JP2010199490A - パワー半導体装置の温度測定装置およびこれを使用したパワー半導体モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】製造コストを抑えながら、パワー素子が如何なる状態であっても、温度検出精度の低下を防止することができるパワー半導体装置の温度測定回路およびこれを使用したパワー半導体モジュールを提供する。
【解決手段】シリコンチップにパワー素子５，６と温度検出用ダイオードＤＤ２，ＤＵ２とを設けたパワー半導体装置の温度を検出するパワー半導体装置の温度測定回路であって、前記温度検出用ダイオードＤＤ２，ＤＵ２のアノードおよびカソードの電位を、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位より、負電位に保った状態で、当該アノードおよびカソード間に流した順電流を検出して前記シリコンチップの温度を検出する温度測定部９，１０を備えた。
【選択図】図１

Description

本発明はパワー半導体装置の温度測定装置およびこれを使用したパワー半導体モジュールに関し、特に、シリコンチップの温度を高精度で検出するようにしたものである。

近年の車両機器では、高効率化および省エネ対策を図るために、駆動力を生む電動機の駆動システムに、昇降圧コンバータおよびインバータの搭載が行われている。
図５は、従来の昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
図５において、車両駆動システムには、昇降圧コンバータ１１０２に電力を供給する電源１１０１、電圧の昇降圧を行う昇降圧コンバータ１１０２、昇降圧コンバータ１１０２から出力された電圧を３相電圧に変換するインバータ１１０３および車両を駆動する電動機１１０４が設けられている。なお、電源１１０１は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリーから構成することができる。

そして、車両駆動時には、昇降圧コンバータ１１０２は、電源１１０１の電圧（例：２８０Ｖ）を電動機１１０４の駆動に適した電圧（例：７５０Ｖ）に昇圧し、インバータ１１０３に供給する。そして、スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、昇降圧コンバータ１１０２にて昇圧された電圧を３相電圧に変換して、電動機１１０４の各相に電流を流し、スイッチング周波数を制御することで車両の速度を変化させることができる。

一方、車両の制動時には、インバータ１１０３は、電動機１１０４の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、整流動作を行い、直流電圧に変換してから、昇降圧コンバータ１１０２に供給する。そして、昇降圧コンバータ１１０２は、電動機１１０４から生じる電圧（例：７５０Ｖ）を電源１１０１の電圧（例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行うことができる。

図６は、図５の昇降圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。
図６において、昇降圧コンバータ１１０２には、エネルギーの蓄積を行うリアクトルＬ、電荷の蓄積を行うコンデンサＣ、インバータ１１０３に流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の導通および非導通を指示する制御信号をそれぞれ生成する制御回路１１１１、１１１２が設けられている。

そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は直列に接続されるとともに、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点には、リアクトルＬを介して電源１１０１が接続されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ１には、制御回路１１１１からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１０５が設けられ、ＩＧＢＴ１１０５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ１がＩＧＢＴ１１０５に並列に接続されている。

また、スイッチング素子ＳＷ２には、制御回路１１１２からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ１１０６が設けられ、ＩＧＢＴ１１０６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ２がＩＧＢＴ１１０６に並列に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１１０６のコレクタは、コンデンサＣおよびインバータ１１０３の双方に接続されている。

図７は、昇圧動作時に図６のリアクトルＬに流れる電流の波形を示す図である。
図７において、昇圧動作では、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がオン（導通）すると、ＩＧＢＴ１１０５を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ²／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。
次に、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ２のフライホイールダイオードＤ２に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣに送られる。

一方、降圧動作では、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がオン（導通）すると、ＩＧＢＴ１１０６を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ²／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。

次に、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ１のフライホイールダイオードＤ１に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが電源１１０１へ回生される。

ここで、フライホイールダイオードＤ２（昇圧動作の場合）またはスイッチング素子２のＩＧＢＴ１１０６（降圧動作の場合）のオン時比率（ＯＮ Ｄｕｔｙ）を変更することで、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、概略の電圧値は以下の（１）式にて求めることができる。
Ｖ_L／Ｖ_H＝ＯＮ Ｄｕｔｙ（％） （１）
ただし、Ｖ_Lは電源１１０１の電圧、Ｖ_HはコンデンサＣの電圧、ＯＮ ＤｕｔｙはフライホイールダイオードＤ２（昇圧動作の場合）またはスイッチング素子ＳＷ２（降圧動作の場合）のスイッチング周期に対する導通期間の割合である。

ここで、実際には負荷の変動、電源電圧Ｖ_Lの変動などがあるので、電圧Ｖ_H，Ｖ_Lを監視し、昇降圧された電圧が目標値となるように、オン時比率（ＯＮ Ｄｕｔｙ）の制御が行われている。

図８は、昇降圧コンバータ用のインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：Intelligent Power Module）を示すブロック図である。
図８において、ＩＰＭ２１００は、下アームのスイッチング部２１０１と、上アームのスイッチング部２１０２と、両スイッチング部２１０１、２１０２を制御する制御回路２１０３とで構成されている。なお、両スイッチング部２１０１、２１０２は制御回路２１０３から電気的に分離されている。

