embodiment, the slope of the output voltage V2 of the secondary-side conduction
すなわち、最初に発振周期Ｔと２次側オン時間Ｔ２ＯＮを反比例の関係となるように２次側オン時間Ｔ２ＯＮを補正し、その後補正された２次側オン時間Ｔ２ＯＮと過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴが反比例の関係となるように制御することで、数式（９）を満たし、最大出力電力ＰＯｍａｘのばらつきを低減している。
なお最大出力電力ＰＯｍａｘのばらつきを低減するためには、数式（９）の関係式を満たすようにスイッチング電源装置を動作させればよいので、スイッチング素子に流れる電流値ＩＤＰと、スイッチング素子の発振周期Ｔの測定値に基づき、上記数式（９）の関係式を満たす２次側導通時間Ｔ２ＯＮの許容値を設定することにより、最大出力電力のばらつきを低減してもよい。この場合、２次側導通時間Ｔ２ＯＮの許容値と２次側導通時間Ｔ２ＯＮの測定値を比較し、２次側導通時間Ｔ２ＯＮの測定値が２次側導通時間Ｔ２ＯＮの許容値に到達した場合にスイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより、最大出力電力のばらつきを低減する。
That is, first, the secondary-side on-time T2ON is corrected so that the oscillation cycle T and the secondary-side on-time T2ON have an inversely proportional relationship, and then the corrected secondary-side on-time T2ON and the overcurrent protection detection voltage value VLIMIT are obtained. Is controlled to be in an inversely proportional relationship, the formula (9) is satisfied and the variation in the maximum output power POmax is reduced.
In order to reduce the variation in the maximum output power POmax, the switching power supply device is operated so as to satisfy the relational expression (9). Therefore, the current value IDP flowing through the switching element and the oscillation period of the switching element The variation in the maximum output power may be reduced by setting an allowable value of the secondary conduction time T2ON that satisfies the relational expression of the above formula (9) based on the measured value of T. In this case, when the measured value of the secondary conduction time T2ON is compared with the measured value of the secondary conduction time T2ON and the measured value of the secondary conduction time T2ON reaches the allowable value of the secondary conduction time T2ON. By controlling the switching operation of the switching element, the variation in the maximum output power is reduced.
図６は、２次側導通時間測定回路２２ｂに配置されるスイッチの数の違い（ｎ＝０、３、６）による、入力電圧に対する最大出力電力ＰＯｍａｘの関係を示す図である。なお、本図は過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴと２次側導通時間Ｔ２ＯＮが反比例の関係を保ちながら制御される場合を仮定し、入力電圧が最低〜最高までの範囲でスイッチがｎ回切替る場合を想定している。
FIG. 6 is a diagram showing the relationship of the maximum output power POmax with respect to the input voltage due to the difference in the number of switches (n = 0, 3, 6) arranged in the secondary side conduction
本図に示されるように、入力電圧が高くなり発振周期Ｔが短くなるに従って、断続的にスイッチの切替えが行われるため、スイッチが切替えられるたびに過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴが補正され、最大出力電力ＰＯｍａｘが抑えられる。スイッチ数ｎが大きければ、最大出力電力ＰＯをより理想的に抑えることができる。
特許文献１に開示される技術では、半導体装置の内部にＩａ＝ｎ×Ｉｂ２の複雑な計算を行う演算回路が必要であった。また、スイッチング素子がオンした場合のみ過電流保護値調整回路が動作するように制御する必要があった。これに対し、本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、複雑な乗算、除算回路等の演算回路を用いず、比較的簡素な回路構成により入力電圧に対する最大出力電力の増大を回避することができる。
As shown in the figure, the switch is intermittently switched as the input voltage increases and the oscillation period T decreases, so that the overcurrent protection detection voltage value VLIMIT is corrected every time the switch is switched, The output power POmax is suppressed. If the number of switches n is large, the maximum output power PO can be suppressed more ideally.
