JP2011254600A - モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスＤＣモータを高速／高負荷で駆動する場合であっても、安定した駆動性能を得ることにより、駆動範囲を拡張する。
【解決手段】進角補正手段１０は、電流検出手段Ａ９によって検出された電流値を一定に保てるように端子電圧進角値を設定する。第２波形発生部１１は、この設定された進角値と、システム状態によって設定された指令周波数で、デューティを一定に保ちながら、モータ駆動信号を出力する。これによって、位置検出することなく安定した駆動が可能となる。また、ブラシレスＤＣモータ４の位置検出が困難な高速駆動や高負荷駆動であっても安定した駆動が可能となり、電流検出手段Ｂ２３により過負荷電流に対して保護も行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。

従来のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは速度オープンループ駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動する。図１２は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示す。

図１２において、直流電源２０１はインバータ２０２に直流電力を入力する。インバータ２０２は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ２０２は、入力された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。

位置検出部２０４は、インバータ２０２の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部２０４は、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの相対位置を検出する。制御回路２０５は、位置検出部２０４から出力された信号を入力として、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。

位置演算部２０６は、位置検出部２０４の信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置の情報を演算する。自制駆動部２０７および他制駆動部２１０はともに、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り換えるタイミングを示す信号を出力する。これらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するための信号となる。自制駆動部２０７が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をフィードバック制御により駆動するものであり、位置演算部２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置および速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。

一方、他制駆動部２１０が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動するものであり、速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。選択部２１１は、自制駆動部２０７から入力された信号、もしくは、他制駆動部２１０から入力されたこれらタイミング信号のいずれかを選択して出力する。つまり選択部２１１は、ブラシレスＤＣモータ２０３を自制駆動部２０７によって駆動するか、他制駆動部２１０によって駆動するかを選択する。駆動制御部２１２は、選択部２１１から出力された信号に基づき、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を出力する。

上記従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ２０３を高速で駆動する場合または高負荷で駆動する場合に、フィードバック制御による自制駆動から、オープンループ制御による他制駆動に切換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ２０３の駆動範囲が、低速での駆動から高速での駆動まで、または低負荷での駆動から高負荷での駆動まで拡張される。

特開２００３−２１９６８１号公報

しかしながら上記従来の構成は、高速または高負荷（以下、高速／高負荷と記す）での駆動の場合に、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動する。このため、負荷が小さい場合は、安定した駆動性能を得ることができるが、負荷が大きい場合は、駆動状態が不安定になるという課題を有している。

本発明は上記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータを高速／高負荷で駆動する場合であっても、安定した駆動性能を得ることにより、駆動範囲を拡張する。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制し、及び過負荷電流を検知し回転数を抑制することにより、信頼性の高いモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の電流を検出する電流検出手段Ａと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の過負荷電流を検出し、回転数の抑制する値を出力する電流検出手段Ｂと、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値を一定に保つよう前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を補正する進角補正手段と、前記進角補正手段によって補正された進角値と任意に設定し前記電流検出手段Ｂからの出力の値により回転数を抑制する周波数設定部と、前記周波数設定部のデューティは一定に保ちながら通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記第１の波形信号と前記第２の波形信号の出力を運転状態によって切り換える切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有する。

かかる構成によれば、ブラシレスＤＣモータは、負荷や速度が低く、位置検出が可能な運転状態であれば、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号に基づく駆動が行われる。一方、高速／高負荷で位置検出が不可能な運転状態であればブラシレスＤＣモータは、任意に設定される周波数に応じた、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号に基づく駆動が行われる。

また、過負荷電流が流れた場合には、所定の回転数に抑制する制御を行っている。

本発明のモータ駆動装置は、高速／高負荷での駆動であっても、駆動が安定し、駆動範囲が拡張される。これにより、外的要因による不安定状態を抑制し、及び過負荷電流を検知し回転数を抑制するため、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流とトルクの関係を説明する図 （ａ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図（ｂ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の第２波形発生部の動作を示すフローチャート 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図 従来のモータ駆動装置のブロック図

