JP2012178952A - Switching power supply circuit - Google Patents
Switching power supply circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012178952A JP2012178952A JP2011041651A JP2011041651A JP2012178952A JP 2012178952 A JP2012178952 A JP 2012178952A JP 2011041651 A JP2011041651 A JP 2011041651A JP 2011041651 A JP2011041651 A JP 2011041651A JP 2012178952 A JP2012178952 A JP 2012178952A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reactor
- capacitor
- switching element
- power supply
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply circuit that can reduce switching loss of a switching element.
従来、昇圧型のスイッチング電源回路が知られている。図9に従来の昇圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図9において、直流電源Vinの両端にはリアクトルL10とMOSFETからなるスイッチング素子Q1と電流検出抵抗R1との直列回路が接続されている。 Conventionally, a step-up switching power supply circuit is known. FIG. 9 shows an example of a conventional step-up switching power supply circuit. In FIG. 9, a series circuit of a reactor L10, a switching element Q1 composed of a MOSFET, and a current detection resistor R1 is connected to both ends of the DC power supply Vin.
スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間にはダイオードDaとコンデンサCaとの並列回路が接続されている。ダイオードDaはスイッチング素子Q1の寄生ダイオードでも良く、コンデンサCaはスイッチング素子Q1の寄生コンデンサでも良い。 A parallel circuit of a diode Da and a capacitor Ca is connected between the drain and source of the switching element Q1. The diode Da may be a parasitic diode of the switching element Q1, and the capacitor Ca may be a parasitic capacitor of the switching element Q1.
スイッチング素子Q1と電流検出抵抗R1との直列回路の両端にはリアクトルL20とダイオードD1とコンデンサC1との直列回路が接続されている。リアクトルL20の両端には、MOSFETからなるスイッチング素子Q2とコンデンサC2との直列回路が接続されている。スイッチング素子Q2とコンデンサC2とはアクティブクランプ回路を構成している。 A series circuit of a reactor L20, a diode D1, and a capacitor C1 is connected to both ends of a series circuit of the switching element Q1 and the current detection resistor R1. A series circuit of a switching element Q2 made of a MOSFET and a capacitor C2 is connected to both ends of the reactor L20. Switching element Q2 and capacitor C2 constitute an active clamp circuit.
スイッチング素子Q2のドレイン−ソース間にはダイオードDbとコンデンサCbとの並列回路が接続されている。ダイオードDbはスイッチング素子Q2の寄生ダイオードでも良く、コンデンサCbはスイッチング素子Q2の寄生ダイオードでも良い。 A parallel circuit of a diode Db and a capacitor Cb is connected between the drain and source of the switching element Q2. The diode Db may be a parasitic diode of the switching element Q2, and the capacitor Cb may be a parasitic diode of the switching element Q2.
制御回路100は、コンデンサC1からの電圧と電流検出抵抗R1からの電圧とに基づいてスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを交互にオン/オフさせ、入力電圧(直流電源Vinの電圧)よりも高い定電圧の出力電圧Voを出力する制御を行う。
The
次に、図9に示す従来の昇圧型のスイッチング電源回路の動作を説明する。まず、スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Q1がオン期間中にリアクトルL10に励磁されたエネルギーは、スイッチング素子Q1のオフとともに、スイッチング素子Q2、コンデンサC2、ダイオードD1の経路でコンデンサC1にエネルギーを放出する第1の経路と、リアクトルL20、ダイオードD1の第2の経路とに分かれる。第2の経路においては、リアクトルL10のエネルギーが放出して、リアクトルL20が励磁される。 Next, the operation of the conventional step-up switching power supply circuit shown in FIG. 9 will be described. First, when the switching element Q1 is switched from on to off, energy energized by the reactor L10 during the on period of the switching element Q1 is turned off along with the switching element Q1, the capacitor C2 and the diode D1 along the path. It is divided into a first path for releasing energy to C1, and a second path for the reactor L20 and the diode D1. In the second path, the energy of the reactor L10 is released, and the reactor L20 is excited.