The technique disclosed in
また電圧や電流の値そのものは部品のばらつきに左右されるが、電圧や電流の立上がりや立下りのタイミングは部品のばらつきに左右されにくい。スイッチング素子の発振周期Ｔ、２次側導通時間Ｔ２ＯＮは電圧や電流の立上がりや立下りのタイミングを使って検出できるので、部品のばらつきに左右されにくい。さらに、１次側導通電流値ＩＤＰはスイッチング素子に流れる電流を直接測定することで検出できるため、部品のばらつきに左右されにくい。 In addition, although the voltage and current values themselves depend on component variations, the rise and fall timings of the voltage and current are not easily affected by component variations. Since the oscillation period T of the switching element and the secondary side conduction time T2ON can be detected using the rise and fall timings of the voltage and current, they are not easily influenced by variations in components. Furthermore, since the primary side conduction current value IDP can be detected by directly measuring the current flowing through the switching element, the primary side conduction current value IDP is not easily influenced by variations in components.
本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、スイッチング素子の発振周期Ｔ、２次側導通時間Ｔ２ＯＮを直接測定し、その測定値に基づき過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴを定め、過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴを用いてスイッチング素子のスイッチング動作を制御するので、搭載部品のばらつきによる精度の悪化を避けることができ、精度よく電力の最大出力のばらつきを低減することができる。 The switching power supply according to the present embodiment directly measures the oscillation period T of the switching element, the secondary conduction time T2ON, determines the overcurrent protection detection voltage value VLIMIT based on the measured value, and determines the overcurrent protection detection voltage value. Since the switching operation of the switching element is controlled using VLIMIT, it is possible to avoid deterioration in accuracy due to variations in mounted components, and to reduce variations in the maximum output of power with high accuracy.
次に、本実施の形態にかかるスイッチング電源装置１の動作を説明する。図７は、スイッチング電源装置１の各内部回路における出力信号の波形を示す図である。以下では図７（ａ）に示される、入力端子３の両端に直流入力電圧Ｖｉｎが印加された場合を考える。
入力端子３の両端に電圧Ｖｉｎが印加され電圧が上昇していくと、抵抗１１、半導体装置２のＶｉｎ端子、レギュレータ１４を介して、半導体装置２のＶＣＣ端子から整流平滑回路７を構成する容量７ｂへ電流がチャージされる。この時、半導体装置内部の内部回路用電源１５も基準電圧ＶＤＤまで上昇する。その後、ＶＣＣ端子電圧が上昇し起動電圧に達すると、起動・停止回路３５がＨ信号を出力するようになり、図７（ｂ）に示されるように、スイッチング素子８の発振が開始される。
Next, the operation of the switching
When the voltage Vin is applied to both ends of the
スイッチング素子８の発振が開始されると、スイッチング素子８のスイッチング動作によって１次巻線６ａに発生する交流電圧（１次側交流電圧）が印加され、スイッチング素子８がオンの期間は、１次巻線６ａにエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子８がオフの期間は、２次巻線６ｂへとエネルギーが伝達されるいわゆるフライバック電源動作となる。 When the oscillation of the switching element 8 is started, an AC voltage (primary AC voltage) generated in the primary winding 6a by the switching operation of the switching element 8 is applied, and the primary period is the period during which the switching element 8 is on. During the period in which energy is stored in the winding 6a and the switching element 8 is off, a so-called flyback power supply operation is performed in which energy is transmitted to the secondary winding 6b.
スイッチングトランス６の1次巻線６ａと２次巻線６ｂと補助巻線６ｃには、極性に従い、図７（ｂ）の電圧波形と相似形の電圧が現れ、その電圧値はそれぞれの巻数比に比例する。
上記２次巻線６ｂは、２次巻線６ｂに発生する交流電圧（２次側交流電圧）を整流し且つ平滑化した、出力電圧Ｖｏｕｔ（第2の直流電圧）を発生させ、出力端子４を介して、負荷５へ安定電圧を供給する。
In the primary winding 6a, the secondary winding 6b, and the auxiliary winding 6c of the switching
The secondary winding 6b generates an output voltage Vout (second DC voltage) obtained by rectifying and smoothing an AC voltage (secondary AC voltage) generated in the secondary winding 6b. A stable voltage is supplied to the load 5 via.