第１の発明は回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の電流を検出する電流検出手段Ａと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の過負荷電流を検出し、回転数を抑制する値を出力する電流検出手段Ｂと、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値を一定に保つよう前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を補正する進角補正手段と、前記進角補正手段によって補正された進角値と任意に設定し前記電流検知手段Ｂからの出力の値により回転数を抑制する周波数設定部と、前記周波数設定部のデューティは一定に保ちながら通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記第１の波形信号と前記第２の波形信号の出力を運転状態によって切り換える切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と有するモータ駆動装置とを有したことにより、モータの位置検出することなく安定した駆動が可能となるため、ブラシレスＤＣモータの位置検出が困難な高速／高負荷であっても安定した駆動、及び過負荷電流を検知し回転数を抑制することが可能となる。

第２の発明は、特に、第１の発明の前記電流値を一定に保つということを、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値の平均を目標として電流値を目標に近づけるとしたことにより、モータが最も安定する電流値で駆動することとなり、より安定した駆動が可能となる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明の前記進角補正手段が扱う電流値を、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値のピーク値としたことにより、電流ピークは電流１周期の最大かどうかを電流を検出するたびに比較するだけでよいため、電流一定に必要な計算負荷が少なくて済むこととなり、安価なマイコンでの実現が可能となる。

第４の発明は、特に、第１または第２の発明の前記進角補正手段が扱う電流値を、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値の任意の位相範囲の積算結果としたことにより、安定駆動に必要な限られた範囲のみを検出することとなるため、より精度よく安定した駆動が可能となる。

第５の発明は、特に、第１〜４のいずれか１つの発明の前記進角補正手段が、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値が一定に保とうとする目標の電流よりも大きい場合に前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を減少させ、目標の電流よりも小さい場合に
前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を増加させることによって電流を一定に保つとすることにより、第２波形発生部の転流タイミングのみの非常にシンプルな方法で制御できることとなり、ソフトウェアの保守性の向上や安価マイコンでの実現が可能となる。

第６の発明は、特に、第１の発明の前記ブラシレスＤＣモータは、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したものである。これによりブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。

第７の発明は、特に、第１の発明の前記ブラシレスＤＣモータの駆動負荷として圧縮機を用いたものである。前記圧縮機の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無い。さらに前記圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であり、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷といえる。従って、電流位相の検出を１相のみとしても速度変動等の制御精度が悪化することは無いため、本発明のモータ駆動装置の非常に有効な用途の１つと言える。また従来のモータ駆動装置よりブラシレスＤＣモータの駆動領域の拡張により、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いた圧縮機を使用することが出来る様になり、冷凍サイクルのさらなる高効率化が実現できる。

第８の発明は、特に、第７の発明の前記圧縮機はレシプロ圧縮機である。これにより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。

第９の発明は、特に、第７の発明の前記圧縮機で使用される冷媒がＲ６００ａである。これにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。

第１０の発明は、特に、第１〜５のいずれか１つの発明のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。

整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆとから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成される。

インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。

位置検出部５は、本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。

第１波形発生部６は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、位置検出部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオン／オフの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波以外であっても、矩形波に準じる波形が挙げられる。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波である。

第１波形発生部６は、位置検出部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成する。第１波形発生部６はさらに、回転数を一定に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

速度検出部７は、位置検出部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する位置検出部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。

周波数設定部８は、システムで要求される任意の周波数指令出力する、デューティは一定で、周波数のみを変化させて周波数を設定する。

電流検出手段Ａ９はブラシレスＤＣモータ４に流れる電流のうち所定の１相の電流値を検出する。本実施の形態では、Ｕ相の電流を検出することとする。検出した結果を進角補正手段１０にへと出力する。

進角補正手段１０は、電流検出手段Ａ９で検出した電流値から目標とする電流値を設定し、その目標値と検出した電流値の差に応じてブラシレスＤＣモータ４の端子電圧進角の補正量を設定する。電流値は１周期のピークや特定範囲の積算電流値などとすることもできる。電流値のピークは、例えば電流周期の１０分の１以下の十分に短い間隔で、定期的に電流値をサンプリングし、１周期内の最大値とサンプリング値を比較することで容易に求められ、安価な構成が可能となる。また、積算電流値は、例えば電流周期の１０分の１以下の十分に短い間隔で、電流値を定期的にサンプリングし電流が正の区間の和を求めることで算出でき、バラツキを小さく抑え、精度よく求めることができる。本実施の形態では、目標にあわせる電流値を電流ピーク値とする。また、電流目標値は電流１周期に一回
更新し、ローパスフィルタや過去数回の平均を用いる。本実施の形態では電流ピーク値の平均値を目標電流値とする。平均は、例えば電流１周期ごとの電流ピーク値を過去１０回分保存しておき、新しい電流ピーク値を最も古い電流ピーク値のデータと置き換えていき、１０回分のデータの合計を合計の個数である１０で除算することで算出が可能で、容易に算出することができる。