第1の経路では、コンデンサC2は充電され、コンデンサC2の電圧は上昇する。コンデンサCbが放電しダイオードDbがオンした後に、スイッチング素子Q2をオンすると、共振動作により、スイッチング素子Q2、コンデンサC2に流れる電流の極性が反転する。そして、スイッチング素子Q2がオフすると、リアクトルL20に励磁されていたエネルギーが放出され、リアクトルL20、ダイオードD1、コンデンサC1、電流検出抵抗R1、コンデンサCaの経路でコンデンサCaの電荷を引き抜き、ダイオードDaがオンした後に、スイッチング素子Q1をターンオンすることでスイッチング素子Q1のゼロ電圧スイッチング(ZVS)を実現することができる。 In the first path, the capacitor C2 is charged and the voltage of the capacitor C2 rises. When the switching element Q2 is turned on after the capacitor Cb is discharged and the diode Db is turned on, the polarity of the current flowing through the switching element Q2 and the capacitor C2 is reversed by the resonance operation. When the switching element Q2 is turned off, the energy excited in the reactor L20 is released, and the charge of the capacitor Ca is drawn out through the path of the reactor L20, the diode D1, the capacitor C1, the current detection resistor R1, and the capacitor Ca. After turning on, the switching element Q1 is turned on to realize zero voltage switching (ZVS) of the switching element Q1.
しかしながら、特許文献1に記載された従来のスイッチング電源回路は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを交互にオン/オフさせ、リアクトルL20のエネルギーをコンデンサC2に回生させ、極性反転するような共振電流を発生させるアクティブクランプ回路を応用したものであるが、コンデンサC2の充電電圧が出力電圧(コンデンサC1の電圧)に加算されるため、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン−ソース間電圧がコンデンサC1の電圧よりも大きくなり、スイッチング素子Q1,Q2の耐圧を超えることがあった。
However, in the conventional switching power supply circuit described in
本発明の課題は、スイッチング素子の耐圧を超えないようにアクティブクランプ回路のコンデンサの電圧上昇を抑制するとともに、ゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a highly efficient switching power supply circuit that suppresses a voltage increase of a capacitor of an active clamp circuit so as not to exceed a withstand voltage of a switching element and realizes zero voltage switching.
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、第1巻線とこの第1巻線に磁気結合する第2巻線とが直列に接続された第1リアクトルと前記第1リアクトルに直列に接続された第2リアクトルとからなるリアクトルと、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第1リアクトルと前記第2リアクトルと第1ダイオードと第1コンデンサとが直列に接続された第1直列回路と、前記第1巻線と前記第2巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、一端が前記第1巻線と前記第2巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第1ダイオードと前記第1コンデンサとの接続点又は前記第2リアクトルと前記第1 ダイオードとの接続点に接続され、第2スイッチング素子と第2コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, a switching power supply circuit according to the present invention includes a first reactor in which a first winding and a second winding that is magnetically coupled to the first winding are connected in series, and the first reactor. A reactor composed of a second reactor connected in series and a DC power source connected between one end and the other end, and the first reactor, the second reactor, the first diode, and the first capacitor are connected in series. A first switching element connected between a connection point of the first winding and the second winding and one end of the DC power source, and one end of the first winding and the first winding. The second switching is connected to the connection point of the second winding and the other end is connected to the connection point of the first diode and the first capacitor or the connection point of the second reactor and the first diode. The element and the second capacitor Are connected in series, and a control circuit that controls on / off of the second switching element so that the first switching element is turned on in zero voltage switching.
本発明によれば、第1スイッチング素子がオフすると第1リアクトルの励磁エネルギーは、第1巻線から第2スイッチング素子と第2コンデンサとを介して第1コンデンサに放出され、第2コンデンサは充電されるが、同時に第2巻線からもエネルギーが放出され、第2巻線、第2リアクトル、第1ダイオード、第2コンデンサ、第2スイッチング素子の経路又は第2巻線、第2リアクトル、第2コンデンサ、第2スイッチング素子の経路で第2コンデンサが放電されるので、第2コンデンサの充電電圧が低く抑えられ、第1及び第2スイッチング素子の耐圧を超えず、第1及び第2スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。 According to the present invention, when the first switching element is turned off, the excitation energy of the first reactor is discharged from the first winding to the first capacitor via the second switching element and the second capacitor, and the second capacitor is charged. At the same time, energy is released from the second winding, and the second winding, the second reactor, the first diode, the second capacitor, the path of the second switching element or the second winding, the second reactor, the second Since the second capacitor is discharged through the path of the two capacitors and the second switching element, the charging voltage of the second capacitor is suppressed to a low level and does not exceed the withstand voltage of the first and second switching elements. Zero voltage switching can be realized, and a highly efficient switching power supply circuit can be provided.