出力電圧検出回路１８は上記出力電圧を安定化するために、２次側整流平滑回路１０の出力部の電圧値を検出し、そのフィードバック信号を１次側半導体装置２のＦＢ端子を介して、フィードバック信号回路３７へ入力する。
動作の一例として、出力電圧が上昇すると出力電圧検出回路１８からフィードバック信号回路３７の出力ＶＦＢが小さくなるように制御することで、スイッチング素子８に流れる電流値を小さくし２次側への出力電力供給を減らし、出力電圧を低下させるように動作する。
In order to stabilize the output voltage, the output
As an example of the operation, when the output voltage rises, control is performed so that the output VFB of the
フィードバック信号回路３７から出力される電圧値は、比較器２０の基準電圧として発振ごとに出力の状態を電圧値で伝達している。
補助巻線６ｃは、２次巻線６ｃに発生する図７（ｃ）に示すような交流電圧（補助側交流電圧）を整流し且つ平滑化し、半導体装置２のＶＣＣ端子を介して電力を供給している。
The voltage value output from the
The auxiliary winding 6c rectifies and smoothes the AC voltage (auxiliary AC voltage) generated in the secondary winding 6c as shown in FIG. 7C, and supplies power through the VCC terminal of the
また、補助巻線６ｃに現れる交流電圧を、２次側導通時間検出部検出９の抵抗９ａと９ｂで抵抗分割し、半導体装置２のＴＲ端子を介して、ボトムオン検出回路に入力する。
この時のＴＲ端子電圧波形は、図７（ｄ）のようになり、スイッチング素子がオン時には、半導体装置２内部でマイナス電圧を、約−１Ｖ程度にクランプしている。
ＴＲ端子内部での制御としては、スイッチング素子８がオフし、フライバック期間が終了した後に図７（ｄ）で示されるＴＲ端子電圧ＶＴＲと基準電圧とを、ボトムオン検出回路２１により比較する。ＶＴＲのボトム状態を判定した場合、ボトムオン検出回路２１は、図７（ｅ）に示すようなボトムオン信号（Ｈ）を、ＲＳフリップフロップ回路２３のセット端子Ｓに対して出力することでスイッチング素子８をオンさせる。
Further, the AC voltage appearing in the auxiliary winding 6 c is resistance-divided by the
The TR terminal voltage waveform at this time is as shown in FIG. 7D. When the switching element is turned on, the negative voltage is clamped to about −1 V in the
As the control inside the TR terminal, the bottom ON
スイッチング素子電流検出回路１９は、スイッチング素子８に流れる電流（図７（ｈ））とセンス抵抗１２で育成された電圧値を、内蔵するローパスフィルタでスイッチング時に発生するノイズを除去して、比較器２０に対し、図７（ｉ）に示すようなスイッチング素子電流信号ＶＩＳを出力する。
ゲートドライバ２４は、図７（ｆ）に示されるような信号を出力する。このゲート信号においてＨ信号に切替るタイミングは、図７（ｅ）に示すボトム検出回路出力信号からのＨ信号が、ＲＳフリップフロップ回路２３、ＮＡＮＤ回路３９を介して入力されたタイミングである。
The switching element
The
また、Ｌ信号に切替るタイミングは、比較器２０がスイッチング素子電流信号ＶＩＳと、フィードバック電圧ＶＦＢまたは過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴを比較し、ＶＩＳがＶＦＢまたはＶＬＩＭＩＴに到達したタイミングである。
ＮＡＮＤ回路３９は、図７（ｇ）に示されるような図７（ｆ）で表される信号を反転した信号を出力する。
The timing of switching to the L signal is the timing at which the
