JP2013026208A - 放電ランプシステム及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】放電ランプシステム及びその制御方法を提供する。
【解決手段】システムは、放電ランプ３７０と、直流入力電圧及び電流を提供するための電力供給装置３１０と、電力供給装置３１０及び放電ランプ３７０に接続され、放電ランプ３７０にエネルギーを提供するための変換器３２０と、電力供給装置３１０に接続され、直流入力電圧を検出するための直流入力電圧検出ユニット３３０と、電力供給装置３１０に接続され、直流入力電流を検出するための直流入力電流検出ユニット３４０と、ランプ状態を反映する信号を検出するためのランプ状態検出ユニット３５０と、変換器３２０、直流入力電圧検出ユニット３３０、直流入力電流検出ユニット３４０、ランプ状態検出ユニット３５０に接続され、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号に基づいて放電ランプ３７０を制御するための制御装置３６０と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、放電ランプシステムに関し、特に、放電ランプに対して定電力制御を行う放電ランプシステム及びその制御方法に関する。

高輝度放電ランプ（ｈｉｇｈ ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ ｄｉｓｃｈａｒｇｅ ｌａｍｐｓ；ＨＩＤ）は、高効率、良好な演色性（ｃｏｌｏｒ ｒｅｎｄｅｒｉｎｇ）及び長い使用寿命を持つことで、多方面に応用されている。しかしながら、高輝度放電ランプは、複雑な負荷であり、その動作期間において、放電ランプのパラメータ（電圧、電流及び電力）が絶えず変わっている。図１は、このような放電ランプに係る代表的な制御対策を示す波形図である。放電ランプが点灯された後、上昇段階にある場合、前記放電ランプは、一般的に定電流動作モードで運行し、且つ前記放電ランプの電力は放電ランプの電圧（Ｖ_ｌａｍｐ）が増加するにつれて次第に増加する（定電流段階）。放電ランプの良い性能を得るために、放電ランプの電圧が第１の設定値Ｖ１を超えた場合、定電力制御段階になり、放電ランプのランプ電圧は、ランプ抵抗が定常値になるまで上昇し続け、この場合に採用されるのは、放電ランプの電力が固定値に調節される動作モードである。放電ランプの全ライフサイクル内において、放電ランプのランプ抵抗は、ランプの利用時間が増加するにつれて増加するため、放電ランプのランプ電圧も、ランプの利用時間が増加するにつれて高くなるし、放電ランプの電力は、定数値に制御される。

現在、放電ランプを定電力段階にする制御として、一般に、放電ランプ電圧（Ｖ_ｌａｍｐ）及び放電ランプ電流（Ｉ_ｌａｍｐ）を直接に検出し、一定の演算処理を行うことを採用して、放電ランプに対して定電力制御を行うが、実務では、一部の応用場合において、Ｖ_ｌａｍｐ及びＩ_ｌａｍｐを直接に検出しにくいため、直接にＶ_ｌａｍｐ及びＩ_ｌａｍｐを検出することによって、放電ランプに対して定電力制御を行うことも困難である。

また、投影システムである放電ランプの一部の応用において、放電ランプが多色の光を発するために、必要なランプ電流もそれぞれ異なっている。図２は、一定の時間における放電ランプ電圧（Ｖ_ｌａｍｐ）及び放電ランプ電流（Ｉ_ｌａｍｐ）を示す波形図である。図により、放電ランプ電圧及び放電ランプ電流は、定数値に維持されなく、常に急変（jump）していることが判明でき、放電ランプの電力に対して直接に定電力制御を行えば、精度問題をもたらしてしまう。

前記技術問題を解决するために、本発明は、放電ランプシステムを提出する。

本発明の一側面によると、放電ランプと、直流入力電圧及び直流入力電流を提供するための電力供給装置と、前記電力供給装置及び前記放電ランプに接続され、前記放電ランプにエネルギーを提供するための変換器と、前記電力供給装置に接続され、直流入力電圧を検出するための直流入力電圧検出ユニットと、電力供給装置に接続され、直流入力電流を検出するための直流入力電流検出ユニットと、ランプ状態を反映する信号を検出するためのランプ状態検出ユニットと、変換器、直流入力電圧検出ユニット、直流入力電流検出ユニット、ランプ状態検出ユニットに接続され、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号に基づいて変換器を介して放電ランプを制御するための制御装置と、を備える放電ランプシステムを提供する。

好ましくは、前記制御装置が前記変換器を介して前記放電ランプに対する制御は、定電力制御である。

好ましくは、前記定電力制御は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償を含む。

好ましくは、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償は、線形補償又は非線形補償である。

好ましくは、前記ランプ状態検出ユニットは、前記制御装置より発生されるデューティ比信号又はランプ電圧を反映する信号を検出する。

好ましくは、前記変換器は、２つの切替スイッチを含むハーフブリッジインバータである。

好ましくは、前記制御装置は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号を処理して、処理信号を発生するためのマイクロプロセッサと、前記処理信号に基づいて制御信号を発生するための制御ユニットと、前記制御信号に基づいて前記２つの切替スイッチを駆動するための駆動信号を発生するためのドライバと、を更に含む。