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の構成図である。図1に示す実施例1のスイッチング電源回路は、リアクトルL1に流れる電流が連続的に流れる電流連続モードの昇圧チョッパ回路であり、図9に示す従来のスイッチング電源回路の構成に対して、第1巻線L1−1とこの第1巻線L1−1に磁気結合する第2巻線L1−2とを有する第1リアクトルと、第2リアクトルLrとからなるリアクトルL1を設けたことを特徴とする。 1 is a configuration diagram of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The switching power supply circuit according to the first embodiment shown in FIG. 1 is a continuous current mode step-up chopper circuit in which a current flowing through the reactor L1 continuously flows, and is the first in comparison with the configuration of the conventional switching power supply circuit shown in FIG. A reactor L1 including a first reactor having a winding L1-1 and a second winding L1-2 that is magnetically coupled to the first winding L1-1 and a second reactor Lr is provided. .
なお、図1は、図9のリアクトルL10,L20に代えて、リアクトルL1とした。その他の構成は、図9の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。 1 is replaced with the reactor L1 instead of the reactors L10 and L20 of FIG. Since other configurations are the same as those in FIG. 9, the same reference numerals are given to the same portions.
第2リアクトルLrは、第1リアクトルの第1巻線L1−1と第2巻線L1−2との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスからなる。なお、第2リアクトルLrは、前記リーケージインダクタンスではなく、個別に設けても良い。また、第1巻線L1−1と第2巻線L1−2との巻数比は、10:1程度で良い。 The second reactor Lr is composed of a leakage inductance caused by a leakage magnetic flux between the first winding L1-1 and the second winding L1-2 of the first reactor. The second reactor Lr may be provided individually instead of the leakage inductance. The turn ratio between the first winding L1-1 and the second winding L1-2 may be about 10: 1.
制御回路10は、コンデンサC1からの電圧と電流検出抵抗R1からの電圧とに基づいてゲート信号Q1gを生成してスイッチング素子Q1のゲートに出力しスイッチング素子Q1(第1スイッチング素子)をオンオフさせる。
The
制御回路10は、スイッチング素子Q1をオンオフさせるゲート信号Q1gを反転させたゲート信号Q2gを生成し、スイッチング素子Q2(第2スイッチング素子)のゲートに出力しスイッチング素子Q2をオンオフさせる。
The
また、制御回路10は、スイッチング素子Q1のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、スイッチング素子Q2のオンオフを制御する。
Further, the
なお、スイッチング素子Q1,Q2に印加される電圧は、コンデンサC1の両端電圧とコンデンサC2の両端電圧との和である。 The voltage applied to switching elements Q1, Q2 is the sum of the voltage across capacitor C1 and the voltage across capacitor C2.
図2及び図3は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図4及び図5は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。 2 and 3 are waveform diagrams showing the operation of each part of the switching power supply circuit according to the first embodiment of the present invention. 4 and 5 are bold lines showing current paths when each part of the switching power supply circuit according to the first embodiment of the present invention operates for each period.
なお、図4及び図5において、コンデンサC2の電圧C2vは、スイッチング素子Q2のドレイン側電位を正とし、+Vo側電位を0ボルトと定義する。 4 and 5, the voltage C2v of the capacitor C2 is defined such that the drain side potential of the switching element Q2 is positive and the + Vo side potential is 0 volts.
次に、図1乃至図5を参照しながら、実施例1のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。なお、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは所定のデッドタイムtdを有し、交互にオン/オフするようになっている。図4(a)は初期状態を示している。 Next, the operation of each part of the switching power supply circuit according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. The switching element Q1 and the switching element Q2 have a predetermined dead time td and are turned on / off alternately. FIG. 4A shows an initial state.
まず、図4(b)の期間t3において、直流電源Vinの電圧により励磁されたリアクトルL1のエネルギーにより、L1−1→Q1(Ca)→R1→Vinの負極の経路で、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間のコンデンサCaが充電される。このため、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間の電圧Q1vが上昇する。 First, in the period t3 in FIG. 4B, the drain of the switching element Q1 is taken along the negative path L1-1 → Q1 (Ca) → R1 → Vin by the energy of the reactor L1 excited by the voltage of the DC power supply Vin. -The capacitor Ca between the sources is charged. For this reason, the voltage Q1v between the drain and source of the switching element Q1 rises.