スイッチング部２１０１および２１０２の夫々は、スイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２を有する。これらスイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２の夫々は、ＩＧＢＴ２１１１および２１１２と、これらＩＧＢＴ２１１１および２１１２と逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１１およびＤ１２とを有する。

各ＩＧＢＴ２１１１および２１１２のゲートには、ゲートドライバ２１１３および２１１４が接続されている。これらゲートドライバ２１１３および２１１４には、制御回路２１０３からフォトカプラ２１１５および２１１６を介してゲート制御信号が入力されていると共に、ＩＧＢＴ２１１１および２１１２の過電流および過熱を抑制するＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８からの保護信号が入力されている。

また、上アームのスイッチング部２１０２のＩＧＢＴ２１１２から出力されるコンバータ出力電圧Ｖ_Hが出力電圧検出回路２１１９に供給される。この出力電圧検出回路２１１９では、分圧回路２１２０で検出した出力電圧をレベル調整回路２１２１でレベル調整し、このレベル調整回路２１２１の出力と三角波生成器２１２２で生成された三角波信号とが比較器２１２３に供給されてＰＷＭ信号に変換される。比較器２１２３から出力されるＰＷＭ信号はフォトカプラ２１２４を介して制御回路２１０３に供給される。

制御回路２１０３では、外部の演算処理部から入力される昇降圧指令値が入力されると共に、下アームのスイッチング部２１０１の出力電圧検出回路２１１９から出力されるＰＷＭ信号がこれを平滑化するローパスフィルタ２１３１を介して入力される電圧比較器２１３２と、この電圧比較器２１３２から出力される昇降圧指令値と出力電圧Ｖ_Hとの偏差が入力されるゲート信号発生器２１３３とを有する。

そして、ゲート信号発生器２１３３から出力されるゲート制御信号がフォトカプラ２１１５および２１１６を介してスイッチング部２１０１および２１０２のゲートドライバ２１１３および２１１４に出力される。
エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ２１１１および２１１２にそれぞれ設けられた第２のエミッタ端子２１２６と接地との間に、分圧抵抗Ｒ１１およびＲ１２がそれぞれ接続されている。そして、それぞれの分圧抵抗Ｒ１１およびＲ１２の接続点から出力される過電流検知信号がＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８に入力され、この過電流検知信号が予め設定した過電流閾値以上であるときにゲートドライバ２１１３および２１１４に対してＩＧＢＴ２１１１および２１１２へのゲート電流供給を停止させるゲート電流停止信号を出力する。

また、ＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８は、各スイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の端子間電圧ＶＦを検出してチップ温度を測定する温度測定回路２１４３をそれぞれ備えている。
この温度測定回路２１４３は、図９および図１０に示すように、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２に対して例えば２００μＡの定電流ＩＦを供給する定電流回路２１４４を有する。このように、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２に定電流回路２１４４からの定電流ＩＦを供給すると、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の両端電圧ＶＦは、温度に比例した（比例定数は負）電圧値（チップ温度が１５０℃ではＶＦ＝１．５Ｖ、１５℃ではＶＦ＝２．１Ｖ）として得られる。実際には、電圧ＶＦの変化量６００ｍＶが温度信号のフルスパンとなる。

また、温度測定回路２１４３は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための発振器となる三角波発生器２１４５を有し、この三角波発生器２１４５から出力される三角波信号は、予め設定された下限値と上限値との間を交互に上昇および下降を繰り返すように生成される。

そして、温度測定回路２１４３は、前述した温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の両端電圧ＶＦを、図１０に示すように、バッファ回路２１４６でインピーダンス変換した後、レベル変換回路２１４７に供給し、レベル変換回路２１４７からレベル調整された電圧Ｖｌｅｖを出力する。レベル変換回路２１４７において、三角波発生器２１４５から出力される三角波信号の上限値と高温側（例えば１５５℃）の電圧ＶＦ_Hに対する電圧Ｖｌｅｖとを合致させ、且つ三角波信号の下限値と低温側（例えば２５℃）の電圧ＶＦ_Lに対する電圧Ｖｌｅｖとを合致させるように、電圧ＶＦのレベル変換を行なう。なお、この変換は線形変換である。

また、レベル変換回路２１４７でレベル調整された出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波発生器２１４５から出力される三角波信号Ｖｔｒｉがコンパレータ２１４８に入力されている。このコンパレータ２１４８は、出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波信号Ｖｔｒｉを比較して、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉであるときには高レベルとなり、Ｖｌｅｖ≧Ｖｔｒｉであるときに低レベルとなるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。このコンパレータ２１４８のパルス幅変調信号のデューティ比は電圧Ｖｌｅｖに比例する。前述のように電圧Ｖｌｅｖは端子電圧ＶＦを線形変換して得ているので、デューティ比は前述した温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の両端電圧ＶＦにも比例する。例えばデューティ比０％は低温（例えば２５℃）側両端電圧ＶＦ_Lとし、デューティ比１００％は高温（例えば１６５℃）側両端電圧ＶＦ_Hとして、次段のフォトカプラ２１４９によるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の絶縁伝送回路を介して上アームおよび下アームのスイッチング部２１０１および２１０２から、制御回路２１０３側に設けられているＰＷＭ−アナログ変換器２１５１に温度検出用のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号として伝送される。