好ましくは、前記ランプ状態検出ユニットは、前記２つの切替スイッチに対応する前記駆動信号のデューティ比を得るように前記制御信号を検出し、前記駆動信号のデューティ比に基づいて前記ランプ状態を反映する信号を提供するためのデューティ比検出ユニットである。

好ましくは、前記変換器は、２つの高周波切替スイッチと、２つの低周波切替スイッチと、を含むフルブリッジインバータである。

好ましくは、前記制御装置は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号を処理して、処理信号を発生するためのマイクロプロセッサと、前記処理信号に基づいて第１の制御信号及び第２の制御信号を別々に発生するための制御ユニットと、前記２つの高周波切替スイッチを駆動するように前記第１の制御信号を受信して前記第１の制御信号に対応する第１の駆動信号を発生する第１のドライバ及び前記２つの低周波切替スイッチを駆動するように前記第２の制御信号を受信して前記第２の制御信号に対応する第２の駆動信号を発生する第２のドライバと、を更に含む。

好ましくは、前記ランプ状態検出ユニットは、前記第１の制御信号を検出して前記２つの高周波切替スイッチに対応する第１の駆動信号のデューティ比を得て、前記第１の駆動信号のデューティ比に基づいてランプ状態を反映する信号を提供するためのデューティ比検出ユニットである。

好ましくは、前記変換器は、直流‐直流変換器を含む。

好ましくは、前記直流‐直流変換器は、降圧型変換器である。

好ましくは、前記ランプ状態検出ユニットは、前記降圧型変換器の出力電圧を検出して、前記出力電圧に基づいてランプ状態を反映する信号を提供するための出力電圧検出ユニットである。

好ましくは、前記電力供給装置は、交流電流を提供する交流電圧源と、前記交流電圧源に接続され、前記交流電流を直流電流に変換するための整流器と、を含む。

好ましくは、前記電力供給装置は、前記整流器に接続され、前記直流入力電圧を提供するための力率改善回路を更に含む。

好ましくは、前記電力供給装置は、直流電圧源である。

好ましくは、前記ランプ状態を反映する信号は、電圧信号又は電流信号である。

好ましくは、前記放電ランプは、高輝度放電ランプである。

本発明のまた他の側面によると、前記本発明の一側面による放電ランプシステムを制御するための方法を更に提出する。

好ましくは、前記放電ランプに対する制御は、定電力制御である。更に、定電力制御は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償を含む。

好ましくは、前記ランプ状態を反映する信号は、デューティ比である。

好ましくは、前記ランプ状態を反映する信号は、ランプ電圧を反映する信号である。

本発明の放電ランプシステム及びその制御方法を採用すれば、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号を補償することで入力電力を制御して、放電ランプに対する定電力制御を間接的に達成し、本発明が放電ランプの制御に対して良い安定性を示すことが、実験データより検証された。

従来の技術による放電ランプの代表的な制御対策を示す波形図である。 従来の技術による投影システムの放電ランプの電圧及び電流を示す波形図である。 本発明の放電ランプシステムの構造を示す模式図である。 本発明の一実施例による放電ランプシステムの制御装置の構造を示す模式図である。 本発明の一実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である。 本発明のまた他の実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である。 本発明のまた一つの実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である。 本発明のもう一つの実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である。 本発明の一実施形態による放電ランプシステムの制御方法を示すフロー図である。

以下、本発明の実施形態を図面及び詳細な説明によって詳しく解釈するし、図面を簡素化するため、慣用なものとして既知されている構造と部材を、図面で簡単に示す。

本発明の放電ランプシステムの構造を示す模式図である図３を参照する。図３に示すように、放電ランプシステム３００は、電力供給装置３１０と、変換器３２０と、直流入力電圧検出ユニット３３０と、直流入力電流検出ユニット３４０と、ランプ状態検出ユニット３５０と、制御装置３６０と、放電ランプ３７０と、を備える。そのうち、電力供給装置３１０は、直流入力電圧及び直流入力電流を提供することに用いられる。変換器３２０は、電力供給装置３１０より提供される直流入力電圧を受信するように一端が電力供給装置３１０に接続され、他端が放電ランプ３７０に接続される。前記変換器３２０は、電力供給装置３１０より提供される直流入力電圧を放電ランプ３７０の必要な電圧に変換して、放電ランプ３７０に必要なエネルギーを提供することに用いられることができる。直流入力電圧検出ユニット３３０は、電力供給装置３１０に接続され、直流入力電圧を検出することに用いられる。直流入力電流検出ユニット３４０は、電力供給装置に接続され、直流入力電流を検出することに用いられる。ランプ状態検出ユニット３５０は、ランプ状態を反映する信号を検出することに用いられる。制御装置３６０は、変換器３２０、直流入力電圧検出ユニット３３０、直流入力電流検出ユニット３４０、ランプ状態検出ユニット３５０に接続され、直流入力電圧検出ユニット３３０より提供される直流入力電圧、直流入力電流検出ユニット３４０より提供される直流入力電流、放電ランプ状態に対応するランプ状態信号に基づいて制御信号を発生し、前記制御信号にに基づいて変換器３２０を介して放電ランプ３７０を制御する。例えば、放電ランプに対して定電力制御を行う。特に、前記定電力制御は、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を補償するものである。放電ランプ３７０は、高輝度放電ランプであってよいが、それに限定されない。