また、これと同時に、リアクトルL1のエネルギーは、L1−1→Q2(Cb)→C2→C1→Vinの負極の経路にも流れるため、スイッチング素子Q2のドレイン−ソース間の電圧Q2vも下がり始める。コンデンサCa,Cbの電圧変化率dv/dtは、第1巻線L1−1とコンデンサCa,Cbとの時定数からなる傾きで変化する。 At the same time, the energy of the reactor L1 also flows in the negative path of L1-1 → Q2 (Cb) → C2 → C1 → Vin, so that the drain-source voltage Q2v of the switching element Q2 also starts to decrease. The voltage change rate dv / dt of the capacitors Ca and Cb changes with an inclination formed by the time constant between the first winding L1-1 and the capacitors Ca and Cb.
図4(c)の期間t4において、スイッチング素子Q2のダイオードDbに第1巻線L1−1の放出エネルギーが流れ始める。図2及び図3に示す負の電流Q2iは、ダイオードDbに電流が流れることを示す。この負の電流Q2iが流れている期間に、ゲート信号Q2gによりスイッチング素子Q2をオンさせることで、スイッチング素子Q2のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。 In the period t4 in FIG. 4C, the energy released from the first winding L1-1 begins to flow through the diode Db of the switching element Q2. The negative current Q2i shown in FIGS. 2 and 3 indicates that a current flows through the diode Db. By turning on the switching element Q2 by the gate signal Q2g during the period in which the negative current Q2i flows, zero voltage switching of the switching element Q2 can be realized.
また、Vinの正極→L1−1→L1−2→Lr→D1→C1→Vinの負極の第1の経路と、Vinの正極→L1−1→Q2→C2→C1→Vinの負極の第2の経路とにより、コンデンサC1へエネルギーが放出される。 Also, the first path of the positive electrode of Vin → L1-1 → L1-2 → Lr → D1 → C1 → Vin and the second path of the negative electrode of Vin → L1-1 → Q2 → C2 → C1 → Vin negative. The energy is discharged to the capacitor C1 through the path.
図4(d)の期間t5において、スイッチング素子Q1がオフで、スイッチング素子Q2がオンである。このとき、リアクトルL1のエネルギーにより、スイッチング素子Q2を介してコンデンサC2が充電される。これと同時に、第2巻線L1−2のエネルギーが放出され始め、L1−2→Lr→D1→C2→Q2→L1−2の経路でコンデンサC2が放電される。 In a period t5 in FIG. 4D, the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. At this time, the capacitor C2 is charged via the switching element Q2 by the energy of the reactor L1. At the same time, the energy of the second winding L1-2 starts to be released, and the capacitor C2 is discharged through a path of L1-2 → Lr → D1 → C2 → Q2 → L1-2.
ダイオードD1には第2巻線L1−2と第2リアクトルLrとが接続されているため、第2巻線L1−2の放出エネルギーは、第2リアクトルLrを励磁しながらコンデンサC1に出力される。やがて、コンデンサC2の充電電圧C2vが上昇してくると、今度は、コンデンサC2が放電して、C2→Q2→L1−2→Lr→D1→C2の経路で電流が流れ出す。このことは、スイッチング素子Q2の電流Q2iが正に極性反転していることからもわかる。 Since the second winding L1-2 and the second reactor Lr are connected to the diode D1, the energy released from the second winding L1-2 is output to the capacitor C1 while exciting the second reactor Lr. . Eventually, when the charging voltage C2v of the capacitor C2 rises, this time the capacitor C2 is discharged, and a current flows out through a path of C2, Q2, L1-2, Lr, D1, and C2. This can also be seen from the fact that the current Q2i of the switching element Q2 is positively inverted in polarity.