このＰＷＭ−アナログ変換器２１５１では、フォトカプラ２１４９から入力されるパルス幅変調信号を２値信号に変換する２値化回路２１５２に供給し、この２値化回路２１５２でデューティ比が０％では電圧Ｖ１、デューティ比が１００％では電圧Ｖ２となる２値信号を生成し、この２値信号をバッファ回路２１５３でインピーダンス変換した後に、ローパスフィルタ２１５４で平滑化して直流レベルに変換することにより、ＩＧＢＴチップ温度に比例したＩＧＢＴチップ温度信号を得ることができる。

このＩＧＢＴチップ温度信号は、ＩＰＭ２１００の上位システムに伝達され、当該上位システムで、常に、ＩＧＢＴチップの温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が予め設定された第１の所定温度Ｔ１を超えるとスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限し、さらにＩＧＢＴチップ温度が第１の所定温度Ｔ１より高い第２の所定温度Ｔ２を超えるとスイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２によるスイッチング動作（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。

また、端子電圧ＶＦもしくは電圧Ｖｌｅｖが前述したＩＧＢＴ保護回路２１１７，２１１８に入力され、端子電圧ＶＦもしくは電圧Ｖｌｅｖの値が異常値と判断されると、ＩＧＢＴ保護回路２１１７，２１１８からゲート電流停止信号が直ちに出力される。
図１１は特許文献１に記載されたＩＧＢＴおよび温度検出用ダイオードを形成したシリコンチップを示す断面図である。

このシリコンチップでは、低濃度のｎ形半導体基板２００１の一方の主面の表面層に、ｐウェル領域２００２を形成し、このｐウェル領域２００２の表面層にｎ⁺領域であるエミッタ領域２００３を選択的に形成し、このエミッタ領域２００３とｎ形半導体基板２００１のｎ^-領域とに挟まれたｐウェル領域２００２の表面にゲート絶縁膜２００４を介してゲート電極２００５を形成し、エミッタ領域２００３上とｐウェル領域２００２のコンタクト領域上とに跨がってエミッタ電極２００６が形成されている。

また、半導体基板２００１の他方の主面の表面層にｐ⁺またはｎ⁺のコレクタ領域２００７が形成され、このコレクタ領域２００７の表面にコレクタ電極２００８が形成されている。
さらに、半導体基板２００１のｐウェル領域２００２が形成された主面の、ｐウェル領域２００２から離れた領域に、ｐ形であるアノード領域２０１０が形成され、このアノード領域２０１０の表面層にｎ⁺形であるカソード領域２０１１が形成され、アノード領域２０１０の表面にアノード電極２０１２が形成され、カソード領域２０１１の表面にカソード電極２０１３が形成されている。これらアノード領域２０１０とカソード領域２０１１とで温度検出用ダイオード２０１４が構成されている。

ここで、カソード電極２０１３は、エミッタ電極２００６と接続され、エミッタ電極２００６からエミッタ端子２０２１が導出されている。また、ゲート電極２００５からはゲート端子２０２２が導出され、アノード電極２０１２からアノード端子２０２３が導出され、コレクタ電極２００８からコレクタ端子２０２４が導出されている。
また、特許文献２には、ＩＧＢＴを形成する半導体基板上に酸化膜を介して温度検出用のｐｎダイオードを形成した半導体装置が開示されている。

特開平８−３１６４７１号公報 特開２００１−８５６２９号公報

上記特許文献１に記載された従来例にあっては、コレクタ領域２００７がｐ⁺である場合、つまりパワーデバイスがＩＧＢＴである場合は、温度検出用ダイオード２０１４のカソード領域２０１１、アノード領域２０１０、半導体基板２００１のｎ^-領域、ｐ⁺のコレクタ領域でｎｐｎｐの４層構造の寄生サイリスタが形成されるが、アノード領域２０１０とカソード領域２０１１との接合部の不純物濃度が極めて高いため、カソード領域２０１１からの電子の注入が低く抑えられ、例え、アノード領域２０１０からカソード領域２０１１に数ｍＡから数１０ｍＡの電流を流しても、この部分でラッチアップすることはない。

一方、コレクタ領域２００７がｎ⁺である場合は、パワーデバイスはＭＯＳＦＥＴとなり、上記の寄生サイリスタは構成されていなので、ラッチアップすることはない。
そして、温度検出用ダイオード２０１４は、通常はダイオードを３個直列に接続して出力電圧を大きくして扱いやすくしている。３個直列の温度検出用ダイオード２０１４の順方向電圧は、１．５Ｖ〜２．１Ｖと温度によって変化する。これはカソード電極２０１３を、エミッタ電極２００６に接続すると、アノード領域２０１０がエミッタ領域２００３に対して、＋１．５Ｖ〜＋２．１Ｖの電位差を持つことを意味している。