また、本発明の一実施形態による放電ランプシステムにおける制御装置の構造を示す模式図である図４を参照する。図４に示すように、制御装置３６０は、マイクロプロセッサ３６１０と、制御ユニット３６２０と、ドライバ３６３０と、を含む。マイクロプロセッサ３６１０は、直流入力電圧検出ユニット３３０、直流入力電流検出ユニット３４０、ランプ状態検出ユニット３５０に接続され、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号を処理して、処理信号を発生することに用いられる。制御ユニット３６２０は、マイクロプロセッサ３６１０に接続され、処理信号に基づいて制御信号を発生することに用いられる。ドライバ３６３０は、制御ユニット３６２０に接続され、前記制御信号に基づいて前記制御信号に対応する駆動信号を発生することに用いられる。例えば、前記駆動信号は、前記変換器３２０における切替スイッチ素子を駆動することに用いられることができる。

次に、本発明の一実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である図５を参照する。図５に示すように、前記放電ランプシステム５００は、電力供給装置５１０と、変換器５２０と、直流入力電圧検出ユニット５３０と、直流入力電流検出ユニット５４０と、ランプ状態検出ユニット５５０と、制御装置５６０と、放電ランプ５７０と、を備える。電力供給装置５１０は、交流電源ＡＣと、電磁干渉フィルタ５１１０と、整流器５１２０と、力率改善回路（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ＰＦＣ）５１３０と、を含み、交流電源ＡＣが、交流電圧源であってよい。電磁干渉フィルタ５１１０は、一端が交流電圧源に接続され、電源の干渉信号を除去することに用いられる。整流器５１２０は、一端が電磁干渉フィルタ５１１０の他端に接続され、交流電圧源より提供される交流電流を直流電流に変換することに用いられることができる。ＰＦＣ回路５１３０は、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、第１の金属酸化物半導体型電界効果トランジスタＳ１と、を含み、その入力電圧を適当に上昇させて、前記直流入力電圧を更に出力することに用いられることができる。本実施形態において、直流入力電圧が４００Ｖであることが好ましく、その値の範囲が約３８０Ｖ〜４２０Ｖである。具体的な実施例において、変換器５２０は、ＰＦＣ回路５１３０に接続され、ＰＦＣ回路５１３０より出力される直流入力電圧を放電ランプ５７０の必要な電圧に変換することに用いられるハーフブリッジインバータであってよく、前記ハーフブリッジインバータが、直列接続される２つの電解コンデンサＣ１及びＣ２と、放電ランプ５７０に直列接続される点火装置５２１０と、放電ランプ５７０に直列接続されるインダクタＬ２と、放電ランプ５７０に並列接続されるコンデンサＣ３と、第２の金属酸化物半導体型電界効果トランジスタＳ２（或いは、切替スイッチＳ２と呼ばれる）と、第３の金属酸化物半導体型電界効果トランジスタＳ３（或いは、切替スイッチＳ３と呼ばれる）と、を含む。なお、直流入力電圧検出ユニット５３０及び直流入力電流検出ユニット５４０のそれぞれは、電力供給装置５１０より提供される直流入力電流及び直流出力電流を検出することに用いられ、本実施形態においては、ＰＦＣ回路５１３０の出力電圧及びその出力電流を検出する。制御装置５６０については、前記のように、マイクロプロセッサ５６１０と、制御ユニット５６２０と、ドライバ５６３０と、を含んでよい。本実施形態において、インダクタ電圧−時間バランス原理（ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ‐ｓｅｃｏｎｄ ｂａｌａｎｃｅ ｔｈｅｏｒｙ）に基づいて、切替スイッチＳ２及びＳ３の駆動信号のデューティに基づいて放電ランプの電圧値を間接的に得ることができるため、本実施形態において、ランプ状態検出ユニット５５０は、切替スイッチＳ２及びＳ３の駆動信号のデューティ比に対応するデューティ比検出ユニットであってよく、即ち、切替スイッチＳ２、Ｓ３の駆動信号のデューティ比を検出するものであり、本実施形態において、制御ユニット５６２０より発生される制御信号を検出することで、切替スイッチＳ２、Ｓ３の駆動信号のデューティ比を得ることができることは、注意すべきである。