The
次に、出力電力一定化回路部２２の動作を説明する。
出力電力一定化回路部２２の発振周期測定回路２２ａには、上記のようにボトムオン検出回路２１のＨ信号が入力された場合に、スイッチ２５がオンし、スイッチ７２がオフすることで容量２６が放電し、容量２６の電圧Ｖ１がリセットされる。その後、スイッチ２５がオフし、スイッチ７２がオンして、容量２６は定電流源２７より一定電流Ｉ１で充電されるため、容量２６の電圧値Ｖ１としては、図７（ｊ）のような波形となる。
Next, the operation of the output power stabilizing
When the H signal of the bottom-on
出力電力一定化回路部２２の２次側導通時間測定回路２２ｂには、上記のようにボトムオン検出回路２１のＨ信号が入力された場合に、スイッチ２９ａ（２９ｂ、２９ｎ）がオンし、ボトムオン検出回路２１のＨ信号によりＮＡＮＤ回路３９がＨ信号を出力するようになるとインバータ回路３１ａ（３１ｂ、３１ｎ）がＬ信号に反転出力し、スイッチ３２ａ（３２ｂ、３２ｎ）がオフすることで容量３０ａ（３０ｂ、３０ｎ）が放電し、容量３０ａ（３０ｂ、３０ｎ）の電圧Ｖａ（Ｖｂ、Ｖｎ）がリセットされる。ボトムオン検出回路２１のＨ信号は短い間のパルス状の信号であるため、スイッチ２９ａ（２９ｂ、２９ｎ）はオフするが、上記のボトムオン検出回路２１のＨ信号は容量３０ａ（３０ｂ、３０ｎ）が放電されるまでＨ信号をキープする。
When the H signal from the bottom-on
その後、ＮＡＮＤ信号３９がＬ信号を出力するようになると、インバータ回路３１ａ（３１ｂ、３１ｎ）がＨ信号に反転出力し、スイッチ３２ａ（３２ｂ、３２ｎ）をオンすることで容量３０ａ（３０ｂ、３０ｎ）が定電流源３３（４３、５３）により一定電流Ｉ１（２×Ｉ２、ｎ×Ｉ２）で充電されるため、容量３０ａ（３０ｂ、３０ｎ）の電圧値Ｖ１としては、スイッチング素子８がオフしてから次のオンまでの間リニアに増加することになる。例えば、スイッチ２９ａのみがオンしている場合の２次側導通時間測定回路の出力信号は、図７（ｋ）のようになる。
Thereafter, when the
また、出力電力一定化回路部２２の過電流保護値調整回路２２ｃの出力信号である過電流保護電圧ＶＬＩＭＩＴに関しては、発振毎に発振周期Ｔと２次側導通時間Ｔ２ＯＮを測定しスイッチング素子８がオンするタイミングで決定され、スイッチング素子８がオフするたびに更新される。本出力は、図７（ｌ）のようになる。
続いて、本実施の形態にかかるスイッチング電源装置１の過電流保護時の動作について説明する。図８は、直流入力電圧が図８（ａ）のように変化した場合の、過電流保護検出（最大出力）時の波形を模式的に描いたものである。
For the overcurrent protection voltage VLIMIT which is an output signal of the overcurrent protection
Next, the operation during overcurrent protection of the switching
図８（ａ）に示すように、入力電圧がステップ状に大きくなる場合、図８（ｂ）に示すとおり、スイッチング素子電圧は、次第に大きくなる。
補助巻線電圧には、図８（ａ）で示されるスイッチング素子電圧と相似形の図８（ｃ）のような電圧波形が現れる。
図８（ｄ）、（ｅ）に示すように、半導体装置２のＴＲ端子がボトム状態を判定したタイミングでスイッチング素子８がオンし、比較器２０に入力される半導体装置２のＩＳ端子の電圧ＶＩＳがＶＬＩＭＩＴに到達した場合にオフする。その場合のゲートドライバ２４の出力信号は、図８（ｆ）のようになる。また、ＮＡＮＤ回路３９の出力は、図８（ｇ）に示されるような図８（ｆ）で表される信号を反転した信号となる。
As shown in FIG. 8A, when the input voltage increases stepwise, the switching element voltage gradually increases as shown in FIG. 8B.
In the auxiliary winding voltage, a voltage waveform similar to the switching element voltage shown in FIG. 8A as shown in FIG. 8C appears.