図5(a)の期間t6において、ゲート信号Q2gによりスイッチング素子Q2がオフし、これと同時に、第2リアクトルLrは励磁エネルギーを放出し始める。Lr→D1→C2→Q2(Cb)→L1−2→Lrの経路に電流が流れ、第2リアクトルLrとコンデンサCbとの時定数による傾きdv/dtで、コンデンサCbは徐々に充電されて、コンデンサCbの電圧、即ちスイッチング素子Q2のドレイン−ソース間の電圧Q2vが上昇する。 In the period t6 in FIG. 5A, the switching element Q2 is turned off by the gate signal Q2g, and at the same time, the second reactor Lr starts to emit excitation energy. A current flows through a path of Lr → D1 → C2 → Q2 (Cb) → L1-2 → Lr, and the capacitor Cb is gradually charged with a slope dv / dt due to the time constant between the second reactor Lr and the capacitor Cb. The voltage of the capacitor Cb, that is, the voltage Q2v between the drain and source of the switching element Q2 increases.
さらに、Lr→D1→C1→R1→Q1(Ca)→L1−2→Lrの経路で、第2リアクトルLrの励磁エネルギーが放出し始める。このとき、スイッチング素子Q1のコンデンサCaの電荷は引き抜かれて、スイッチング素子Q1の電圧Q1vは下がる。 Further, the excitation energy of the second reactor Lr starts to be released through a route of Lr → D1 → C1 → R1 → Q1 (Ca) → L1-2 → Lr. At this time, the charge of the capacitor Ca of the switching element Q1 is extracted, and the voltage Q1v of the switching element Q1 decreases.
図5(b)の期間t7において、期間t6と同じ電流経路で電流が流れるため、スイッチング素子Q1のダイオードDaに第2リアクトルLrの放出エネルギーが流れる。図2及び図3に示す負の電流Q1iは、ダイオードDaに電流が流れることを示す。負の電流Q1iが流れている期間に、ゲート信号Q1gによりスイッチング素子Q1をオンさせることで、スイッチング素子Q1のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。 In the period t7 in FIG. 5B, since the current flows through the same current path as that in the period t6, the emission energy of the second reactor Lr flows through the diode Da of the switching element Q1. The negative current Q1i shown in FIGS. 2 and 3 indicates that a current flows through the diode Da. By turning on the switching element Q1 with the gate signal Q1g during the period in which the negative current Q1i flows, zero voltage switching of the switching element Q1 can be realized.
図5(c)の期間t1において、スイッチング素子Q1がオンし、スイッチング素子Q1には、直流電源Vinにより第1巻線L1−1に流れる励磁電流と、第2リアクトルLrのエネルギー放出により流れる電流との差分の電流が流れる。 In the period t1 in FIG. 5C, the switching element Q1 is turned on, and the switching element Q1 has an exciting current flowing in the first winding L1-1 by the DC power source Vin and a current flowing due to the energy release of the second reactor Lr. The difference current flows.
図5(d)の期間t2において、第2リアクトルLrのエネルギー放出が終了し、スイッチング素子Q1の電流Q1iは、直流電源Vinにより励磁される電流の傾きで流れる。 In the period t2 in FIG. 5D, the energy release of the second reactor Lr is completed, and the current Q1i of the switching element Q1 flows with the slope of the current excited by the DC power supply Vin.
なお、第2巻線L1−2の巻数を増やしていくと、図3に示すように、コンデンサC2の電圧C2vは、負電圧となる場合もあり、スイッチング素子Q1,Q2の電圧Q1v,Q2vを出力電圧(コンデンサC1の電圧)よりも低くすることができる。 As the number of turns of the second winding L1-2 is increased, the voltage C2v of the capacitor C2 may become a negative voltage as shown in FIG. 3, and the voltages Q1v and Q2v of the switching elements Q1 and Q2 are reduced. It can be made lower than the output voltage (the voltage of the capacitor C1).
このように、実施例1のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Q1がオフすることによりリアクトルL1の励磁エネルギーは、まず、第1巻線L1−1からスイッチング素子Q2とコンデンサC2とを介してコンデンサC1あるいは負荷に放出され、コンデンサC2は充電されるが、同時に第2巻線L1−2からもエネルギーが放出され、第2巻線L1−2、第2リアクトルLr、ダイオードD1、コンデンサC2、スイッチング素子Q2の経路でコンデンサC2が放電される。 Thus, according to the switching power supply circuit of the first embodiment, when the switching element Q1 is turned off, the exciting energy of the reactor L1 is first passed from the first winding L1-1 through the switching element Q2 and the capacitor C2. The capacitor C1 or the load is discharged, and the capacitor C2 is charged. At the same time, energy is released from the second winding L1-2, and the second winding L1-2, the second reactor Lr, the diode D1, the capacitor C2, The capacitor C2 is discharged through the path of the switching element Q2.