以下、本実施形態における放電ランプに対する定電力制御の根拠とする理論及び実際の制御過程について、詳しく説明する。放電ランプの放電ランプ電力Ｐ_ｌａｍｐを直接に制御することが困難であるため、本実施形態においては、ＰＦＣ回路の出力電力Ｐ_ＰＦＣ（ハーフブリッジインバータの入力電力）に対して定電力制御を行うことで放電ランプに対して定電力制御を間接的に行う。回路より、ＰＦＣの出力電力Ｐ_ＰＦＣと放電ランプ電力Ｐ_ｌａｍｐの関係式は、
Ｐ_ｌａｍｐ＝Ｐ_ＰＦＣ*η＝Ｖ_ＤＣ*Ｉ_ＤＣ*η （１）
であることが判明する。

そのうち、Ｖ_ＤＣは、ＰＦＣ回路の出力電圧（ＤＣ入力電圧）であり、本実施形態において、ＢＵＳ電圧と呼ばれてもよく、Ｉ_ＤＣは、ＰＦＣ回路の出力電流（ＤＣ入力電流）であり、ηは、ハーフブリッジインバータの効率値である。本実施形態において、前記ハーフブリッジインバータが主にインダクタＬ２、切替スイッチＳ２及び切替スイッチＳ３で損耗するため、ハーフブリッジインバータの効率値ηは、主に、インダクタＬ２、切替スイッチＳ２及び切替スイッチＳ３に影響される。

また、上記式は、
η＝η_１*η_２＝（１−Δη_１）*（１−Δη_２） （２）
と表してよい。

そのうち、η_１、Δη_１は、放電ランプの電流が流れた素子より発生される損耗にかかわり、即ち、Ｌ２による損耗にかかわり、η_２、Δη_２は、ＢＵＳ電圧（Ｖ_ＤＣ）の両端の素子による損耗にかかわり、即ち、切替スイッチＳ２及びＳ３による損耗にかかわる。

そのため、上記より、
Ｐ_ｌａｍｐ＝Ｖ_ＤＣ*Ｉ_ＤＣ*η_１*η_２＝Ｖ_ＤＣ*Ｉ_ＤＣ*（１−Δη_１）*（１−Δη_２）η （３）
を得ることができる。

ここで、計算をしやすくするように、式（４）及び式（５）に示すように、Δη_１がランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐと線形関係になり、Δη_２がＶ_ＤＣと線形関係になるように選択してよい。

Δη_１＝−Ｋ_１*Ｖ_ｌａｍｐ＋ｂ_１ （４）
Δη_２＝−Ｋ_２*Ｖ_ＶＤ＋ｂ_２ （５）
上記式（３）、（４）、（５）より、
Ｐｌａｍｐ≒Ｖ_ＤＣ*Ｉ_ＤＣ*（１＋Ｋ_１*Ｖ_ｌａｍｐ−Ｋ_２*Ｖ_ＶＤ−ｂ_１−ｂ_２）
＝Ｖ_ＤＣ*Ｉ_ＤＣ*（１＋Ｋ_１*Ｖ_ｌａｍｐ−Ｋ_２*Ｖ_ＶＤ−ｂ_３） （６）
を得ることができる。

そのうち、Ｋ_１、Ｋ_２は常数であり、それぞれがＶ_ｌａｍｐの補償係数及びＶ_ＤＣの補償係数であり、即ち、Ｖ_ｌａｍｐに対して係数Ｋ_１で補償し、Ｖ_ＤＣに対して係数Ｋ_２で補償し、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３は常数であり、且つｂ_３＝ｂ_１＋ｂ_２である。無論、Δη_１がランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐと非線形関係になり、Δη_２がＶ_ＤＣと非線形関係になるように選択してもよく、対応的な補償計算を得ることもできる。

本実施形態において、インダクタ電圧−時間バランス原理に基づいて、
（Ｖ_ＤＣ／２−Ｖ_ｌａｍｐ）*デューティ比＝（Ｖ_ＤＣ／２＋Ｖ_ｌａｍｐ）*（１−デューティ比） （７）
を得ることができる。

ここで、式（７）に対して、本実施形態において、デューティ比は、切替スイッチＳ２／Ｓ３の駆動信号のデューティ比であってよく、本実施形態において、制御ユニットより発生される制御信号のデューティ比が、切替スイッチＳ２とＳ３の駆動信号のデューティと同一であるため、Ｓ２とＳ３の駆動信号のデューティ比は、ランプ状態検出ユニットが制御ユニットより発生される制御信号を検出することによって得ることができることは、注意すべきである。