電流検出手段Ｂ２３は、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流のうち所定の１相の電流値を検出する。

本実施の形態では、Ｕ相の電流を検出することとする。その電流が所定の電流以上の過負荷電流を検出した結果、過電流ならば、回転数を抑制するため−αを周波数設定部８へ出力する。

周波数設定部８では、電流検知手段Ｂ２３からの出力された−αを現状回転数から差し引いた値で周波数を設定する。

第２波形発生部１１は、周波数設定部８からの周波数と、位置検出部５のからの位置情報を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。第２の波形信号は、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波の信号である。第１波形発生部６と同様に、ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有するため、滑らかな効率の良い駆動のためには通電角は１２０度以上が必要である。一方、第２波形発生部１１ではスイッチング素子のオン／オフの間隔は必要ないため、上限を１８０度未満とする。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、正弦波や歪み波であって良い。また本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０〜１００％の一定のデューティ）である。

切換判定部１２は、第１波形発生部６と第２波形発生部１１からの信号を運転状態によって切換え、ドライブ部１３へと出力する。具体的には、第１波形発生部６の信号で駆動中に、速度検出部７の速度が周波数設定部８が設定する周波数よりも低く、かつ第１波形発生部６で出力可能な最大のデューティと通電角であった場合に第２波形発生部１１の信号へと切り替え、ドライブ部１３へと出力する。これらの条件が満たされない場合は、第１波形発生部６の信号の出力を継続する。第２波形発生部１１からの信号で駆動中に位置検出部５からの信号が検出可能になれば第１波形発生部６に信号波形を切り換える。位置検出部５からの信号が検出できない間は、第２波形発生部１１の信号をドライブ部へ出力する。

ドライブ部１３は、切換判定部１２から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。

冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。

圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、圧縮機１７のブラシレスＤＣモータ４を同期駆動する場合は、圧縮機１７の駆動が安定する。

圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、電源電圧が低下した場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。しかしながら、気筒容積の大きい圧縮機１７は負荷が大きいため、従来のモータ駆動装置では駆動が困難である。本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、特に高負荷での駆動範囲が拡張されるため、Ｒ６００ａを用いた圧縮機１７を駆動するのに最適である。

圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、凝縮器１８や蒸発器２０に送風機を備えたものが空気調和機である。

以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低く第１波形発生部６で駆動している時の（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号とは、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１３から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。第１の波形信号は、位置検出部５の出力に基づき、第１波形発生部６から出力される。

図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、位置検出部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、位置検出部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。

次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良く
なる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高く第２波形発生部１１で駆動している場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部８の出力に基づき、第２波形発生部１１から出力される。

図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部８の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。

デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に最高回転速度を上昇させることができ、回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過負荷電流保護にかからずに動作される。

ここで、第２波形発生部１１によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。

このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ−ｑ平面上に示したベクトル図である。

同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。この関係を図７に示す。図７において、横軸はモータのトルク、縦軸は電流値を示している。線Ｈ１はブラシレスＤＣモータに流れる所定の一相の１周期ごとの電流ピークの平均を示している。図７に示すようにトルクが増加するほど電流値は増加していく。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。

ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図８（ａ）、図８（ｂ）は、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係とそのときの電流ピーク値を説明するための図である。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流１周期ごとのピーク値を示す。また、横軸は時間、縦軸は線Ｄ２、Ｅ２に対しては、誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示し、線Ｈ２に対しては
電流値を示す。そして、図８（ａ）は低負荷での駆動状態を示し、図８（ｂ）は高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図８（ａ）、図８（ｂ）共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速での駆動していることが判る。

図８（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、電流値が一定の所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。