As shown in FIGS. 8D and 8E, the switching element 8 is turned on at the timing when the TR terminal of the
スイッチング素子８に流れる電流は、図８（ｈ）で示すように、直流入力電圧に比例して電流の傾きが大きくなる。スイッチング素子電流検出回路１９の出力は、図８（ｉ）で示すように、図８（ｈ）で示されるスイッチング素子８に流れる電流と相似形の波形となる。
発振周期測定回路２２ａの出力信号Ｖ１は、図８（ｊ）に示すように、直流入力電圧の低入力側で発振周期Ｔが長くなり、高入力側では発振周期Ｔが短くなるため、図中左側の低入力側で値が大きくなる。
As shown in FIG. 8H, the current flowing through the switching element 8 has a larger current gradient in proportion to the DC input voltage. As shown in FIG. 8I, the output of the switching element
As shown in FIG. 8 (j), the output signal V1 of the oscillation
一方、２次側導通時間測定回路出力信号Ｖ２は、図８（ｋ）に示すように、発振周期Ｔが長い低入力側では、スイッチ切替え部６０により、低入力側から高入力側に以降するにつれてスイッチ６０ａ（定電流源でのチャージ小）からスイッチ６０ｎ（定電流源でのチャージ大）へスイッチが切替るために、低入力側ほどＶ２の値は小さくなる。
出力電力一定化回路部２２の過電流保護値調整回路２２ｃの出力信号である過電流保護電圧ＶＬＩＭＩＴは、発振毎に発振周期Ｔと２次側導通時間Ｔ２ＯＮを測定しスイッチング素子８がオンするタイミングで決定され、スイッチング素子８がオフするたびに更新される。過電流保護値調整回路２２ｃは、２次側導通時間測定回路２２ｂの出力電圧Ｖ２に反比例する値を、過電流保護検出電圧ＶＬＩＭＩＴとして出力するため、過電流保護電圧ＶＬＩＭＩＴは、図８（ｌ）に示すように、低入力側では大きくなり、高入力側では小さくなる。
On the other hand, as shown in FIG. 8 (k), the secondary side conduction time measurement circuit output signal V2 is changed from the low input side to the high input side by the
The overcurrent protection voltage VLIMIT, which is the output signal of the overcurrent protection
以上のように本実施の形態によれば、発振周期Ｔと２次側オン時間Ｔ２ＯＮを測定し、発振周期Ｔと２次側オン時間Ｔ２ＯＮを用いて過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴを定め、過電流保護検出電圧値ＶＬＩＭＩＴを用いてスイッチング素子のスイッチング動作を制御することで、複雑な演算回路を設けることなく簡単な回路構成で、精度よく電力の最大出力のばらつきを低減することができる。 As described above, according to the present embodiment, the oscillation cycle T and the secondary on-time T2ON are measured, the overcurrent protection detection voltage value VLIMIT is determined using the oscillation cycle T and the secondary on-time T2ON. By controlling the switching operation of the switching element using the current protection detection voltage value VLIMIT, it is possible to accurately reduce the variation in the maximum output of power with a simple circuit configuration without providing a complicated arithmetic circuit.
本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、自励型フライバック方式のスイッチング電源装置において、精度よく電力の最大出力のばらつきを低減することができ有益である。 According to the switching power supply according to the present invention, in the self-excited flyback switching power supply, the variation in the maximum output of power can be accurately reduced, which is beneficial.
１ スイッチング電源装置
２ 半導体装置
３ 入力部
３ａ、３ｂ 入力端子
４ 出力部
４ａ、４ｂ 出力端子
５ 負荷
６ スイッチングトランス
６ａ １次巻線
６ｂ ２次巻線
６ｃ 補助巻線
７ 補助巻線整流平滑回路
７ａ 補助巻線整流ダイオード
７ｂ 補助巻線平滑容量
８ スイッチング素子
９ ２次側導通時間検出部
９ａ、９ｂ ２次側導通時間検出抵抗
１０ ２次側整流平滑回路
１０ａ ２次巻線整流ダイオード
１０ｂ ２次巻線平滑容量
１１ 起動抵抗
１２ センス抵抗
１３ 共振用容量
１４ レギュレータ
１５ 内部回路用電源
１８ 出力電圧検出回路
１９ スイッチング素子電流検出回路
２０ 比較器
２１ ボトムオン検出回路
２２ 出力電力一定化回路部
２２ａ 発振周期測定回路
２２ｂ ２次側導通時間測定回路
２２ｃ 過電流保護値調整回路
２３ ＲＳフリップフロップ回路
２４ ゲートドライバ
２５スイッチ
２６ 容量
２７ 定電流源
２９ａ、２９ｂ、２９ｎ スイッチ
３０ａ、３０ｂ、３０ｎ 容量
３１ａ、３１ｂ、３１ｎ インバータ回路
３２ａ、３２ｂ、３２ｎ スイッチ
３３ 定電流源
３４ 反比例回路
３５ 起動・停止回路
３７ フィードバック信号回路
３９ ＮＡＮＤ回路
４３ 定電流源
５３ 定電流源
６０ スイッチ切替え部
６０ａ、６０ｂ、６０ｎ スイッチ
７６ スイッチ
１９９ 半導体装置
２００ スイッチング電源装置
２０１ 入力部
２０１ａ、２０１ｂ 入力端子
２０２ 起動抵抗
２０３ スイッチングトランス
２０３ａ １次巻線
２０３ｂ ２次巻線
２０３ｃ 補助巻線
２０４ スイッチング素子
２０５ 共振容量
２０６ センス抵抗
２０７ 補助巻線整流平滑回路
２０７ａ 補助巻線整流ダイオード
２０７ｂ 補助巻線平滑容量
２０８ ボトム検出抵抗
２０９ 出力電圧検出回路
２５１ ２次側整流平滑回路
２５１ａ ２次側整流ダイオード
２５１ｂ ２次側平滑容量
２５２ 出力部
２５２ａ、２５２ｂ 出力端子
２５３ 負荷
２１０ ボトムオン検出回路
２１１ ＲＳフリップフロップ回路
２１６ スイッチング素子電流検出回路
２１７ 比較器
２１８ フィードバック信号回路
２１９ 過電流保護値調整回路
２１９ａ スイッチ
２１９ｂ スイッチ
２１９ｃ 演算回路
２１９ｄ スイッチ
２１９ｅ 容量
２１９ｆ カレントミラー回路
２２０ ゲートドライバ
２１４ レギュレータ
２１５ 内部回路用電源
２３５ 起動・停止回路