式（７）を更に簡略化して、
デューティ比＝０．５＋Ｖ_ｌａｍｐ／Ｖ_ＤＣ （８）
Ｖ_ｌａｍｐ＝（デューティ比−０．５）*Ｖ_ＤＣ （９）
を得ることができる。

その後、式（６）に式（９）を代入すると、Ｐ_ｌａｍｐ、Ｖ_ＤＣ及びデューティ比の関係を得ることができる。これにより、放電ランプの電力を制御するためには、Ｖ_ＤＣ、デューティ比を補償することでＰＦＣ回路の出力電力に対して定電力制御を行って、放電ランプに対する定電力制御を間接的に達成してよいことが判明する。

本実施形態について、直流入力電圧検出ユニット５３０及び直流入力電流検出ユニット５４０のそれぞれは、ＰＦＣ回路５１３０の出力電圧及び出力電流を検出して、その値をマイクロプロセッサ５６１０に伝送する。ランプ状態検出ユニット５５０は、切替スイッチＳ２とＳ３の駆動信号を検出して、検出した値（例えば、切替スイッチＳ２とＳ３の駆動信号のデューティ比）をマイクロプロセッサ５６１０にフィードバックする。マイクロプロセッサ５６１０は、その受信した直流入力電圧、直流入力電流、切替スイッチＳ２とＳ３の駆動信号のデューティを式（６）及び式（９）によって適切に処理し、即ち、放電ランプ電力を計算し、更にこの放電ランプ電力によって処理信号を発生する。制御ユニット５６２０は、マイクロプロセッサ５６１０より提供される処理信号に基づいて制御信号を発生する。ドライバ５６３０は、制御ユニット５６２０より提供される制御信号に基づいて、切替スイッチＳ２及びＳ３を駆動するための駆動信号を発生する。

本発明のまた他の実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である図６を参照する。本実施形態による放電ランプシステム６００は、変換器６２０と、制御装置６６０と、を備えることで図５と異なるが、電力供給装置６１０、直流入力電圧検出ユニット６３０、直流入力電流検出ユニット６４０、ランプ状態検出ユニット６５０、放電ランプ６７０のそれぞれは、図５に示した電力供給装置５１０、直流入力電圧検出ユニット５３０、直流入力電流検出ユニット５４０、ランプ状態検出ユニット５５０、放電ランプ５７０と同一又は類似であり、説明を簡略化するように、ここで詳しく説明しない。本実施形態において、変換器６２０はフルブリッジインバータであり、即ち、電解コンデンサＣ１及びＣ２の代わりに、それぞれ２つの金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（或いは、切替スイッチと呼ばれる）Ｓ４及びＳ５を使用する。そのうち、切替スイッチＳ２及びＳ３は、高周波モードで動作し、一般的には数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚであり、その動作過程が図５に示したＳ２、Ｓ３と同一であり、切替スイッチＳ４及びＳ５は、低周波モードで動作し、一般的には１００Ｈｚ〜４００Ｈｚである。制御装置６６０は、マイクロプロセッサ６６１０と、制御ユニット６６２０と、第１のドライバ６６３０と、第２のドライバ６６３２と、を含む。類似に、直流入力電圧検出ユニット６３０及び直流入力電流検出ユニット６４０のそれぞれは、ＰＦＣ回路６１３０の出力電圧及び出力電流を検出して、その値をマイクロプロセッサ６６１０に伝送する。ランプ状態検出ユニット６５０は、制御ユニット６６２０より出力される制御信号を検出して切替スイッチＳ２、Ｓ３の駆動信号に対するデューティ比を得て、検出した値（２つの切替スイッチ駆動信号のデューティ比）をマイクロプロセッサ６６１０にフィードバックするためのデューティ比検出ユニットである。マイクロプロセッサ６６１０は、受信した直流入力電圧、直流入力電流、切替スイッチＳ２、Ｓ３駆動信号のデューティを式（６）及び式（９）によって適切に処理し、即ち、放電ランプ電力を計算して、この放電ランプ電力に基づいて処理信号を発生する。制御ユニット６６２０は、マイクロプロセッサ６６１０より提供される処理信号によって、第１の制御信号及び第２の制御信号を別々に発生する。第１のドライバ６６３０は、２つの高周波切替スイッチＳ２及びＳ３を駆動するように、制御ユニット６６２０より提供される第１の制御信号を受信して第１の駆動信号を発生する。第２のドライバ６６３２は、２つの低周波切替スイッチＳ４及びＳ５を駆動するように、制御ユニット６６２０より提供される第２の制御信号を受信して第２の駆動信号を発生する。