一方、ＩＧＢＴがゲート信号によって導通した場合のエミッタ電極２００６に対するコレクタ電極２００８の電位差Ｖｃｅは、ＩＧＢＴが導通しない場合は数百Ｖであるが、導通すると２００Ａ通電で＋２Ｖ程度となる。このような状態で、半導体基板２００１のｎ^-領域とアノード領域２０１０との間のｐｎ^-接合に着目すると、ｎ^-領域の電位がアノード領域２０１０の電位に対して十分高ければｐｎ^-接合に対して十分な逆バイアスとなり、ｎ^-領域からアノード領域２０１０への電流の流れ込みは殆ど無いが、ｎ^-領域の電位が、アノード領域２０１０の電位に対して、十分に高くない状態になると、ｐｎ^-接合に対して僅かな逆バイアスしかない状態となり、ｎ^-領域からアノード領域２０１０への電流の漏れ込みが生じてしまう。

温度検出用ダイオード２０１４のアノードには、定電流回路２１４４により一定の電流が流れており、ＩＧＢＴが導通してｐｎ^-接合に対して、弱い逆バイアス状態になると、定電流回路２１４４からの一定の電流に半導体基板２００１のｎ^-層からの漏れ電流が加算されて、温度検出用ダイオード２０１４のｎ⁺層に流れてしまうという未解決の課題がある。

図１２は、温度検出用ダイオード２０１４の順電圧の順電流依存性を示すグラフであり、ＩＧＢＴが導通して、アノード領域２０１０とｎ^-領域の接合の逆バイアス電圧が低くなる場合には、ｎ^-層からの電流の漏れ込みにより、順電流が大きくなると、温度検出用ダイオード２０１４の順電圧が高くなることを示している。このことは、図１０によると、実際の温度よりも低い温度と判断してしまうことを示している。

また、特許文献２に記載された従来例のように、ＩＧＢＴを形成した半導体基板上に酸化膜を介して温度検出用のｐｎダイオードを形成する場合には、漏れ電流が生じるおそれはないが、半導体基板上に酸化膜を形成してから温度検出用のダイオードを形成するので、製造コストが嵩むという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、製造コストを抑えながら、パワー素子が如何なる状態であっても、温度検出精度の低下を防止することができるパワー半導体装置の温度測定回路およびこれを使用したパワー半導体モジュールを提供することを目的としている。

上述した課題を解決するために、本発明の一形態によるパワー半導体装置の温度測定回路は、シリコンチップにパワー素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置の温度を検出するパワー半導体装置の温度測定回路であって、前記パワー素子がｎチャネル型であるときは、前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位を、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位より、負電位に保った状態で、当該アノードおよびカソード間に流した順電流を検出し、前記パワー素子がｐチャネル型であるときは、前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位を、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位より、正電位に保った状態で、当該アノードおよびカソード間に流した順電流を検出して、前記シリコンチップの温度を検出する温度測定部を備えたことを特徴としている。

また、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定回路は、前記パワー素子と前記温度検出用ダイオードが前記シリコンチップにおいて接合分離により分離されていることを特徴としている。
さらに、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定回路は、前記パワー素子がＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴としている。

さらにまた、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定回路は、前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位と、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位との差を、所定値以上に維持するようにしたことを特徴としている。
さらに、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定回路は、前記所定値が５Ｖ以上の値であることを特徴としている。

なおさらに、本発明の他の形態によるパワー半導体モジュールは、上記記載のパワー半導体装置の温度測定回路と、前記パワー素子の制御回路から供給される制御信号に基づいて前記パワー素子を駆動するアーム駆動回路とを有し、前記アーム駆動回路に正電位および負電位を生成する電源回路を備え、該電源回路の前記負電位を前記温度検出ダイオードのアノードに印加することを特徴としている。

また、本発明の他の形態による半導体モジュールは、上記記載のパワー半導体装置の温度測定回路と、前記パワー素子の制御回路から供給される制御信号に基づいて前記パワー素子を駆動するアーム駆動回路とを有し、前記アーム駆動回路に正電位を生成する電源回路を備え、該電源回路は、前記正電位からこれより低い電位を生成する定電圧素子を有し、該定電圧素子で生成した電位を前記パワー素子の低電位側の端子に印加し、前記電源回路の低電位側端子の電位を前記温度検出ダイオードのカソード端子に印加することを特徴としている。

本発明によれば、シリコンチップにパワー素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置の温度を検出する場合に、温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位を、パワー素子が有する複数の端子のうち低電位側の端子電位より、負電位に保った状態で、アノードおよびカソード間に流した順電流を検出するようにしたので、パワー素子と温度検出用ダイオードの分離を、絶縁膜を介する高コストな構成ではなく、接合分離による低コストの構成でシリコンチップの温度を高精度で検出することができるという効果が得られる。

また、上記構成のパワー半導体装置の温度測定回路と、パワー素子を駆動するアーム駆動回路とを備え、前記アーム駆動回路に正電位および負電位を生成する電源回路を有し、電源回路の負電位を温度検出用ダイオードのアノードに印加することにより、シリコンチップの温度を高精度で検出することができるパワー半導体モジュールを提供することができるという効果が得られる。