２３９ ＮＡＮＤ回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Switching power supply device 2 Semiconductor device 3 Input part 3a, 3b Input terminal 4 Output part 4a, 4b Output terminal 5 Load 6 Switching transformer 6a Primary winding 6b Secondary winding 6c Auxiliary winding 7 Auxiliary winding rectification smoothing circuit 7a Auxiliary winding rectifier diode 7b Auxiliary winding smoothing capacitor 8 Switching element 9 Secondary side conduction time detector 9a, 9b Secondary side conduction time detection resistor 10 Secondary side rectification smoothing circuit 10a Secondary winding rectification diode 10b Secondary winding Line smoothing capacity 11 Start resistance 12 Sense resistance 13 Resonance capacity 14 Regulator 15 Internal circuit power supply 18 Output voltage detection circuit 19 Switching element current detection circuit 20 Comparator 21 Bottom-on detection circuit 22 Output power stabilization circuit section 22a Oscillation period measurement circuit 22b Secondary side conduction time measurement circuit 22c Overcurrent protection value adjustment circuit 2 RS flip-flop circuit 24 Gate driver 25 Switch 26 Capacitor 27 Constant current source 29a, 29b, 29n Switch 30a, 30b, 30n Capacitor 31a, 31b, 31n Inverter circuit 32a, 32b, 32n Switch 33 Constant current source 34 Inverse proportional circuit 35 Start-up Stop circuit 37 Feedback signal circuit 39 NAND circuit 43 Constant current source 53 Constant current source 60 Switch switching unit 60a, 60b, 60n Switch 76 Switch 199 Semiconductor device 200 Switching power supply device 201 Input unit 201a, 201b Input terminal 202 Start resistor 203 Switching transformer 203a Primary winding 203b Secondary winding 203c Auxiliary winding 204 Switching element 205 Resonance capacity 206 Sense resistor 207 Auxiliary winding rectification smoothing circuit 207a Auxiliary winding rectifier diode 207b Auxiliary winding smoothing capacity 208 Bottom detection resistor 209 Output voltage detection circuit 251 Secondary side rectification smoothing circuit 251a Secondary side rectification diode 251b Secondary side smoothing capacity 252 Output unit 252a, 252b Output terminal 253 Load 210 Bottom-on detection circuit 211 RS flip-flop circuit 216 Switching element current detection circuit 217 Comparator 218 Feedback signal circuit 219 Overcurrent protection value adjustment circuit 219a Switch 219b Switch 219c Arithmetic circuit 219d Switch 219e Capacity 219f Current mirror circuit 220 Gate driver 214 Regulator 215 Inside Circuit power supply 235 Start / stop circuit 239 NAND circuit
Claims (6)
負荷と接続される出力端子と、
前記入力端子に接続される１次巻線と前記出力端子に接続される２次巻線とを有するスイッチングトランスと、
前記１次巻線と前記入力端子の間に直列に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子の発振周期Ｔを測定する発振周期測定回路と、
前記スイッチング素子に流れる電流値ＩＤＰを検出する１次側導通電流検出回路と、
前記２次巻線に電流が流れる１周期あたりの時間Ｔ２ＯＮを測定する２次側導通時間測定回路とを備え、
前記制御回路は、
前記発振周期Ｔ、前記１次側導通電流値ＩＤＰ、前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮのいずれか１つのパラメータに対する許容値を、他の２つのパラメータを用いて定め、
定めた許容値を用いて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする自励方式のスイッチング電源装置。 An input terminal to which an input voltage is applied;
An output terminal connected to the load;
A switching transformer having a primary winding connected to the input terminal and a secondary winding connected to the output terminal;
A switching element connected in series between the primary winding and the input terminal;
A control circuit for controlling the switching operation of the switching element;
An oscillation period measuring circuit for measuring an oscillation period T of the switching element;
A primary conduction current detection circuit for detecting a current value IDP flowing through the switching element;
A secondary-side conduction time measuring circuit that measures a time T2ON per cycle in which a current flows through the secondary winding;
The control circuit includes:
An allowable value for any one parameter of the oscillation period T, the primary side conduction current value IDP, and the secondary side conduction time T2ON is determined using the other two parameters,
A self-excited switching power supply device that controls a switching operation of the switching element by using a predetermined allowable value.