一方、図８（ｂ）に示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、相電流が増加し、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図８（ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過負荷電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。

従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。

そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。

モータ駆動装置２２は、ブラシレスＤＣモータ４に流れる相電流を安定している電流値を目標に一定に保つよう転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、ブラシレスＤＣモータ４への負荷が増加し回転子４ａが転流に対して遅れはじめ、弱め磁束効果により電流が増加した場合、電流を減少させるために、弱め磁束効果を低減するために端子電圧進角を減少させる。すなわち転流を遅らせる。逆に目標に対して電流が減少した場合は、電流を増加させるために、端子電圧進角を増加させる。すなわち転流を早める。これらの進角の変更は電流１周期に対して１回以上あればよい。また、目標となる電流値は負荷が増加し電流値が増加した場合には増加させ、逆に電流が減少した場合は同様に目標電流も低下させる。ただし、目標は進角の調整の周期よりも十分小さい変化量とする必要がある。本実施の形態では１０分の１以下の変化量としている。この目標の変更方
により、負荷に応じた目標電流の設定が可能となる。そして、これらの補正は進角補正手段１０で計算され、第２波形発生部１１が転流タイミングを決定する。従って、この転流タイミングに基づいて生成された波形、すなわち第２の波形信号は、負荷に応じた電流値で、適切なトルクを出力した波形となる。第２波形発生部１１は、生成した第２の波形信号をドライブ部１３へ出力する。この進角補正手段１０の動作について、図９のフローチャートを用いて説明する。

まず、ステップ１００では、ステップ１０１でブラシレスＤＣモータに流れる相電流を電流検出手段Ｂ２３が過負荷電流を検出した場合、ステップ１１０に進み、検出しなければステップ１０２へ移行する。

次にブラシレスＤＣモータに流れる相電流を電流検出手段Ａ９が検出し、ステップ１０２に進む。

ステップ１０２では、進角補正手段１０がブラシレスＤＣモータ４の相電流１周期の最大電流より、電流検出手段Ａ９で今回検出された電流値が大きいかどうかを判定する。ここで電流値が最大電流よりも大きい場合（ステップ１０２のＹｅｓ）はステップ１０３へ進み、最大電流以下の場合（ステップ１０２のＮｏ）はステップ１０４へと進む。

ステップ１０３では、最大電流よりも今回検出した電流値が大きいため、最大電流を更新する。これによって、最大電流は常に最大の電流が代入されることとなり、ブラシレスＤＣモータ４の電流のピークを検出することができる。次にステップ１０４へとすすむ。

ステップ１０４にはブラシレスＤＣモータ４に流れる特定の相電流が必ずピークならないタイミングの転流かどうかを判定する。本実施の形態では特性の相はＵ相とし、Ｕ相の電流が必ずピークとはならない転流タイミングとしてＷ相上のスイッチがオンするタイミングとする。つまりスイッチング素子３ｅがオンするタイミングの場合（ステップ１０４のＹｅｓ）は次にステップ１０５へと進み、そうで無い場合（ステップ１０４のＮｏ）は再びステップ１０１に戻り処理を繰り返す。

ステップ１０５では、電流を一定にするための目標となる電流ピーク値の平均値である電流平均値より、今回の電流周期の電流ピーク値である最大電流が大きいかどうかを判定する。大きい場合（ステップ１０５のＹｅｓ）はステップ１０６へと進む。

ステップ１０６では、目標値より電流ピークが大きいため、電流値を減らす必要があり、進角を減らす（つまり転流タイミングをおくらせる）ことで、弱め磁束効果を低減するよう補正量を決定する。この補正量は目標値である電流平均値と電流ピーク値である最大電流の差に応じて決定する。差が大きければ補正量を大きくし、小さければ補正量を小さくする。これによってモータの弱め磁束の強さの変動を吸収した駆動が可能となる。次にステップ１０７に進む。

ステップ１０７では、電流平均値を更新する。安定させる電流の目標が常に一定では負荷に応じた電流を出力できないため、電流平均を更新する必要がある。平均は過去１０回分の最大電流から求めており、新しい電流平均値は最も古い電流平均値を除き、今回検出された最大電流を含めて計算する。これにより、負荷が重くなれば目標となる電流平均値は大きくなり、負荷が小さくなれば目標となる電流平均値は小さくなるため、負荷に応じた目標値を設定することができる。また、補正量に対して変更量が１０分の１となり不安定になることはない。次にステップ１０８に進む。