また、上記電源回路で、正電位からこれより低い電位を形成する定電圧素子を有し、定電圧素子で生成した電位をパワー素子のエミッタ端子又はソース端子に印加し、電源回路のグランド電位を温度検出用ダイオードカソード端子に印加することによっても、シリコンチップの温度を高精度で検出することができるパワー半導体モジュールを提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの構成を示すブロック図である。 図１のＩＧＢＴ保護回路で実行する温度測定処理手順の一例を示すフローチャートである。 温度検出用ダイオードの両端電圧とシリコンチップ温度との関係を示すシリコンチップ温度算出マップの内容を示す特性線図である。 本発明の第２の実施形態に係る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの構成を示すブロック図である。 従来の昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 図３の昇降圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。 昇圧動作時に図４のリアクトルに流れる電流の波形を示す図である。 従来の昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールを示す概略構成を示すブロック図である。 従来の温度検出用ダイオードを示す図であって、（ａ）は温度検出用ダイオードの回路図、（ｂ）は温度検出用ダイオードの温度と順方向降下電圧との関係を示す特性図である。 温度測定回路を示す回路図である。 温度検出ダイオードを内蔵したパワー半導体装置を示す断面図である。 温度検出用ダイオードの順方向電流と順方向電圧との関係を示す特性線図である。

以下、本発明の実施形態に係る信号伝送回路について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る信号伝送回路が適用される昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）の概略構成を示すブロック図である。
図１において、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールは、負荷へ流入する電流を制御する上アーム１および下アーム２を備えている。これら上アーム１および下アーム２には、負荷へ流入する電流を通電および遮断するパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤを有する。これらパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの導通および非導通を指示する制御信号がそれぞれ制御回路３で生成される。ここで、制御回路３は、ＣＰＵまたは論理ＩＣ、あるいは論理ＩＣとＣＰＵが搭載されたシステムＬＳＩなどで構成することができる。

また、上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤは直列に接続されている。そして、パワースイッチング素子ＳＷＵには、ゲート信号ＳＵ４に基づいてスイッチング動作を行うＩＧＢＴ６が設けられ、ＩＧＢＴ６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＵ１がＩＧＢＴ６に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ６が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する両端電圧となる温度検出用ダイオードＤＵ２が設けられているとともに、エミッタ電流を一部分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ６に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＵ１、ＲＵ２により過電流を検出する過電流検出部１１が設けられている。

また、パワースイッチング素子ＳＷＤには、ゲート信号ＳＤ４に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ５が設けられ、ＩＧＢＴ５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＤ１がＩＧＢＴ５に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ５が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する両端電圧となる温度検出用ダイオードＤＵ２が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ６に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＵ１、ＲＵ２により過電流を検出する過電流検出部１２が設けられている。

ここで、ＩＧＢＴ５および６と温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２を形成したシリコンチップは、前述した従来例と同様に図１１に示す構成を有し、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２が間に絶縁膜を介することなく半導体基板２００１の一方の主面側に直接形成され、互いに接合分離で分離されている。
そして、上アーム１側には、ＩＧＢＴ６の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＵ４を生成するゲートドライバＩＣ８が設けられるとともに、内蔵する定電流回路から温度検出用ダイオードＤＵ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＵ２の両端電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＵ６を監視し、且つ過電流検出部１１からの過電流検知信号ＳＵ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ８に供給するＩＧＢＴ保護回路１０が設けられている。

また、下アーム２側には、ＩＧＢＴ５の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＤ４を生成するゲートドライバＩＣ７が設けられるとともに、内蔵する定電流回路から温度検出用ダイオードＤＤ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＤ２の両端電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＤ６を監視し、且つ過電流検出部１１からの過電流検知信号ＳＤ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７に供給する温度測定部を含むＩＧＢＴ保護回路９が設けられている。

そして、ＩＧＢＴ保護回路９および１０は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を含んで構成され、入力される過熱検知信号ＳＵ６，ＳＤ６から、例えば予め求められた図９（ｂ）の特性に対応して過熱検知信号ＳＵ６，ＳＤ６の値とシリコンチップ温度Ｔｃとの関係を記述したシリコンチップ温度算出マップを参照して、シリコンチップ温度Ｔｃを演算し、当該シリコンチップ温度Ｔｃに基づき各種保護動作を行う。本実施の形態では、背景技術の説明においてＩＰＭの上位システムが行うとした保護動作を、ＩＧＢＴ保護回路９および１０が行う。すなわち、演算したシリコンチップ温度Ｔｃが予め設定した第１の所定温度Ｔ１を超えている場合には、ＩＧＢＴ５および６のゲートに対するゲート信号のスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力し、シリコンチップ温度Ｔｃが予め設定した第１の所定温度Ｔ１より高い第２の所定温度Ｔ２を超えるとゲート信号の出力を停止するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力する。さらに、過電流検知信号ＳＵ５，ＳＤ５の電流値が予め設定した所定電流値Ｉｏｖを超えた場合も、ゲート信号の出力を停止するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７，８に出力する。