前記発振周期Ｔ、前記１次側導通電流値ＩＤＰ、前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮのいずれか１つのパラメータに対する許容値を、式ＩＤＰ×Ｔ２ＯＮ／Ｔで定まる値が一定となるように定めることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The control circuit includes:
An allowable value for any one of the oscillation period T, the primary side conduction current value IDP, and the secondary side conduction time T2ON is determined so that a value determined by the expression IDP × T2ON / T is constant. The switching power supply device according to claim 1, wherein
前記１次側導通電流値ＩＤＰの許容値を、前記発振周期Ｔ、前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮを用いて定め、
前記１次側導通電流ＩＤＰの許容値と前記１次側導通電流ＩＤＰの値を比較し、前記１次側導通電流ＩＤＰが前記１次側導通電流ＩＤＰの許容値に到達した場合、前記スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。 The control circuit includes:
An allowable value of the primary side conduction current value IDP is determined using the oscillation period T and the secondary side conduction time T2ON,
When the allowable value of the primary conduction current IDP is compared with the value of the primary conduction current IDP, and the primary conduction current IDP reaches the allowable value of the primary conduction current IDP, the switching element The switching power supply device according to claim 2, wherein the switching power supply is turned off.
前記２次側導通時間測定回路により測定された前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮを前記発振周期Ｔに対して反比例の関係で補正した値を出力する反比例回路を有し、
前記反比例回路の出力値を用いて、前記１次側導通電流ＩＤＰの許容値を定めることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。 The control circuit includes:
An inversely proportional circuit that outputs a value obtained by correcting the secondary side conduction time T2ON measured by the secondary side conduction time measurement circuit in an inversely proportional relationship with respect to the oscillation period T;
The switching power supply according to claim 3, wherein an allowable value of the primary side conduction current IDP is determined using an output value of the inversely proportional circuit.
前記反比例回路の出力値を反比例の関係で補正した値を、前記１次側導通電流値ＩＤＰの許容値として出力する回路を有することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。 The control circuit includes:
5. The switching power supply device according to claim 4, further comprising a circuit that outputs a value obtained by correcting the output value of the inversely proportional circuit in an inversely proportional relationship as an allowable value of the primary-side conduction current value IDP.
前記１次側導通電流値ＩＤＰの許容値を、前記発振周期Ｔ、前記２次側導通時間Ｔ２ＯＮを用いて、式ＩＤＰ＝−ｄ×Ｔ２ＯＮ／Ｔ＋ｅ（ｄ、ｅは定数）により定めることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The control circuit includes:
The allowable value of the primary side conduction current value IDP is determined by the expression IDP = −d × T2ON / T + e (d and e are constants) using the oscillation period T and the secondary side conduction time T2ON. The switching power supply device according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2011175049A JP2013038992A (en) | 2011-08-10 | 2011-08-10 | Switching power supply |
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| Publication Number | Publication Date |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014212595A (en) * | 2013-04-17 | 2014-11-13 | コーセル株式会社 | Switching power supply device |
| JP2016127787A (en) * | 2015-01-08 | 2016-07-11 | 富士電機株式会社 | Switching power supply device |
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- 2011-08-10 JP JP2011175049A patent/JP2013038992A/en not_active Withdrawn
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