従って、コンデンサC2の充電電圧が低く抑えられ、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン−ソース間電圧Vdsは耐圧を超えることがなくなる。即ち、第2巻線L1−2を設けることにより、積極的にコンデンサC2の放電を行い、コンデンサC2の電圧の上昇によるスイッチング素子耐圧を超えることがなくなり、また、スイッチング素子Q1,Q2のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。 Therefore, the charging voltage of the capacitor C2 is kept low, and the drain-source voltage Vds of the switching elements Q1, Q2 does not exceed the withstand voltage. That is, by providing the second winding L1-2, the capacitor C2 is positively discharged, so that the switching element withstand voltage due to the rise in the voltage of the capacitor C2 is not exceeded, and the zero voltage of the switching elements Q1, Q2 Switching can be realized and a highly efficient switching power supply circuit can be provided.
図6は、本発明の実施例2のスイッチング電源回路の構成図である。図6に示す実施例2では、第2巻線L1−2と第2リアクトルLrとコンデンサC2とスイッチング素子Q2とを閉回路に接続して構成したことを特徴とする。 FIG. 6 is a configuration diagram of the switching power supply circuit according to the second embodiment of the present invention. The second embodiment shown in FIG. 6 is characterized in that the second winding L1-2, the second reactor Lr, the capacitor C2, and the switching element Q2 are connected in a closed circuit.
なお、図6は、図1のコンデンサC2の接続を変えている。その他の構成は、図1の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。 In FIG. 6, the connection of the capacitor C2 in FIG. 1 is changed. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, the same reference numerals are given to the same portions.
このような構成であっても、図1に示す実施例1のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。 Even with such a configuration, operations and effects similar to those of the switching power supply circuit according to the first embodiment shown in FIG. 1 can be obtained.
図7は、本発明の実施例3のスイッチング電源回路の構成図である。図7に示す実施例3では、ダイオードD2,D3とコンデンサC3とからなるスナバ回路を設けたことを特徴とする。 FIG. 7 is a configuration diagram of the switching power supply circuit according to the third embodiment of the present invention. The third embodiment shown in FIG. 7 is characterized in that a snubber circuit including diodes D2 and D3 and a capacitor C3 is provided.
なお、図7は、図1に対して、ダイオードD2、D3、コンデンサC3を追加した。その他の構成は、図1の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。 In FIG. 7, diodes D2 and D3 and a capacitor C3 are added to FIG. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, the same reference numerals are given to the same portions.
ダイオードD1のアノードにはコンデンサC3の一端が接続され、コンデンサC3の他端にはダイオードD2のアノードとダイオードD3のカソードが接続されている。ダイオードD3のアノードは、直流電源Vinの負極とコンデンサC1の一端と出力端子(−Vo)と電流検出抵抗R1の一端とに接続されている。ダイオードD2のカソードは、コンデンサC1の他端とダイオードD1のカソードとコンデンサC2の一端とに接続されている。 One end of a capacitor C3 is connected to the anode of the diode D1, and the anode of the diode D2 and the cathode of the diode D3 are connected to the other end of the capacitor C3. The anode of the diode D3 is connected to the negative electrode of the DC power supply Vin, one end of the capacitor C1, the output terminal (−Vo), and one end of the current detection resistor R1. The cathode of the diode D2 is connected to the other end of the capacitor C1, the cathode of the diode D1, and one end of the capacitor C2.
以上の構成によれば、スイッチング素子Q1がオンすると、第1巻線L1−1には直流電源Vinの電圧が印加され、第1巻線L1−1と第2巻線L1−2とは磁気結合されているので、第2巻線L1−2にはVin×(L1−2の巻数)/(L1−1の巻数)の電圧が発生し、この電圧と出力電圧Voとが加算された電圧がダイオードD1に印加される。このとき、ダイオードD1の蓄積電荷が引き抜かれることにより、ダイオードD1にサージ電圧が発生することがある。 According to the above configuration, when the switching element Q1 is turned on, the voltage of the direct current power source Vin is applied to the first winding L1-1, and the first winding L1-1 and the second winding L1-2 are magnetic. Since they are coupled, a voltage of Vin × (the number of turns of L1-2) / (the number of turns of L1-1) is generated in the second winding L1-2, and a voltage obtained by adding this voltage and the output voltage Vo. Is applied to the diode D1. At this time, a surge voltage may be generated in the diode D1 due to the charge accumulated in the diode D1 being extracted.