具体的には、ＩＧＢＴ保護回路９および１０で、図２に示す温度測定処理を実行する。
この温度測定処理は、先ず、ステップＳ１で、温度検出用ダイオードＤＤ２（又はＤＵ２）のアノード端子の電圧を検出し、これと後述の電源電圧−Ｖｎとの差を計算することにより両端電圧ＶＦを得る。次いで、ステップＳ２に移行して、検出した両端電圧ＶＦをもとに図３に示すシリコンチップ温度算出マップを参照してシリコンチップ温度Ｔｃを算出する。ここで、シリコンチップ温度算出マップは、前述した図９（ｂ）の特性図に対応するもので、横軸に両端電圧ＶＦをとり、縦軸にシリコンチップ温度Ｔｃをとった構成を有し、両端電圧ＶＦが１．５Ｖから２．１Ｖに増加するに応じてシリコンチップ温度Ｔｃが１５０℃から２５℃まで減少するように特性線Ｌ１が設定されている。

次いで、ステップＳ３に移行して、算出したシリコンチップ温度Ｔｃが第１の所定温度Ｔ１を超えているか否かを判定し、Ｔｃ≦Ｔ１であるときには正常状態であると判定して、そのままタイマ割込処理を終了する。Ｔｃ＜Ｔ１であるときにはステップＳ４に移行して、算出したシリコンチップ温度Ｔｃが第２の所定温度Ｔ２を超えているか否かを判定し、Ｔｃ≦Ｔ２であるときにはステップＳ５に移行する。ステップＳ５では、現在のＩＧＢＴ５又は６のゲートに供給しているゲート信号のスイッチング周波数を１／２に制限する保護信号Ｓｐ１をゲートドライバＩＣ７又は８に出力してからタイマ割込処理を終了し、所定のメインプログラムに復帰する。ステップＳ４でＴｃ＞Ｔ２であるときにはステップＳ６に移行して、ＩＧＢＴ５又は６に供給しているゲート信号を停止させる保護信号Ｓｐ２をゲートドライバＩＣ７又は８に出力してからタイマ割込処理を終了し、所定のメインプログラムに復帰する。この図２の温度測定処理が温度測定部の動作に対応している。

また、制御回路３は、外部の上位システムから入力される制御信号に基づいてパワースイッチング素子ＳＷＵおよびＳＷＤを駆動制御する、パルス信号でなるゲート信号を生成するゲート信号発生器２１を有する。このゲート信号発生器２１から出力されるゲート信号がフォトカプラ２３および２２を介して上アーム１および下アーム２のゲートドライバＩＣ８および７にそれぞれ供給される。

さらに、前述した上アーム１および下アーム２には、ゲートドライバＩＣ８および７用の正電源電圧＋Ｖｐを発生する正電源３１と、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２用の負電源電圧−Ｖｎを発生する負電源３２とが直列に接続された電源回路３３，３４が設けられている。この電源回路３３，３４の正電源３１および負電源３２との接続点がグランド電位に接地されている。

ここで、正電源３１の正電位＋Ｖｐは、ＩＧＢＴ５および６のエミッタ電位に対して、ゲート駆動電圧が１５Ｖ付近となるように、１５．５Ｖ〜１６．５Ｖの範囲に設定されるのが通常である。この正電源３１の正電位＋Ｖｐは、ＩＧＢＴ５および６のゲートを駆動するゲートドライバＩＣ７，８およびＩＧＢＴ保護回路９，１０の電源端子に接続されている。

また、グランド電位は、ＩＧＢＴ５および６のゲートを駆動するゲートドライバＩＣ７，８のグランド端子、ＩＧＢＴ保護回路９，１０のグランド端子、およびＩＧＢＴ５，６のエミッタに接続されている。
さらに、負電源３２の負電位−Ｖｎは、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２における前述した図１１の構成における半導体基板２００１のｎ^-領域とアノード領域２０１０とのｐｎ^-接合に対して、逆バイアスが十分に働く電圧でなければならず、アノード電極２０１２の電位とＩＧＢＴ５，６のエミッタ電位の差が逆バイアスに関する条件を満たす所定値以上となるよう負電位−Ｖｎの値を設定する必要がある。所定値としては、５Ｖ以上の値が好ましい。

なお、上記はＩＧＢＴ５，６がｎチャネル型であり、エミッタ端子の電位がコレクタ端子の電位より低い場合の説明である。ＩＧＢＴ５，６がｐチャネル型である場合は、カソード電極２０１２の電位がＩＧＢＴ５，６のエミッタ電位に対して上記所定値以上高くなるよう、負電位−Ｖｎの替わりに正電位＋Ｖｎを設定する必要がある。なお、ｐチャネル型の場合は、コレクタ端子の電位はエミッタ端子の電位より低くなる。

温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２は、図９で前述したように、ダイオード１個では温度変化による順方向電圧がおおよそ０．５Ｖ〜０．７Ｖと低くて取り扱いにくいため、３個のダイオードを直列接続する構成を採用して温度変化による順方向電圧を１．５Ｖ〜２．０Ｖとする。このため、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の負電源電圧は、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の最大順方向電圧に相当する負電位にアノード電極２０１２の負電位（上記所定値に相当するものであり、この場合は−５．０Ｖとする。）を加えた−７．０Ｖ以下に設定されている。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
全体的な動作としては、外部の上位システムから制御指令値が制御回路３のゲート信号発生器２１に入力されると、このゲート信号発生器２１で、入力された制御指令値と上アーム１および下アーム２のＩＧＢＴ５および６を制御したときの出力電圧Ｖ_Hとを比較し、制御指令値に出力電圧Ｖ_Hが一致するようにＩＧＢＴ５および６に対するゲート制御信号を生成し、生成したゲート制御信号をそれぞれフォトカプラ２２および２３を介して上アーム１および下アーム２のゲートドライバＩＣ８および７に出力する。