ステップ１０８では、最大電流を０にクリアする。これは１周期に一回実行されること
となるため、最大電流は電流１周期のピーク値を持つこととなる。

一方、ステップ１０５において、今回の電流周期の電流ピーク値である最大電流が大きいかどうかを判定し、小さい場合（ステップ１０５ではＮｏ）はステップ１０９に進む。ステップ１０９では、目標値より電流ピークが小さいため、電流値を増やす必要があり、進角を増やす（つまり転流タイミングを早める）よう補正量を決定する。この補正量は目標値である電流平均値と電流ピーク値である最大電流の差に応じて決定する。差が大きければ補正量を大きくし、小さければ補正量を小さくする。これによってモータの弱め磁束の弱まりの変動を吸収した駆動が可能となる。次にステップ１０７に進む。

これら一連の処理を少なくとも電流１周期に１回実施することで、ブラシレスＤＣモータ４の負荷の状態に応じた必要な電流を出力し、安定した駆動を可能にする第２波形発生部が出力する転流タイミングの補正量の決定が可能となる
次にステップ１１０では、過負荷電流が検出されたため、周波数設定部に回転数抑制するため−αを出力する。

次に、切換判定部１２による切り換え動作について説明する。

図１０は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。

図１０において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部６による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。

回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部６に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。この状態において、周波数設定部８での設定が５０ｒ／ｓを超える回転数（ここでは７５ｒ／ｓ）を指令している場合は、回転数指令まで、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

一方で、７５ｒ／ｓで駆動中に５０ｒ／ｓ以下の指令（ここでは４５ｒ／ｓ）が周波数設定部８から発生した場合、第２波形発生部１１は駆動信号の周波数を徐々に下げていく。５０ｒ／ｓに到達したところで、位置検出部５でブラシレスＤＣモータ４の位置検出信号が検出可能となるため、切換判定部１２に入力される。ここで、切換判定部１２では位置検出信号が入力されたため、ドライブ信号を第２波形発生部１１から第１波形発生部６のドライブ信号へと切り換える。これによって、高速／高負荷での運転が可能な第２波形発生部１１と低速や低負荷での安定性の高い第１波形発生部６を切り換えて運転することができる。なお、上限周波数はシステムによってあらかじめ設定しておくことで、上限周波数が駆動可能な最適なモータを選定することができ、信頼性を確保できる。

また、第２波形発生部から第１波形発生部６のドライブ信号へと切り換える際に、位置検出信号が切換判定部１２へと入力されてからさらに２Ｈｚ落とした周波数で切り換えるようにするなどヒステリシスを設けることで、より確実に第１波形発生部６で安定した駆動が可能となる。

また、電流検出手段Ｂ２３からの−αの指示が周波数設定部８にあった場合は、周波数設定部８は、デューティと回転数の特性に応じ、現在の回転数に−αを加えた回転数の抑制する指示を第１波形発生部６と第２波形発生部１１に出力する。

次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図１１は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。

回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。

このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。

また、本実施の形態の制御において、周波数設定部８と第２波形発生部１１による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。

また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。

また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。また、圧縮機１７を冷蔵庫２１に搭載した場合、冷蔵庫２１は負荷の変動が急ではないため、相電流の位相と端子電圧の位相の位相差の変化は小さく、より安定した駆動が可能となる。

なお、本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いて空気調和機の圧縮機１７を駆動する場合では、さらに、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応で
きるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

以上説明したように本発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の電流を検出する電流検出手段Ａと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の過負荷電流を検出し、回転数の抑制する値を出力する電流検出手段Ｂと、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値を一定に保つよう前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を補正する進角補正手段と、前記進角補正手段によって補正された進角値と任意に設定し、前記電流検知手段Ｂからの出力の値により回転数を抑制する周波数設定部と、前記周波数設定部のデューティは一定に保ちながら通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記第１の波形信号と前記第２の波形信号の出力を運転状態によって切り換える切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部とを有するモータ駆動装置とを有したことにより、モータの位置検出することなく安定した駆動が可能となるため、ブラシレスＤＣモータの位置検出が困難な高速／高負荷であっても安定した駆動、及び過負荷電流を検知し回転数を抑制することが可能となる。