本発明のまた一つの実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である図７を参照する。図７に示すように、前記放電ランプシステム７００は、電力供給装置７１０と、変換器７２０と、直流入力電圧検出ユニット７３０と、直流入力電流検出ユニット７４０と、ランプ状態検出ユニット７５０と、制御装置７６０と、放電ランプ７７０と、を備える。本実施形態において、電力供給装置７１０は、直流入力電圧及び直流入力電流を提供するための直流電源であり、前記直流入力電圧の値の範囲が３８０Ｖ〜４２０Ｖであり、４００Ｖであることが好ましい。本実施形態において、変換器７２０は直流‐直流変換回路であり、好ましくは、降圧型回路（或いは、ＢＵＣＫ回路と呼ばれる）であり、直流入力電圧を放電ランプの必要な電圧に変換するように一端が直流電源の出力端子に接続され、前記ＢＵＣＫ回路は、金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（即ち、切替スイッチ）Ｓ１と、ダイオードＤ１と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、を含む。本実施形態において、点火装置７２１０は、放電ランプ７７０に並列接続され、且つ前記放電ランプシステム７００は、点灯過程において、点火装置７２１０の発生した高圧が他の回路に影響を与えないように、放電ランプ７７０に直列接続される第２のダイオードＤ２を更に含んでよい。本実施形態において、前記のように、制御装置７６０は、マイクロプロセッサ７６１０と、制御ユニット７６２０と、ドライバ７６３０と、を含む。本実施形態において、ランプ状態検出ユニット７５０が、ＢＵＣＫ回路の出力電圧、即ち、放電ランプのランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐを検出することは、注意すべきである。

本実施形態において、同様に、放電ランプの放電ランプ電力Ｐ_ｌａｍｐを直接に制御するのではなく、ＢＵＣＫ回路の入力電力を制御するものであり、それは、
Ｐ_ｌａｍｐ＝Ｖ_ｉｎ*Ｉ_ｉｎ*η_３ （１０）
を根拠としている。

そのうち、Ｐ_ｌａｍｐは放電ランプ電力であり、Ｖ_ｉｎは直流入力電圧（ＢＵＣＫ回路の入力電圧）、即ち、直流電源の出力電圧であり、Ｉ_ｉｎは直流入力電流（ＢＵＣＫ回路の入力電流）、即ち、直流電源の出力電流である。η_３はＢＵＣＫ回路の効率値である。

上記式（１０）は、
Ｐ_ｌａｍｐ＝Ｖ_ｉｎ*Ｉ_ｉｎ*η_４*η_５ （１１）
と表してよい。

η_４は、放電ランプの電圧に相関する効率値であり、η_５は、Ｖ_ｉｎ（ＢＵＳ電圧）に相関する効率値である。

同様に、図５に示した実施形態における推理方法によると、
Ｐ_ｌａｍｐ≒Ｖ_ｉｎ*Ｉ_ｉｎ*（１＋Ｋ_４*Ｖ_ｌａｍｐ−Ｋ_３*Ｖ_ｍ−ｂ_４） （１２）
が得られる。

そのうち、Ｋ_４、Ｋ_３は常数であり、それぞれがＶ_ｌａｍｐの補償係数及びＶ_ｉｎの補償係数であり、即ち、Ｖ_ｌａｍｐに対して係数Ｋ_４で補償し、Ｖ_ｉｎに対して係数Ｋ_３で補償し、ｂ_４は常数である。これにより、放電ランプに対して定電力制御を行うためには、Ｖ_ｌａｍｐ、Ｖ_ｉｎを補償することで、放電ランプに対して定電力制御を行ってよいことが判明する。無論、η_４とランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐが非線形関係になり、η_５とＶ_ｉｎが非線形関係になるように選択してもよく、対応的な補償計算を得ることもできる。

本実施形態について、直流入力電圧検出ユニット７３０及び直流入力電流検出ユニット７４０のそれぞれが、ＢＵＣＫ回路の入力電圧Ｖ_ｉｎ及び入力電流Ｉ_ｉｎを検出して、その値をマイクロプロセッサ７６１０に伝送する。ランプ状態検出ユニット７５０、即ち、出力電圧検出ユニットは、ＢＵＣＫ回路の出力電圧（約ランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐである）を検出して、検出した値をマイクロプロセッサ７６１０にフィードバックする。マイクロプロセッサ７６１０は、受信した直流入力電圧、直流入力電流、ＢＵＣＫ回路の出力電圧を式（１２）によって適切に処理し、即ち、放電ランプ電力を計算し、この放電ランプ電力によって処理信号を発生する。制御ユニット７６２０は、マイクロプロセッサ７６１０より提供される処理信号に基づいて制御信号を発生する。ドライバ７６３０は、制御ユニット７６２０より提供される制御信号に基づいて、切替スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を発生する。