これにより、ゲートドライバＩＣ８および７からゲート信号ＳＵ４，ＳＤ５がＩＧＢＴ６，５のゲートに出力されて、ＩＧＢＴ６，５のゲートが駆動されることにより、出力電圧Ｖ_Hが制御指令値に一致するようにスイッチング動作される。
このとき、上アーム１および下アーム２の電源回路３３および３４において、正電源３１で、ゲートドライバＩＣ８，７とＩＧＢＴ保護回路１０，９の電源端子に供給する、例えば１５．５〜１６．５Ｖの、正電位＋Ｖｐを発生し、負電源３２で、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の最大順方向電圧に相当する負電位にアノード電極２０１２の負電位を加えた−７．０Ｖ以下の負電位−Ｖｎを発生し、この負電位−Ｖｎを温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２のカソードに印加する。

このため、負電源３２で発生する負電位−Ｖｎを−７．０Ｖと設定した場合には、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２にＩＦ＝２００μＡの定電流を流した場合におけるシリコンチップ温度が２５℃と低い場合に、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の順方向降下電圧が２．０Ｖと高い場合でも、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２のアノード電極（最上部のダイオードのアノード）の電位は−５Ｖとなる。

したがって、前述したように、ＩＧＢＴ５および６のコレクタ電極２００８の電位Ｖｃｅが非導通時の数百Ｖから導通時の＋２Ｖ程度に低下した場合でも、図１１に示す半導体基板２００１のｎ^-領域とアノード領域２０１０との間のｐｎ^-接合に着目したときに、このｐｎ^-接合に対して十分な逆バイアスを与えることができ、半導体基板２００１のｎ^-領域からアノード領域２０１０への電流の漏れ込みを確実に抑制することができる。

このため、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２の順方向電流は、ＩＧＢＴ保護回路９および１０に内蔵された定電流回路から出力される定電流ＩＦのみとなって、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の両端電圧ＶＦが温度変化のみに依存することになり、ＩＧＢＴ保護回路９および１０で図２の温度測定処理を実行することにより、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の両端電圧ＶＦに基づいてシリコンチップ温度Ｔｃを高精度で検出することができる。

したがって、シリコンチップ温度Ｔｃが第１の所定温度Ｔ１を超えると、ＩＧＢＴ保護回路９および１０からスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力し、ＩＧＢＴ５および６のスイッチング周波数を制限する。シリコンチップ温度Ｔｃが第２の所定温度Ｔ２を超えるとＩＧＢＴ保護回路９および１０からゲート信号ＳＤ４およびＳＵ４の出力を停止させるＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力して、ＩＧＢＴ５および６のゲートに対するゲート信号の出力を停止させる。このＩＧＢＴ保護回路９および１０の保護機能を、シリコンチップ温度Ｔｃを高精度で検出することができることにより、誤動作を伴うことなく正確に発揮させることができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図４について説明する。
この第２の実施形態は、電源回路の構成を前述した第１の実施形態の電源回路３３，３４とは異なる構成としたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図４に示すように、上アーム１および下アーム２に設けた電源回路３３，３４の構成を前述した第１の実施形態と異なる構成としたことを除いては前述した図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

ここで、電源回路３３，３４は、図４に示すように、両端電圧がＶ５５で、ゲートドライバＩＣ７，８およびＩＧＢＴ保護回路９，１０の電源端子に供給する正電位＋Ｖｐを発生する直流電源５５を有し、この直流電源５５の高電位側端子が正電源端子５６に接続されているとともに、低電位側端子から負電位−Ｖｎを供給するよう構成されている。直流電源５５には抵抗Ｒ２１と例えばツェナーダイオードで構成される定電圧素子５７とが直列に接続され、この定電圧素子５７と並列に平滑用コンデンサＣ２１が接続され、さらに抵抗Ｒ２１および定電圧素子５７との接続点が接地電位に接続されて、この接続点の電位が基準の接地電位となるようにされている。

そして、定電圧素子５７により規定される定電圧を＋Ｖｎとすると、直流電源５５の低電位側端子の電位は−Ｖｎとなる。正電源端子５６の電位＋Ｖｐは直流電源５５の両端電圧Ｖ５５から定電圧＋Ｖｎを減算した値（Ｖ５５−Ｖｎ）となる。正電源端子５６の電位＋Ｖｐの値は、ゲートドライバＩＣ７，８およびＩＧＢＴ保護回路９，１０の電源端子で必要とする電圧１５．５〜１６．５Ｖに設定されている。これは、ＩＧＢＴ５，６のゲートに対するゲート駆動電圧Ｖｇが１５Ｖ付近となるようにするための値である。ここで、Ｖｎ≧７．０Ｖとなるよう定電圧素子５７のツェナー電圧を設定するとともに、（Ｖ５５−Ｖｎ）が１５．５〜１６．５の範囲になるよう直流電源５５の構成を決定する。。