このとき、第2巻線L1−2に発生した電圧は、コンデンサC3、ダイオードD2を介してコンデンサC1を充電する。また、ダイオードD3は負電圧のときに用いられる。このため、ダイオードD1に印加される電圧は低くなり、ダイオードD1にサージ電圧が発生することがなくなる。即ち、ダイオードD2,D3とコンデンサC3とによる無損失スナバ回路を追加したので、ダイオードD1の耐圧を抑えることができる。 At this time, the voltage generated in the second winding L1-2 charges the capacitor C1 via the capacitor C3 and the diode D2. The diode D3 is used when the voltage is negative. For this reason, the voltage applied to the diode D1 becomes low, and no surge voltage is generated in the diode D1. That is, since a lossless snubber circuit including the diodes D2 and D3 and the capacitor C3 is added, the withstand voltage of the diode D1 can be suppressed.
図8に示す実施例4のスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路の直流電源Vinに代えて、交流電源Vacと、整流回路RC1とを設けたPFC回路(力率改善回路)であることを特徴する。 The switching power supply circuit according to the fourth embodiment shown in FIG. 8 is a PFC circuit (power factor correction circuit) provided with an AC power supply Vac and a rectifier circuit RC1 instead of the DC power supply Vin of the switching power supply circuit shown in FIG. It is characterized by that.
交流電源Vacは、交流電圧を整流回路RC1に供給する。整流回路RC1は、交流電源Vacからの交流電圧を整流する。 The AC power supply Vac supplies an AC voltage to the rectifier circuit RC1. The rectifier circuit RC1 rectifies the AC voltage from the AC power supply Vac.
図8に示す制御回路10aは、図1に示す制御回路10に対して、さらに、整流回路RC1の出力両端に直列に接続された抵抗R2と抵抗R3との接続点の電圧を入力し、抵抗R2と抵抗R3との接続点の入力交流電圧とコンデンサC1の出力誤差電圧とを乗算し、得られた乗算出力と電流検出抵抗R1の電圧とに基づいて入力交流電流波形が入力交流電圧波形に一致するように制御することにより、力率を改善することを特徴とする。
The
このような実施例4のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例1のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。 According to the switching power supply circuit of the fourth embodiment, the power factor is improved and the same operation as that of the switching power supply circuit of the first embodiment is performed, and the same effect is obtained.
本発明は、DC−DCコンバータ、力率改善回路やAC−DCコンバータに適用可能である。 The present invention is applicable to a DC-DC converter, a power factor correction circuit, and an AC-DC converter.
Vin 直流電源
Vac 交流電源
L1 リアクトル
L1−1 第1リアクトルの第1巻線
L1−2 第1リアクトルの第2巻線
Lr 第2リアクトル
Q1,Q2 スイッチング素子
D1 ダイオード
RC1 整流回路
R1〜R3 抵抗
C1〜C3 コンデンサ
10,10a 制御回路
Vin DC power source Vac AC power source L1 Reactor L1-1 First reactor first winding L1-2 First reactor second winding Lr Second reactor Q1, Q2 Switching element D1 Diode RC1 Rectifier circuit R1-R3 Resistance C1-
Claims (4)
直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第1リアクトルと前記第2リアクトルと第1ダイオードと第1コンデンサとが直列に接続された第1直列回路と、
前記第1巻線と前記第2巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、
一端が前記第1巻線と前記第2巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第1ダイオードと前記第1コンデンサとの接続点又は前記第2リアクトルと前記第1 ダイオードとの接続点に接続され、第2スイッチング素子と第2コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、
前記第1スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。 A reactor including a first reactor in which a first winding and a second winding magnetically coupled to the first winding are connected in series, and a second reactor connected in series to the first reactor;
A first series circuit connected between one end and the other end of the DC power source, wherein the first reactor, the second reactor, the first diode, and the first capacitor are connected in series;
A first switching element connected between a connection point between the first winding and the second winding and one end of the DC power supply;
One end is connected to a connection point between the first winding and the second winding, and the other end is a connection point between the first diode and the first capacitor or a connection between the second reactor and the first diode. A second series circuit connected to the point and having a second switching element and a second capacitor connected in series;
A control circuit for controlling on / off of the second switching element such that the turn-on of the first switching element is zero voltage switching;
A switching power supply circuit comprising:
The switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the DC power supply includes an AC power supply and a rectifier circuit, and the control circuit has control for improving a power factor.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011041651A JP2012178952A (en) | 2011-02-28 | 2011-02-28 | Switching power supply circuit |
CN201210039946XA CN102651610A (en) | 2011-02-28 | 2012-02-20 | Switch power circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011041651A JP2012178952A (en) | 2011-02-28 | 2011-02-28 | Switching power supply circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012178952A true JP2012178952A (en) | 2012-09-13 |
Family
ID=46693516
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2011041651A Withdrawn JP2012178952A (en) | 2011-02-28 | 2011-02-28 | Switching power supply circuit |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2012178952A (en) |
CN (1) | CN102651610A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020152947A1 (en) | 2019-01-24 | 2020-07-30 | 株式会社京三製作所 | Dc-pulse power supply device |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI466425B (en) * | 2012-11-14 | 2014-12-21 | Ind Tech Res Inst | Dc converting circuit |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6512352B2 (en) * | 2001-06-07 | 2003-01-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Active clamp step-down converter with power switch voltage clamping function |
JP4085234B2 (en) * | 2001-09-28 | 2008-05-14 | サンケン電気株式会社 | Switching power supply |
US6822427B2 (en) * | 2002-05-01 | 2004-11-23 | Technical Witts, Inc. | Circuits and circuit elements for high efficiency power conversion |
JP4114537B2 (en) * | 2003-05-16 | 2008-07-09 | 株式会社村田製作所 | Switching power supply |
JP5191042B2 (en) * | 2008-04-16 | 2013-04-24 | サンケン電気株式会社 | Bidirectional DC-DC converter |
CN101882865B (en) * | 2010-07-01 | 2013-05-15 | 燕山大学 | Power factor correction converter based on magnetic coupling lossless buffer circuit |
-
2011
- 2011-02-28 JP JP2011041651A patent/JP2012178952A/en not_active Withdrawn
-
2012
- 2012-02-20 CN CN201210039946XA patent/CN102651610A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020152947A1 (en) | 2019-01-24 | 2020-07-30 | 株式会社京三製作所 | Dc-pulse power supply device |
KR20210100157A (en) | 2019-01-24 | 2021-08-13 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | DC pulse power supply |
US11881777B2 (en) | 2019-01-24 | 2024-01-23 | Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. | DC pulse power supply device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN102651610A (en) | 2012-08-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3861871B2 (en) | Switching power supply | |
JP5088386B2 (en) | Switching power supply | |
KR101213461B1 (en) | switching power supply circuit | |
JP2012213260A (en) | Switching power supply device | |
JP2011050134A (en) | Resonant switching power supply device | |
JP2014054121A (en) | Switching power supply | |
JP2013031307A (en) | Current-type insulation converter | |
KR20150044317A (en) | Converter and driving method thereof | |
JP2013169057A (en) | Switching power-supply circuit | |
JP2016189636A (en) | Resonant multilevel converter | |
JP2004201373A (en) | Switching power circuit | |
JP4335871B2 (en) | Switching power supply device and surge absorption circuit | |
JP4434011B2 (en) | DC converter | |
JP2013027124A (en) | Switching power supply circuit | |
KR101552284B1 (en) | An isolated single-switch DC-DC converter | |
US8363432B2 (en) | DC-DC converter circuit | |
JP2012178952A (en) | Switching power supply circuit | |
JP5578234B2 (en) | Switching power supply device, power supply system using the same, and electronic device | |
JP4434010B2 (en) | DC converter | |
KR102677228B1 (en) | Isolated switching power supply | |
JP2010115099A (en) | Boost chopper circuit | |
JP5962717B2 (en) | DC-DC converter | |
JP4873009B2 (en) | DC-DC converter | |
JP2007295745A (en) | Dc converter | |
JP3723947B2 (en) | High power factor switching power supply |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20140513 |