また本発明は、電流値を一定に保つということを、電流検出手段Ａ９によって検出された電流値の平均を目標として電流値を目標に近づけるとしたことにより、モータが最も安定する電流値で駆動することとなり、より安定した駆動が可能となる。

また本発明は、進角補正手段１０が扱う電流値を電流検出手段Ａによって検出された電流値のピーク値にするとしたことにより、電流一定に必要な計算負荷が少なくて済むこととなり、安価なマイコンでの実現が可能となる。

また、進角補正手段１０が扱う電流値を、電流検出手段Ａ９によって検出された電流値の任意の位相範囲の積算結果を一定にするとしたことにより、安定駆動に必要な限られた範囲のみを検出することとなるため、より精度よく安定した駆動が可能となる。

また本発明は、進角補正手段１０が、電流検出手段Ａ９によって検出された電流値が一定に保とうとする目標の電流よりも大きかった場合にブラシレスＤＣモータ４の端子電圧進角を減少させ、目標の電流よりも小さい場合にブラシレスＤＣモータ４の端子電圧進角を増加させることによって電流を一定に保つとすることにより、第２波形発生部１１の転流タイミングだけで制御できることとなり、ソフトウェアの保守性の向上や安価マイコンでの実現が可能となる。

また本発明は、ブラシレスＤＣモータ４は、回転子４ａの鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したものである。これによりブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。

また本発明は、ブラシレスＤＣモータ４の駆動負荷として圧縮機１７を用いたものである。圧縮機１７の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無い。さらに圧縮機１７はイナーシャが比較的大きい負荷であり、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷といえる。従って、電流位相の検出を１相のみとしても速度変動等の制御精度が悪化することは無いため、本発明のモータ駆動装置の非
常に有効な用途の１つと言える。また従来のモータ駆動装置よりブラシレスＤＣモータの駆動領域の拡張により、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いた圧縮機を使用することが出来る様になり、冷凍サイクルのさらなる高効率化が実現できる。さらに、従来の駆動方法よりも高いトルクを出力できるので、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータを利用し、モータの騒音、特にキャリア音が低減できる。

また本発明は、圧縮機１７はレシプロ圧縮機である。これにより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。

また本発明は、圧縮機１７で使用される冷媒がＲ６００ａである。これにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。

また本発明は、モータ駆動装置２２を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫２１に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

また本発明は、上記構成のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速／高負荷での駆動の安定性を図るとともに、駆動範囲を拡張するものである。これにより、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機の高効率化に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化にも適用できる。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 位置検出部（端子電圧取得部）
６ 第１波形発生部
８ 周波数設定部
９ 電流検出手段Ａ
１０ 進角補正手段
１１ 第２波形発生部
１２ 切換判定部
１３ ドライブ部
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫（電気機器）
２２ モータ駆動装置
２３ 電流検出手段Ｂ

Claims (10)

1. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の電流を検出する電流検出手段Ａと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる少なくとも一相の過負荷電流を検出し、回転数の抑制する値を出力する電流検出手段Ｂと、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値を一定に保つよう前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を補正する進角補正手段と、前記進角補正手段によって補正された進角値と任意に設定し前記電流検出手段Ｂからの出力の値により回転数を抑制する周波数設定部と、前記周波数設定部のデューティは一定に保ちながら通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記第１の波形信号と前記第２の波形信号の出力を運転状態によって切り換える切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有するモータ駆動装置。
2. 前記電流値を一定に保つとは、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値の平均を目標として電流値を目標に近づけるとした請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記進角補正手段が一定に保とうとする電流値とは、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値のピーク値とした請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記進角補正手段が一定に保とうとする電流値とは、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値の任意の位相範囲の積算結果とした請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
5. 前記進角補正手段は、前記電流検出手段Ａによって検出された電流値が一定に保とうとする目標の電流よりも大きい場合に前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を減少させ、目標の電流よりも小さい場合に前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧進角を増加させることによって電流を一定に保つとする請求項１から４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
7. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項７に記載のモータ駆動装置。
10. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。