この電源回路３３および３４の正電源端子５６の電位＋ＶｐはゲートドライバＩＣ７，８、およびＩＧＢＴ保護回路９，１０の電源端子に印加され、抵抗Ｒ２１および定電圧素子５７との接続点はＩＧＢＴのゲートを駆動するゲートドライバＩＣ７，８およびＩＧＢＴ保護回路のグランド端子とに接続され、電源回路３３および３４の低電位側端子の電位−Ｖｎは温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のカソードに印加されている。

この第２の実施形態によると、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域２０１０とＩＧＢＴ５および６のエミッタ領域２００３は常に高い電圧での逆バイアス状態となり、上記第１の実施形態と同様に、半導体基板２００１のｎ^-領域から温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域２０１０への漏れ込みを確実に抑制することができる。このため、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２の順方向電流は、ＩＧＢＴ保護回路９および１０に内蔵された定電流回路から出力される定電流ＩＦのみとなって、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の両端電圧ＶＦが温度変化のみに依存することになり、ＩＧＢＴ保護回路９および１０で過熱温度信号ＳＵ６，ＳＤ６に基づいてシリコンチップ温度Ｔｃを高精度で検出することができる。

なお、上記第１および第２の実施形態においては、上アーム１および下アーム２のパワー素子としてＩＧＢＴ５および６を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ５および６に代えてＭＯＳＦＥＴを適用することもできる。この場合には、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域とＭＯＳＦＥＴのソース領域もしくはドレイン領域のうち低電位側の領域を、常に高い電圧での逆バイアス状態とすることができ、ＭＯＳＦＥＴ側からの温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域への漏れ込みを確実に抑制して、シリコンチップ温度Ｔｃを高精度で検出することができる。

また、上記第１および第２の実施形態においては、上アーム１および下アーム２と制御回路３との間の絶縁をフォトカプラで行なう場合について説明したが、これに限定されるものではなく、空芯型絶縁トランス等の絶縁機器を適用することができる。
さらに、上記第１および第２の実施形態においては、ＩＧＢＴ保護回路９および１０を上アーム１および下アーム２に設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、前述した従来例で説明した図１０に示すように、上アーム１および下アーム２に温度測定回路２１４３を設け、制御回路３側にＰＷＭ−アナログ変換器２１５１を設け、ＰＷＭ−アナログ変換器２１５１でシリコンチップ温度Ｔｃを出力するようにしてもよい。

１…上アーム、２…下アーム、３…制御回路、５，６…ＩＧＢＴ、７，８…ゲートドライバＩＣ、９，１０…ＩＧＢＴ保護回路、１１，１２…過電流検出部、３１…正電源、３２…負電源、５５…直流電源、５７…定電圧素子、ＳＷＵ，ＳＷＤ…パワースイッチング素子、ＤＤ２，ＤＵ２…温度検出用ダイオード

Claims (7)

1. シリコンチップにパワー素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置の温度を検出するパワー半導体装置の温度測定回路であって、
   前記パワー素子がｎチャネル型であるときは、前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位を、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位より、負電位に保った状態で、当該アノードおよびカソード間に流した順電流を検出し、
   前記パワー素子がｐチャネル型であるときは、前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位を、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位より、正電位に保った状態で、当該アノードおよびカソード間に流した順電流を検出して、
   前記シリコンチップの温度を検出する温度測定部を備えたことを特徴とするパワー半導体装置の温度測定回路。
2. 前記パワー素子と前記温度検出用ダイオードが前記シリコンチップにおいて接合分離により分離されていることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体装置の温度測定回路。
3. 前記パワー素子がＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のパワー半導体装置の温度測定回路。
4. 前記温度検出用ダイオードのアノードおよびカソードの電位と、前記パワー素子のエミッタ又はソース電位との差を、所定値以上に維持するようにしたことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のパワー半導体装置の温度測定回路。
5. 前記所定値が５Ｖ以上の値であることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置の温度測定回路。
6. 請求項１乃至５の何れか１項に記載のパワー半導体装置の温度測定回路と、前記パワー素子の制御回路から供給される制御信号に基づいて前記パワー素子を駆動するアーム駆動回路とを有し、前記アーム駆動回路に正電位および負電位を生成する電源回路を備え、該電源回路の前記負電位を前記温度検出ダイオードのアノードに印加することを特徴とするパワー半導体モジュール。
7. 請求項１乃至５の何れか１項に記載のパワー半導体装置の温度測定回路と、前記パワー素子の制御回路から供給される制御信号に基づいて前記パワー素子を駆動するアーム駆動回路とを有し、前記アーム駆動回路に正電位を生成する電源回路を備え、該電源回路は、前記正電位からこれより低い電位を生成する定電圧素子を有し、該定電圧素子で生成した電位を前記パワー素子の低電位側の端子に印加し、前記電源回路の低電位側端子の電位を前記温度検出ダイオードのカソード端子に印加することを特徴とするパワー半導体モジュール。

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