本実施形態において、Ｖ_ｉｎに対する補償による放電ランプの定電力制御を採用すれば、表１に示すような実験データを得ることができる。

表１により、Ｖ_ｉｎに対する補償による放電ランプの電力制御は、Ｖ_ｉｎが補償されない放電ランプの電力制御と比べて、より良い精度を持つことが判明し、それが本発明の優位性を表すことができる。

本発明のもう一つの実施形態による放電ランプシステムの回路構造を示す模式図である図８を参照する。図７と異なり、本実施形態による放電ランプシステム８００は、ＢＵＣＫ回路だけではなく、それに接続されるフルブリッジインバータも含む変換器８２０を更に備える。即ち、変換器８２０は、ＢＵＣＫ回路とフルブリッジインバータとの組み合わせである。本実施形態において、フルブリッジインバータは、点火装置８２１０を含み、図７に示した実施形態における点火装置７２１０と放電ランプ７７０が並列接続されることと違って、前記点火装置８２１０と放電ランプ８７０が直列接続される。その発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、電力供給装置８１０、直流入力電圧検出ユニット８３０、直流入力電流検出ユニット８４０、ランプ状態検出ユニット８５０、放電ランプ８７０のそれぞれが、図７に示した電力供給装置７１０、直流入力電圧検出ユニット７３０、直流入力電流検出ユニット７４０、ランプ状態検出ユニット７５０、放電ランプ７７０と同一又は類似であることを理解するべきであり、説明を簡略化するように、ここで詳しく説明しない。

上記より、本発明より提出される放電ランプシステムにおいて、電力供給装置としては、交流電源と他の回路との組み合わせ、又は直接に直流電源であってよいが、それに限定されなく、必要な直流入力電圧、直流入力電流を提供する要求をかなえばよい。また、変換器としては、ハーフブリッジインバータ、フルブリッジインバータ、ＢＵＣＫ回路、ＢＵＣＫ回路とフルブリッジインバータとの組み合わせ、ＢＵＣＫ回路とハーフブリッジインバータとの組み合わせ等の多様な回路構造であってよいが、それに限定されない。

本発明の一実施形態による放電ランプシステムの制御方法を示すフロー図である図９を参照する。図９に示すように、ステップ９００において、直流入力電圧を検出し、ステップ９０２において、直流入力電流を検出し、ステップ９０４において、ランプ状態を反映する信号を検出し、ステップ９０６において、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号に基づいて放電ランプを制御し、ここでの制御は、定電力制御、特に、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態に対する補償である。ランプ状態を反映する信号としては、前記切替スイッチの駆動信号のデューティ比であってもよいし、前記ＢＵＣＫ回路の出力電圧、即ち、ランプ電圧を反映する信号であってもよい。その発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、本方法におけるステップ９００、ステップ９０２、ステップ９０４の順位付けは、前記図９より列挙される順序に限定されなく、例えば、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号の検出動作が、任意の順序であってもよいし、同一のステップで完成してもよいことを理解するべきである。

本発明より提供される放電ランプシステムは、直流入力電圧、直流入力電流、ランプ状態を反映する信号を補償することで変換器の入力電力を制御して、放電ランプに対する定電力制御を間接的に達成し、本発明が放電ランプの制御に対して良い安定性を示すことが、実験データより検証された。

前記において、本発明の具体的な実施形態を図面にあわせて説明したが、その発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、本発明の精神と範囲を逸脱しない範囲で、本発明の具体的な実施形態に対して種々の変更又は代替を加えることもでき、これらの変更又は代替が本発明の特許請求の範囲に限定される範囲に含まれることを理解するべきである。

３００、５００、６００、７００、８００ 放電ランプシステム、３１０、５１０、６１０、７１０、８１０ 電力供給装置、３２０、５２０、６２０、７２０、８２０ 変換器、３３０、５３０、６３０、７３０、８３０ 直流入力電圧検出ユニット、３４０、５４０、６４０、７４０、８４０ 直流入力電流検出ユニット、３５０、５５０、６５０、７５０、８５０ ランプ状態検出ユニット、３６０、５６０、６６０、７６０ 制御装置、３７０、５７０、６７０、７７０、８７０ 放電ランプ、９００〜９０６ ステップ、３６１０、５６１０、６６１０、７６１０ マイクロプロセッサ、３６２０、５６２０、６６２０、７６２０ 制御ユニット、３６３０ ドライバ、５１１０ 電磁干渉フィルタ、５１２０ 整流器、５１３０ 力率改善回路、５２１０、７２１０、８２１０ 点火装置、５６３０、７６３０ ドライバ、６１３０ ＰＦＣ回路、６６３０ 第１のドライバ、６６３２ 第２のドライバ

Claims (13)

1. 放電ランプと、
   直流入力電圧及び直流入力電流を提供するための電力供給装置と、
   前記電力供給装置及び前記放電ランプに接続され、前記放電ランプにエネルギーを提供するための変換器と、
   前記電力供給装置に接続され、前記直流入力電圧を検出するための直流入力電圧検出ユニットと、
   前記電力供給装置に接続され、前記直流入力電流を検出するための直流入力電流検出ユニットと、
   ランプ状態を反映する信号を検出するためのランプ状態検出ユニットと、
   前記変換器、前記直流入力電圧検出ユニット、前記直流入力電流検出ユニット、前記ランプ状態検出ユニットに接続され、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号に基づいて前記変換器を介して前記放電ランプを制御するための制御装置と、
   を備えることを特徴とする放電ランプシステム。
2. 前記制御装置は、前記変換器を介して前記放電ランプに対して定電力制御を行うように、制御信号を発生し、前記定電力制御は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償を含み、前記直流入力電圧、直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償は、線形補償又は非線形補償であり、前記ランプ状態検出ユニットは、前記制御装置より発生されるデューティ比信号又はランプ電圧を反映する信号を検出することを特徴とする請求項１に記載の放電ランプシステム。
3. 前記変換器は、２つの切替スイッチを含むハーフブリッジインバータであり、前記制御装置は、
   前記直流入力電圧検出ユニット、直流入力電流検出ユニット、前記ランプ状態検出ユニットに接続され、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号に基づいて、処理信号を発生するためのマイクロプロセッサと、
   前記マイクロプロセッサに接続され、前記処理信号に基づいて制御信号を発生するための制御ユニットと、
   前記制御ユニットに接続され、前記制御信号に基づいて前記２つの切替スイッチを駆動するための駆動信号を発生するためのドライバと、
   を更に含むことを特徴とする請求項２に記載の放電ランプシステム。
4. 前記ランプ状態検出ユニットは、前記２つの切替スイッチに対応する駆動信号のデューティ比を得るように前記制御信号を検出し、前記駆動信号のデューティ比に対応する前記ランプ状態を反映する信号を提供するためのデューティ比検出ユニットであることを特徴とする請求項３に記載の放電ランプシステム。
5. 前記変換器は、２つの高周波切替スイッチと、２つの低周波切替スイッチと、を含むフルブリッジインバータであり、前記制御装置は、
   前記直流入力電圧検出ユニット、直流入力電流検出ユニット、前記ランプ状態検出ユニットに接続され、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号に基づいて、処理信号を発生するためのマイクロプロセッサと、
   前記マイクロプロセッサに接続され、前記処理信号に基づいて第１の制御信号及び第２の制御信号を別々に発生するための制御ユニットと、
   いずれも前記制御ユニットに接続され、前記２つの高周波切替スイッチを駆動するように前記第１の制御信号を受信して前記第１の制御信号に対応する第１の駆動信号を発生する第１のドライバ及び前記２つの低周波切替スイッチを駆動するように前記第２の制御信号を受信して前記第２の制御信号に対応する第２の駆動信号を発生する第２のドライバと、
   を更に含むことを特徴とする請求項２に記載の放電ランプシステム。
6. 前記ランプ状態検出ユニットは、前記第１の制御信号を検出して前記２つの高周波切替スイッチに対応する前記第１の駆動信号のデューティ比を得て、前記第１の駆動信号のデューティ比に対応する前記ランプ状態を反映する信号を提供するためのデューティ比検出ユニットであることを特徴とする請求項５に記載の放電ランプシステム。
7. 前記変換器は、直流‐直流変換器を含み、前記直流‐直流変換器は、降圧型変換器であり、前記ランプ状態検出ユニットは、前記降圧型変換器の出力電圧を検出して、前記出力電圧に基づいて前記ランプ状態を反映する信号を提供するための出力電圧検出ユニットであることを特徴とする請求項２に記載の放電ランプシステム。
8. 前記電力供給装置は、直流電圧源であり、又は、
   交流電流を提供する交流電圧源と、
   前記交流電圧源に結合され、前記交流電流を直流電流に変換するための整流器と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の放電ランプシステム。
9. 前記電力供給装置は、前記整流器に接続され、前記直流入力電圧を提供するための力率改善回路を更に含むことを特徴とする請求項８に記載の放電ランプシステム。
10. 請求項１に記載の放電ランプシステムを制御して、
    前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号を検出するステップと、
    前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態を反映する信号に基づいて制御信号を得て、前記制御信号に基づいて前記放電ランプを制御するステップと、
    を備えることを特徴とする放電ランプシステムの制御方法。
11. 前記放電ランプに対する制御方式は、定電力制御であり、前記定電力制御は、前記直流入力電圧、前記直流入力電流、前記ランプ状態に対する補償を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 前記ランプ状態を反映する信号は、デューティ比であることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
13. 前記ランプ状態を反映する信号は、ランプ電圧を反映する信号であることを特徴とする請求項１０に記載の方法。

Images